JP2012191602A - Reception apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ディジタル無線通信方式における等化及び信号分離方式の受信装置に関するものである。特に、時間領域等化器において、周波数選択性通信路に於けるマルチ入力、マルチ出力（Multiple-Input Multiple-Output, ＭＩＭＯ、以下「ＭＩＭＯ」という。）システムにおいて優れたビット誤り率特性を実現させる受信装置を提供するものである。 The present invention relates to a receiver for equalization and signal separation in a digital wireless communication system. In particular, in a time domain equalizer, an excellent bit error rate characteristic is realized in a multiple-input multiple-output (MIMO) system in a frequency selective channel. A receiving apparatus is provided.
第1の従来技術としてＶｉｔｅｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍを用いた最尤系列推定(ＭＬＳＥ : Maximum Likelihood Sequence Estimation)等化方式がある。最尤系列推定とは“送信信号系列から最も尤もらしい送信信号系列”を推定する方式であり、周波数選択性通信路に於いて受信機で行う等化処理方式の中で最適である。 As a first prior art, there is a Maximum Likelihood Sequence Estimation (MLSE) equalization method using Vitebi Algorithm. Maximum likelihood sequence estimation is a method for estimating the most likely transmission signal sequence from a transmission signal sequence, and is the most suitable equalization processing method performed by a receiver in a frequency selective channel.
従来技術としてＭＩＭＯ通信路に於ける等化手法にＳＣ／ＭＭＳＥ(Soft Canceller with MMSE filter)等化方式がある（特許文献１）。復号器からフィードバックされる復号結果をもとにＩＳＩ（Inter-Symbol Interference）及びＩＡＩ(Inter-Antenna Interference)を受信信号から除去し、ＭＭＳＥフィルタに入力することによって信号の検出を行う手法である。 As a prior art, there is an SC / MMSE (Soft Canceller with MMSE filter) equalization method as an equalization method in a MIMO communication channel (Patent Document 1). This is a technique for detecting a signal by removing ISI (Inter-Symbol Interference) and IAI (Inter-Antenna Interference) from a received signal based on a decoding result fed back from a decoder and inputting the signal to an MMSE filter.
ＭＩＭＯ無線通信において、通信品質を大きく劣化させる原因はＩＳＩ及びＩＡＩである。ＩＳＩ及びＩＡＩの除去性能を高めることにより受信通信品質の向上を図る。しかし、特許文献１の技術においては、初回はＬＤＰＣ復号器の軟値出力が無いため、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２でＩＳＩとＩＡＩのソフトキャンセルを行うことができないという問題があった。
また、Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（ＶＡ）を用いたＭＬＳＥ等化では、軟値の出力を行えないため、このままでは受信信号に関する情報量が減少して復号器からの正確な復号結果が得られない。
また、ＭＬＳＥ等化ではバースト誤りが発生しやすいため、誤りを拡散させるインターリーバが必要である。
In MIMO wireless communication, the causes of greatly degrading communication quality are ISI and IAI. The reception communication quality is improved by enhancing the removal performance of ISI and IAI. However, the technique of Patent Document 1 has a problem that the SC / MMSE equalizer 72 cannot perform ISI and IAI soft cancellation because the LDPC decoder does not have a soft value output for the first time.
Also, in MLSE equalization using Viterbi Algorithm (VA), since a soft value cannot be output, the amount of information related to the received signal is reduced and an accurate decoding result cannot be obtained from the decoder.
Further, since burst errors are likely to occur in MLSE equalization, an interleaver that diffuses errors is necessary.
本発明は、斯かる実情に鑑み、複数の送受信アンテナを用いるＭＩＭＯ無線通信において、通信の品質を劣化させるＩＳＩ及びＩＡＩの除去能力を高めることにより、高信頼な受信結果が得られる受信装置を提供することを目的とする。 In view of such circumstances, the present invention provides a receiving apparatus capable of obtaining a highly reliable reception result by enhancing the ability to remove ISI and IAI that degrade communication quality in MIMO wireless communication using a plurality of transmitting and receiving antennas. The purpose is to do.
