JP2014176226A - Dc/dc converter and distributed power supply system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、DC/DC変換装置に関し、特に、蓄電池の充放電に用いられるDC/DC変換装置及び、これを用いた分散電源システムに関する。 The present invention relates to a DC / DC converter, and more particularly to a DC / DC converter used for charging / discharging a storage battery and a distributed power supply system using the same.
近年、一般家庭やオフィス等の需要家において、商用電源のみに依存しない分散電源システムへの関心が高まっている。例えば、太陽光発電を利用した分散電源システムでは、商用電源系統の他に、太陽光発電パネルと、充放電可能な蓄電池とを組み合わせた構成が用いられる(例えば、特許文献1参照。)。このような分散電源システムでは、商用電源(交流)、太陽光発電パネル(直流)、及び、蓄電池(直流)という異種・異電圧の電源を使用するため、それぞれ、変換装置(AC/DC変換又はDC/DC変換)を通して共通のDCバスの電圧とするよう構成されている。蓄電池に用いられるDC/DC変換装置は、充電・放電の双方向動作が可能である。
通常、上記DCバスの電圧がさらに、インバータ装置により交流に変換され、需要家内の負荷に供給される。
In recent years, consumers such as ordinary households and offices have increased interest in distributed power supply systems that do not depend only on commercial power. For example, in a distributed power supply system using solar power generation, a configuration in which a solar power generation panel and a chargeable / dischargeable storage battery are combined in addition to a commercial power supply system is used (see, for example, Patent Document 1). In such a distributed power supply system, since different types and different voltages of power sources such as a commercial power source (AC), a photovoltaic power generation panel (DC), and a storage battery (DC) are used, a conversion device (AC / DC conversion or DC / DC conversion) and a common DC bus voltage. A DC / DC converter used for a storage battery can perform bidirectional operations of charging and discharging.
Usually, the voltage of the DC bus is further converted into alternating current by an inverter device and supplied to a load in a consumer.
DC/DC変換装置では、元々、内部の回路を構成する半導体スイッチ素子がオン/オフする時にスイッチング損失が生じる。このようなスイッチング損失を低減する制御方式として、位相シフト方式が採用されている。一方、例えば上記のような従来の分散電源システムでは、蓄電池に接続されている双方向のDC/DC変換装置が、DCバスの電圧を一定値に維持しようとして、充放電電流を小刻みに変化させる。しかしながら、このような充放電電流の小刻みな変化は、DC/DC変換装置内部での環流の原因となる場合や、位相シフト方式の効果であるゼロボルトスイッチングを妨げる場合がある。いずれの場合も、回路として損失を生じ、好ましくない。 In a DC / DC converter, switching loss occurs when a semiconductor switch element constituting an internal circuit is originally turned on / off. As a control method for reducing such switching loss, a phase shift method is adopted. On the other hand, in the conventional distributed power supply system as described above, for example, the bidirectional DC / DC converter connected to the storage battery changes the charge / discharge current in small increments in an attempt to maintain the DC bus voltage at a constant value. . However, such a small change in the charging / discharging current may cause a recirculation in the DC / DC converter or may interfere with zero volt switching which is an effect of the phase shift method. In either case, a loss occurs as a circuit, which is not preferable.
本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、位相シフト方式を用いるDC/DC変換装置の損失を低減することを目的とする。また、このようなDC/DC変換装置を含む分散電源システムを提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and an object thereof is to reduce the loss of a DC / DC converter using a phase shift method. It is another object of the present invention to provide a distributed power supply system including such a DC / DC converter.
(1)本発明は、半導体スイッチ素子によって構成されたブリッジ回路及びこれに接続されたトランスを含む絶縁型のDC/DC変換装置であって、位相シフト方式で前記ブリッジ回路を動作させるとともに、部分共振の段階で前記トランスに定電流が流れるように前記ブリッジ回路を動作させる制御部と、前記ブリッジ回路と前記トランスとを繋ぐ電路に挿入された、インダクタンス調整用のリアクトルと、を備えたものであり、前記リアクトルが有するインダクタンス及び前記トランスの漏れインダクタンスの合成インダクタンスと、前記半導体スイッチ素子に対して並列に存在するキャパシタンスとによって部分共振が生じるとき、前記合成インダクタンスは、前記キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間と前記トランスに流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させる値である。 (1) The present invention is an insulation type DC / DC converter including a bridge circuit constituted by semiconductor switch elements and a transformer connected to the bridge circuit, and operates the bridge circuit by a phase shift method. A control unit that operates the bridge circuit so that a constant current flows through the transformer at the stage of resonance, and an inductor for adjusting inductance that is inserted in an electric circuit that connects the bridge circuit and the transformer. Yes, when partial resonance occurs due to the combined inductance of the inductance of the reactor and the leakage inductance of the transformer and the capacitance existing in parallel with the semiconductor switch element, the combined inductance is used until the voltage of the capacitance disappears. The time and flow to the transformer Flow is a value to match each other the time and to is eliminated.
上記のDC/DC変換装置では、このように合成インダクタンスを定めることにより、キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間とトランスに流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させることができる。すなわち、適切な部分共振条件が整えられ、DC/DC変換装置の損失を低減することができる。 In the above-described DC / DC conversion apparatus, by determining the combined inductance in this way, the time until the voltage of the capacitance disappears can coincide with the time until the current flowing through the transformer disappears. That is, an appropriate partial resonance condition is prepared, and the loss of the DC / DC converter can be reduced.
(2)また、本発明は、半導体スイッチ素子によって構成されたブリッジ回路及びこれに接続されたトランスを含む絶縁型のDC/DC変換装置であって、位相シフト方式で前記ブリッジ回路を動作させるとともに、部分共振の段階で前記トランスに定電流が流れるように前記ブリッジ回路を動作させる制御部を有し、前記トランスの漏れインダクタンスと、前記半導体スイッチ素子に対して並列に存在するキャパシタンスとによって部分共振が生じるとき、前記漏れインダクタンスは、前記キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間と前記トランスに流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させる値である。
この場合も、上記と同様に、キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間とトランスに流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させることができる。すなわち、適切な部分共振条件が整えられ、DC/DC変換装置の損失を低減することができる。
(2) Further, the present invention is an insulation type DC / DC converter including a bridge circuit constituted by semiconductor switch elements and a transformer connected to the bridge circuit, and operates the bridge circuit by a phase shift method. A control unit that operates the bridge circuit so that a constant current flows through the transformer at the stage of partial resonance, and the partial resonance is caused by a leakage inductance of the transformer and a capacitance that exists in parallel to the semiconductor switch element. When this occurs, the leakage inductance is a value that makes the time until the voltage of the capacitance disappears coincides with the time until the current flowing through the transformer disappears.
