JP2013197815A - Modulation light source and method of generating modulation signal - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、光ファイバ伝送を行うための変調光源および変調信号の生成方法に関する。 The present invention relates to a modulated light source for performing optical fiber transmission and a method for generating a modulated signal.
インターネットの普及に伴うネットワークトラフィックの増大により、光ファイバ伝送においては、高速化と大容量化とを行うことが望まれている。光ファイバの大容量化には、多重度の増大と変調速度の高速化がこれまでに重要な役割を果たしてきている。そして、光ファイバの多重化については、光ファイバを多重利用する方式である波長分割多重(WDM: Wavelength Division Multiplexing)技術により、光ファイバ1本当たり1000波を超える光信号の伝送を行うことができるようになってきている。 Due to the increase in network traffic accompanying the spread of the Internet, it is desired to increase the speed and capacity in optical fiber transmission. To increase the capacity of optical fibers, increasing the multiplicity and increasing the modulation speed have played an important role so far. With regard to multiplexing of optical fibers, it is possible to transmit optical signals exceeding 1000 waves per optical fiber by a wavelength division multiplexing (WDM) technique that is a method of multiplexing optical fibers. It has become like this.
変調速度の高速化の点については、現在のバックボーンでは、40Gb/sベースの伝送装置が導入され始め、アクセス・メトロネットワークでは、10Gb/sベースが使用されてきている。しかし、更なる変調速度の高速化に関して、100Gb/sを使用した変調実験の研究結果が報告されているものの、40Gb/sを超える変調速度の実用化には至っていない。これは、高速化のための技術的課題が多いこと、および、低コスト化のための技術が確立されていないこと等に基づく。また、40Gb/sを超える変調速度の実用化が困難な理由の一つとして、これまでの主流の変調方式である2値のASK(Amplitude shift keying)方式では、スペクトルの広がりにより光ファイバの波長分散の影響を受けるため、高速変調して伝送される信号特性が著しく劣化することが考えられる。 In terms of increasing the modulation speed, 40 Gb / s-based transmission equipment has started to be introduced in the current backbone, and 10 Gb / s base has been used in access metro networks. However, although research results of modulation experiments using 100 Gb / s have been reported for further increases in modulation speed, a modulation speed exceeding 40 Gb / s has not been put to practical use. This is based on the fact that there are many technical issues for speeding up and that a technology for reducing costs has not been established. In addition, one of the reasons why it is difficult to put a modulation rate exceeding 40 Gb / s into practical use is that the binary ASK (Amplitude Shift Keying) method, which is the mainstream modulation method so far, has a wavelength of optical fiber due to the spread of spectrum. Due to the influence of dispersion, it is conceivable that the signal characteristics transmitted by high-speed modulation are significantly deteriorated.
長距離伝送の光ファイバ通信システムに40Gb/sを超える変調速度を適用するにあたっては、偏波分散(PMD: Polarization Mode Dispersion)の課題が顕在化してきたことから、更なる大容量化や優れた分散耐性を実現できる変調方式の導入の期待が高まっている。 When applying modulation speeds exceeding 40 Gb / s to long-distance optical fiber communication systems, the problem of polarization mode dispersion (PMD) has become apparent. There is a growing expectation for the introduction of modulation schemes that can achieve dispersion tolerance.
かかる状況下において、光ファイバ伝送では、周波数利用効率の高い多値変調の技術が適用されている。多値変調方式は、光信号の強度と位相との両方に情報を載せることにより、1つの変調シンボルを複数のビットで表現する方式である。多値変調方式は、ボーレートを上げることなく伝送容量を増大させることを可能とするため、上述した2値のASK方式よりも周波数利用効率が向上する。位相変調方式としては、PSK(Phase shift keying)方式、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式、DPSK(Differential Phase Shift Keying)方式、DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying)方式などがある。例えば非特許文献1には、光源部とマッハ・ツェンダ型変調器とを備え、このマッハ・ツェンダ型変調器を用いて光信号の強度と位相とを制御する技術が開示されている。
Under such circumstances, multi-level modulation technology with high frequency utilization efficiency is applied to optical fiber transmission. The multi-level modulation method is a method in which one modulation symbol is expressed by a plurality of bits by placing information on both the intensity and phase of an optical signal. Since the multi-level modulation scheme makes it possible to increase the transmission capacity without increasing the baud rate, the frequency utilization efficiency is improved over the binary ASK scheme described above. Examples of the phase modulation method include a PSK (Phase Shift Keying) method, a QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) method, a DPSK (Differential Phase Shift Keying) method, and a DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying) method. For example, Non-Patent
図1は、各種位相変調方式におけるコンスタレーションマップ(複素電界分布)を説明するための図であって、(a)はPSKのコンスタレーションマップと、(b)はDPSKのコンスタレーションマップと、(c)はQPSKのコンスタレーションマップと、(d)DQPSKのコンスタレーションマップとを示している。図1(a)〜(d)では、横軸のRe(E)は実数部、縦軸のIm(E)は虚数部を示してある。 FIG. 1 is a diagram for explaining a constellation map (complex electric field distribution) in various phase modulation schemes, where (a) is a PSK constellation map, (b) is a DPSK constellation map, c) shows a constellation map of QPSK and (d) a constellation map of DQPSK. In FIGS. 1A to 1D, Re (E) on the horizontal axis represents the real part, and Im (E) on the vertical axis represents the imaginary part.
例えば図1(a)では、2つの符号0,1がπの位相差を有する一例を示している。また、図1(b)では、符号0が位相変化=0に対応し、符号1が位相変化=πに対応して与えられる。
For example, FIG. 1A shows an example in which two
図1(c)では、π/2ずつシフトした4つのパターンの2ビット列、すなわち、00,10,11,01が与えられる一例を示してある。また、図1(d)では、符号列00が位相変化=0、符号列10が位相変化=π/2、符号列11が位相変化=π、符号列01が位相変化=-π/2にそれぞれ対応して与えられる。
FIG. 1C shows an example in which four patterns of 2-bit strings shifted by π / 2, that is, 00, 10, 11, 01 are given. In FIG. 1D, the
次に、従来の変調方式におけるマッハ・ツェンダ型変調器を備えた変調光源の構成について図2および図3を参照して説明する。 Next, a configuration of a modulation light source including a Mach-Zehnder type modulator in a conventional modulation system will be described with reference to FIGS.
