JP2009218765A - 光受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】差動Ｍ相位相シフト変調方式を用いて変調された光信号から正確にデータを再生することが可能な技術を提供することを目的とする。
【解決手段】復調器１には、光信号ＰＳを分岐して得られる光信号ＰＳ１に位相シフトを与えるヒータ２１２が設けられている。ヒータ２１２での位相シフト量は制御部５０によって制御される。制御部５０は、低周波信号ＬＦＳ１を発生する信号発生器５２と、電気信号ＥＳ１の包絡線を検波する包絡線検波器５１と、包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１と低周波信号ＬＦＳ１とに基づいて、ヒータ２１２に対する制御電圧ＶＴ１を決定する操作量決定部５３と、制御電圧ＶＴ１に低周波信号ＬＦＳ１を加算して得られる信号を制御信号ＣＳ１として出力する加算器５４とを有している。ヒータ２１２は、制御信号ＣＳ１に応じて位相シフト量を変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying：差動四相位相シフト変調）方式などの差動Ｍ相位相シフト変調方式で変調された光信号を受信する光受信装置に関する。

従来から、光通信において使用される変調方式として、差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２^Nであって、Ｎは２以上の自然数）が知られている。この変調方式の代表例としてＤＱＰＳＫ方式がある。ＤＱＰＳＫ方式が使用される光通信では、送信装置において、０、１、２及び３の４種類のデータに対応して、時系列的に連続したシンボル間に、０、０．５π、π及び１．５πの４種類の位相差が与えられた光信号が生成され、当該光信号が送信装置から送信されることによって、２ビットの情報が送信される。この光信号は光ファイバを伝播して受信装置に入力される。受信装置では、復調器で光信号が復調され、その復調器の出力から０、１、２及び３の４種類のデータが再生される。

特許文献１には、ＤＱＰＳＫ方式で変調された光信号を復調する技術について開示されている。特許文献１にも記載されているように、ＤＱＰＳＫ方式での受信装置の復調器は、スプリッタと、２つの非対称マッハツェンダ干渉計（以後、「ＭＺＩ」と呼ぶ）と、バランス型受光器とで構成されることが多い。スプリッタは、受信した光信号を２分岐し、２分岐された光信号は２つのＭＺＩにそれぞれ送られる。各ＭＺＩでは、一方の光路に対して他方の光路の物理的な長さを長くすることによって２つの光路間に光路長差が設けられており、他方の光路を伝搬する光信号に対して、シンボル周期に等しい遅延時間が付与されている。さらに、バランス型受光器から出力される２系統の電気信号が対称となるように、一方のＭＺＩの短い方の光路を伝搬する信号には＋０．２５πの位相シフトが与えられ、他方のＭＺＩの短い方の光路を伝搬する信号には−０．２５πの位相シフトが与えられる。バランス型受光器は、各ＭＺＩからの出力光を電気信号に変換するフォトダイオードで構成されている。

一般的に、ビットエラーレートを抑えてＤＱＰＳＫ方式で変調された受信光を復調するためには、各ＭＺＩでの位相シフト量を１度以内に抑えることが望ましい。特許文献１では、各ＭＺＩでの位相シフト量を制御する技術が提案されている。特許文献１では、一方の経路でのデータ再生前の電気信号と、他方の経路でのデータ再生後の電気信号とを乗算し、その乗算結果の平均値を計算している。そして、その平均値に基づいて、一方の経路での位相シフト量を制御している。

特開２００７−２０１３８号公報

上述の特許文献１の技術では、データ再生前後の電気信号をシンボル周期に同期して処理している。一般にシンボル周期は非常に短いため、データ再生前とデータ再生後の信号は正確に同期している必要がある。しかしながら、データ再生回路では、データ再生前の信号とデータ再生後の信号との間にある程度の遅延が発生することから、この遅延の影響のために、データ再生前とデータ再生後の信号が正確に同期せず、乗算器において所望の出力信号を得られにくいという問題がある。そのため、復調器での位相シフト量の制御が不安定になるとともに、当該位相シフト量を精度良く制御できず、データ再生回路において正確なデータを再生できないことがある。

そこで、本発明は上述の問題に鑑みて成されたものであり、差動Ｍ相位相シフト変調方式を用いて変調された光信号から正確にデータを再生することが可能な技術を提供することを目的とする。

