JP2012518382A - 損失性環境における無線エネルギー伝達 - Google Patents
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Abstract
【選択図】図1
Description
本出願は、各々参考としてここにそのまま援用する以下の米国特許出願の優先権を主張する。即ち、2009年9月25日に出願された米国特許出願第12/567,716号、2009年5月15日に出願された米国特許出願第61/178,508号、2009年6月1日に出願された米国特許出願第61/182,768号、2009年3月2日に出願された米国特許出願第61/156,764号、2009年2月13日に出願された米国特許出願第61/152,390号、2009年3月26日に出願された米国特許出願第61/163,695号、2008年4月24日に出願された米国特許出願第61/172,633号、2009年4月14日に出願された米国特許出願第61/169,240号、2009年4月29日に出願された米国特許出願第61/173,747号、2009年12月16日に出願された米国特許出願第12/639,489号、及び2009年12月28日に出願された米国特許出願第12/647,705号である。
共振器は、少なくとも2つの異なる形態でエネルギーを蓄積することができるシステムとして定義されることができ、この場合、蓄積されたエネルギーは、2つの形態間で振動している。共振は、共振(モード)周波数f、及び共振(モード)場を有する特定の振動モードを有する。共振角周波数ωは、ω=2πfとして定義されることができ、共振波長λは、λ=c/fとして定義されることができ、ここでcは光の速度であり、及び共振周器Tは、T=1/f=2π/ωとして定義され得る。損失機構、結合機構または外部エネルギー供給機構またはドレイン機構がない場合、共振器の蓄積された全エネルギーWは、一定のままであり、且つ2つの形態のエネルギーが振動し、この場合、他方が最小である場合に、一方が最大であり、逆もまた同じである。
ここで、変数a(t)は、共振器内に包含されるエネルギーが|a(t)|2により与えられるように定義された共振場の振幅である。Γは、固有エネルギー減衰または損失率(例えば、吸収損失および放射損失に起因)である。
実質的に同じ共振周波数を有し、近接場の任意の部分を介して結合された共振器は、相互作用してエネルギーを交換することができる。このエネルギー交換を理解する、設計する、最適化する、及び特徴付けるために採用され得る様々な物理的画像およびモデルが存在する。2つの結合された共振器間のエネルギー交換を説明する及びモデル化するための1つの方法は、結合モード理論(CMT)を用いている。
ここで、添え字は異なる共振器を示し、κmnは共振器間の結合係数である。相反系の場合、結合係数は、関係κmn=κnmに従う。留意すべきは、本明細書の説明上、遠距離場放射線干渉の影響は無視され、かくして、結合係数が実数とみなされる。更に、本明細書におけるシステム性能の以後の計算の全てにおいて、結合係数は、それらの二乗、κmn 2でのみ現れ、κmnを用いて、実結合係数の絶対値が示される。
により、共振器mとnとの間のいわゆる結合係数kmnに関係付けられる。又、「強い結合係数」Umnは、
により、共振器mとnとの間の結合および損失率の比として定義される。
ここで、s+m(t)及びs-m(t)は、それぞれ、電力発生装置から共振器mに入る場の振幅、及び共振器mから電力発生装置の方へ戻る又は負荷へ入る場の振幅であり、それらが伝える電力が|s+m(t)|2及び|s-m(t)|2により与えられるように定義される。負荷係数κmは、エネルギーが共振器mと電力発生装置またはそれに接続された負荷との間で交換される割合に関係する。
ωs=ωd=ω
更に、電力発生装置に起因した供給源共振器のローディングQ、δQs[g]は、デバイス共振器及び負荷に起因した供給源共振器のローデッドQ、Qs[d1]にマッチング(等しく)される必要があり、逆に負荷に起因したデバイス共振器のローディングQ、δQd[1]は、供給源共振器および電力発生装置に起因したデバイス共振器のローデッドQ、Qd[sg]にマッチング(等しく)される必要があり、即ち、
δQs[g]=Qs[d1]及びδQd[1]=Qd[sg]
これらの方程式は、電力発生装置による供給源共振器の、及び負荷によるデバイス共振器の最適な負荷率を以下のように求める。
上記周波数マッチング及びQマッチングの条件は、電気工学において「インピーダンスマッチング」として共に知られていることに注意されたい。
のみの単調に増加する関数であり、
により与えられる。留意すべきは、結合効率ηは、Uが0.2より大きい場合に1%より大きく、Uが0.7より大きい場合に10%より大きく、Uが1より大きい場合に17%より大きく、Uが3より大きい場合に52%より大きく、Uが9より大きい場合に80%より大きく、Uが19より大きい場合に90%より大きく、Uが45より大きい場合に95%より大きい。幾つかの応用形態において、U>1の場合の動作状況は、「強い結合」の状況と呼ばれ得る。