図2は、従来の変調光源の構成例であって、(a)はPSKまたはDPSK方式を適用する場合の構成と、(b)RZ(Return to Zero)−PSKまたはRZ(Return to Zero)−DPSK方式を適用する場合の構成とを示している。 FIG. 2 shows a configuration example of a conventional modulated light source. FIG. 2A shows a configuration when a PSK or DPSK system is applied, and FIG. 2B shows a configuration of (B) RZ (Return to Zero) -PSK or RZ (Return to Zero)-. 2 shows a configuration in the case of applying the DPSK method.
図2(a)に示す変調光源300は、連続(CW: Continuous Wave)光を出力する光源部301とマッハ・ツェンダ型変調器302とを備える。この変調器302は、光源部301からの連続光を2つの光路に伝搬させるための2つのアームを有する。図2(a)では、1つのアームは、光をπ/2シフトさせる位相調整領域303を有する。また、2つのアームには、それぞれ屈折率を変化させるために電圧印加を行う変調領域304,305が形成されている。この変調器302では、2つのアームを位相変調することにより、0,πを表す2値の位相変調を与えることができる。
A modulated
図2(b)に示す変調光源300Aは、光源部301およびマッハ・ツェンダ型変調器302Aを備える。この変調器302Aは、図2(a)に示した3つの領域303,304,305を備えるが、さらにパルス整形、すなわちNRZ(Non Return to Zero)信号をRZ(Return to Zero)化するための2つの変調領域310,311を有する1組のアームを備える。
A modulated
図3は、従来の変調光源の構成例であって、(a)はQPSKまたはDQPSK方式を適用する場合の構成と、(b)RZ(Return to Zero)−QPSKまたはRZ(Return to Zero)−DQPSK方式を適用する場合の構成とを示している。 FIG. 3 shows a configuration example of a conventional modulated light source, where (a) shows a configuration in the case of applying the QPSK or DQPSK system, and (b) RZ (Return to Zero) -QPSK or RZ (Return to Zero)- 2 shows a configuration in the case of applying the DQPSK method.
図3(a)に示す変調光源300Bにおいて、光源部301およびマッハ・ツェンダ型変調器302Bを備える。この変調器302Bは、2つのマッハ・ツェンダ型変調器を備える。これは、QPSKまたはDQPSKは、4つのパターンの2ビット列で表されるためである。変調器302Bの4つのアームには、それぞれ屈折率を変化させるために電圧印加を行う変調領域304,305,320,321が形成されている。この場合、QPSKでは、0,π/2,-π/2,πを表す4値の位相変調、DQPSKでは、0,±π/2,πの位相変化を与えることが可能となる。
3A includes a
図3(b)に示す変調光源300Cは、光源部301およびマッハ・ツェンダ型変調器302Cを備える。この変調器302Cは、図2(a)に示した変調器302Bを備えるが、さらにパルス整形、すなわちNRZ(Non Return to Zero)信号をRZ(Return to Zero)化するための2つの変調領域310,311を有する1組のアームを備える。
A modulated
以上のように、従来の多値の変調光源は、CW光源とマッハ・ツェンダ型変調器とを組み合わせた構成となっている。しかし、マッハ・ツェンダ型変調器は、素子が大きくなるために伝搬損や消費電力が増大しやすくなる。将来の大規模集積に向けて、光源と変調器とを小型に集積した位相変調光源の実現が課題となっている。 As described above, the conventional multi-level modulated light source has a configuration in which the CW light source and the Mach-Zehnder type modulator are combined. However, since the Mach-Zehnder type modulator is large, propagation loss and power consumption are likely to increase. For the future large-scale integration, the realization of a phase-modulated light source in which a light source and a modulator are integrated in a small size is an issue.
例えばASK用の変調光源である吸収型(EA)変調器集積型分布反射型レーザの場合、光源と変調器とを合わせたチップサイズは1 mm程度である。一方、化合物半導体材料を用いたマッハ・ツェンダ変調器の場合、変調領域の部分だけで1mm程度の素子長が必要となり、例えばCW光源とRZ変調器とを集積する場合には、ASK用の変調光源と比較して、2倍以上のサイズとなることが避けられない。素子サイズの増大は伝搬損の増大や、温調電力の増大などの消費電力増大の原因となるほか、大規模集積にも適さない。 For example, in the case of an absorption type (EA) modulator integrated distributed reflection type laser that is a modulated light source for ASK, the combined chip size of the light source and the modulator is about 1 mm. On the other hand, in the case of a Mach-Zehnder modulator using a compound semiconductor material, an element length of about 1 mm is required only in the modulation region. For example, when integrating a CW light source and an RZ modulator, modulation for ASK is required. Compared to the light source, it is inevitable that the size is twice or more. An increase in element size causes an increase in power dissipation such as an increase in propagation loss and an increase in temperature control power, and is not suitable for large-scale integration.
そこで本発明は、小型化とすることが可能な変調光源、および、変調信号の生成方法を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a modulated light source that can be miniaturized and a method for generating a modulated signal.
上記の目的を達成するための変調光源は、信号列の位相変調に応じて設定される駆動電圧を生成する電圧源と、前記駆動電圧に応じた変調電圧を生成する制御回路と、を含む変調信号生成部と、前記変調電圧に応じた周波数変調信号を生成する光源部とを備えるものである。 A modulation light source for achieving the above object includes a voltage source that generates a drive voltage that is set according to phase modulation of a signal sequence, and a control circuit that generates a modulation voltage according to the drive voltage. A signal generation unit and a light source unit that generates a frequency modulation signal corresponding to the modulation voltage are provided.
ここで、前記周波数変調信号の周波数の変化量をΔf、前記各信号間の位相差をΔΦ、時間をtとすると、前記光源部は、前記位相変調がPSKまたはDPSKの場合、ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt、ΔΦ(t)=(2m+1)×π(m:整数)を満たすように、前記周波数変調信号を生成するようにしてもよい。 Here, when the amount of change in frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and the time is t, the light source unit is ΔΦ (t) when the phase modulation is PSK or DPSK. The frequency modulation signal may be generated so as to satisfy = −2π∫Δf (t) dt and ΔΦ (t) = (2m + 1) × π (m: integer).