本発明は、ＭＩＭＯ無線通信路において通信を行う受信装置であって、
遅延波による符号間干渉及びアンテナ間干渉を最尤系列推定によって除去するＭＬＳＥ等化部と、前記ＭＬＳＥ等化部の出力をＬＤＰＣ復号するＬＤＰＣ復号部と、を備え、
前記ＭＬＳＥ等化部は、前記ＬＤＰＣ復号部の復号結果を用いて前記符号間干渉及び前記アンテナ間干渉を除去することを特徴とする。
The present invention is a receiving apparatus that performs communication in a MIMO wireless communication path,
An MLSE equalization unit that removes intersymbol interference and inter-antenna interference due to delayed waves by maximum likelihood sequence estimation, and an LDPC decoding unit that LDPC-decodes the output of the MLSE equalization unit,
The MLSE equalization unit removes the intersymbol interference and the inter-antenna interference using a decoding result of the LDPC decoding unit.
前記ＭＬＳＥ等化部は、トレリス線図の双方向からパスメトリックを計算するＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)を用いることを特徴とする。 The MLSE equalization unit uses a bi-directional SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm) that calculates a path metric from both directions of a trellis diagram.
本発明によれば、ＭＩＭＯ無線通信において、ＬＤＰＣ復号器の復号結果をＭＬＳＥ等化器にフィードバックし、復号器の復号結果をＭＬＳＥ等化器のブランチメトリックの計算の際に用いる送信信号の事前確率へ入力して、これを繰り返すことによって、ＩＳＩ及びＩＡＩの除去能力を高め、高信頼度の受信結果が得られる。 According to the present invention, in MIMO wireless communication, the decoding result of the LDPC decoder is fed back to the MLSE equalizer, and the decoding signal prior probability of the transmission signal used when calculating the branch metric of the MLSE equalizer is used. By repeating the above and repeating this, the ability to remove ISI and IAI is enhanced, and a highly reliable reception result is obtained.
また、本発明によれば、軟値を出力できるＳＯＶＡを採用したＭＬＳＥ等化器を用いるので、受信信号に関する情報量を減少させることなく復号器に入力を受け渡せることができる。 In addition, according to the present invention, an MLSE equalizer that employs SOVA capable of outputting a soft value is used, so that the input can be passed to the decoder without reducing the amount of information related to the received signal.
また、本発明によれば、ＬＤＰＣ符号化を用いることによりインターリーバが不要になり、簡易な構造にできる。 Further, according to the present invention, the use of LDPC encoding eliminates the need for an interleaver, and allows a simple structure.
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
まず本発明（ＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器）の概略を、図１を用いて説明する。図１は、ＭＩＭＯ通信路におけるＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示すブロック図である。この送受信機１０は、送信機２０と受信機３０から構成される。 First, an outline of the present invention (LDPC encoded MLSE turbo equalizer) will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transceiver of an LDPC encoded MLSE turbo equalizer in a MIMO communication path. The transceiver 10 includes a transmitter 20 and a receiver 30.
送信機２０は、ＬＤＰＣ符号器２１、Ｓ／Ｐ変換器２２、ＱＡＭ変調器２３−１，２３−２、送信アンテナ２４−１，２４−２を備える。送信機２０では、ＬＤＰＣ符号器２１によりＬＤＰＣ符号化された情報ビット系列を、Ｓ／Ｐ変換器２２により直列並列変換してからＱＡＭ変調器２３−１，２３−２によりＱＡＭ変調して送信シンボルとし、各送信アンテナ２４−１，２４−２から送信する。 The transmitter 20 includes an LDPC encoder 21, an S / P converter 22, QAM modulators 23-1 and 23-2, and transmission antennas 24-1 and 24-2. In the transmitter 20, the information bit sequence LDPC-encoded by the LDPC encoder 21 is serial-to-parallel converted by the S / P converter 22, and then QAM-modulated by the QAM modulators 23-1 and 23-2 to be transmitted symbols And transmitted from each of the transmission antennas 24-1 and 24-2.