が望ましいので、高いQである共振器が使用される。各共振器のQは、高くすることができる。共振器のQの幾何平均√QsQdもむしろ高くするとができる。
は、共振周波数の強い関数とすることができる。共振器の共振周波数は好適には、低いΓを達成するよりも、高いQを達成するために選択されることができ、その理由は、これら2つの目標が2つの別個の共振周波数の状況で達成可能であるからである。
の場合に、高Q共振器のシステムと呼ばれる。
として示され、それは「パーターブド強結合係数」又は「パーターブドU」と呼ばれる。留意すべきは、強結合係数Uも、パーターブド強結合係数U(p)から区別する必要がある場合に、「アンパーターブド(unperturbed)」として特徴付けられる。
従って、外部物体により摂動される無線エネルギー交換のシステムにおいて、多数の共振器の少なくとも幾つか又は全ての間の大きいパーターブド強結合係数Umn(p)は、無線エネルギー伝送の高いシステム効率に望ましい。供給源共振器、デバイス共振器、及び/又は中間共振器は高いQ(p)を有することができる。
有用なエネルギー交換でのいわゆる「有用な」エネルギーは、デバイスに電力を供給する又はデバイスを充電するためにデバイス(単数または複数)に伝えられる必要があるエネルギー又は電力である。有用なエネルギー交換に対応する伝送効率は、システム依存または用途依存とすることができる。例えば、数キロワットの電力を伝送する高い電力の車両充電用途は、伝送システムの様々な構成要素が大幅に加熱せずに、車両のバッテリーを再充電するのに十分なように、有用なエネルギー交換で生じる有用な量の電力を供給するために少なくとも80%の効率である必要がある。幾つかの家庭用電化製品の用途では、有用なエネルギー交換は、10%よりも大きい任意のエネルギー伝送効率、又は再充電可能なバッテリーを「満タン状態」に保つ及び長期間の動作を保つために許容できる他の量を含むことができる。幾つかの無線センサ用途の場合、1%よりも大幅に少ない伝送効率が、センサからかなりの距離に配置された単一の供給源から多数の低電力センサに電力供給するために適切であるかもしれない。更に他の用途について、有線の電力伝送が不可能または実用的でない場合、広範囲の伝送効率が有用なエネルギー交換に受け入れ可能であり、これらの用途において有用な電力がデバイスに供給されると考えられ得る。一般に、動作距離は、有用なエネルギー交換がここに開示された原理に従って維持される又は維持され得る任意の距離である。
エネルギーを交換するために使用される共振器は電磁共振器とすることができる。係る共振器において、固有のエネルギー減衰率Γmは、共振器の吸収(又は抵抗)損失および放射損失により与えられる。
ここで、μ0は自由空間の透磁率であり、xは包囲された円形の表面積の半径であり、aはインダクタループを形成するために使用される導体の半径である。ループのインダクタンスのより正確な値は、分析的に又は数値的に計算され得る。
電磁共振器102は、特性の共振周波数、固有の共振周波数、又はその物理的特性により求められる共振周波数を有することができる。この共振周波数は、共振器の電界WE(WE=q2/2C、ここでqはキャパシタCの電荷である)により蓄積されたエネルギーと、磁界WB(WB=Li2/2、ここでiはインダクタLに流れる電流である)により蓄積されたエネルギーとの間で、共振器により蓄積されたエネルギーが振動する周波数である。システム(系)において任意の損失がない場合、エネルギーはキャパシタ104の電界とインダクタ108の磁界との間で継続的に交換される。エネルギーが交換される周波数は、共振器の特性周波数、固有周波数、又は共振周波数と呼ばれることができ、それは、ωにより与えられる。
図6に示された共振器102のエネルギーは、吸収損失(抵抗損または抵抗損失とも呼ぶ)及び/又は放射損失を含む固有損失により減衰または失われ得る。エネルギー減衰を特徴付ける、共振器のQファクタ又はQは、それらの損失に反比例する。吸収損失は、インダクタを形成するために使用される導体の有限導電率により、並びに共振器の他の素子、構成要素、コネクタなどの損失によりもたらされる可能性がある。低損失材料から形成されたインダクタは、「高Q誘導性素子」と呼ばれることができ、低い損失を有する素子、構成要素、コネクタなどは、「高い抵抗性Q」を有すると呼ばれ得る。一般に、共振器の全吸収損失は、共振器を構成する様々な素子および構成要素の抵抗損失の適切な直列および/または並列の組合せとして計算され得る。即ち、任意の顕著な放射損失または構成要素/接続の損失がない状態において、共振器のQは、Qabsにより与えられる。