あるいは、前記周波数変調信号の周波数の変化量をΔf、前記各信号間の位相差をΔΦ、時間をtとすると、前記光源部は、前記位相変調がQPSKまたはDQPSKの場合、ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt、ΔΦ(t)=(m/2)×π(m:整数)を満たすように、前記周波数変調信号を生成するようにしてもよい。 Alternatively, if the amount of change in the frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and the time is t, the light source unit has ΔΦ (t) = when the phase modulation is QPSK or DQPSK. The frequency modulation signal may be generated so as to satisfy −2π∫Δf (t) dt, ΔΦ (t) = (m / 2) × π (m: integer).
上記の目的を達成するための変調信号の生成方法は、信号列の位相変調に応じて設定される駆動電圧を生成するステップと、前記駆動電圧に応じた変調電圧を生成するステップと、前記変調電圧に応じた周波数変調信号を生成するステップとを備えるものである。 A modulation signal generation method for achieving the above object includes a step of generating a drive voltage set according to phase modulation of a signal sequence, a step of generating a modulation voltage according to the drive voltage, and the modulation Generating a frequency modulation signal corresponding to the voltage.
ここで、前記周波数変調信号の周波数の変化量をΔf、前記各信号間の位相差をΔΦ、時間をtとすると、前記周波数変調信号を生成するステップは、前記位相変調がPSKまたはDPSKの場合、ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt、ΔΦ(t)=(2m+1)×π(m:整数)を満たすようにしてもよい。 Here, when the amount of change in frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and time is t, the step of generating the frequency modulation signal is performed when the phase modulation is PSK or DPSK. ΔΦ (t) = − 2π∫Δf (t) dt, ΔΦ (t) = (2m + 1) × π (m: integer).
あるいは、前記周波数変調信号の周波数の変化量をΔf、前記各信号間の位相差をΔΦ、時間をtとすると、前記周波数変調信号を生成するステップは、前記位相変調がQPSKまたはDQPSKの場合、ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt、ΔΦ(t)=(m/2)×π(m:整数)を満たすようにしてもよい。 Alternatively, when the amount of change in frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and time is t, the step of generating the frequency modulation signal is performed when the phase modulation is QPSK or DQPSK. ΔΦ (t) = − 2π∫Δf (t) dt, ΔΦ (t) = (m / 2) × π (m: integer) may be satisfied.
本発明によれば、変調光源を小型化とすることができる。あるいは、変調信号の生成方法を提供することができる。 According to the present invention, the modulation light source can be reduced in size. Alternatively, a method for generating a modulation signal can be provided.
以下、本実施形態における光半導体装置は、光源部と、変調信号生成装置と、変調器とを含んで構成され、変調信号生成装置で生成された変調信号を利用して信号列の位相変調に応じた周波数変調信号を生成するための装置である。 Hereinafter, the optical semiconductor device according to the present embodiment includes a light source unit, a modulation signal generation device, and a modulator, and performs phase modulation of a signal sequence using the modulation signal generated by the modulation signal generation device. It is a device for generating a frequency modulation signal according to the response.
本実施形態における光半導体装置について、図4ないし図14を参照して説明する。 The optical semiconductor device in this embodiment will be described with reference to FIGS.
[光半導体装置の構成]
図4は、本実施形態における光半導体装置10の断面構造の一例を説明するための図である。
[Configuration of optical semiconductor device]
FIG. 4 is a diagram for explaining an example of a cross-sectional structure of the
図4に示すように、この光半導体装置10は、光源部101と、変調器102とを備える。この実施形態では、一例として、光源部101は分布ブラッグ反射器(DBR)型周波数変調光源とし、変調器102は電界吸収型変調器とする。図4に示した光源部101および変調器102は、モノシリックに集積されている。
As shown in FIG. 4, the
なお、光半導体装置10は、後述する図6の変調信号生成装置(変調信号生成部)200も備えるが、図4では光源部101および変調器102のみを表示してある。本実施形態において、光源部101および変調信号生成装置200は、変調光源を構成している。
The
図4において、光源部101は、第1のDBR反射器103と、周波数変調領域(位相調整領域)104と、活性層領域105と、第2のDBR反射器106とを備える。
In FIG. 4, the
光源部101には、n型InPクラッド層108が形成されており、このクラッド層108の上には、各DBR反射器103,106および周波数変調領域104のInGaAsP層109と、活性層領域105の8層InGaAsP量子井戸層110とが形成されている。各DBR反射器103,106の導波路層には、回析格子112が形成されている。
An n-type
光源部101のコア層(InGaAsP層109および8層InGaAsP量子井戸層110)上に形成されるp型InPクラッド層113の上には、コンタクト層114およびp型電極115が積層されている。
A
n型電極116は、クラッド層108の下に形成されている。
The n-
周波数変調領域104は、変調電圧源118に接続され、電圧Vpが与えられる。活性層領域105は、直流電流源119に接続され、直流電流源119から電流IDが与えられる。DBR反射器103,106にはそれぞれ直流電流源117,120が接続され、波長制御電流IR,IFが与えられる。
The
この実施形態では、一例として、活性層領域105の長さを300μm、周波数変調領域104の長さを200μmとする。また、第1のDBR反射器103の長さを例えば300μm、第2のDBR反射器106の長さを例えば600μmとする。
In this embodiment, as an example, the length of the
クラッド層108のドーピング濃度は例えば1018cm-3となっている。また、InGaAsP層109では、バンドギャップ波長は例えば1.3μm、厚さは例えば300nmとなっている。
The doping concentration of the
量子井戸層110では、バンドギャップ波長は例えば1.55μm、厚さは例えば200nmとなっている。回析格子112は、ブラッグ波長が例えば1.55μmとなるように形成される。回析格子112の結合定数は、例えば30cm-1である。
In the
p型InPクラッド層113では、ドーピング濃度は例えば1018cm-3、厚さは例えば1.5μmとなっている。コンタクト層114では、バンドギャップ波長は例えば1.5μm、ドーピング濃度は例えば1019cm-3、厚さは例えば300nmとなっている。この実施形態では、各領域103,104,105,106,107の間は例えば10μm隔てて形成されるので、コンタクト層114はその間は形成されていない。