Also in this case, similarly to the above, the time until the capacitance voltage disappears and the time until the current flowing through the transformer disappears can be made to coincide with each other. That is, an appropriate partial resonance condition is prepared, and the loss of the DC / DC converter can be reduced.
(3)また、上記(1)又は(2)のDC/DC変換装置において、ブリッジ回路からトランス及び同期整流回路を介して蓄電池を充電し、逆に、蓄電池の放電により同期整流回路、トランス及びブリッジ回路を介してDCバスに給電する双方向型の構成とすることもできる。
この場合、蓄電池の充放電のために用いるDC/DC変換装置の損失を低減することができる。
(3) In the DC / DC converter of (1) or (2), the storage battery is charged from the bridge circuit via the transformer and the synchronous rectifier circuit, and conversely, the synchronous rectifier circuit, the transformer, and the A bi-directional configuration in which power is supplied to the DC bus via a bridge circuit can also be used.
In this case, the loss of the DC / DC converter used for charging / discharging the storage battery can be reduced.
(4)また、上記(3)のDC/DC変換装置において、制御部は、以下の制御を行ってもよい。
(a)DCバスの電圧が上昇して充電開始閾値以上になると蓄電池の充電動作を開始させ、DCバスの電圧が下降して充電停止閾値以下になると蓄電池の充電動作を停止させ、また、DCバスの電圧が下降して放電開始閾値以下になると蓄電池の放電動作を開始させ、DCバスの電圧が上昇して放電停止閾値以上になると蓄電池の放電動作を停止させる機能を有し、この機能により平均出力電流を調整し、
(b)充電停止閾値及び放電停止閾値は、充電開始閾値と放電開始閾値との間の値であり、制御部は、充電動作において蓄電池の充電電流を一定値に制御し、かつ、放電動作において蓄電池の放電電流を一定値に制御する。
この場合、蓄電池の充電電流が一定であることから部分共振時のトランスに流れる電流は一定である。その電流値に対して、半導体スイッチ素子の寄生容量と当該半導体スイッチに対して並列に存在するキャパシタンスとの合成キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間とトランスに流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させる部分共振条件のための前記合成インダクタンスを定めている。従って、充放電の定電流制御と、位相シフト方式のブリッジ回路の動作とが相まって、DC/DC変換装置の損失を低減することができる。詳細は後述する。
(4) Moreover, in the DC / DC converter of (3) above, the control unit may perform the following control.
(A) When the voltage of the DC bus rises and becomes equal to or higher than the charging start threshold value, the charging operation of the storage battery is started, and when the voltage of the DC bus falls and falls below the charging stop threshold value, the charging operation of the storage battery is stopped. When the bus voltage drops and falls below the discharge start threshold, the storage battery starts to discharge, and when the DC bus voltage rises above the discharge stop threshold, the battery has a function to stop discharging. Adjust the average output current,
(B) The charge stop threshold value and the discharge stop threshold value are values between the charge start threshold value and the discharge start threshold value, and the control unit controls the charging current of the storage battery to a constant value in the charging operation, and in the discharging operation. The discharge current of the storage battery is controlled to a constant value.
In this case, since the charging current of the storage battery is constant, the current flowing through the transformer at the time of partial resonance is constant. The time until the combined capacitance of the parasitic capacitance of the semiconductor switch element and the capacitance existing in parallel with the semiconductor switch disappears and the time until the current flowing through the transformer disappears for the current value. The combined inductance for the partial resonance condition to be made is determined. Therefore, the constant current control of charging / discharging and the operation of the phase shift type bridge circuit can be combined to reduce the loss of the DC / DC converter. Details will be described later.
(5)また、上記(3)又は(4)のDC/DC変換装置において、キャパシタンスは、例えば、半導体スイッチ素子の寄生容量と、並列に接続されたスナバコンデンサの容量の合成値である。
この場合、スナバコンデンサによって所要のキャパシタンスを作ることができる。
(5) In the DC / DC converter of (3) or (4), the capacitance is, for example, a composite value of the parasitic capacitance of the semiconductor switch element and the capacitance of the snubber capacitor connected in parallel.
In this case, the required capacitance can be made by the snubber capacitor.
(6)また、本発明の分散電源システムは、需要家に設置される発電装置と、発電装置に接続され、DCバスに出力を供給する変換装置と、蓄電池と、蓄電池に接続され、DCバスに出力を供給する上記(3)〜(5)のいずれかのDC/DC変換装置とを備えたものである。
この場合、DC/DC変換装置の損失を低減した分散電源システムを提供することができる。
(6) Moreover, the distributed power supply system of this invention is connected to a power generator installed in a consumer, a converter connected to the power generator and supplying output to the DC bus, a storage battery, a storage battery, and a DC bus. And the DC / DC conversion device according to any one of (3) to (5), which supplies an output to the device.
In this case, it is possible to provide a distributed power supply system in which the loss of the DC / DC converter is reduced.
本発明によれば、位相シフト方式を用いるDC/DC変換装置の損失を低減することができる。また、このようなDC/DC変換装置を含む分散電源システムを提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the loss of the DC / DC converter using a phase shift system can be reduced. In addition, a distributed power supply system including such a DC / DC converter can be provided.
《分散電源システムの構成例》
図1は、本発明の一実施形態に係る分散電源システムの構成例を示す接続図である。ここでは、太陽光発電と蓄電池とを含む分散電源システムが、需要家に設置される場合を例示して説明する。
<< Configuration example of distributed power supply system >>
FIG. 1 is a connection diagram illustrating a configuration example of a distributed power supply system according to an embodiment of the present invention. Here, a case where a distributed power supply system including solar power generation and a storage battery is installed in a consumer will be described as an example.