ここで、ωは共振周波数であり、Lは共振器の全インダクタンスであり、例えば、インダクタを形成するために使用される導体の抵抗は、Rabs=lρ/Aにより与えられる(lはワイヤの長さであり、ρは導体材料の抵抗率であり、Aは電流がワイヤに流れる断面積である)。交流電流の場合、電流が流れる断面積は、表皮効果に起因して導体の物理的な断面積より小さくすることができる。従って、高Q磁気共振器は、高い導電率、比較的大きな表面積を有する導体、及び/又は近接効果を最小限にする及びAC抵抗を低減するために特別に設計された断面を有する導体(例えば、リッツ線)から構成される。
ここに開示された近接場無線エネルギー伝送システムで使用される高Q電磁共振器は、副波長物体とすることができる。即ち、共振器の物理的寸法は、共振周波数に対応する波長よりもはるかに小さくすることができる。副波長磁気共振器は、それらの近傍磁界に蓄積されたエネルギーの大部分を共振器の周囲の領域に有することができ、これらの場は、共振器から離れて放射しないので、変化しないもの又は非伝搬としても記述され得る。共振器を取り囲む領域の近接場の範囲は一般に、波長により設定され、そのため、近接場は、副波長共振器の共振器自体を越えて適切に広がることができる。場の振る舞いが近接場の振る舞いから遠距離場の振る舞いに変化する制限表面は、「放射コーステック(caustic)」と呼ばれる。
空間的に分離および/またはオフセットした、十分なQの磁気共振器は、たとえ共振器構造のサイズ及び形状が異なっても、従来技術で見られたものよりはるかに長い距離にわたって効率的な無線エネルギー伝送を達成することができる。また、係る共振器は、より短い範囲の距離にわたって、従来技術で達成可能であったものよりも効率的なエネルギー伝送を達成するように動作され得る。係る共振器が中距離エネルギー伝送をできるものとして説明される。
副波長の容量的に装荷されたループ磁気共振器(x≪λ)の近接場の状況において、半径が 表皮深さより大きい、Nターンのワイヤから構成された円形導電性ループインダクタに関連した抵抗は、ほぼ以下の通りである。
ここで、ρは、導電材料の抵抗率であり、η0≒120πΩは自由空間のインピーダンスである。係るNターンのループのインダクタンスLは、予め与えられる単一ターンのループのインダクタンスのほぼN2倍である。係る共振器のQファクタ、Q=ωL/(Rabs+Rrad)は、システムパラメータ(図4)により求められた特定の周波数に対して最も高い。前述されたように、より低い周波数において、Qは主として吸収損失により求められ、より高い周波数において、Qは、主として放射損失により求められる。
たとえ構造全体の或る程度のサイズの空隙を有するとしても、開磁路を形成するために組み立てられた磁性材料を用いて、磁気共振器構造を実現することができる。これらの構造において、高い導電性材料が、磁性材料から作成された構造体に巻き付けられて、磁気共振器の誘導性素子を形成する。キャパシタ素子は、高い導電性材料に接続され、次いで共振周波数が上述したように決定され得る。これら磁気共振器は、容量的に装荷されたインダクタループの共振器の場合のように、垂直でなくて二次元共振器構造の平面において双極子モーメントを有する。
上述したタイプの構造体は、約1000以上の品質係数Qを有するように作成され得る。この高Qは、たとえ磁性材料の損失が高くても、磁性材料内の磁気エネルギーの割合が、物体に関連した全磁気エネルギーに比べて小さい場合に、可能である。導電材料および磁性材料の層からなる構造体の場合、導電材料の損失は、前述したように、磁性材料の存在により低減され得る。磁性材料の層の厚さがシステムの最も大きな寸法の1/100のオーダーであり(例えば、磁性材料が約1mmの厚さからなることができると同時に、構造体の面積が約10cm×10cmである)、且つ相対透磁率が約1000である構造体において、磁性材料内に含まれる磁気エネルギーの割合を、物体または共振器に関連した全磁気エネルギーの数100分の1だけにすることが可能である。それが如何にして生じるかを見るために、留意すべきは、体積に含まれる磁気エネルギーの式が、以下の通りであり、
そのため、B(Hではなく)が磁性材料−空気の界面を横切って保存される主磁界である限り(典型的に開磁路での場合)、高μrの領域に含まれた磁気エネルギーの割合は、空気中にあるものと比べて大幅に低減され得る。
電磁共振器の場合、固有Qに摂動を与える外因性損失機構は、近くの外部物体の材料内部の吸収損失、及び近くの外部物体からの共振場の散乱に関連した放射損失を含むことができる。吸収損失は、対象となる周波数範囲にわたって非ゼロであるが、有限の導電率σ(又は同様に、誘電体誘電率の非ゼロで有限の虚数部)を有する材料に関連付けられることができ、そのため電磁界は、その材料に入り込むことができ、その材料内に電流を生じさせることができ、次いで抵抗損失を介してエネルギーが放散される。物体が少なくとも部分的に損失性材料を含む場合、それは損失性として記述され得る。
である。物体の内部で消散される電力Pdは、以下の式により求められる。