In the p-type
変調器102は、強度変調電圧VIを与える電圧源121に接続される変調器領域107を備える。この変調器領域107では、上述したn型InPクラッド層108の上に、8層InGaAsP量子井戸層111、p型InPクラッド層113、コンタクト層114、および、p型電極115が積層されている。そして、クラッド層108の下には、n型電極116が形成されている。この実施形態では、n型電極、n型InPクラッド層108、p型InPクラッド層113、コンタクト層114およびp型電極115は、光源部101および変調器102の領域にわたり、光の導波方向に一様に形成されている。
The
なお、この実施形態では、光半導体装置10の両端面は、例えば無反射コーティングが施されている。
In this embodiment, both end surfaces of the
図5は、光の導波方向に沿った光源部101および変調器102の断面構造の一例を説明するための図である。
FIG. 5 is a diagram for explaining an example of a cross-sectional structure of the
図5では、光源部101および変調器102は、導波路の幅が1.5μmのリッジ構造とした一例を示してある。電極116上には、n型InPクラッド層108が形成されており、このInPクラッド層108上に、コア層122が形成されている。なお、コア層122は、図4に示したInGaAsP層109および8層InGaAsP量子井戸層110に相当する。
FIG. 5 shows an example in which the
SiO2絶縁膜123はリッジの両側に形成され、SiO2絶縁膜123上には、ベンゾシクロブテン(BCB)124が形成されている。そして、平坦化されたコンタクト層114、SiO2絶縁膜123、およびBCB124上には、p型電極115が形成されている。
The SiO 2 insulating film 123 is formed on both sides of the ridge, and benzocyclobutene (BCB) 124 is formed on the SiO 2 insulating film 123. A p-
図6は、図4における変調電圧Vp118を与えるための変調信号生成装置200の構成例を説明するための図である。
FIG. 6 is a diagram for explaining a configuration example of the modulation
図6において、変調信号生成装置200は、駆動変調電圧(駆動電圧)Vmを生成する電圧源221と、駆動変調電圧Vmに応じた変調電圧(変調信号)Vpを生成する制御回路222とを備える。この制御回路222は、2つの抵抗223,224およびコンデンサ225によって構成される微分回路となっている。光源部101の周波数変調領域104の一端はコンデンサ225の一端に接続され、他端は接地される。
In FIG. 6, the modulation
図6の例では、コンデンサ225の静電容量をC、抵抗223の抵抗値をR、抵抗224の抵抗値を例えば50Ωとする。この場合、制御回路222は微分回路となっているため、図6の信号波形d1で示す駆動変調電圧Vmは、信号波形d2に示すように、駆動変調電圧Vmの微分成分をもつ変調電圧Vpとなる。この変調電圧Vpは、周波数変調領域104に印加される。
In the example of FIG. 6, the capacitance of the
この実施形態では、電圧源221によって生成される駆動変調電圧Vmは、信号列の位相変調に応じた値をもつようになっている。つまり、駆動変調電圧Vmは、例えば、PSK、DPSK、QPSKまたはDQPSKに応じた信号間の位相変化を表すことができるように調整されている。この内容については、後で詳細に説明する。
In this embodiment, the drive modulation voltage Vm generated by the
[光源部101の動作原理]
次に、光源部101の動作原理について図4を参照して説明する。直流電流源120によって活性層領域105に電流を注入することにより、活性層領域105には自然放出光が発生する。導波モードに結合した自然放出光は、第1の反射器領域103および第2の反射器領域106のInGaAsP層109で反射され、InGaAsP量子井戸層110による誘導放出が発生する。光源部101では、単一波長のみを選択的に反射させることが可能である。誘導放出における光利得が光源部101の光吸収による損失を上回るとレーザ発振が生ずる。このときの発振周波数f0は、以下のように与えられる。
f0=2cLm/neq (9)
[Operation Principle of Light Source Unit 101]
Next, the operation principle of the
f 0 = 2 cLm / neq (9)
ここで、Lは光源部101の共振器長、neqは実効屈折率、cは真空中の光速度、mは発振縦モードを示す整数、を示す。Lは、2つのDBR領域103,106の実効長LDBR、周波数変調領域104の長さLp、および、活性層領域105の長さLaの和(LDBR+Lp+La)を表してある。なお、neqは実効屈折率がすべて均一としている。
Here, L is the resonator length of the
一般に、周波数変調領域104に対応する領域は、電流注入によって位相調整をすることが知られているが、この実施形態の周波数変調領域104は、電圧印加によって周波数変調を行うことになる。これは、後述するように、強度変調のない理想的な周波数変調信号を生成するためである。
In general, it is known that the region corresponding to the
式(9)から、周波数変調領域104の実効屈折率が△neq変化することによって、発振周波数は以下のように変化する。
Δf〜f0×(Δneq×Lp)/(neq×L) (10)
From the equation (9), when the effective refractive index of the
Δf to f 0 × (Δneq × Lp) / (neq × L) (10)
具体的には、光源部101の発振周波数は、電圧源118が周波数変調領域104に電圧Vpを印加した場合に、周波数変調領域104の実効屈折率が変わることによって、変化することになる。したがって、印加電圧に変調信号を重畳させれば、光源部101の周波数変調を行うことが可能となる。この場合、上述した印加電圧は、逆バイアス方向に与えて電気光学効果、すなわち電圧の印加に伴って屈折率が変化する効果を得るようにしてもよいし、あるいは、印加電圧は順方向に与えて電流によるキャリア効果を得るようにしてもよい。変調効率の観点からは、順バイアスによる電流駆動が有効であるが、高速変調の観点からは、逆バイアスによる電流駆動の方が有効である。
Specifically, when the
一般に、電圧印加による化合物半導体の屈折率変化は、光吸収変化とクラマース・クローニッヒとの関係に基づいている。すなわち、屈折率変化には光吸収変化を伴う。この光吸収変化は、光源部101がレーザ光を出力する閾値電流値を変えることになり、不要な強度変調の要因となる。強度変調が行われると、レーザ光の緩和振動が生じるため、光源部101の応答に与える影響が大きくなる。
In general, the change in the refractive index of a compound semiconductor due to voltage application is based on the relationship between the change in light absorption and the Kramers-Kronig. That is, the change in refractive index is accompanied by a change in light absorption. This change in light absorption changes the threshold current value at which the
しかし、例えば、逆バイアスによる屈折率変調において、周波数変調領域104のバンドギャップ波長を使用領域に対して100nm以上短い波長とすることによって、電圧印加に伴う光吸収による伝搬損失は少なくなるため、その伝搬損失による影響を無視できるようになる。
However, for example, in refractive index modulation by reverse bias, by making the band gap wavelength of the
この観点から、本実施形態の光源部101では、周波数変調領域104のバンドギャップ波長を使用領域に対して100nm以上短い波長とすることによって、強度変調のない理想的な周波数変調信号を生成するようにしている。なお、変調器102において、周波数変調信号の強度変調を行うようになっている。
From this point of view, the