この発明の光受信装置は、差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２^Nであって、Ｎは２以上の自然数）を用いてＮビットのデータで変調された光信号を受信する光受信装置であって、前記光信号を分岐して得られる信号に位相シフトを与える位相シフト部を有し、前記光信号に対して復調処理を行う復調器と、前記復調器の出力信号に基づいて前記Ｎビットのデータを再生するデータ再生部と、前記位相シフト部での位相シフト量を目標値と一致するように制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記光信号におけるシンボル周期よりも長い周期の低周波信号を発生する信号発生器と、前記光信号と前記光信号を１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差と前記位相シフト量とを加算した値に応じて強度が変化する信号の包絡線を検波する包絡線検波器と、前記包絡線検波器から出力される検波信号と前記低周波信号とに基づいて、前記位相シフト部に対する操作量を決定する操作量決定部と、前記操作量に前記低周波信号を加算して得られる信号を制御信号として出力する加算器とを有し、前記位相シフト部は、前記制御信号に応じて前記位相シフト量を変化させる。

この発明の光受信装置によれば、光信号のシンボル周期に同期させて位相シフト量を制御する必要がないことから、安定かつ高精度に位相シフト量を制御することができる。よって、Ｎビットのデータを正確に再生することができる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態１に係る光受信装置は、差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２^Nであって、Ｎは２以上の自然数）を用いてＮビットの送信データで変調された光信号ＰＳを受信する光受信装置である。以下では、例えば、Ｍ＝４（Ｎ＝２）の場合、つまりＤＱＰＳＫ方式を用いて２ビットの送信データで変調された光信号ＰＳを受信する場合についての本実施の形態１に係る光受信装置について説明する。

図１に示されるように、本実施の形態１に係る光受信装置は、ＤＱＰＳＫ方式で変調された光信号ＰＳに対して復調処理を行う復調器１と、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１，ＥＳ２に基づいて２ビットの送信データを再生するデータ再生部６０と、復調器１で設定される後述の位相シフト量を制御する制御部５０，７０とを備えている。本光受信装置に対して送信される２ビットの送信データがとり得る４種類の値には、０、０．５π、π及び１．５πがそれぞれ割り当てられている。したがって、本光受信装置に入力される光信号ＰＳでは、時系列的に連続する２つのシンボル間に付与されている位相差Δφｉは、０、０．５π、π、及び１．５πのうちのいずれか一つとなる。

復調器１は、スプリッタ２０及び２つのＭＺＩ２１，２２を有する遅延干渉計２と、２つのバランス型受光器４，５を有する光電変換装置３と、２つのトランスインピーダンスアンプ６，７とを備えている。

スプリッタ２０は、光信号ＰＳを２つの光信号ＰＳ１，ＰＳ２に分岐する。一方の光信号ＰＳ１は、ＭＺＩ２１が有する２つの入力ポートの一方に入力され、他方の光信号ＰＳ２は、ＭＺＩ２２が有する２つの入力ポートの一方に入力される。

ＭＺＩ２１は、光信号ＰＳ１が伝搬する２つの光路２１０，２１１を有している。ＭＺＩ２１では、光路２１０の方が、光路２１１よりも物理的な長さが長く設定されており、２つの光路２１０，２１１の間では光路長差が設けられている。これにより、光路２１０を伝搬する光信号ＰＳ１にはシンボル周期に等しい遅延時間が付与される。

同様に、ＭＺＩ２２は、光信号ＰＳ２が伝搬する２つの光路２２０，２２１を有している。ＭＺＩ２２では、光路２２０の方が、光路２２１よりも物理的な長さが長く設定されており、２つの光路２２０，２２１の間では光路長差が設けられている。これにより、光路２２０を伝搬する光信号ＰＳ２にはシンボル周期に等しい遅延時間が付与される。

また、ＭＺＩ２１は、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１に対して位相シフトを与える位相シフト部として機能するヒータ２１２を有している。ヒータ２１２が光信号ＰＳ１に対して与える位相シフト量α１は、制御部５０によって＋０．２５πとなるように制御される。

同様に、ＭＺＩ２２は、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に対して位相シフトを与える位相シフト部として機能するヒータ２２２を有している。ヒータ２２２が光信号ＰＳ２に対して与える位相シフト量α２は、制御部７０によって−０．２５πとなるように制御される。