受信機３０は、受信アンテナ３１−１，３１−２、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２、Ｐ／Ｓ変換器３３、ＬＤＰＣ復号器３４を備える。受信機３０では、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２により、ＩＳＩとＩＡＩを補償し、復調ＱＡＭ信号からＢｉｔ ＬＬＲを得て、Ｐ／Ｓ変換器３３により並列直列変換してからＬＤＰＣ復号器３４に入力する。ＬＤＰＣ復号器３４から出力されたＢｉｔ ＬＬＲを帰還してＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２に入力し、Ｂｉｔ ＬＬＲを考慮して再びＩＳＩとＩＡＩの補償を行う。ＬＤＰＣ復号器３４は、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２の出力を再びＬＤＰＣ復号する。これを繰り返すことによってＢＥＲ特性が改善される。 The receiver 30 includes receiving antennas 31-1 and 31-2, a MIMO-MLSE equalizer 32, a P / S converter 33, and an LDPC decoder 34. In the receiver 30, the ISI and IAI are compensated by the MIMO-MLSE equalizer 32, the Bit LLR is obtained from the demodulated QAM signal, and parallel-serial conversion is performed by the P / S converter 33 and then input to the LDPC decoder 34. To do. The Bit LLR output from the LDPC decoder 34 is fed back and input to the MIMO-MLSE equalizer 32, and ISI and IAI compensation is performed again in consideration of the Bit LLR. The LDPC decoder 34 performs LDPC decoding on the output of the MIMO-MLSE equalizer 32 again. By repeating this, the BER characteristic is improved.
送信アンテナ数をｎＴ、受信アンテナ数をｎＲとする。各送信受信アンテナ間の通信路は、１シンボル時間Ｔｓ毎の遅延のタップ付き遅延線モデルで表せる。通信路の遅延マルチパス波数をＬとする。また、説明を簡単にするためにＢＰＳＫ変調を用いた場合の説明を行う。 Assume that the number of transmitting antennas is n T and the number of receiving antennas is n R. The communication path between the transmitting and receiving antennas can be represented by a delay line model with a tap for each symbol time Ts. Let L be the delayed multipath wave number of the communication path. In order to simplify the description, a description will be given of the case where BPSK modulation is used.
時刻ｔの送信アンテナｉからの送信シンボルをｘｔ ｉ、送信アンテナｉから受信アンテナｊへのｌ番目の遅延パスの複素利得をｈｌ （ｉ）（ｊ）（ｉ＝１，…，ｎＴ，ｊ＝１，…，ｎＲ）とすると、時刻ｔの受信アンテナｊの受信信号ｙｔ ｊは式（１）で表せる。 The transmission symbol from the transmission antenna i at time t is x t i , and the complex gain of the l-th delay path from the transmission antenna i to the reception antenna j is h l (i) (j) (i = 1,..., N T , J = 1,..., N R ), the received signal y t j of the receiving antenna j at time t can be expressed by equation (1).
このとき、図２に示すように、各時刻の状態数が２ｎＴ（Ｌ−１）で、ブランチの本数が２ｎＴＬであるトレリス線図が描ける。状態Ｓ＝（ｉ，ｊ）は送信アンテナ１において情報ｉ、送信アンテナ２において情報ｊを送信したことを表す。ｉ，ｊは０あるいは１である。このトレリス線図からＶｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを用いて、送信信号系列を最尤系列推定（ＭＬＳＥ）することができる。但しＶｉｔｅｒｂｉ等化器の出力は軟値であるＢｉｔ ＬＬＲで行う。このためＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ (Soft Output Viterbi Algorithm)を用いる。 At this time, as shown in FIG. 2, a trellis diagram in which the number of states at each time is 2 nT (L-1) and the number of branches is 2 nTL can be drawn. The state S = (i, j) indicates that information i is transmitted from the transmission antenna 1 and information j is transmitted from the transmission antenna 2. i and j are 0 or 1. The maximum likelihood sequence estimation (MLSE) of the transmission signal sequence can be performed from this trellis diagram using the Viterbi algorithm. However, the output of the Viterbi equalizer is a Bit LLR which is a soft value. For this purpose, Bi-directional SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm) is used.
図２において、時刻ｔと時刻ｔ＋１の各状態を結ぶブランチは、それぞれブランチメトリック値を持っている。ブランチメトリック値の計算式を式（２）に示す。 In FIG. 2, each branch connecting the states at time t and time t + 1 has a branch metric value. A formula for calculating the branch metric value is shown in Formula (2).