ここで、本発明者は、オームの法則を使用し、J=σEであり、Eは電界であり、Jは電流密度である。
近接場無線電力送信の対象となる1つの周波数範囲は、10kHz〜100MHzである。この周波数範囲において、例えば幾つかのタイプの木材およびプラスチックのような多種多様の通常の非金属材料は、比較的低い導電率を有することができ、そのため電力の僅かな量しかそれらの内部で消散されない。更に、低い損失正接tanΔを有する材料(ここで、tanΔ=ε”/ε’、ε”及びε’はそれぞれ誘電率の虚数部と実数部である)でも、それらの内部で消散される電力は僅かな量でしかない。銅、銀、金などのような、比較的高い導電率を有する金属材料でも、それらの内部で消散される電力は僅かであり、その理由は、前述したように、電磁界がこれらの材料に大幅に入り込むことができないからである。これら非常に高い及び非常に低い導電率材料、並びに低い損失正接の材料および物体では、磁気共振器の損失に対する影響は無視しても構わない。
・損失性材料および物体を共振器から離して、又は共振器に対する特定の位置および方向で配置することにより、
・共振器の近傍の損失性材料および物体を部分的または完全に覆うために高導電率の材料または構造を用いることにより、
・損失性物体を完全に覆うために、及び共振器の場が損失性物体を避けるように共振器の場を形作るために損失性物体の周りに高導電率の材料の閉じた面(例えば、シート又はメッシュなど)を配置することにより、
・物体または材料の上面、底面に沿って、側面に沿ってなどのように、損失性物体の一部のみの周りに高導電率の材料の表面(例えば、シート又はメッシュなど)を配置することにより、
・損失性物体の場所において場の強度を低減するために損失性物体の上または下または一面に高導電率の材料の単一表面(例えば、シート又はメッシュなど)でさえも配置することにより、
低減され得る。
2つの共振器間のエネルギー伝送の効率は、強い結合の性能指数、
により求められる。磁気共振器の具現化形態において、2つの共振器間の結合係数は、共振器のそれぞれの誘導性素子のインダクタンスL1及びL2、及びそれらの間の相互インダクタンスMに、κ12=ωM/2√L1L2により関連付けられる。留意すべきは、この式は、電気双極子結合を介した無視できる結合が存在すると仮定する。インダクタが円形導電ループによりNターンで形成され、図1の(b)に示されたように距離Dだけ離されて配向されている、容量的に装荷されたインダクタループの共振器の場合、相互インダクタンスは、M=π/4・μ0N1N2(x1x2)2/D3であり、ここでx1、N1及びx2、N2はそれぞれ、第1及び第2の共振器の導体ループの特性サイズ及びターン数である。留意すべきは、これは準静的な結果であり、そのため共振器のサイズが波長よりも非常に小さく、共振器の距離が波長よりも非常に小さいが、それらの距離が少なくともそれらのサイズの数倍であることが仮定される。上述したように、準静的制限及び中距離で動作されたこれら円形共振器の場合、次のようになる。
中距離における共振器間の強い結合(大きいU)は、共振器のQファクタが中距離において小さいkを補償するほど十分に大きい場合に確立され得る。
前述したように、高導電率材料の表面は、共振器の場が共振器の近傍の損失性物体pを避けることにより、共振器の全体的な外因性損失を低減および高いQ無感受性Θ(p+cond.surface)を維持するように、共振器の場を形作るために使用され得る。しかしながら、係る表面は、パーターブド結合係数k(p)より小さく、且つサイズ、位置、及び共振器に対する高導電率材料の方向に依存する、共振器間のパーターブド結合係数k(p+cond.surface)もまねく可能性がある。例えば、高導電率材料が平面内に配置され、且つ無線エネルギー伝送システムにおける少なくとも1つの磁気共振器の誘導性素子により閉じ込められた領域内に配置される場合、結合に介在する共振器の領域を通る磁束の一部が阻止され、kが低減され得る。
μr=1000、及び(a/b)=0.99の場合、この強化係数は依然として2.73であり、そのため、磁性材料の薄い層を有していても、結合を大幅に改善することが可能である。
低損失誘導性素子のインピーダンスマッチングアーキテクチャ
本説明のために、誘導性素子は、磁性材料から作成された(ギャップ付き又はギャップ無し)コアを備える又は備えない、任意の導電材料の任意のコイル又はループ構造(「ループ」)とすることができ、それはまた、他のシステムに誘導的に又は任意の他の非接触方法で結合され得る。素子は、ループのインピーダンス及び任意に潜在的に結合されたシステムのいわゆる「反射」インピーダンスを含むそのインピーダンスが、正のリアクタンスX、及び抵抗Rを有するので、誘導性である。
・電力駆動発生装置から供給源の低損失誘導性素子(及び低損失誘導性素子にワイヤレスで結合された任意の他のシステム)に伝えられる電力を最大化する、又は係る低損失誘導性素子間のインピーダンス不整合を最小限にするために、