図1において、分散電源システム201は、蓄電池106と、蓄電池106用の双方向性のDC/DC変換装置101と、太陽光発電パネル102と、太陽光発電パネル102の出力についてMPPT(最大電力点追従)制御を行うDC/DC変換装置103と、商用交流電源104(例えばAC100V)用のAC/DC変換装置105と、負荷108(供給電圧は例えばAC100V)用のDC/AC変換装置107とを備えている。DCバス151は、3種類の電源(太陽光発電パネル102,蓄電池106,商用交流電源104)に対する共通の線路となる。
In FIG. 1, a distributed
太陽光発電パネル102は、DC/DC変換装置103及びDC/AC変換装置(インバータ装置)107を介して、負荷108に電力を供給することができる。また、図1では図示していないが、DC/AC変換装置107の出力を、系統連系により売電することも可能である。
また、太陽光発電パネル102において発電された直流電力は、DC/DC変換装置103及びDC/DC変換装置101を介して、蓄電池106を充電するために使用することができる。また、商用交流電源104からAC/DC変換装置105及びDC/DC変換装置101を介して、蓄電池106を充電することも可能である。
The photovoltaic
Further, the DC power generated in the solar
一方、蓄電池106を放電させることにより、DC/DC変換装置101及びDC/AC変換装置107を介して、負荷108に電力を供給することができる。DC/DC変換装置101は、蓄電池106の充電が可能で、かつ、充電が必要なときは、充電用の動作を行う。このとき、DCバス151の電圧は、蓄電池106の充電に適した電圧に変換される。また、DC/DC変換装置101は、蓄電池106の放電が可能で、かつ、放電が必要なときは、放電用の動作を行う。このとき、蓄電池106の電圧は、DCバス151の電圧に変換される。
On the other hand, by discharging the
蓄電池106は、充電可能な二次電池であり、例えば、鉛電池、リチウムイオン電池、レドックスフロー電池、NAS電池、Ni−Cd電池、Ni−MH電池、電気二重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタ、又は、溶融塩電池を用いることができる。
The
DC/DC変換装置101、DC/DC変換装置103、AC/DC変換装置105及びDC/AC変換装置107によるDCバス151の合成容量109は例えば9mFである。この合成容量109、DC/DC変換装置103を介した太陽光発電パネル102の発電電力、AC/DC変換装置105を介した商用交流電源104の供給電力、及び、負荷108の消費電力により、蓄電池106の充放電時におけるDCバス151の電圧上昇及び電圧下降の傾きが決まる。
The combined
なお、図1では需要家に設置される発電装置が太陽光発電パネル102である場合について説明したが、風力発電等、その他の電源であってもよい。
In addition, although FIG. 1 demonstrated the case where the electric power generating apparatus installed in a consumer was the solar
《DCバスの電圧と充放電》
次に、DCバス151の電圧の変化と、蓄電池106の充放電との関係について説明する。
図2は、DC/DC変換装置101を中心とした充放電動作の一例を示す図である。図において、DCバス151の電圧Vdcの下限値を、例えば、160Vとし、上限値を190Vとする。また、ここでは、負荷108の消費電力は一定であるとする。
<< DC bus voltage and charge / discharge >>
Next, the relationship between the change in the voltage of the
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a charge / discharge operation centered on the DC /
DC/DC変換装置101は、太陽光発電パネル102の発電量が増加し、DCバス151の電圧Vdcが上昇して190Vに達すると、蓄電池106の充電を開始する(タイミングt1)。これにより、太陽光発電パネル102の発電する電力の余剰分が蓄電池106に供給され、DCバス151の電圧Vdcが下降する。このとき、蓄電池106における電流は−30A、すなわちDCバス151から蓄電池106へ30Aの充電電流が流れる。なお、30Aという数値は一例に過ぎない。
When the power generation amount of the photovoltaic
その後、例えば蓄電池106の充電量が大きい場合、DCバス151の電圧Vdcが下降して175Vに達すると、DC/DC変換装置101は、蓄電池106の充電を停止する(タイミングt2)。この30Aとタイミングt1からタイミングt2までの時間との積により、充電電流の積分値が算出される。その後、DCバス151の電圧Vdcが再び上昇して190Vに達すると、DC/DC変換装置101は、蓄電池106の充電を再び開始する(タイミングt3)。また、同様に、DCバス151の電圧Vdcが下降して175Vに達すると、DC/DC変換装置101は、蓄電池106の充電を停止する。
Thereafter, for example, when the charge amount of the
一方、DC/DC変換装置101は、太陽光発電パネル102の発電量が減少し、DCバス151の電圧Vdcが下降して160Vに達すると、蓄電池106の放電を開始する(タイミングt11)。これにより、太陽光発電パネル102の発電電力の不足分がDCバス151に供給され、DCバス151の電圧Vdcが上昇する。このとき、蓄電池106における電流は30A、すなわち蓄電池106からDCバス151へ30Aの放電電流が流れる。
On the other hand, the DC /
その後、例えば蓄電池106の放電量が大きい場合、DCバス151の電圧Vdcが上昇して175Vに達すると、DC/DC変換装置101は、蓄電池106の放電を停止する(タイミングt12)。この30Aとタイミングt11からタイミングt12までの時間との積により、放電電流の積分値が算出される。その後、DCバス151の電圧Vdcが再び下降して160Vに達すると、DC/DC変換装置101は、蓄電池106の放電を再び開始する(タイミングt13)。また、同様に、DCバス151の電圧Vdcが上昇して175Vに達すると、DC/DC変換装置101は、蓄電池106の放電を停止する。
Thereafter, for example, when the discharge amount of the
また、太陽光発電パネル102用のDC/DC変換装置103は、DCバス151の電圧が上昇して190V以上になると、DCバス151の電圧が所定の上限値例えば195Vを超えないように出力抑制制御を行なう。
Further, the DC /
例えば、太陽光発電パネル102の発電量が増加し、DCバス151の電圧Vdcが上昇して190Vに達し、蓄電池106の充電を開始した場合において(タイミングt21)、太陽光発電パネル102の発電量が非常に大きいときには、DCバス151の電圧Vdcがさらに上昇して195Vに達する。そうすると、DC/DC変換装置103は、太陽光発電パネル102のMPPT制御を停止し、DCバス151の電圧Vdcが195Vを超えないように制御する、具体的には、太陽光発電パネル102から受ける電流を制限する(タイミングt22)。そして、DC/DC変換装置103は、太陽光発電パネル102の発電量が減少し、出力電圧が195Vから低下すると、MPPT制御を再開する。
For example, when the power generation amount of the solar
また、AC/DC変換装置105は、DCバス151の電圧が上昇して190Vより大きい193V以上になると、DCバス151の電圧が所定の上限値例えば193Vを超えないように出力抑制制御を行なう。
Further, the AC /
例えば、太陽光発電パネル102の発電量が増加し、DCバス151の電圧Vdcが上昇して190Vに達し、蓄電池106の充電を開始した場合において(タイミングt31)、太陽光発電パネル102の発電量が非常に大きいときには、DCバス151の電圧Vdcがさらに上昇して193Vに達する。そうすると、AC/DC変換装置105は、定電流制御を停止し、DCバス151の電圧Vdcが193Vを超えないように制御する。具体的には、商用交流電源104から受ける電流を制限する(タイミングt32)。そして、AC/DC変換装置105は、太陽光発電パネル102の発電量が減少し、出力電圧が193Vから低下すると、定電流制御を再開する。
For example, when the power generation amount of the solar
このように、AC/DC変換装置105が出力抑制制御を開始する電圧である制限閾値を、DC/DC変換装置103が出力抑制制御を開始する電圧である制限閾値よりも小さくすることにより、太陽光発電パネル102を用いた自然エネルギーの活用を優先させることができる。
また、DC/DC変換装置101、DC/DC変換装置103、AC/DC変換装置105及びDC/AC変換装置107は、DCバス151の電圧が上昇して200Vになると、DCバス151の電圧が異常上昇していると判断し、動作を停止する。
As described above, the limit threshold that is the voltage at which the AC /
The DC /
上記のような動作において、蓄電池106の充電電流及び放電電流は30Aで一定である。この分散電源システム201では、充電電流及び放電電流を一定の電流に設定することができる。DC/DC変換装置101における半導体スイッチのオン損失とリアクトルの銅損は両者ともに電流の二乗に比例する。半導体スイッチとして特にIGBTを使用した場合には電流を30Aのように大きく設定することでオン抵抗が小さい状態で回路を動作させることができる。そこで、DC/DC変換装置101の定格容量を加味した上でオン損失とリアクトルの銅損との合計損失が最小となる電流値設定をすることで、DC/DC変換装置101の効率を高めることができる。
In the above operation, the charging current and discharging current of the
なお、DCバス151の電圧Vdcは、正電圧に限らず、負電圧であってもよい。負電圧の場合、電圧の「上昇」は、例えば−180Vから−190Vへの方向に電圧の大きさが変わることを意味し、電圧の「下降」は、例えば−190Vから−180Vへの方向に電圧の大きさが変わることを意味する。
Note that the voltage Vdc of the
図3は、DC/DC変換装置101における充放電動作用の閾値電圧の一例を示す図である。図において、充電開始電圧VdcHは190Vであり、充放電停止電圧VdcSは175Vであり、放電開始電圧VdcLは160Vである。
なお、充電停止電圧及び放電停止電圧は上記とは異なる電圧であってもよい。すなわち、充電停止電圧及び放電停止電圧は、充電開始電圧VdcH及び放電開始電圧VdcLの間の電圧であればよい。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a threshold voltage for charge / discharge operation in the DC /
The charge stop voltage and the discharge stop voltage may be different from the above. That is, the charge stop voltage and the discharge stop voltage may be any voltage between the charge start voltage VdcH and the discharge start voltage VdcL.