式（２）のｌｎＰｒ（ｘｔ ｉ）は、ＬＤＰＣ復号器３４から帰還され入力されるＢｉｔ ＬＬＲ値Λ（ｘｔ ｉ）を元に式（３）を用いて計算することができる。 InPr (x t i ) in equation (2) can be calculated using equation (3) based on the Bit LLR value Λ (x t i ) fed back and input from the LDPC decoder 34.
次に式（４）を用いてパスメトリックμｔ（ｓｔ）の計算を行う。図２のように時刻ｔのある状態に一つ前の時刻ｔ−１の状態から伸びる複数本のブランチが繋がっている。一つ前の時刻の状態ｓｔ−１がもつパスメトリックμｔ−１（ｓｔ−１）に、繋がっているブランチのブランチメトリックを加算し、時刻ｔにおけるパスメトリックμｔ（ｓｔ−１→ｓｔ）とする。時刻ｔの状態ｓｔに繋がるパスの中から最小のパスメトリックを持つものをサバイバルパスとして残す。 Next, the path metric μ t (s t ) is calculated using Expression (4). As shown in FIG. 2, a plurality of branches extending from the state at the previous time t-1 are connected to the state at the time t. A path metric mu t-1 of one state s t-1 of the previous time has (s t-1), by adding the branch metric for branches which are connected, a path metric mu t at time t (s t-1 → s t ). Among the paths connected to the state s t at time t, the path having the minimum path metric is left as a survival path.
このパスメトリックの計算を前方向（ｔ：０→ｎ）、後方向（ｔ：ｎ→０）、それぞれの方向から行う。前方向から計算を行ったパスメトリックをμｔ ｆ、後方向から計算したパスメトリックをμｔ ｂとする。 This path metric is calculated from the forward direction (t: 0 → n) and the backward direction (t: n → 0). The path metric calculated from the forward direction is μ t f and the path metric calculated from the backward direction is μ t b .
時刻tの状態毎に前方向のパスメトリックμt fと後方向からのパスメトリックμt bを加算したμｔを求める。時刻ｔにおいてμｔが最小となるものをμｔ ｍｉｎとする。 Finding a path metric mu t b the sum of the mu t of each state at time t from the forward path metric mu t f and rear direction. A case where μ t is minimum at time t is defined as μ t min .
また、時刻ｔにおいて最小のパスメトリックμｔ ｍｉｎを持つパスの時刻ｔの送信信号と競合する最小のパスメトリックμｔ ｃを探す。μｔ ｃは、時刻ｔ−１から時刻ｔへ遷移するブランチの中で推定シンボルと異なるシンボルが割り当てられたブランチの中から選び、式（５）の値とする。 Also, the minimum path metric μ t c that competes with the transmission signal at time t of the path having the minimum path metric μ t min at time t is searched. μ t c is selected from the branches to which symbols different from the estimated symbols are allocated among the branches that transition from time t−1 to time t, and is set as the value of Expression (5).
ここで、Ｂｉｔ ＬＬＲの計算を行う。長さτの受信信号系列Ｙτを受信したとき、送信信号系列Ｘτを送った確率は式（６）になる。 Here, Bit LLR is calculated. When the reception signal sequence Y τ having the length τ is received, the probability of transmitting the transmission signal sequence X τ is expressed by Equation (6).
受信雑音は白色ガウス雑音であるので送信信号系列Ｘτを送信した場合の受信信号系列Ｙτの発生確率は式（７）で与えられる。 Since the reception noise is white Gaussian noise, the generation probability of the reception signal sequence Y τ when the transmission signal sequence X τ is transmitted is given by Equation (7).
式（７）の両辺の対数をとると式（８）になる。 Taking the logarithm of both sides of Equation (7) yields Equation (8).
ｘｔ ｉのＢｉｔ ＬＬＲは式（９）で表せる。
次に、比較対象である従来のＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の概略を、図３を用いて説明する。図３にＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示す。この送受信機５０は、送信機６０と受信機７０とから構成される。 Next, an outline of a conventional LDPC encoded SC / MMSE turbo equalizer which is a comparison target will be described with reference to FIG. FIG. 3 shows the configuration of the transceiver of the LDPC encoded MIMO-SC / MMSE turbo equalizer. The transceiver 50 includes a transmitter 60 and a receiver 70.