・デバイスの低損失誘導性素子(及び低損失誘導性素子にワイヤレスで結合された任意の他のシステム)から電力駆動される負荷へ伝えられる電力を最大化する、又は係る低損失誘導性素子間のインピーダンス不整合を最小限にするために、
・電力駆動発生装置から供給源の低損失誘導性素子(及び低損失誘導性素子にワイヤレスで結合された任意の他のシステム)に制御された電力量を伝える、又は係る低損失誘導性素子間の特定のインピーダンス関係を達成するために、
・デバイスの低損失誘導性素子(及び低損失誘導性素子にワイヤレスで結合された任意の他のシステム)から電力駆動される負荷へ制御された電力量を伝える、又は係る低損失誘導性素子間の特定のインピーダンス関係を達成するために。
共振器構造体は、電力発生装置または負荷にワイヤレスで(間接的に)又は有線接続で(直接的に)接続されるように設計され得る。
低い損失の誘導性素子の小さい抵抗Rを外部回路のより大きな特性インピーダンスZ0にマッチングするために使用されるマッチング回路が無損失であると考えられる場合、
及び端子に流れる電流は、誘導性素子に流れる電流よりも非常に小さい。従って、端子と直に直列接続された素子(例えば、直接的に結合されたB、C(図28(c)))は、大きい電流を伝えることができない。従って、たとえマッチング回路が損失性素子を有するとしても、端子に直列接続された素子に存在する抵抗損失は、共振器の高Qにおける著しい減少という結果にならない。即ち、それら直列素子の抵抗損失は、Z0から誘導性素子への(または逆もまた同じ)電力伝送の効率を著しく低減しない。従って、低直列損失および/または高電流定格の厳密な要件は、これら構成要素に必要ないかもしれない。一般に、係る低減された要件は、高Q及び/又は高電力インピーダンスマッチング及び共振器のトポロジーへと設計され得る構成要素のより広い選択をもたらすことができる。これら低減された要件は特に、これら高Q及び/又は高電力インピーダンスマッチング回路で使用され得る、可変および/または高電圧および/または低並列損失の構成要素の種類を広げる上で有用である。
上記のように、低い損失の誘導性素子の小さい抵抗Rを外部回路のより大きな特性インピーダンスZ0にマッチングするために使用されるマッチング回路が無損失であると考えられる場合、前の分析を用いて、
及び低損失(高いX/R)誘導性素子の場合、端子にわたる電圧は一般に、誘導性素子の両端の電圧より非常に小さい。従って、端子に直に並列接続された素子は、高電圧に耐える必要がない。従って、たとえマッチング回路が損失性素子を有するとしても、端子に並列接続された素子に存在する抵抗損失は、共振器の高Qにおける著しい減少という結果にならない。即ち、それら並列素子の抵抗損失は、Z0から誘導性素子への(または逆もまた同じ)電力伝送の効率を著しく低減しない。従って、低並列損失および/または高電圧定格の厳密な要件は、これら構成要素に必要ないかもしれない。一般に、係る低減された要件は、高Q及び/又は高電力インピーダンスマッチング及び共振器のトポロジーへと設計され得る構成要素のより広い選択をもたらすことができる。これら低減された要件は特に、これら高Q及び/又は高電力インピーダンスマッチング及び共振器回路で使用され得る、可変および/または高電流および/または低直列損失の構成要素の種類を広げる上で有用である。
回路のトポロジー
満足な低損失および高電圧または高電流定格を有する可変回路素子は、入手するのに困難または高価である可能性がある。本明細書において、本発明者は、適切な電圧および電流定格を有する可能性がより高い、回路の固定素子に大きな電圧または電流が割り当てられ、且つ回路の可変素子に対する電圧および電流定格要件を軽減するように、固定素子および可変素子の組合せを組み込むことができるインピーダンスマッチングトポロジーを説明する。
単一の可変回路素子(上述した素子の回路網とは対照的に)は、可変構成要素の定格要件の減少およびより微細な調整分解能を達成するために、直列または並列に接続された固定および可変構成要素の組合せを用いたトポロジーにより実現され得る。これは、以下の事実により数学的に実証され得る。
ここで、x|subscript|は任意の素子の値(例えば、キャパシタンス、インダクタンス)であり、Xは電圧または電流であり、「+符号」は、素子の適切な(直列追加または並列追加)組合せを示す。留意すべきは、x|subscript|の下付き文字の形式は、円形誘導性素子(例えば、x、x1など)により包囲される面積の半径からそれを容易に区別するために選択される。