図3に示す例では、充電停止電圧及び放電停止電圧の値は、充電開始電圧VdcH及び放電開始電圧VdcLの中央値である。
DC/DC変換装置101は、DCバス151の電圧Vdcが上昇して充電開始閾値以上すなわち充電開始電圧VdcH以上になると充電動作を開始させ、DCバス151の電圧Vdcが下降して充電停止閾値以下すなわち充放電停止電圧VdcS以下なると充電動作を停止させる。
In the example illustrated in FIG. 3, the charge stop voltage and the discharge stop voltage are median values of the charge start voltage VdcH and the discharge start voltage VdcL.
The DC /
また、DC/DC変換装置101は、DCバス151の電圧Vdcが下降して放電開始閾値以下すなわち放電開始電圧VdcL以下になると放電動作を開始させ、DCバス151の電圧Vdcが上昇して放電停止閾値以上すなわち充放電停止電圧VdcS以上になると放電動作を停止させる。
Further, the DC /
《蓄電池用のDC/DC変換装置の詳細》
図4は、蓄電池106用のDC/DC変換装置101の内部回路図の一例である。図において、DC/DC変換装置101は、主要な構成要素として、DCバス151側にあるブリッジ回路(フルブリッジ回路)1、蓄電池106側にある同期整流回路としてのカレントダブラ回路2と、それらの中間にあって相互に絶縁を実現しているトランスT1と、CPUその他の制御中枢機能とPWM回路を含む制御部3とを備えている。
<< Details of DC / DC Converter for Storage Battery >>
FIG. 4 is an example of an internal circuit diagram of the DC /
具体的には、DCバス151に接続されたブリッジ回路1は、4つの半導体スイッチQ1,Q2,Q3,Q4と、それぞれに並列接続されたスナバコンデンサC1,C2,C3,C4とを有している。半導体スイッチQ1〜Q4は、制御部3によってスイッチングされる。また、ブリッジ回路1は、図示のように、インダクタンス調整用のリアクトルLs1を介して、トランスT1の1次側巻線Npに接続されている。すなわち、ブリッジ回路1とトランスT1とを繋ぐ電路にリアクトルLs1が挿入されている。DCバス151の2線間には、電解コンデンサCd1が接続されている。また、DCバス151の2線間の電圧Vdcは電圧センサ4によって検知され、その検知出力に基づいて、制御部3は電圧Vdcを把握する。
Specifically, the
一方、カレントダブラ回路2は、トランスT1の2次側巻線Nsに接続され、2つの半導体スイッチ素子QA,QBと、リアクトルL1,L2と、電解コンデンサCd2とを備え、これらは図示のように接続されている。蓄電池106の両端に生じる電圧Vbは、電圧センサ6によって検知され、その検知出力に基づいて、制御部3は、蓄電池106の電圧Vbを把握する。蓄電池106の電流(充放電電流)Ibは、電流センサ5によって検知され、その検知出力に基づいて、制御部3は、電流Ibを把握する。
On the other hand, the
制御部3は、蓄電池106の充電時間及び放電時間を測定する。また、制御部3は、電圧Vdcに基づいて蓄電池106の充電動作及び放電動作の開始及び停止の判断を行なう。制御部3は、蓄電池106の充電時間及び放電時間、並びに、蓄電池106の電圧Vb及び電流Ibに基づいて蓄電池106の蓄電残量例えば充電率(SOC:State of Charge)を算出する。そして、制御部3は、算出した充電率に基づいて蓄電池106の充電動作及び放電動作の開始及び停止の判断を行なう。蓄電池106に電流が流れていないときの蓄電池106の電圧Vbと、充電率とは、所定の対応関係がある。
The
制御部3は、蓄電池106の充電時間及び放電時間、並びに、蓄電池106の電圧Vb及び電流Ibに基づいて、蓄電池106の起電力、すなわち蓄電池106の端子電圧から蓄電池106の内部抵抗rを通して流れる電流による電圧分が除外された電圧値を算出する。そして、制御部3は、予め記憶している対応関係を参照することにより、蓄電池106の起電力から蓄電池106の充電率を求める。
Based on the charging time and discharging time of the
また、制御部3は、蓄電池106の充電率と、DCバス151の電圧Vdcとに基づいて、ブリッジ回路1及びカレントダブラ回路2の各半導体スイッチQ1〜Q4,QA,QBをスイッチングする。これにより、例えば、蓄電池106の放電動作において、蓄電池106の電圧Vbが昇圧されてDCバス151に供給され、蓄電池106の充電動作において、DCバス151の電圧Vdcが降圧されて蓄電池106に供給される。
In addition, the
DC/DC変換装置101は、蓄電池106の充電動作として定電流充電を行ない、蓄電池106の放電動作として定電流放電を行なう。すなわち、制御部12は、充電動作において蓄電池106に流入する電流を一定値に制御し、かつ放電動作において蓄電池106から流出する電流を一定値に制御する。この一定値は、例えばユーザによって予め設定された値、すなわち所定値である。充放電電流は、トランスT1に流れる電流によって決まる。従って、制御部3は、トランスT1に所望の定電流が流れるように、ブリッジ回路1及びカレントダブラ回路2を制御する。
The DC /
図5は、DC/DC変換装置101による電力供給動作の手順を示すフローチャートである。図において、停止モード(ステップS1)では、DC/DC変換装置101は蓄電池106の充電動作及び放電動作を停止し、充電モード(ステップS4)では、DC/DC変換装置101は蓄電池106の充電動作を行ない、放電モード(ステップS8)では、DC/DC変換装置101は蓄電池106の放電動作を行なう。
FIG. 5 is a flowchart showing the procedure of power supply operation by the DC /
例えば、DC/DC変換装置101の制御部3は、停止モード時、すなわち充電動作及び放電動作が停止しているときの蓄電池106の電圧Vbを測定する。
また、例えば、制御部3は、停止モードにおいて測定された蓄電池106の電圧Vbに基づいて、蓄電池106の蓄電残量を算出する。そして、制御部3は、算出した蓄電残量が所定条件を満たす場合には、DCバス151の電圧Vdcに関わらず、充電動作または放電動作を開始させない。
For example, the
Further, for example, the
具体的には、制御部3は、停止モードにおいて(ステップS1)、DCバス151の電圧Vdcの判定を行ない(ステップS2)、電圧Vdcが充電開始電圧VdcHより大きい場合であって(ステップS2でYES)、蓄電池106の残量、例えば充電率が所定値以下であるときには(ステップS3でYES)、充電モードへ遷移する(ステップS4)。
Specifically, the