ＭＺＩ２１では、入力された光信号ＰＳ１と、当該光信号ＰＳ１とは１シンボル期間遅延した光信号ＰＳ１とが干渉し、それらの光信号ＰＳ１間の位相差に応じてシンボル周期ごとに光強度が変化する光信号が、ＭＺＩ２１の２つの出力ポートから出力される。ＭＩＺ２１に入力される光信号ＰＳ１と、それとは１シンボル周期だけ遅延した光信号ＰＳ１との間における、あるタイミングでの位相差は、遅延干渉計２に入力される光信号ＰＳにおける当該タイミングでのシンボルと、それよりも１シンボル周期後のシンボルとの間の位相差Δφｉに等しいことから、ＭＺＩ２１から出力される光信号は、光信号ＰＳでの位相差Δφｉの４種類の値（０、０．５π、π、１．５π）に応じて４種類の電磁界分布を有するようになる。ＭＺＩ２１からは、光強度が異なる相補的な２つの光信号が出力される。

同様に、ＭＺＩ２２では、入力された光信号ＰＳ２と、当該光信号ＰＳ２とは１シンボル期間遅延した光信号ＰＳ２とが干渉し、それらの光信号ＰＳ２間の位相差に応じてシンボル周期ごとに光強度が変化する光信号が、ＭＺＩ２２の２つの出力ポートから出力される。ＭＺＩ２２からは、光強度が異なる相補的な２つの光信号が出力される。

図２は遅延干渉計２の構造を示す断面図である。本実施の形態１に係る遅延干渉計２は、シリコン基板上において石英系平面光回路として形成される。遅延干渉計２を形成する際には、例えば、図２に示されるように、まず、厚さ１ｍｍのシリコン基板９０上に厚さ５０μｍのガラスを火炎堆積法を用いて堆積してアンダークラッド層９１を形成する。次に、比屈折率がアンダークラッド層９１より０．７５％程度高いガラスを火炎堆積法を用いてアンダークラッド層９１上に堆積し、その後、当該ガラスに対して反応性イオンエッチングを行うことによって当該ガラスをパターンニングし、コアたる光路２１０，２１１，２２０，２２１を形成する。そして、火炎堆積法を用いて光路２１０，２１１，２２０，２２１を覆うように厚さ２０μｍのガラスをアンダークラッド層９１上に堆積して、オーバークラッド層９２を形成する。その後、窒化タンタル（ＴａＮ）から成る薄膜をスパッタリング法を用いてオーバークラッド層９２上に堆積し、写真製版技術とイオンエッチング法とを用いて、当該薄膜をパターンニングする。これにより、窒化タンタルから成るヒータ２１２が光路２１１の近傍に形成され、窒化タンタルから成るヒータ２２２が光路２２１の近傍に形成される。

遅延干渉計２では、ヒータ２１２に供給する電圧が変化すると、その下の光路２１１の温度が変化し、光路２１１での屈折率が変化する。その結果、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１の位相が変化する。制御部５０は、ヒータ２１２に供給する電圧を制御することによって、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１に対して与える位相シフト量α１を制御する。同様に、制御部７０は、ヒータ２２２に供給する電圧を制御することによって、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に対して与える位相シフト量α２を制御する。

なお上記の例では、光路２１１だけにヒータを設けたが、光路２１０，２１１の両方にヒータを設けても良いし、光路２１０だけにヒータを設けても良い。つまり、光路２１０，２１１の少なくとも一方にヒータを設けて、光路２１０を伝搬する光信号ＰＳ１よりも、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１の方が０．２５πだけ位相が進むように当該ヒータを制御すればよい。同様に、ＭＺＩ２２においては、光路２２０，２２１の少なくとも一方にヒータを設けて、光路２２０を伝搬する光信号ＰＳ２よりも、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２の方が０．２５πだけ位相が遅れるように当該ヒータを制御すればよい。

バランス型受光器４，５は、ＭＺＩ２１，２２から出力される光信号をそれぞれ電気信号に変換する。バランス型受光器４は、直列接続された２つのフォトダイオード４ａ，４ｂで構成されており、フォトダイオード４ａ，４ｂにはＭＺＩ２１から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。バランス型受光器４からは、フォトダイオード４ａで生成される電流と、フォトダイオード４ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。同様に、バランス型受光器５は、直列接続された２つのフォトダイオード５ａ，５ｂで構成されており、フォトダイオード５ａ，５ｂにはＭＺＩ２２から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。バランス型受光器５からは、フォトダイオード５ａで生成される電流と、フォトダイオード５ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。フォトダイオード４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂとしては、例えばＩｎＰ系フォトダイオードが採用される。