なお、光源部101において、活性層領域105の電流変調を行うことによって、周波数変調信号を生成することも可能である。例えば、活性層領域105に変調信号を重畳した場合、周波数変調信号は、強度変調成分と断熱チャープ成分とを有するように生成される。しかし、直接変調動作の場合には、活性層領域105の電流変調における高速動作時に、レーザ光の緩和振動による変調帯域が制限され、また、電流変調時に不要な周波数チャープが生じる。したがって、上記高速動作の観点からは、活性層領域105を電流変調する場合よりも周波数変調領域104をバイアス変調する場合の方がより効果的である。
In the
[変調部102の動作原理]
次に、変調部102の動作原理について図4〜5および図7を参照して説明する。図7は、変調器102の動作原理を説明するための図である。
[Operation Principle of Modulation Unit 102]
Next, the operation principle of the
図7に示すように、変調器102におけるレーザ光の駆動波長は1.55μmの場合である。この場合、変調器102の変調器領域107では、コア層122のバンド端波長が1.55μmよりも短波長となるように設定されているため、印加電圧=0の場合(図7中、符号Aで示す。)では、信号の伝搬損失が小さいものとなる。一方、逆バイアスの印加時(図7中、符号Bで示す。)は、量子閉じ込めシュタルク効果により電子とホールとの包絡線関数の重なりが小さくなるので、励起子吸収ピークが印加電圧=0の場合よりも小さくなる。また、バンドの傾きにより光吸収波長が1.55μmよりも長波長となるようにシフトしており、伝搬損失が増大する状態となる。これにより、変調部102において、逆バイアス電圧に変調信号を重畳することによって、強度変調信号が生成されるようになる。
As shown in FIG. 7, the drive wavelength of the laser light in the
一般に、変調器102においては、上述した光吸収変化とクラマース・クローニッヒとの関係から、逆バイアスによる吸収係数変化に伴う屈折率変化が生じ、周波数チャープが生じやすくなる。しかし、量子井戸の設定により、ゼロチャープまたは負チャープの動作を実現することが可能となる。
In general, in the
光半導体装置10では、光源部101および変調器102を備える構成とすることによって、上述した周波数変調および強度変調により生成された成分を含む光変調信号を生成することができる。
The
[変調信号生成装置200の動作原理]
次に、変調信号生成装置200の動作原理について図8〜14を参照して説明する。この変調信号生成装置200では、信号間の位相Φの変化に応じて、正または負の周波数変化Δfを有する周波数変調を行うことで、信号間の位相Φを変化させ、位相変調信号を生成する。
[Operation Principle of Modulation Signal Generation Device 200]
Next, the operation principle of the modulation
図8は、PSK変調の場合における周波数変化および位相特性を説明するための図であって、(a)は信号の周波数変化が正となる場合の周波数変化特性、(b)は信号の周波数変化が正となる場合の信号の位相特性、(c)は信号の周波数変化が負となる場合の周波数変化特性、(d)は信号の周波数変化が負となる場合の信号の位相特性、を示す。 8A and 8B are diagrams for explaining the frequency change and the phase characteristic in the case of PSK modulation, where FIG. 8A is a frequency change characteristic when the signal frequency change is positive, and FIG. 8B is a signal frequency change. (C) shows the frequency change characteristic when the signal frequency change is negative, and (d) shows the signal phase characteristic when the signal frequency change is negative. .
例えば、信号列に含まれる信号間の周波数変化が「0」から「+Δf」となる場合(図8(a))、信号の位相Φは、「π」から「0」となる(図8(b))。一方、信号列に含まれる信号間の周波数変化が「0」から「-Δf」となる場合(図8(c))、信号の位相Φは「0」から「π」となる(図8(d))。 For example, when the frequency change between signals included in the signal sequence changes from “0” to “+ Δf” (FIG. 8A), the signal phase Φ changes from “π” to “0” (FIG. 8). (B)). On the other hand, when the frequency change between signals included in the signal sequence changes from “0” to “−Δf” (FIG. 8C), the signal phase Φ changes from “0” to “π” (FIG. 8 ( d)).
この場合、信号の周波数変調成分を、時間tの関数としてf0+Δf(t)で表すと、信号間の位相変化(位相差)ΔΦ(t)は、次のような式で与えられる。この場合、f0は変調を行っていない場合の光源部101の発振周波数である。
ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt (11)
In this case, if the frequency modulation component of the signal is expressed as f 0 + Δf (t) as a function of time t, the phase change (phase difference) ΔΦ (t) between the signals is given by the following equation. In this case, f 0 is the oscillation frequency of the
ΔΦ (t) = − 2π∫Δf (t) dt (11)
式(11)から、位相差ΔΦは、周波数変化量の積分値で表されるので、周波数変化が正となる場合は負のパルス、周波数変化が負となる場合は正のパルスによって、正または負の位相変化を表すことが可能となる。 From the equation (11), the phase difference ΔΦ is expressed by an integral value of the frequency change amount. Therefore, when the frequency change is positive, it is positive or negative, and when the frequency change is negative, it is positive or negative. It becomes possible to represent a negative phase change.
この観点から、本実施形態の変調信号生成装置200では、周波数変調信号が信号間の各種変調方式(例えば、PSK、DPSK、QPSK、DQPSK)に応じた位相変化を表すように、式(11)に示したΔΦを調整している。具体的には、PSKまたはDPSKの場合にはΔΦ=(2m+1)×π(m:整数)にし、QPSKまたはDQPSKの場合にはΔΦ=(m/2)×π(m:整数)にしている。これにより、各種変調方式に応じた周波数変調信号を生成することが可能となる。
From this point of view, in the modulation
次に、各種変調方式に応じた周波数変調信号を生成する方法について説明する。 Next, a method for generating a frequency modulation signal corresponding to various modulation schemes will be described.
[PSK変調]
まず、PSK変調の場合の周波数変調信号の生成方法について図4、図6および図10を参照して説明する。図9は、PSK変調の場合の周波数生成方法を説明するための図であって、(a)は信号列、(b)は信号の位相、(c)は変調電圧、(d)は信号の強度、(e)は周波数変調信号、を示す。
[PSK modulation]
First, a method of generating a frequency modulation signal in the case of PSK modulation will be described with reference to FIG. 4, FIG. 6, and FIG. FIG. 9 is a diagram for explaining a frequency generation method in the case of PSK modulation, where (a) is a signal sequence, (b) is a signal phase, (c) is a modulation voltage, and (d) is a signal sequence. Intensity, (e) indicates a frequency modulation signal.