次に、制御部3は、充電モードにおいて(ステップS4)、DCバス151の電圧Vdcの判定を行ない(ステップS5)、電圧Vdcが充放電停止電圧VdcSに達するまで充電モードを継続し(ステップS5でNO)、電圧Vdcが充放電停止電圧VdcSに達すると(ステップS5でYES)、停止モードへ遷移する(ステップS1)。
Next, in the charging mode (step S4), the
また、制御部3は、停止モードにおいて(ステップS1)、DCバス151の電圧Vdcの判定を行ない(ステップS2)、電圧Vdcが充電開始電圧VdcH以下かつ放電開始電圧VdcL未満である場合であって(ステップS2でNOかつステップS6でYES)、蓄電池106の残量例えば充電率が所定値以上であるときには(ステップS7でYES)、放電モードへ遷移する(ステップS8)。
The
次に、制御部3は、放電モードにおいて(ステップS8)、DCバス151の電圧Vdcの判定を行ない(ステップS9)、電圧Vdcが充放電停止電圧VdcSに達するまで放電モードを継続し(ステップS9でNO)、電圧Vdcが充放電停止電圧VdcSに達すると(ステップS9でYES)、停止モードへ遷移する(ステップS1)。
Next, in the discharge mode (step S8), the
一方、制御部12は、電圧Vdcが充電開始電圧VdcHより大きい場合であっても(ステップS2でYES)、蓄電池106の残量例えば充電率が所定値より大きいときには(ステップS3でNO)、充電モードへ遷移せず、停止モードを継続する(ステップS1)。
On the other hand, even when the voltage Vdc is higher than the charging start voltage VdcH (YES in step S2), the control unit 12 charges when the remaining amount of the
また、制御部3は、電圧Vdcが放電開始電圧VdcL未満である場合であっても(ステップS6でYES)、蓄電池106の残量例えば充電率が所定値未満であるときには(ステップS7でNO)、放電モードへ遷移せず、停止モードを継続する(ステップS1)。
Further, even when the voltage Vdc is less than the discharge start voltage VdcL (YES in Step S6), the
《DC/DC変換装置の動作の詳細》
次に、DC/DC変換装置101の動作の詳細について説明する。
図6は、例えば充電動作を行うDC/DC変換装置101の各部の信号、電圧、電流等を示すグラフである。上から順に、スイッチングの基本となる鋸歯状波と閾値との関係、半導体スイッチQ1のゲート信号、半導体スイッチQ2のゲート信号、半導体スイッチQ3のゲート信号、半導体スイッチQ4のゲート信号、トランスT1の1次側巻線の電圧(T1電圧)、トランスT1の1次側巻線の電流(T1電流)、半導体スイッチQAのゲート信号、半導体スイッチQBのゲート信号、リアクトルL1に流れる電流IL1、リアクトルL2に流れる電流IL2、及び、蓄電池106の電流Ibを示している。
<< Details of Operation of DC / DC Converter >>
Next, details of the operation of the DC /
FIG. 6 is a graph illustrating signals, voltages, currents, and the like of the respective units of the DC /
半導体スイッチQ1〜Q4のゲート信号に示すように、制御部3は、ブリッジ回路1を位相シフト方式で動作させている。このようなスイッチングにより、トランスT1には図示のような電流(T1電流)が流れ、トランスT1の2次側のカレントダブラ回路2による整流・平滑動作を経て、概ね安定した電流Ibを蓄電池106に供給することができる。なお、半導体スイッチQ1と半導体スイッチQ2とは交互にオンとなるが、切り替わる際に、遅延時間DT1が存在する。同様に、半導体スイッチQ3と半導体スイッチQ4とは交互にオンとなるが、切り替わる際に、遅延時間DT2が存在する。
As indicated by the gate signals of the semiconductor switches Q1 to Q4, the
位相シフト方式でブリッジ回路1を動作させるDC/DC変換装置101では、半導体スイッチ素子(Q1〜Q4)の各々における寄生容量と、並列に接続されたスナバコンデンサ(C1〜C4)の合成容量(=Cとする。)と、インダクタンス調整用のリアクトルLs1のインダクタンスとトランスT1の漏れインダクタンスの合成インダクタンス(=Lsとする。)によって、部分共振が発生する。なお、半導体スイッチ素子(Q1〜Q4)の寄生容量は素子ごとにほぼ一定値に決まっている。スナバコンデンサ(C1〜C4)は、容量成分値の調整用であり、一定値である。
In the DC /
すなわち、位相シフト方式でブリッジ回路1を動作させるDC/DC変換装置101では、半導体スイッチの切り替わりの間に、部分共振が生じる。そこで、例えば、図6における時刻t2〜t3〜t4に着目して、部分共振について説明する。
That is, in the DC /
図7は、図4の一部を抜き出した回路図である。時刻t2〜t3においては、半導体スイッチQ1及びQ3がオン(半導体スイッチQ2及びQ4はオフ)になっている。このとき、リアクトルLs1及びトランスT1の1次側巻線Npにおける漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーにより、図中の太線で示すように電流が流れる。この電流は、充電に寄与している。一方、オフになっている半導体スイッチQ2及びQ4にそれぞれ並列に接続されているスナバコンデンサC2及びC4には、電圧Vdcが残っている。 FIG. 7 is a circuit diagram in which a part of FIG. 4 is extracted. From time t2 to t3, the semiconductor switches Q1 and Q3 are on (the semiconductor switches Q2 and Q4 are off). At this time, a current flows as shown by a thick line in the figure by the energy accumulated in the leakage inductance in the reactor Ls1 and the primary winding Np of the transformer T1. This current contributes to charging. On the other hand, the voltage Vdc remains in the snubber capacitors C2 and C4 connected in parallel to the semiconductor switches Q2 and Q4 that are turned off, respectively.