以下の回路図において、本発明者は、低損失誘導性素子に対するインピーダンスマッチング及び係る誘導性素子の共振器設計の異なる特定のトポロジーの具現化形態を示す。更に、本発明者は、各トポロジーについて、上述されたどの原理が使用されているか、マッチングを達成するために使用され得る可変素子の値を与える式、及びマッチングされ得る複素インピーダンスの範囲(不等式およびスミスチャートの表現を用いて)を示す。これらの例の場合、本発明者は、Z0が実数であるが、非ゼロの虚数部を有する特性インピーダンスまでの拡張が真っ直ぐであると仮定し、その理由は、それがマッチング回路網の構成要素の必要な値における小さな調整だけを意味するからである。本発明者は、量に関する下付き文字nがZ0(除算した)に対する正規化を意味する取り決めを使用する。
図29の(b)のトポロジーの場合、特に簡単な設計は、X2=0を選択することである。この場合、これらのトポロジーは、以下の不等式を満たすインピーダンスをマッチングすることができる。即ち、
Rn>0、Xn>0
それらは、図29の(c)のスミスチャートの実線により包囲された領域によって示される。
これらのトポロジーは、以下の不等式を満たすインピーダンスをマッチングすることができる。即ち、
それらは、図30の(g)のスミスチャートの実線により包囲された領域によって示される。図30の(h)〜(m)の場合、調整可能な素子の必要な値は、以下により与えられ得る。
これらのトポロジーは、以下の不等式を満たすインピーダンスをマッチングすることができる。
それらは、図31の(d)のスミスチャートの実線により包囲された領域によって示される。図31の(e)〜(g)の場合、調整可能な素子の必要な値は、以下により与えられ得る。
ここで、kはM’=−kL’により定義され、L’は、インダクタループの各半分のインダクタンスであり、M’は係る2つの半分間の相互インダクタンスであり、これらのトポロジーは、以下の不等式を満たすインピーダンスをマッチングすることができる。即ち、
それらは、図32の(d)のスミスチャートの実線により包囲された領域によって示される。図32の(e)〜(g)の場合、調整可能な素子の必要な値は、以下により与えられる。
これらのトポロジーは、以下の不等式を満たすインピーダンスをマッチングすることができる。即ち、
それらは、図33の(g)のスミスチャートの実線により包囲された領域によって示される。図35の(h)〜(m)の場合、調整可能な素子の必要な値は、以下により与えられ得る。
これらのトポロジーは、以下の不等式を満たすインピーダンスをマッチングすることができる。
それらは、図34の(d)のスミスチャートの実線により包囲された領域によって示される。図34の(e)〜(g)の場合、調整可能な素子の必要な値は、以下により与えられ得る。
ここで、
そしてkはM’=−kL’により定義される。但し、L’は、誘導性素子の各半分のインダクタンスであり、M’は係る2つの半分間の相互インダクタンスである。これらのトポロジーは、以下の不等式を満たすインピーダンスをマッチングすることができる。
それらは、k=0の場合の図35の(d)に示された、k=0.05の場合の図35の(e)に示された、及びk=1の場合の図35の(f)に示された3つのスミスチャートの実線により包囲された領域によって示される。留意すべきは、0<k<1の場合、このトポロジーがマッチングできるスミスチャートの2つの分離された領域が存在する。
システムブロック図
本発明者は、中距離においてワイヤレスでデバイスに電力供給またはデバイスを充電することができる無線電力伝送システム用の高Q共振器の例を開示する。また、高Q共振器の無線電力伝送システムは、システムの任意の供給源共振器とは異なるサイズ、形状、組成、構成などである磁気共振器でもってワイヤレスでデバイスに電力を供給またはデバイスを充電することもできる。
いわゆるポートパラメータ測定回路は、システムの特定の電力、電圧、及び電流信号を測定または監視することができ、プロセッサ又は制御回路は、それら測定値に基づいて特定の設定値または動作パラメータを調整することができる。これらポートパラメータの測定値に加えて、システムの全体にわたる電圧および電流信号の大きさ及び位相、並びに電力信号の大きさは、システム性能を測定または監視するためにアクセスされ得る。本明細書の全体にわたって言及される測定信号は、ポートパラメータの信号、並びに電圧信号、電流信号、電力信号などの任意の組合せとすることができる。これらパラメータは、アナログ又はデジタル信号を用いて測定されることができ、それらはサンプリング及び処理されることができ、それらは多数の既知のアナログ及びデジタル処理技術を用いてデジタル化または変換され得る。測定信号または監視信号は、フィードバック回路またはシステムで使用されて、共振器および/またはシステムの動作が制御され得る。一般に、本発明者は、これら監視信号または測定信号を、基準信号、又はポートパラメータ測定値または信号と呼ぶが、それらは時として、エラー信号、監視信号、フィードバック信号などとも呼ばれる。本発明者は、電圧制御キャパシタを駆動するために使用される電圧のような、回路素子を制御するために使用される信号を、制御信号と呼ぶ。
1) Adjust each resonator "in isolation" as described above.