トランスインピーダンスアンプ６は、バランス型受光器４から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１として出力する。１シンボル周期における光信号ＰＳの波形をＡ（ｔ）で表すと、電気信号ＥＳ１は以下の式（１）で表される。なお、ｔは時刻を表している。

Ａ²（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋α１） ・・・（１）
式（１）から理解できるように、電気信号ＥＳ１は、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差と位相シフト量α１とを加算した値に応じて強度が変化する信号である。

位相シフト量α１の＋０．２５πに対する位相誤差をΔ１とすると、式（１）は以下の式（２）に書き直すことができる。

Ａ²（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋Δ１） ・・・（２）
トランスインピーダンスアンプ７は、バランス型受光器５から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ２として出力する。電気信号ＥＳ２は、電気信号ＥＳ１と同様に以下の式（３）で表される。

Ａ²（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋α２） ・・・（３）
式（３）から理解できるように、電気信号ＥＳ２は、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差と位相シフト量α２とを加算した値に応じて強度が変化する信号である。

位相シフト量α２の−０．２５πに対する位相誤差をΔ２とすると、式（３）は以下の式（４）に書き直すことができる。

Ａ²（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋Δ２） ・・・（４）
データ再生部６０は、２つのＣＤＲ回路６１，６２と再生部６３とを備えている。ＣＤＲ回路６１は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１からクロック信号を抽出し、当該クロック信号に同期して、電気信号ＥＳ１を“１”か“０”に識別する。ＣＤＲ回路６２は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２からクロック信号を抽出し、当該クロック信号に同期して、電気信号ＥＳ２を“１”か“０”に識別する。再生部６３は、ＣＤＲ回路６１，６２での識別結果に基づいて２ビットの送信データを再生して出力する。

制御部５０は、包絡線検波器５１と、信号発生器５２と、操作量決定部５３と、加算器５４とを備えている。包絡線検波器５１は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１の包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ１を出力する。信号発生器５２は、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも長い周期の低周波信号ＬＦＳ１を発生して出力する。

操作量決定部５３は、乗算器５３０と、平均値算出部５３１と、正負判定部５３２と、決定部５３３とで構成されており、復調器１のヒータ２１２に対する操作量、つまりヒータ２１２に供給する制御電圧ＶＴ１を決定する。乗算器５３０は、包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１と、信号発生器５２から出力される低周波信号ＬＦＳ１とを乗算して出力する。平均値算出部５３１は、乗算器５３０の出力信号の平均値を算出する。正負判定部５３２は、乗算器５３０の出力信号に含まれる、低周波信号ＬＦＳ１の周波数に対して逓倍の周波数を有する信号成分の係数の正負を判定し、その判定結果を出力する。決定部５３３は、平均値算出部５３１で算出された平均値と、正負判定部５３２での判定結果とに基づいて制御電圧ＶＴ１を決定して出力する。

加算器５４は、制御電圧ＶＴ１に低周波信号ＬＦＳ１を加算し、得られた信号を制御信号ＣＳ１としてヒータ２１２に供給する。制御信号ＣＳ１がヒータ２１２に供給されると、制御信号ＣＳ１に応じて光路２１１の温度が変化するようになる。そうすると、光路２１１を伝達する光信号ＰＳ１に与えられる位相シフト量α１が変化する。このように、ヒータ２１２は、制御信号ＣＳ１に応じて、光路２１１を伝達する光信号ＰＳ１に与える位相シフト量α１を変化させる。制御信号ＣＳ１は、低周波信号ＬＦＳ１の変化に応じて変化するため、位相シフト量α１は低周波信号ＬＦＳ１の周波数に応じてゆっくりと変化するようになる。

制御部７０は、制御部５０と同様の構成を有しており、包絡線検波器７１と、信号発生器７２と、操作量決定部７３と、加算器７４とを備えている。包絡線検波器７１は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２の包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ２を出力する。信号発生器７２は、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも長い周期の低周波信号ＬＦＳ２を発生して出力する。