図8は、図7と同じ回路部分の回路図であるが、時刻t3〜t4における状態を示している。図7の状態から半導体スイッチQ1がオフに転じるとき、短絡状態にあったスナバコンデンサC1には電圧は無く、ゼロボルトスイッチングにより、半導体スイッチQ1はオンからオフに転じる。図8において、時刻t3〜t4の時間帯においてオンとなっているのは、半導体スイッチQ3のみであり、他の半導体スイッチQ1,Q2,Q4は、オフである。 FIG. 8 is a circuit diagram of the same circuit portion as FIG. 7, but shows a state at times t3 to t4. When the semiconductor switch Q1 turns off from the state of FIG. 7, the snubber capacitor C1 in the short-circuited state has no voltage, and the semiconductor switch Q1 turns from on to off by zero volt switching. In FIG. 8, only the semiconductor switch Q3 is on during the time period from time t3 to t4, and the other semiconductor switches Q1, Q2, and Q4 are off.
このとき、電流は図中の太線で示すように流れる。半導体スイッチ素子Q2の寄生容量とスナバコンデンサC2との合成キャパシタンスと、リアクトルLs1のインダクタンス及び1次巻線Npの漏れインダクタンスの合成インダクタンスとは、部分共振の状態となる。時刻がt4に達すると、半導体スイッチ素子Q2がターンオンするので、このときにゼロボルトスイッチングを達成するには、スナバコンデンサC2の電圧が0になっていることが必要である。
一方、前述のように、充電時のトランスT1に流れる電流は、蓄電池106の充電電流が一定であることから、毎周期一定の振る舞いを見せる。従って、蓄電池106に充電するための定電流が部分共振の状態に移る瞬間(時刻t3)においてトランスT1に流れる電流値INPは毎回(各周期において)一定値となる(図6のT1電流参照)。
At this time, the current flows as indicated by the bold line in the figure. The combined capacitance of the parasitic capacitance of the semiconductor switch element Q2 and the snubber capacitor C2, and the combined inductance of the inductance of the reactor Ls1 and the leakage inductance of the primary winding Np are in a partial resonance state. When the time reaches t4, the semiconductor switch element Q2 is turned on. To achieve zero volt switching at this time, the voltage of the snubber capacitor C2 needs to be zero.
On the other hand, as described above, the current flowing through the transformer T1 during charging exhibits a constant behavior every cycle since the charging current of the
ここで、スナバコンデンサC2の電圧をVC2とすると、
VC2=Vdc−INP×(Ls/2C)1/2 ・・・(1)
である。一方、部分共振が生じている時間は、スナバコンデンサC2の電圧VC2が0になるまでの時間tVC2として求めることができる。ここで、電圧Vdcは制御設定値として値が決まっており、電流INPは一定、合成容量Cも固定値である。
一方、電流INPが0になるまでの時間tNPは、共振周期の1/4すなわち、
tNP=2π×(2LsC)1/2×(1/4) ・・・(2)
である。
Here, when the voltage of the snubber capacitor C2 is V C2 ,
V C2 = Vdc−I NP × (Ls / 2C) 1/2 (1)
It is. Meanwhile, the time partial resonance occurs can be determined as the time t VC2 for the voltage V C2 of the snubber capacitor C2 becomes zero. Here, the voltage Vdc is determined as a control set value, the current I NP is constant, and the combined capacitance C is also a fixed value.
On the other hand, the time t NP until the current I NP becomes 0 is ¼ of the resonance period,
t NP = 2π × (2LsC) 1/2 × (1/4) (2)
It is.
ここで、仮に、部分共振開始時の電流INPが定電流ではなく変化し、電圧VC2が、共振周期の1/4の時間が経過する前にゼロになったとすると、その時点で共振は止まり、残った電流は半導体スイッチ素子Q2の寄生ダイオードを通って還流し、回路損失となる。また、電圧VC2がゼロに達しない場合は、時刻t4において、電圧VC2と、半導体スイッチ素子Q2に流れる電流とによるスイッチング損失が発生し、回路損失となる。 Here, if the current I NP at the start of partial resonance changes instead of a constant current, and the voltage V C2 becomes zero before a quarter of the resonance period has elapsed, the resonance at that time The remaining current flows back through the parasitic diode of the semiconductor switch element Q2, resulting in a circuit loss. When the voltage V C2 does not reach zero, at time t4, a switching loss due to the voltage V C2 and the current flowing through the semiconductor switch element Q2 occurs, resulting in a circuit loss.
前記の回路損失を最小にすることが効率向上につながるが、前述のDCバス電圧制御では電流INPは一定である。そこで、時間tVC2と時間tNPとが互いに一致するように合成インダクタンスLsの値を定め、そのために必要なリアクトルLs1のインダクタンスを決定する。リアクトルLs1はインダクタンス調整用に設けるものであるため、必要な値を用意することができる。また、リアクトルLs1を設けず、1次側回路のインダクタンス成分がトランスT1の漏れインダクタンスのみの回路も考えることができる。 Although minimizing the circuit loss leads to an improvement in efficiency, the current I NP is constant in the DC bus voltage control described above. Therefore, the value of the combined inductance Ls is determined so that the time t VC2 and the time t NP coincide with each other, and the inductance of the reactor Ls1 necessary for that is determined. Since the reactor Ls1 is provided for inductance adjustment, a necessary value can be prepared. It is also possible to consider a circuit in which the reactor Ls1 is not provided and the inductance component of the primary circuit is only the leakage inductance of the transformer T1.
このように合成インダクタンスLsを定めることにより、キャパシタンスCの電圧が無くなるまでの時間とトランスT1に流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させることができる。すなわち、適切な部分共振条件が整えられ、回路損失が特に少なくなる。このように、充放電の定電流制御と、位相シフト方式のブリッジ回路の動作とが相まって、DC/DC変換装置101の損失を低減した状態で充放電ができる。また、このようなDC/DC変換装置101を含む分散電源システム201を提供することができる。
また、式(1)の第2項は分子Lsに対して分母にCがあるので、Cを小さくすればするほどLsを小さくすることができるという利点がある。Cの値は、スナバコンデンサによって自在に設定可能である。
By determining the combined inductance Ls in this way, the time until the voltage of the capacitance C disappears and the time until the current flowing through the transformer T1 disappears can be matched with each other. That is, appropriate partial resonance conditions are prepared, and circuit loss is particularly reduced. Thus, charging / discharging can be performed in a state in which the loss of the DC /
In addition, since the second term of the formula (1) has C in the denominator with respect to the numerator Ls, there is an advantage that the smaller the C, the smaller the Ls. The value of C can be freely set by a snubber capacitor.