2) Adjust source C1/C3 until, at ω0 , Re{S11} = (Z1 +/- εRe) as follows:
- If Re{S11 @ ω0 } > (Z1 + εRe), decrease C1/C3. If Re{S11 @ ω0 } < (Z0 εRe), increase C1/C3.
3) Adjust source C2 until, at ω0, Im{S11} = (+/- εIm) as follows:
- If Im{S11 @ ω0 } > εIm, decrease C2. If Im{S11 @ ω0 } < -εIm, increase C2.
4) Adjust device C1/C3 until, at ω0, Re{S22} = (Z2 +/- εRe) as follows:
- If Re{S22 @ ω0 } > (Z2 + εRe), decrease C1/C3. If Re{S22 @ ω0} < (Z0 εRe), increase C1/C3.
5) Adjust device C2 until, at ω0, Im{S22} = 0 as follows:
- If Im{S22 @ ω0 } > εIm, decrease C2. If Im{S22 @ ω0 } < -εIm, increase C2。
各列挙される応用例に関して、当業者には理解されるように、無線電力送信を可能にするために使用される共振器構造体が、給電している又は電力供給されている物体と接続または一体化され得る様々な態様が存在する。共振器は、供給源の物体およびデバイスの物体から物理的に分離され得る。共振器は、従来の誘導性技術を用いて、又は例えばワイヤ又はケーブルを用いた直接的な電気接続を介して、物体に給電する又は物体から電力を取り出すことができる。電気接続は、共振器出力から物体のAC又はDC電力入力ポートまでとすることができる。電気接続は、物体の出力電力ポートから共振器ユニットまでとすることができる。
以上に述べたように、磁気共振器の高Q誘導性素子は、リッツ線導体から形成される。リッツ線は、特別にデザインされたパターンで編まれた細い絶縁線の束であり、細い個々の線が著しい長さにわたり大きな束内の同じ半径方向位置を占有するものではない。編みパターン及び複数の小直径線の使用は、表皮深さを効果的に増加させると共に、線のAC抵抗をある周波数範囲にわたって減少させる。
より小さい)のが好ましい。撚り線の編組化は、全ての撚り線が実質的に同じインピーダンスをもつことを保証する上で助けとなり、束ねた撚り線にまたがって同じ電圧を印加した(即ち、撚り線が並列に駆動された)場合に、撚り線が実質的に同じ電流を個々に導通するようにする。AC電流が撚り線にわたって均一に分布するので、AC抵抗が更に最小にされる。
無線電力伝達方法の効率は、供給源とデバイスとの間の分離距離と共に低下する。供給源共振器とデバイス共振器との間のある分離における無線電力伝達の効率は、調整可能なサイズをもつ供給源で改善することができる。本発明者は、固定の分離における無線電力伝達の効率は、供給源共振器及びデバイス共振器の相対的なサイズを調整することにより最適化できることを発見した。固定サイズ及び幾何学形状のデバイス共振器の場合、供給源共振器は、ある分離、位置、及び/又は方向において無線電力伝達の効率を最適化するサイズにすることができる。供給源共振器及びデバイス共振器が互いに接近するときは、両共振器の特性サイズ又は有効サイズが同様であるときに電力伝達効率を最適化することができる。大きな分離においては、デバイス共振器に対して供給源共振器の有効サイズを増加することにより電力伝達効率を最適化することができる。供給源は、デバイスが供給源に接近したり離れたりするときに供給源共振器のサイズを変更又は調整して、電力伝達効率を最適化するか、又は確かな望ましい電力伝達効率を達成するように構成される。
無線電力伝達システムは、1つ、2つ又はそれ以上の共振器が液体、スラリ、泥、塩の溶液、等に浸漬され、損失性及び/又は導電性の材料に埋められ、或いはそれらで取り囲まれたときに、動作するように設計される。ある実施形態では、水中、地中、流れの中、舗装の中、セメントの中、スラリの中、泥の中、混合材料の中、任意の形式の液体又は粘性材料のプールの中、井戸の中、例えば、水井、ガス井、油井、等の中にある1つ以上の共振器間をワイヤレスに伝達される。
102D:デバイス共振器
104:キャパシタ
108:インダクタ
110:キャパシタプレート
114:マルチループ導体
1121:コア
1122:導電性材料のループ
1131:平面コア
1132:コア材料
1201、1202:導体
1203:平面長方形コア
1310:内部構造体
1301、1302、1303、1304:導体
1305、1306、1307、1308:延長部
1309:ループコイル
1310:平面共振器構造体
1411:平坦な供給源
1414、1415、1416:平面共振器
1417:活性領域
1521:平面供給源
1522:携帯電話器
1523:他の電子装置
1524:コンピュータ
1525:表面
5201:下部ビア
5701、5702:撚り線型トレース
5901:デバイス共振器
5902:供給源共振器
5903:軸
6001:デバイス共振器
6002:供給源共振器
6006、6005:中心軸
6008:横方向オフセット
6101、6102、6103:共振器
6201、6202、6203:付加的な回路
6204:電力・制御回路
6501:磁気材料のコア
6502、6503、6504:導体
6506、6507、6508:重畳導体
6509、6510、6511:磁気コア