図9(a)に示すように、例えば、010100110010・・・となるNRZ信号からなる信号列(符号列)が与えられた場合、この信号列に対応する位相変調波形は、図9(b)に示すように、信号が「0」の場合は位相=「0」、または、信号が「1」の場合は位相=「π」を表す波形となる。 As shown in FIG. 9 (a), for example, when a signal sequence (code sequence) composed of NRZ signals of 010100110010 ... is given, the phase modulation waveform corresponding to this signal sequence is shown in FIG. 9 (b). As shown in FIG. 4, when the signal is “0”, the phase is “0”, and when the signal is “1”, the waveform is phase = “π”.
この場合、変調信号生成装置200の電圧源221は、図9(b)に示した位相変調波形に対応する駆動変調電圧Vmを生成する。図6の例では、この駆動変調電圧Vmは信号波形d1で表してある。そして、変調信号生成装置200の制御回路222では、駆動変調電圧Vmの微分成分をもつ変調電圧Vp(図9(c))を生成する。図6の例では、図9(c)に示した変調電圧Vpは、図6の信号波形d2で表してあり、光源部101の周波数変調領域104に与えられる。
In this case, the
周波数変調領域104では、図9(c)に示した変調電圧Vpが印加されることによって、図9(d)に示す強度変調信号を生成するとともに、図9(e)に示す周波数変調信号を生成する。この実施形態では、周波数変調領域104のバンドギャップ波長は、使用領域に対して100nm以上短い波長に設定されており、電圧印加に伴う光吸収による伝搬損失は少なくなっているので、図9(d)に示した強度変調信号は、時間に対してほぼ等しい値となる。一方、図9(e)に示した周波数変調信号は、図9(c)に示した変調電圧Vpと同じような波形となる。これにより、光源部101では、PSK変調に応じた信号列の信号間の位相変化に対応する周波数変調信号を生成することができる。
In the
ここで、図9(c)の例では、変調電圧Vpは、バイアス電圧Vbを基準として正または負の値をとるパルスとしたが、バイアス電圧Vbを基準として正または負のみの値をとるパルスとしてもよい。この場合、変調信号生成装置200の制御回路222は、正または負のみの値をもつ変調電圧を生成する回路構成を適用する。バイアス電圧Vbを基準として正のみの値をもつ変調電圧Vpが与えられる場合の周波数変調信号の生成方法について、図10を参照して説明する。
Here, in the example of FIG. 9C, the modulation voltage Vp is a pulse that takes a positive or negative value with the bias voltage Vb as a reference, but a pulse that takes only a positive or negative value with the bias voltage Vb as a reference. It is good. In this case, the
図10は、PSK変調の場合の他の周波数変調信号の生成方法を説明するための図であって、(a)は信号列、(b)は信号の位相、(c)は変調電圧、(d)は信号の強度、(e)は周波数変調信号、を示す。なお、図10は図9と比較して(c)および(e)のみが異なるので、図10(c)および(e)を中心に説明する。 FIG. 10 is a diagram for explaining another method of generating a frequency modulation signal in the case of PSK modulation, where (a) is a signal sequence, (b) is a phase of a signal, (c) is a modulation voltage, d) shows the intensity of the signal, and (e) shows the frequency modulation signal. Note that FIG. 10 differs from FIG. 9 only in (c) and (e), and therefore, description will be made focusing on FIG. 10 (c) and (e).
図10(a)において、例えば、図9(a)と同様の信号列が与えられた場合、図10(c)に示すように、変調電圧Vpは、バイアス電圧Vbを基準として正の値のみをもつので、図10(e)に示す周波数変調信号も、正の周波数変化Δfのみをもつ波形となっている。このようにしても、周波数変調信号が、PSK変調に基づく信号間の位相変化を表すものとなる。 In FIG. 10A, for example, when a signal sequence similar to that in FIG. 9A is given, the modulation voltage Vp is only a positive value with reference to the bias voltage Vb as shown in FIG. 10C. Therefore, the frequency modulation signal shown in FIG. 10E also has a waveform having only a positive frequency change Δf. Even in this case, the frequency modulation signal represents a phase change between signals based on PSK modulation.
[DPSK変調]
次に、DPSK変調の場合の周波数変調信号の生成方法について図4、図6および図11を参照して説明する。図11は、DPSK変調の場合の周波数生成方法を説明するための図であって、(a)は信号列、(b)は信号の位相、(c)は変調電圧、(d)は信号の強度、(e)は周波数変調信号、を示す。
[DPSK modulation]
Next, a method of generating a frequency modulation signal in the case of DPSK modulation will be described with reference to FIG. 4, FIG. 6, and FIG. FIG. 11 is a diagram for explaining a frequency generation method in the case of DPSK modulation, where (a) is a signal sequence, (b) is a signal phase, (c) is a modulation voltage, and (d) is a signal sequence. Intensity, (e) indicates a frequency modulation signal.
図11(a)に示すように、例えば、010100110010・・・となるNRZ信号からなる信号列が与えられた場合、この信号列に対応する位相変調波形は、図11(b)に示すように、信号が「0」の場合は位相変化=「0」、または、信号が「1」の場合は位相変化=「π」(絶対値)を表す波形となる。 As shown in FIG. 11 (a), for example, when a signal sequence consisting of NRZ signals of 010100110010 ... is given, the phase modulation waveform corresponding to this signal sequence is as shown in FIG. 11 (b). When the signal is “0”, the phase change = “0”, or when the signal is “1”, the phase change = “π” (absolute value).