なお、部分共振に関する上記の説明では半導体スイッチ素子Q2に着目したが、他の半導体スイッチ素子Q1,Q3,Q4についても同様である。 In the above description regarding the partial resonance, the semiconductor switch element Q2 is focused. However, the same applies to the other semiconductor switch elements Q1, Q3, and Q4.
参考までに、部分共振条件として好適な数値例を挙げると、例えば以下のようになる。
Vdc=200V
Ib=20A
半導体スイッチ素子の寄生容量:1380pF
スナバコンデンサの容量:500pF
合成インダクタンスLs=0.38μH
For reference, examples of numerical values suitable as partial resonance conditions are as follows.
Vdc = 200V
Ib = 20A
Parasitic capacitance of semiconductor switch element: 1380pF
Snubber capacitor capacity: 500 pF
Synthetic inductance Ls = 0.38μH
なお、上記実施形態では、リアクトルLs1を用いたが、前述のように、リアクトルLs1を省略することも可能である。この場合は、トランスT1の漏れインダクタンスと、半導体スイッチ素子に対して並列に存在するキャパシタンスとによって部分共振が生じる。従って、この部分共振が生じるときに、漏れインダクタンスは、キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間とトランスT1に流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させる値であればよい。 In the above-described embodiment, the reactor Ls1 is used. However, as described above, the reactor Ls1 can be omitted. In this case, partial resonance occurs due to the leakage inductance of the transformer T1 and the capacitance existing in parallel with the semiconductor switch element. Therefore, when this partial resonance occurs, the leakage inductance may be a value that makes the time until the capacitance voltage disappears coincide with the time until the current flowing through the transformer T1 disappears.
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
1 ブリッジ回路
2 カレントダブラ回路(同期整流回路)
3 制御部
101 DC/DC変換装置
106 蓄電池
151 DCバス
C1〜C4 スナバコンデンサ
Ls1 リアクトル
Q1〜Q4 半導体スイッチ
T1 トランス
3
Claims (6)
位相シフト方式で前記ブリッジ回路を動作させるとともに、部分共振の段階で前記トランスに定電流が流れるように前記ブリッジ回路を動作させる制御部と、
前記ブリッジ回路と前記トランスとを繋ぐ電路に挿入された、インダクタンス調整用のリアクトルと、を備え、
前記リアクトルが有するインダクタンス及び前記トランスの漏れインダクタンスの合成インダクタンスと、前記半導体スイッチ素子に対して並列に存在するキャパシタンスとによって部分共振が生じるとき、前記合成インダクタンスは、前記キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間と前記トランスに流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させる値であるDC/DC変換装置。 An insulated DC / DC converter including a bridge circuit constituted by semiconductor switch elements and a transformer connected to the bridge circuit,
A control unit that operates the bridge circuit in a phase shift manner and operates the bridge circuit so that a constant current flows through the transformer at the stage of partial resonance.
An inductance adjusting reactor inserted in an electric circuit connecting the bridge circuit and the transformer,
When partial resonance occurs due to the combined inductance of the inductance of the reactor and the leakage inductance of the transformer and the capacitance existing in parallel with the semiconductor switch element, the combined inductance is the time until the voltage of the capacitance disappears. And a DC / DC converter having a value that makes the time until the current flowing through the transformer disappears agree with each other.
位相シフト方式で前記ブリッジ回路を動作させるとともに、部分共振の段階で前記トランスに定電流が流れるように前記ブリッジ回路を動作させる制御部を有し、
前記トランスの漏れインダクタンスと、前記半導体スイッチ素子に対して並列に存在するキャパシタンスとによって部分共振が生じるとき、前記漏れインダクタンスは、前記キャパシタンスの電圧が無くなるまでの時間と前記トランスに流れる電流が無くなるまでの時間とを互いに一致させる値であるDC/DC変換装置。 An insulated DC / DC converter including a bridge circuit constituted by semiconductor switch elements and a transformer connected to the bridge circuit,
A control unit that operates the bridge circuit in a phase shift manner and operates the bridge circuit so that a constant current flows through the transformer at the stage of partial resonance.
When partial resonance occurs due to the leakage inductance of the transformer and the capacitance existing in parallel with the semiconductor switch element, the leakage inductance is required until the voltage of the capacitance disappears and the current flowing through the transformer disappears. The DC / DC converter is a value that makes the time of the two coincide with each other.
前記DCバスの電圧が上昇して充電開始閾値以上になると前記蓄電池の充電動作を開始させ、前記DCバスの電圧が下降して充電停止閾値以下になると前記蓄電池の充電動作を停止させ、また、前記DCバスの電圧が下降して放電開始閾値以下になると前記蓄電池の放電動作を開始させ、前記DCバスの電圧が上昇して放電停止閾値以上になると前記蓄電池の放電動作を停止させる機能を有し、当該機能により平均出力電流を調整し、
前記充電停止閾値及び前記放電停止閾値は、前記充電開始閾値と前記放電開始閾値との間の値であり、
前記制御部は、前記充電動作において前記蓄電池の充電電流を一定値に制御し、かつ、前記放電動作において前記蓄電池の放電電流を一定値に制御する、請求項3に記載のDC/DC変換装置。 The controller is
When the voltage of the DC bus rises and becomes equal to or higher than a charging start threshold value, the charging operation of the storage battery is started, and when the voltage of the DC bus falls and falls below a charging stop threshold value, the charging operation of the storage battery is stopped. The battery has a function of starting the discharge operation of the storage battery when the voltage of the DC bus falls to a discharge start threshold value or less and stops the discharge operation of the storage battery when the voltage of the DC bus rises to a discharge stop threshold value or more. And adjust the average output current with this function,
The charge stop threshold and the discharge stop threshold are values between the charge start threshold and the discharge start threshold,
The DC / DC converter according to claim 3, wherein the control unit controls a charging current of the storage battery to a constant value in the charging operation, and controls a discharging current of the storage battery to a constant value in the discharging operation. .
前記発電装置に接続され、前記DCバスに出力を供給する変換装置と、
前記蓄電池と、
前記蓄電池に接続され、前記DCバスに出力を供給する請求項3〜5のいずれか1項に記載のDC/DC変換装置と
を備えた分散電源システム。 A power generator installed in a consumer;
A converter connected to the power generator and supplying an output to the DC bus;
The storage battery;
A distributed power supply system comprising: the DC / DC converter according to any one of claims 3 to 5, which is connected to the storage battery and supplies an output to the DC bus.