操作量決定部７３は、乗算器７３０と、平均値算出部７３１と、正負判定部７３２と、決定部７３３とで構成されており、復調器１のヒータ２２２に対する操作量、つまりヒータ２２２に供給する制御電圧ＶＴ２を決定する。乗算器７３０は、検波信号ＤＳ２と低周波信号ＬＦＳ２とを乗算して出力する。平均値算出部７３１は、乗算器７３０の出力信号の平均値を算出する。正負判定部７３２は、乗算器７３０の出力信号に含まれる、低周波信号ＬＦＳ２の周波数に対して逓倍の周波数を有する信号成分の係数の正負を判定し、その判定結果を出力する。決定部７３３は、平均値算出部７３１で算出された平均値と、正負判定部７３２での判定結果とに基づいて、ヒータ２２２に供給する制御電圧ＶＴ２を決定して出力する。

加算器７４は、制御電圧ＶＴ２に低周波信号ＬＦＳ２を加算し、得られた信号を制御信号ＣＳ２としてヒータ２２２に供給する。制御信号ＣＳ２がヒータ２２２に供給されると、制御信号ＣＳ２に応じて光路２２１の温度が変化するようになる。そうすると、光路２２１を伝達する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２が変化する。

包絡線検波器５１，７１は、例えば、ショットキーバリアダイオードを用いた半波整流回路や全波整流回路などで構成される。平均値算出部５３１，７３１は、例えば、ローパスフィルタや、積分計算またはフーリエ変換計算を行う演算回路などで構成される。正負判定部５３２，７３２は、例えばフーリエ変換計算を行う演算回路などで構成される。

次に制御部５０，７０の動作について詳細に説明する。制御部７０の動作は、制御部５０の動作と同様であるため、以下では制御部５０の動作を中心に説明する。

データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、式（２），（４）中の位相誤差Δ１，Δ２が零になるように位相シフト量α１，α２を制御する必要がある。

信号発生器５２が生成する低周波信号ＬＦＳ１の周波数をωとすると、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１は、式（２）より、以下の式（５）で表すことができる。

Ａ²（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）・・・（５）
ここで、δ１は位相シフト量α１と０．２５πとの差の時間平均値を表している。以後、δ１を「平均位相誤差δ１」と呼ぶ。また、β１（＞０）は低周波信号ＬＦＳ１によって位相シフト量α１が変調する度合を表している。以後、β１を「変調度β１」と呼ぶ。変調度β１が大きすぎると、位相シフト量α１が大きく変動して、データ再生部６０でのビットエラーレートが大きくなるため、当該ビットエラーレートを抑えるために変調度β１は十分小さい値に設定する。

本実施の形態１に係る制御部５０は、位相誤差Δ１を零に近づけるために、平均位相誤差δ１が零となるように位相シフト量α１を制御する。

図３は、δ１＝０での電気信号ＥＳ１における位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図３では、説明の便宜上、Ａ²（ｔ）＝１としている。ここで、位相θｉ１は以下の式（６）で表される。

θｉ１＝Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１ ・・・（６）
図３では、横軸に位相θｉ１をπで割った値を示しており、縦軸に電気信号ＥＳ１の大きさを示している。図３の４つの白丸は、ｔ＝０の場合での位相θｉ１と電気信号ＥＳ１の大きさとの関係を示しており、当該４つの白丸は、左から順にΔφｉ＝０πのときの値、Δφｉ＝０．５πのときの値、Δφｉ＝πのときの値、Δφｉ＝１．５πのときの値を示している。また、図３中のグラフ１００は、時刻ｔが変化した場合に白丸での位相θｉ１がどのように変化するかを示しており、グラフ１００においては下方に向かうほど時刻ｔが経過している。

図３の白丸で示されるように、ｔ＝０では、θｉ１＝０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πである。θｉ１＝０．２５πでの電気信号ＥＳ１の大きさと、θｉ１＝１．７５πでの電気信号ＥＳ１の大きさとは互いに同じ値となっており、θｉ１＝０．７５πでの電気信号ＥＳ１の大きさと、θｉ１＝１．２５πでの電気信号ＥＳ１の大きさとは互いに同じ値となっている。そして、θｉ１＝０．２５π，１．７５πでの電気信号ＥＳ１の大きさの絶対値は、θｉ１＝０．７５π，１．２５πでの電気信号ＥＳ１の大きさの絶対値と同じとなっている。包絡線検波においては絶対値を比較すればよいので、以下では、θｉ１＝０．２５π、１．７５πの場合のみを検討する。