この場合、変調信号生成装置200の制御回路222によって生成される変調電圧Vpは、図11(c)に示すような値となる。すなわち、変調電圧Vpは、図11(b)に示した位相変調波形に対応する信号列(例えば、(011000100010・・・)を表す駆動変調電圧Vmの微分成分をもつ。この場合の駆動変調電圧Vmは、変調信号生成装置200の電圧源221によって生成される。
In this case, the modulation voltage Vp generated by the
光源部101の周波数変調領域104では、変調電圧Vpが印加されることによって、図11(d)に示す強度変調信号を生成するとともに、図11(e)に示す周波数変調信号を生成する。この実施形態では、周波数変調領域104のバンドギャップ波長は、使用領域に対して100nm以上短い波長に設定されており、電圧印加に伴う光吸収による伝搬損失は少なくなっているので、図11(d)に示した強度変調信号は、時間に対してほぼ等しい値となる。一方、図11(e)に示した周波数変調信号は、図11(c)に示した変調電圧Vpと同じような波形となる。これにより、これにより、光源部101では、DPSK変調に応じた信号列の信号間の位相変化に対応する周波数変調信号を生成することができる。
In the
[QPSK変調]
QPSK変調の場合の周波数変調信号の生成方法について図4、図12および図13を参照して説明する。
[QPSK modulation]
A method of generating a frequency modulation signal in the case of QPSK modulation will be described with reference to FIG. 4, FIG. 12, and FIG.
図12は、QPSK変調の場合の周波数生成方法を説明するための図であって、(a)は信号列、(b)は信号の位相、(c)は変調電圧、(d)は信号の強度、(e)は周波数変調信号、を示す。 FIG. 12 is a diagram for explaining a frequency generation method in the case of QPSK modulation, where (a) is a signal sequence, (b) is a phase of a signal, (c) is a modulation voltage, and (d) is a signal voltage. Intensity, (e) indicates a frequency modulation signal.
図12(a)に示すように、例えば、010100110010・・・となるNRZ信号からなる信号列が与えられた場合、この信号列に対応する位相変調波形は、図12(b)に示すように、信号列が「00」の場合は位相=「0」、信号列が「10」の場合は位相=「π/2」、信号列が「11」の場合は位相=「π」、または、信号列が「01」の場合は位相=「−π/2」を表す波形(例えば、−π/2,−π/2,0,π,0,π/2・・・の位相を表す。)となる。 As shown in FIG. 12A, for example, when a signal sequence composed of NRZ signals of 010100110010... Is given, the phase modulation waveform corresponding to this signal sequence is as shown in FIG. , Phase = “0” when the signal sequence is “00”, phase = “π / 2” when the signal sequence is “10”, phase = “π” when the signal sequence is “11”, or When the signal sequence is “01”, it represents a phase of a waveform representing phase = “− π / 2” (for example, −π / 2, −π / 2, 0, π, 0, π / 2...). )
この場合、変調信号生成装置200の電圧源221によって、図11(b)に示した位相変調波形に対応する駆動変調電圧Vmが生成される。この駆動変調電圧Vmを図13に示す。図13は、変調信号生成装置200によって生成される駆動変調電圧Vmおよび変調電圧Vpの一例を説明するための図である。なお、図13に示す変調信号生成装置200の構成は図6のものと同じである。
In this case, the drive modulation voltage Vm corresponding to the phase modulation waveform shown in FIG. 11B is generated by the
図13において、変調信号生成装置200の電圧源221では、信号波形d11に示すように、−V/2〜Vの電圧値をもつ駆動変調電圧Vmを生成する。信号波形d11において、駆動変調電圧Vmの電圧値−V/2,0,V/2,Vは、それぞれ、図12(b)に示した位相−π/2,0,π/2,πに対応して設定されている。
In FIG. 13, the
この場合、変調信号生成装置200の制御回路222では、信号波形d11に示すように、駆動変調電圧Vmの微分波形となる変調電圧Vpを生成して、光源部101の周波数変調領域104に印加する。なお、図13の信号波形d12は、図12(c)の変調調電圧Vmと同じものである。
In this case, the
周波数変調領域104では、変調電圧Vpの印加によって、図12(d)に示す強度変調信号を生成するとともに、図12(e)に示す周波数変調信号を生成する。この実施形態では、周波数変調領域104のバンドギャップ波長は、使用領域に対して100nm以上短い波長に設定されており、電圧印加に伴う光吸収による伝搬損失は少なくなっているので、図12(d)に示した強度変調信号は、時間に対してほぼ等しい値となる。一方、図12(e)に示した周波数変調信号は、図12(c)に示した変調電圧Vpと同じような波形となる。これにより、これにより、光源部101では、QPSK変調に応じた信号列の信号間の位相変化に対応する周波数変調信号を生成することができる。
In the
[DQPSK変調]
次に、DQPSK変調の場合の周波数変調信号の生成方法について図4、図13および図14を参照して説明する。
[DQPSK modulation]
Next, a method of generating a frequency modulation signal in the case of DQPSK modulation will be described with reference to FIG. 4, FIG. 13, and FIG.
図14は、DQPSK変調の場合の周波数生成方法を説明するための図であって、(a)は信号列、(b)は信号の位相、(c)は変調電圧、(d)は信号の強度、(e)は周波数変調信号、を示す。 FIG. 14 is a diagram for explaining a frequency generation method in the case of DQPSK modulation, where (a) is a signal sequence, (b) is a phase of a signal, (c) is a modulation voltage, and (d) is a signal voltage. Intensity, (e) indicates a frequency modulation signal.
図14(a)に示すように、例えば、010100110010・・・となるNRZ信号からなる信号列が与えられた場合、この信号列に対応する位相変調波形は、図14(b)に示すように、信号列が「00」の場合は位相変化=0、信号列が「10」の場合は位相変化=π/2、信号列が「01」の場合は位相=−π/2、または、信号列が「11」の場合は位相変化=πを表す波形(例えば、−π/2,−π/2,−π,−π,−π,−π,0・・・の位相を表す。)となる。 As shown in FIG. 14 (a), for example, when a signal sequence composed of NRZ signals of 010100110010 ... is given, the phase modulation waveform corresponding to this signal sequence is as shown in FIG. 14 (b). When the signal sequence is “00”, the phase change = 0, when the signal sequence is “10”, the phase change = π / 2, when the signal sequence is “01”, the phase = −π / 2, or the signal When the column is “11”, a waveform indicating phase change = π (for example, a phase of −π / 2, −π / 2, −π, −π, −π, −π, 0...). It becomes.