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---|---|
JP (1) | JP2014176226A (en) |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2016116440A (en) * | 2014-12-15 | 2016-06-23 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device |
WO2016132748A1 (en) * | 2015-02-17 | 2016-08-25 | 株式会社村田製作所 | Dc-dc converter |
WO2016150245A1 (en) * | 2015-03-23 | 2016-09-29 | 深圳市皓文电子有限公司 | Dc/dc converter |
JP2016220423A (en) * | 2015-05-21 | 2016-12-22 | 新電元工業株式会社 | Power supply device and power supply control method |
JP2017063582A (en) * | 2015-09-25 | 2017-03-30 | 株式会社デンソー | Bidirectional DC-DC converter |
JPWO2017094488A1 (en) * | 2015-12-04 | 2018-09-13 | 株式会社村田製作所 | Power converter |
KR20190076574A (en) * | 2017-12-22 | 2019-07-02 | 엘지이노텍 주식회사 | Energy storage system including dc-dc converter and electricity providing system including the same and control method of the same |
CN110071650A (en) * | 2019-05-09 | 2019-07-30 | 合肥工业大学 | Eight switch three winding electric power electric transformers |
CN111630762A (en) * | 2017-12-22 | 2020-09-04 | Lg伊诺特有限公司 | Power supply system including DC/DC converter and control method thereof |
CN113098115A (en) * | 2021-06-10 | 2021-07-09 | 西南交通大学 | Resonant series battery voltage-sharing circuit based on multi-port transformer and implementation method |
Citations (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001071896A1 (en) * | 2000-03-23 | 2001-09-27 | Tdk Corporation | Switching power supply |
JP2003059688A (en) * | 2001-08-20 | 2003-02-28 | Denso Corp | Discharge lamp device |
JP2003339118A (en) * | 2002-05-22 | 2003-11-28 | My Way Giken Kk | Distributed power supply system |
JP2004260928A (en) * | 2003-02-26 | 2004-09-16 | Omron Corp | Switching power supply device |
JP2005168266A (en) * | 2003-12-05 | 2005-06-23 | Ube Machinery Corporation Ltd | Dc power converting device |
JP2007209056A (en) * | 2006-01-31 | 2007-08-16 | Power System:Kk | Capacitor device |
JP2009232526A (en) * | 2008-03-21 | 2009-10-08 | Meidensha Corp | Power conversion device |
JP2010213430A (en) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Hitachi Ltd | Power supply device, hard disk device, and method for switching power supply device |
JP2011166949A (en) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Hitachi Ltd | Power-supply device, hard disk drive, and switching method of power-supply device |
JP2012110108A (en) * | 2010-11-16 | 2012-06-07 | Tdk Corp | Switching power supply device |
JP2012120294A (en) * | 2010-11-30 | 2012-06-21 | Daihen Corp | Dc-dc converter |
-
2013
- 2013-03-11 JP JP2013047896A patent/JP2014176226A/en active Pending
Patent Citations (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001071896A1 (en) * | 2000-03-23 | 2001-09-27 | Tdk Corporation | Switching power supply |
JP2003059688A (en) * | 2001-08-20 | 2003-02-28 | Denso Corp | Discharge lamp device |
JP2003339118A (en) * | 2002-05-22 | 2003-11-28 | My Way Giken Kk | Distributed power supply system |
JP2004260928A (en) * | 2003-02-26 | 2004-09-16 | Omron Corp | Switching power supply device |
JP2005168266A (en) * | 2003-12-05 | 2005-06-23 | Ube Machinery Corporation Ltd | Dc power converting device |
JP2007209056A (en) * | 2006-01-31 | 2007-08-16 | Power System:Kk | Capacitor device |
JP2009232526A (en) * | 2008-03-21 | 2009-10-08 | Meidensha Corp | Power conversion device |
JP2010213430A (en) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Hitachi Ltd | Power supply device, hard disk device, and method for switching power supply device |
JP2011166949A (en) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Hitachi Ltd | Power-supply device, hard disk drive, and switching method of power-supply device |
JP2012110108A (en) * | 2010-11-16 | 2012-06-07 | Tdk Corp | Switching power supply device |
JP2012120294A (en) * | 2010-11-30 | 2012-06-21 | Daihen Corp | Dc-dc converter |
Cited By (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2016116440A (en) * | 2014-12-15 | 2016-06-23 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device |
WO2016132748A1 (en) * | 2015-02-17 | 2016-08-25 | 株式会社村田製作所 | Dc-dc converter |
JPWO2016132748A1 (en) * | 2015-02-17 | 2017-10-05 | 株式会社村田製作所 | DC-DC converter |
US10020746B2 (en) | 2015-02-17 | 2018-07-10 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter with overvoltage protection |
WO2016150245A1 (en) * | 2015-03-23 | 2016-09-29 | 深圳市皓文电子有限公司 | Dc/dc converter |
JP2016220423A (en) * | 2015-05-21 | 2016-12-22 | 新電元工業株式会社 | Power supply device and power supply control method |
JP2017063582A (en) * | 2015-09-25 | 2017-03-30 | 株式会社デンソー | Bidirectional DC-DC converter |
JPWO2017094488A1 (en) * | 2015-12-04 | 2018-09-13 | 株式会社村田製作所 | Power converter |
KR20190076574A (en) * | 2017-12-22 | 2019-07-02 | 엘지이노텍 주식회사 | Energy storage system including dc-dc converter and electricity providing system including the same and control method of the same |
CN111630762A (en) * | 2017-12-22 | 2020-09-04 | Lg伊诺特有限公司 | Power supply system including DC/DC converter and control method thereof |
JP2021509002A (en) * | 2017-12-22 | 2021-03-11 | エルジー イノテック カンパニー リミテッド | Power supply system including DC / DC converter and its control method |
KR102480499B1 (en) | 2017-12-22 | 2022-12-23 | 엘지이노텍 주식회사 | Energy storage system including dc-dc converter and electricity providing system including the same and control method of the same |
JP7239589B2 (en) | 2017-12-22 | 2023-03-14 | エルジー イノテック カンパニー リミテッド | POWER SUPPLY SYSTEM INCLUDING DC/DC CONVERTER AND CONTROL METHOD THEREOF |
US11616368B2 (en) | 2017-12-22 | 2023-03-28 | Lg Innotek Co., Ltd. | Power supply system including DC-to-DC converter and control method therefor |
CN111630762B (en) * | 2017-12-22 | 2024-04-02 | Lg伊诺特有限公司 | Power supply system including DC/DC converter and control method thereof |
CN110071650A (en) * | 2019-05-09 | 2019-07-30 | 合肥工业大学 | Eight switch three winding electric power electric transformers |
CN113098115A (en) * | 2021-06-10 | 2021-07-09 | 西南交通大学 | Resonant series battery voltage-sharing circuit based on multi-port transformer and implementation method |
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