図３に示されるように、位相θｉ１は、０＜ｔ＜π／ωでは初期状態から増加した後に減少し、ｔ＝π／ωで初期状態に戻る。そして、位相θｉ１は、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、初期状態から減少した後に増加し、ｔ＝２π／ωで初期状態に戻る。

このような位相θｉ１の変化に応じて、電気信号ＥＳ１の大きさは変化する。図３に示されるように、０＜ｔ＜π／ωでは、Δφｉ＝０での電気信号ＥＳ１の大きさはｔ＝０よりも減少し、Δφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１の大きさはｔ＝０よりも増加する。したがって、０＜ｔ＜π／ωでは、Δφｉ＝１．５πの場合の方が、Δφｉ＝０の場合よりも電気信号ＥＳ１の大きさが大きくなる。ｔ＝π／ωでは、位相θｉ１は初期状態に戻ることから、Δφｉ＝１．５πの場合とΔφｉ＝０の場合とでは電気信号ＥＳ１の大きさは同じとなる。π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、Δφｉ＝０での電気信号ＥＳ１の大きさはｔ＝０よりも増加し、Δφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１の大きさはｔ＝０よりも減少する。したがって、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、Δφｉ＝０の場合の方が、Δφｉ＝１．５πの場合よりも電気信号ＥＳ１の大きさが大きくなる。

以上より、δ１＝０の場合には、０＜ｔ＜π／ωではΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１の大きさが最も大きくなり、π／ω＜ｔ＜２π／ωではΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１の大きさが最も大きくなる。したがって、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも十分長く、かつ低周波信号ＬＦＳ１の周期よりも短い時定数で電気信号ＥＳ１の包絡線を包絡線検波器５１で検波すると、０＜ｔ＜π／ωでは常にΔφｉ＝１．５πである電気信号ＥＳ１の包絡線を検波する場合と同じ結果が得られ、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは常にΔφｉ＝０である電気信号ＥＳ１の包絡線を検波する場合と同じ結果が得られる。

ここで、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１の包絡線は図５のようになる。図４，５の横軸はシンボル周期で規格化された時刻ｔを示しており、図４の縦軸は最大値が１となるように規格化された低周波信号ＬＦＳ１の大きさを示しており、図５の縦軸は包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさを示している。図４に示される低周波信号ＬＦＳ１の周期は、１シンボル周期の２０×１０⁷倍に設定されている。例えば、１シンボル周期が５０ｐｓとすると、低周波信号ＬＦＳ１の周期及び周波数はそれぞれ１０ｍｓ及び１００Ｈｚとなる。低周波信号ＬＦＳ１が図４のような場合には、包絡線検波器５１での時定数は１０ｍｓに近い値に設定される。

以上のことから、δ１＝０の場合、包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさは、０＜ｔ＜π／ωでは、
ｃｏｓ（１．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（７）
に比例し、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、
ｃｏｓ（０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（８）
に比例するといえる。

よって、検波信号ＤＳ１は、周期π／ωの周期性を示し、ｔ＝０のとき最小値（１／√２×比例定数Ｋ）となり、ｔ＝π／２ωのとき最大値（ｃｏｓ（１．７５π＋β１）×比例定数Ｋ）となる。

これらの条件を満足する式で検波信号ＤＳ１を近似すると、検波信号ＤＳ１は以下の式（９）で表される。

ｃｏｓ（０．２５π）（１＋ｂ−ｂｃｏｓ（２ωｔ）） ・・・（９）
ただし、ｂ＝（√２ｃｏｓ（１．７５π＋β１）−１）／２（＞０）である。

したがって、δ１＝０の場合、乗算器５３０の出力信号は、以下の式（１０）で表される。

Ｂｃｏｓ（０．２５π）（１＋ｂ−ｂｃｏｓ（２ωｔ））ｓｉｎ（ωｔ）
＝Ｂｃｏｓ（０．２５π）（（１＋３ｂ／２）ｓｉｎ（ωｔ）
−（ｂ／２）ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（１０）
ここで、Ｂ（＞０）は比例定数である。