この場合、変調信号生成装置200の制御回路222では、電圧源221が図14(b)に示した位相変調波形に対応する駆動変調電圧Vmを生成することによって、この駆動変調電圧Vmの微分波形となる変調電圧Vp(図14(c))を生成する。
In this case, in the
光源部101の周波数変調領域104では、図14(c)に示した変調電圧Vpが印加されることによって、図14(d)に示す強度変調信号を生成するとともに、図14(e)に示す周波数変調信号を生成する。この実施形態では、周波数変調領域104のバンドギャップ波長は、使用領域に対して100nm以上短い波長に設定されており、電圧印加に伴う光吸収による伝搬損失は少なくなっているので、図14(d)に示した強度変調信号は、時間に対してほぼ等しい値となる。一方、図14(e)に示した周波数変調信号は、図14(c)に示した変調電圧Vpと同じような波形となる。これにより、これにより、光源部101では、DQPSK変調に応じた信号列の信号間の位相変化に対応する周波数変調信号を生成することができる。
In the
以上説明したように、本実施形態によれば、変調信号生成装置200では、各種位相変調(PSK、DPSK、QPSK、DQPSK)に応じた信号列に応じて生成された駆動変調電圧Vmに基づいて変調電圧Vpを生成し、光源部101では、周波数変調領域104において、変調電圧Vpに応じた周波数変調信号を生成する。この場合、周波数変調信号は、各種位相変調(PSK、DPSK、QPSK、DQPSK)に応じた信号列の信号間の位相変化を表すものとなる。したがって、光源部101および変調信号生成装置200は、マッハ・ツェンダ型変調器を用いることなく、信号列の各種位相変調(PSK、DPSK、QPSK、DQPSK)に応じた周波数変調信号を得ることができるため、光源部101(変調光源)を小型にすることができる。また、光源部101および変調信号生成装置200(変調光源)は、マッハ・ツェンダ型変調器を用いる場合よりも、周波数変調信号を比較的簡易に生成することができる。
As described above, according to the present embodiment, the modulation
次に、本実施形態の変形例について説明する。
[RZ変調]
図4に示した変調器102において、周期的な変調信号を与えて、逆バイアス変調を行うことによって、信号列のNRZ信号を取り出してRZ信号に変換する。この場合、変調器102は、ビットの立ち上がりまたは立ち下がりの領域の信号成分の消光比が小さくなるように、繰り返し変調を行うようにする。これにより、位相変化を生成する際に用いた周波数変調成分をカットすることができるため、分散耐性を更に向上させることができる。なお、変調器102として、電界吸収型(EA)変調器を例にとって説明したが、例えばマッハ・ツェンダ変調器を適用するようにしてもよい。
Next, a modification of this embodiment will be described.
[RZ modulation]
In the
図4に示した光源部101では、DBRレーザの位相調整領域変調を行うようにしているが、周波数変調光源に適する他の方法を適用してもよい。例えば、分布反射型レーザの電流直接変調時に発生する周波数変化を用いて周波数変調パルスを生成する。
In the
変調信号生成装置200において、制御回路222は、NRZ信号の駆動信号の微分波形からなるパルス電圧が周波数変調領域104に印加可能な微分回路であれば、図6に示した例に限られず他の構成を適用することができることは明らかである。
In the modulation
実施形態では、光半導体装置10に適用する材料としてInGaAsP系材料を例にとって説明したが、別の材料、例えばInAlGaAs系材料などを適用してもよい。
In the embodiment, an InGaAsP-based material has been described as an example of a material applied to the
導波路の構造をリッジ導波路構造として説明したが、ハイメサ構造、または、埋め込み構造としてもよい。 Although the waveguide structure has been described as a ridge waveguide structure, it may be a high mesa structure or a buried structure.
10 光半導体装置
101 光源部
102 変調器
103 第1のDBR反射器
104 周波数変調領域
105 活性層領域
106 第2のDBR反射器
200 変調信号生成装置
221 電圧源
222 制御回路
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記変調電圧に応じた周波数変調信号を生成する光源部と、
を備えることを特徴とする変調光源。 A modulation signal generator including a voltage source that generates a drive voltage set according to the phase modulation of the signal sequence, and a control circuit that generates a modulation voltage according to the drive voltage;
A light source unit for generating a frequency modulation signal corresponding to the modulation voltage;
A modulated light source comprising:
ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt (1)
ΔΦ(t)=(2m+1)×π (m:整数) (2)
を満たすように、前記周波数変調信号を生成する
請求項1に記載の変調光源。 When the amount of change in the frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and the time is t, the light source unit is configured so that the phase modulation is PSK or DPSK.
ΔΦ (t) = − 2π∫Δf (t) dt (1)
ΔΦ (t) = (2m + 1) × π (m: integer) (2)
The modulated light source according to claim 1, wherein the frequency modulation signal is generated so as to satisfy.
ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt (3)
ΔΦ(t)=(m/2)×π (m:整数) (4)
を満たすように、前記周波数変調信号を生成する
請求項1に記載の変調光源。 When the amount of change in frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and the time is t, the light source unit is configured such that when the phase modulation is QPSK or DQPSK,
ΔΦ (t) = − 2π∫Δf (t) dt (3)
ΔΦ (t) = (m / 2) × π (m: integer) (4)
The modulated light source according to claim 1, wherein the frequency modulation signal is generated so as to satisfy.
前記駆動電圧に応じた変調電圧を生成するステップと、
前記変調電圧に応じた周波数変調信号を生成するステップと、
を備えることを特徴とする変調信号の生成方法。 Generating a drive voltage set according to the phase modulation of the signal sequence;
Generating a modulation voltage according to the drive voltage;
Generating a frequency modulation signal in accordance with the modulation voltage;
A modulation signal generating method comprising:
ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt (5)
ΔΦ(t)=(2m+1)×π (m:整数) (6)
を満たす
請求項5に記載の変調信号の生成方法。 When the amount of change in frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and time is t, the step of generating the frequency modulation signal is performed when the phase modulation is PSK or DPSK.
ΔΦ (t) = − 2π∫Δf (t) dt (5)
ΔΦ (t) = (2m + 1) × π (m: integer) (6)
The modulation signal generation method according to claim 5, wherein:
ΔΦ(t)=-2π∫Δf(t)dt (7)
ΔΦ(t)=(m/2)×π (m:整数) (8)
を満たす
請求項5に記載の変調信号の生成方法。 When the amount of change in frequency of the frequency modulation signal is Δf, the phase difference between the signals is ΔΦ, and time is t, the step of generating the frequency modulation signal is performed when the phase modulation is QPSK or DQPSK.
ΔΦ (t) = − 2π∫Δf (t) dt (7)
ΔΦ (t) = (m / 2) × π (m: integer) (8)
The modulation signal generation method according to claim 5, wherein:
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