送信機６０は、ＬＤＰＣ符号器６１、Ｓ／Ｐ変換器６２、ＱＡＭ変調器６３−１，６３−２、送信アンテナ６４−１，６４−２を備え、図１のＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器である送信機２０と同じ構成である。したがって、詳しい説明は省略する。 The transmitter 60 includes an LDPC encoder 61, an S / P converter 62, QAM modulators 63-1, 63-2, and transmission antennas 64-1, 64-2, and the like, such as the LDPC encoded MIMO-MLSE in FIG. The configuration is the same as that of the transmitter 20 that is a generator. Therefore, detailed description is omitted.
受信機７０は、受信アンテナ７１−１，７１−２、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２、Ｐ／Ｓ変換器７３、ＬＤＰＣ復号器７４を備える。受信機７０では、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２により、ＩＳＩとＩＡＩを補償し、復調ＱＡＭ信号からＢｉｔ ＬＬＲを得て、Ｐ／Ｓ変換器７３により並列直列変換してからＬＤＰＣ復号器７４に入力する。ＬＤＰＣ復号器７４から出力されたＢｉｔ ＬＬＲを帰還してＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２に入力し、Ｂｉｔ ＬＬＲを考慮して再びＩＳＩとＩＡＩの補償を行う。ＬＤＰＣ復号器７４は、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２の出力を再びＬＤＰＣ復号する。ＬＤＰＣ復号器７４から帰還された軟値Ｂｉｔ ＬＬＲをＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２に入力し、ＩＳＩとＩＡＩの干渉成分をソフトキャンセルする。その後、ＭＭＳＥフィルタを通すことによって、等価的なＡＷＧＮ通信路を得て、Ｂｉｔ ＬＬＲを出力する。 The receiver 70 includes reception antennas 71-1 and 71-2, a MIMO-SC / MMSE equalizer 72, a P / S converter 73, and an LDPC decoder 74. In the receiver 70, the MIMO-SC / MLSE equalizer 72 compensates for ISI and IAI, obtains a Bit LLR from the demodulated QAM signal, performs parallel-serial conversion by the P / S converter 73, and then performs an LDPC decoder 74. To enter. The Bit LLR output from the LDPC decoder 74 is fed back and input to the MIMO-SC / MLSE equalizer 72, and the ISI and IAI are compensated again in consideration of the Bit LLR. The LDPC decoder 74 LDPC-decodes the output of the MIMO-SC / MLSE equalizer 72 again. The soft bit LLR fed back from the LDPC decoder 74 is input to the SC / MMSE equalizer 72, and the ISI and IAI interference components are soft-canceled. Then, an equivalent AWGN communication path is obtained by passing through the MMSE filter, and a Bit LLR is output.
しかし、初回はＬＤＰＣ復号器７４の軟値出力が無いため、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２でＩＳＩとＩＡＩのソフトキャンセルを行うことができない。そこでＬＤＰＣ復号器７４からの帰還入力が無いときは、その入力Ｂｉｔ ＬＬＲ値を０としてＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２の等化処理を行う。その後、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２の判定結果を用いてＩＳＩ及びＩＡＩのソフトキャンセルを逐次行っていく。 However, since there is no soft value output from the LDPC decoder 74 for the first time, the SC / MMSE equalizer 72 cannot perform soft cancellation of ISI and IAI. Therefore, when there is no feedback input from the LDPC decoder 74, the input Bit LLR value is set to 0 and the equalization process of the SC / MMSE equalizer 72 is performed. Thereafter, soft cancellation of ISI and IAI is sequentially performed using the determination result of the SC / MMSE equalizer 72.
以下、本発明に係る送受信機（図１の送受信機１０）の特性について説明する。
本発明の特性を説明するにあたり、既存方式であるＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化方式（図３の送受信機５０）を比較対象とする。本発明、比較方式ともにＬＤＰＣ符号は符号化率Ｒ＝０．５を用いている。
The characteristics of the transceiver (transceiver 10 in FIG. 1) according to the present invention will be described below.