δ１＝０の場合、平均値算出部５３１は、式（１０）で示される乗算器５３０の出力信号の平均値を算出することになる。式（１０）から明らかなように、δ１＝０の場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は零となる。

また、正負判定部５３２は、乗算器５３０の出力信号に含まれる、低周波信号ＬＦＳ１の周波数ωに対して逓倍の周波数を有する信号成分の係数の正負を判定する。式（１０）に示されるように、δ１＝０の場合には、乗算器５３０の出力信号に含まれる３倍波の係数は（−ｂ／２）となっており、負となっている。また、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波及び２倍波の係数はそれぞれ正及び零となっている。

なお、低周波信号ＬＦＳ１の周波数と同じ周波数を有する信号成分を「基本波」と呼び、低周波信号ＬＦＳ１の周波数に対して２倍の周波数を有する信号成分を「２倍波」と呼び、低周波信号ＬＦＳ１の周波数に対して３倍の周波数を有する信号成分を「３倍波」と呼んでいる。

このように、δ１＝０の場合には、平均値算出部５３１で算出される平均値は零となり、正負判定部５３２では、３倍波の係数が負であると判定される。

図６は、図３と同様にして、β１＜δ１＜０．２５πでの電気信号ＥＳ１における位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図６に示されるように、β１＜δ１＜０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１の大きさが最も大きくなる。ここで、β１は非常に小さい値に設定されることから、β１≒０として考えると、０＜δ１＜０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１の大きさが最も大きくなると言える。この場合において、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１の包絡線は図７のようになる。

以上より、０＜δ１＜０．２５πの場合には、検波信号ＤＳ１は、ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１）と表すことができる。この式をβ１に関して２次の項までテイラー展開すると、検波信号ＤＳ１は以下の式（１１）で表される。

ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１）
≒ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）−ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）β１・ｓｉｎ（ωｔ）
−ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）（β１・ｓｉｎ（ωｔ））²／２ ・・・（１１）
したがって、乗算器５３０の出力信号は以下の式（１２）で表される。

Ｂｃｏｓ（１．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）
≒Ｂ（−β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）／２
＋ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）（１−３／８×β１²）ｓｉｎ（ωｔ）
＋β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２
＋ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）（β１²／８）ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（１２）
０＜δ１＜０．２５πの場合には、平均値算出部５３１は、式（１２）で示される乗算器５３０の出力信号の平均値を算出することになる。Ｂ＞０、β１＞０であるため、式（１２）から、０＜δ１＜０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は正となる。

また、式（１２）に示されるように、０＜δ１＜０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数は、それぞれ正、負及び正となる。

図８は、図３，６と同様にして、−０．２５π＜δ１＜−β１での電気信号ＥＳ１における位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図８に示されるように、−０．２５π＜δ１＜−β１の場合には、常にΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１の大きさが最も大きくなる。ここで、β１は非常に小さい値に設定されることから、β１≒０として考えると、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、常にΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１の大きさが最も大きくなると言える。この場合において、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１の包絡線は図９のようになる。

以上より、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、検波信号ＤＳ１は、ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋０．２５π＋δ１）と表すことができる。０＜δ１＜０．２５πの場合と同様にして、乗算器５３０の出力信号を求めると、当該出力信号は以下の式（１３）で表される。

Ｂｃｏｓ（０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）
≒Ｂ（−β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）／２
＋ｃｏｓ（０．２５π＋δ１）（１−３／８×β１²）ｓｉｎ（ωｔ）
＋β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２
＋ｃｏｓ（０．２５π＋δ１）（β１²／８）ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（１３）
−０．２５π＜δ１＜０の場合には、平均値算出部５３１は、式（１３）で示される乗算器５３０の出力信号の平均値を算出することになる。Ｂ＞０、β１＞０であるため、式（１３）から、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は負となる。

また、式（１３）に示されるように、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数はすべて正となる。

図１０は、図３，６，８と同様にして、δ１＝０．２５πでの電気信号ＥＳ１における位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図１０に示されるように、δ１＝０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１の大きさが最も大きくなる。この場合において、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１の包絡線は図１１のようになる。