6512、6513、6514:導体
6515、6516:ギャップ
6601、6602:大きな共振器
6602、6605:小さな共振器
6604:供給源
6702:パッケージ
6704:共振器
6710:離間ゾーン
6802:離間ゾーン
6804:磁気材料スラブ
6806:10巻回の導体
6808:媒体
7002:管
7004:環状ハウジング
7008:供給源共振器
7010:センサ
7012:デバイス共振器
Claims (33)
- 電源に結合されて振動磁界を発生するように構成された容量性負荷の導電性ループを含む少なくとも1つの供給源磁気共振器と、
前記供給源共振器から離れており、前記振動磁界を電気的エネルギーへ変換するように構成された容量性負荷の導電性ループを含む少なくとも1つのデバイス共振器と、
を備え、少なくとも1つの前記共振器は、その共振器の周りに、その共振器を非損失性材料の層で取り巻く離間ゾーンを有する、無線電力伝達システム。 - 前記離間ゾーンは、前記共振器の周りで対称的な距離に延びる、請求項1に記載のシステム。
- 前記離間ゾーンは、前記共振器の周りで非対称的な距離に延びる、請求項1に記載のシステム。
- 前記離間ゾーンは、電界が最も大きな前記共振器の領域の周りで最大となる、請求項3に記載のシステム。
- 最小の離間ゾーンは、0.25mmを越える、請求項1に記載のシステム。
- 最小の離間ゾーンは、1cmを越える、請求項1に記載のシステム。
- 最小の離間ゾーンは、10cmを越える、請求項1に記載のシステム。
- 最小の離間ゾーンは、前記共振器の特性サイズの約1.0%である、請求項1に記載のシステム。
- 最小の離間ゾーンは、前記共振器の特性サイズの約0.1%である、請求項1に記載のシステム。
- 前記磁気共振器は、更に、磁気材料で構成される、請求項1に記載のシステム。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、固有のQが100より大きい、請求項1に記載のシステム。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、水に浸漬される、請求項10に記載のシステム。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、油に浸漬される、請求項10に記載のシステム。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、土材料に浸漬される、請求項10に記載のシステム。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、井戸に配置される、請求項10に記載のシステム。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、生物の体内に配置される、請求項10に記載のシステム。
- 振動磁界を発生するように容量性負荷の導電性ループを含む少なくとも1つの供給源磁気共振器を付勢する段階と、
前記供給源共振器から離れており、前記振動磁界を電気的エネルギーへ変換するように構成された容量性負荷の導電性ループを含む少なくとも1つのデバイス磁気共振器を準備する段階と、
少なくとも1つの共振器の周りに離間ゾーンを維持して、その共振器と環境の損失性材料との間に分離距離を維持する段階と、
を備えた無線電力伝達方法。 - 前記離間ゾーンは、前記共振器の周りで対称的な距離に延びる、請求項17に記載の方法。
- 前記離間ゾーンは、前記共振器の周りで非対称的な距離に延びる、請求項17に記載の方法。
- 最小の離間ゾーンは、0.25mmを越える、請求項17に記載の方法。
- 最小の離間ゾーンは、1cmを越える、請求項17に記載の方法。
- 最小の離間ゾーンは、10cmを越える、請求項17に記載の方法。
- 最小の離間ゾーンは、前記共振器の特性サイズの約1.0%である、請求項17に記載の方法。
- 最小の離間ゾーンは、前記共振器の特性サイズの約0.1%である、請求項17に記載の方法。
- 前記磁気共振器は、更に、磁気材料で構成される、請求項17に記載の方法。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、固有のQが100より大きい、請求項17に記載の方法。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、水に浸漬される、請求項26に記載の方法。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、油に浸漬される、請求項26に記載の方法。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、土材料に浸漬される、請求項26に記載の方法。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、井戸に配置される、請求項26に記載の方法。
- 少なくとも1つの磁気共振器は、生物の体内に配置される、請求項26に記載の方法。
- 縦坑内で無線電力伝達する供給源において、
磁気材料のコアの周りに巻かれ、電源に結合され、そして振動磁界を発生するように構成された容量性負荷の導電性ループを備え、
前記導電性ループは、前記縦坑の長さと同軸的であるように方向付けされる、供給源。 - 更に、磁気材料のコアに周りに巻かれた複数の容量性負荷の導電性ループが前記縦坑の直径の周りに配列された、請求項32に記載の供給源。
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