In describing the characteristics of the present invention, the LDPC-coded SC / MMSE turbo equalization method (the transceiver 50 in FIG. 3), which is an existing method, will be compared. In both the present invention and the comparison method, the LDPC code uses a coding rate R = 0.5.
本発明、比較方式ともに、各送信・受信アンテナ間の通信路は、各通信路の位相は０〜２πの間で一様分布する等電力の３パス周波数選択性静的通信路とする。また通信路のチャネル推定は受信側で完全であるということを前提としている。
本発明、比較方式ともに、変調方式はＢＰＳＫ変調、ＱＰＳＫ変調の２通りの場合を示す。
In both the present invention and the comparison method, the communication path between the transmitting and receiving antennas is a three-path frequency selective static communication path of equal power in which the phase of each communication path is uniformly distributed between 0 and 2π. It is also assumed that channel estimation of the communication channel is complete on the receiving side.
In both the present invention and the comparison method, there are two modulation methods: BPSK modulation and QPSK modulation.
変調方式がＢＰＳＫ変調の場合の本発明と比較方式の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性を図４に、変調方式がＱＰＳＫ変調の場合のＢＥＲ特性を図５に示す。なお、以降の図（図４〜図８）において、＃ＮはＮ回フィードバックしたことを表す。 FIG. 4 shows the BER characteristics by computer simulation of the present invention and the comparison system when the modulation system is BPSK modulation, and FIG. 5 shows the BER characteristics when the modulation system is QPSK modulation. In the following figures (FIGS. 4 to 8), #N represents feedback N times.
図４、図５より軟値フィードバックを行う毎にＢＥＲ特性が改善されている様子が確認できる。軟値フィードバック３回において、本発明は、ＢＰＳＫ変調では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に比べ、ＢＥＲ＝１０−３で約０．５ｄＢ、ＱＰＳＫ変調では約１．０ｄＢ改善されている。ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器では軟値フィードバック１回で大きくＢＥＲ特性が改善される。これはフィードバック０回に於いてはＬＤＰＣ復号器からＳＣ／ＭＭＳＥ等化器にＢｉｔ ＬＬＲが入力されないため、干渉除去に用いるソフトレプリカを生成できないのでＢＥＲ特性が悪くなるが、フィードバック１回ではソフトレプリカを生成できる為、ＢＥＲ特性が大きく改善されることによる。 4 and 5, it can be confirmed that the BER characteristics are improved every time soft value feedback is performed. In three soft-value feedbacks, the present invention improves about 0.5 dB for BER = 10 −3 and about 1.0 dB for QPSK modulation compared to SC / MMSE equalizer for BPSK modulation. In the SC / MMSE equalizer, the BER characteristic is greatly improved by one soft value feedback. This is because the Bit LLR is not input from the LDPC decoder to the SC / MMSE equalizer at zero feedback, so that a soft replica used for interference cancellation cannot be generated, so the BER characteristics deteriorate. This is because the BER characteristics are greatly improved.
図４、図５より、フィードバック回数は３回でＢＥＲ特性がほぼ収束するため、以降の計算機シミュレーションではフィードバック回数は３回で行う。 4 and 5, the feedback count is 3 times and the BER characteristic almost converges. Therefore, in the subsequent computer simulation, the feedback count is 3 times.
図６にＱＰＳＫ変調での通信路遅延パス数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す。通信路遅延パス数は２及び３ある。 FIG. 6 shows a change in the BER characteristics accompanying an increase in the number of communication path delay paths in QPSK modulation. There are 2 and 3 communication path delay paths.
図６より本発明と比較方式は共に、通信路遅延パスの多い方が、パスダイバーシチの効果でＢＥＲ特性が改善される。 As shown in FIG. 6, both the present invention and the comparison method improve the BER characteristics due to the effect of path diversity when the communication path delay path is larger.
図７、図８に本発明と比較方式のＢＰＳＫ変調での送受信アンテナ数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す。図７は等電力の３パス静的通信路、図８は等電力の３パス準静的レイリーフェージング通信路におけるＢＥＲ特性である。 FIGS. 7 and 8 show changes in BER characteristics as the number of transmission / reception antennas increases in the BPSK modulation according to the present invention and the comparison method. FIG. 7 shows BER characteristics in an equal power three-path static communication channel, and FIG. 8 shows BER characteristics in an equal power three-pass quasi-static Rayleigh fading channel.
図７，８より、送受信アンテナ数が増加に対し、ＭＬＳＥ等化器及びＳＣ／ＭＭＳＥ等化器共にＢＥＲ特性が改善される。これは両方式共に、空間ダイバーシチの効果によりＢＥＲ特性が改善されるからと考えられる。また、図７の静的３パス通信路では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に対するＭＬＳＥ等化器の改善度は、１×１，２×２，４×４の順で大きい。しかし４×４ではこの差は非常に小さい。さらに、図８の３パス準静的Ｒａｙｌｅｉｇｈフェージング通信路では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に対するＭＬＳＥ等化器の改善度は、１×１の場合は小さいが、２×２、４×４の場合は大きな改善が得られている。 7 and 8, as the number of transmission / reception antennas increases, both the MLSE equalizer and the SC / MMSE equalizer improve the BER characteristics. This is thought to be due to the BER characteristics being improved by the effect of space diversity in both systems. Further, in the static three-path communication path of FIG. 7, the improvement degree of the MLSE equalizer with respect to the SC / MMSE equalizer is large in the order of 1 × 1, 2 × 2, and 4 × 4. But at 4x4 this difference is very small. Further, in the 3-pass quasi-static Rayleigh fading channel of FIG. 8, the improvement degree of the MLSE equalizer with respect to the SC / MMSE equalizer is small in the case of 1 × 1, but in the case of 2 × 2, 4 × 4 Has been greatly improved.
以上、この発明の実施の形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等された発明も含まれる。 The embodiments of the present invention have been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to these embodiments, and design changes and the like can be made without departing from the scope of the present invention. Inventions are also included.
ディジタル無線通信方式における等化器に関する発明である。特に、ＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器は優れたＩＳＩ及びＩＡＩの除去性能をもつため、優れたビット誤り率特性を実現させるディジタル無線通信方式として利用可能性がある。 The present invention relates to an equalizer in a digital wireless communication system. In particular, since the LDPC encoded MIMO-MLSE turbo equalizer has excellent ISI and IAI removal performance, it can be used as a digital wireless communication system that realizes excellent bit error rate characteristics.
１０ 送受信機
２０ 送信機
２１ ＬＤＰＣ符号器
２２ Ｓ／Ｐ変換器２２
２３−１，２３−２ ＱＡＭ変調器
２４−１，２４−２ 送信アンテナ
３０ 受信機
３１−１，３１−２ 受信アンテナ
３２ ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器
３３ Ｐ／Ｓ変換器
３４ ＬＤＰＣ復号器
10 transceiver 20 transmitter 21 LDPC encoder 22 S / P converter 22
23-1, 23-2 QAM modulator 24-1, 24-2 transmitting antenna 30 receiver 31-1, 31-2 receiving antenna 32 MIMO-MLSE equalizer 33 P / S converter 34 LDPC decoder
Claims (2)
遅延波による符号間干渉及びアンテナ間干渉を最尤系列推定によって除去するＭＬＳＥ等化部と、
前記ＭＬＳＥ等化部の出力をＬＤＰＣ復号するＬＤＰＣ復号部と、
を備え、
前記ＭＬＳＥ等化部は、前記ＬＤＰＣ復号部の復号結果を用いて前記符号間干渉及び前記アンテナ間干渉を除去すること
を特徴とする受信装置。 A receiving device that performs communication in a MIMO wireless communication path,
An MLSE equalizer for removing intersymbol interference and inter-antenna interference due to delayed waves by maximum likelihood sequence estimation;
An LDPC decoding unit for LDPC decoding the output of the MLSE equalization unit;
With
The MLSE equalization unit removes the intersymbol interference and the inter-antenna interference using a decoding result of the LDPC decoding unit.
トレリス線図の双方向からパスメトリックを計算するＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)を用いること
を特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The MLSE equalization unit
2. The receiving apparatus according to claim 1, wherein a Bi-directional SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm) for calculating a path metric from both directions of a trellis diagram is used.
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