δ１＝０．２５πでの乗算器５３０の出力信号は、上記の式（１１）においてδ１＝０．２５πとした以下の式（１４）で表される。

Ｂｃｏｓ（２π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ））ｓｉｎ（ωｔ）
≒Ｂ（（１−３／８β１²）ｓｉｎ（ωｔ）＋（β１²／８）ｓｉｎ（３ωｔ））
・・・（１４）
よって、β１＝０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は零となり、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数は、それぞれ正、零及び正となる。

同様にして、β１＝−０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１の振幅が最も大きくなり、乗算器５３０の出力信号の平均値は零となり、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数は、それぞれ正、零及び正となる。

以上の結果をまとめると表１のようになる。

本実施の形態１に係る決定部５３３は、表１で示される関係を予め記憶しており、当該関係を参照しながら、平均値算出部５３１で算出された平均値と、正負判定部５３２での判定結果とに基づいて、ヒータ２１２に対する制御電圧ＶＴ１を決定する。

図１２は制御電圧ＶＴ１を決定するまでの操作量決定部５３の動作を示すフローチャートである。図１２に示されるように、ステップｓ１において、平均値算出部５３１が乗算器５３０の出力信号の平均値を算出する。

平均値算出部５３１で算出された平均値が零よりも大きい場合には、表１より、平均位相誤差δ１は０＜δ１＜０．２５πであるため、ステップｓ２において、決定部５３３は、位相シフト量α１が低減するように、現状の値よりも所定量だけ低下させた制御電圧ＶＴ１を出力する。

平均値算出部５３１で算出された平均値が零よりも小さい場合には、表１より、平均位相誤差δ１は−０．２５π＜δ１＜０であるため、ステップｓ２において、決定部５３３は、位相シフト量α１が増加するように、現状の値よりも所定量だけ増加させた制御電圧ＶＴ１を出力する。

平均値算出部５３１で算出された平均値が零の場合には、表１より、平均位相誤差δ１は、零、−０．２５π及び＋０．２５πのいずれかであるため、平均値算出部５３１で算出された平均値だけでは制御電圧ＶＴ１を決定することはできない。そこで、この場合には、正負判定部５３２での判定結果も利用して、制御電圧ＶＴ１を決定する。具体的には、ステップｓ４において、正負判定部５３２が、乗算器５３０の出力信号に含まれる３倍波の係数の正負を判定する。ステップｓ４において、３倍波の係数が負であると判定されると、表１より、平均位相誤差δ１は零であるため、決定部５３３は、現状の制御電圧ＶＴ１の値を維持する。これに対して、ステップｓ４において、３倍波の係数が正であると判定されると、表１より、平均位相誤差δ１は−０．２５πあるいは＋０．２５πであるため、ステップｓ５において、決定部５３３は、制御電圧ＶＴ１の現在の値が上限値に近い場合には制御電圧ＶＴ１を所定量だけ低下させて位相シフト量α１を低減し、制御電圧ＶＴ１の現在の値が下限値に近い場合には制御電圧ＶＴ１を所定量だけ増加させて位相シフト量α１を増加する。

操作量決定部５３が上記の処理を繰り返して実行することによって、平均位相誤差δ１が零となるように制御され、その結果、位相シフト量α１が目標値たる＋０．２５πと一致するように制御される。これにより、データ再生部６０において送信データを適切に再生することができる。

以上と同様にして、制御部７０では、決定部７３３が、平均値算出部７３１で算出された平均値と、正負判定部５３２で判定された３倍波の係数の正負とに基づいて、制御電圧ＶＴ２を決定する。これにより、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たる−０．２５πと一致するように制御される。

なお、上記の例では、平均値算出部５３１で算出された平均値と、正負判定部５３２での判定結果との両方に基づいて制御電圧ＶＴ１を決定していたが、正負判定部５３２での判定結果だけに基づいて制御電圧ＶＴ１を決定しても良い。以下にこの場合の決定部５３３の動作について説明する。

上記の表１に示されるように、乗算器５３０の出力信号に含まれる３倍波の係数が負の場合には、平均位相誤差δ１は零であるため、決定部５３３は、正負判定部５３２において、３倍波の係数が負であると判定された場合には、現状の制御電圧ＶＴ１の値を維持する。一方で、正負判定部５３２において、３倍波の係数が正であると判定された場合には、決定部５３３は、位相シフト量α１が増加するように制御電圧ＶＴ１を所定量だけ変化させる。決定部５３３は、制御電圧ＶＴ１を変化させても、正負判定部５３２において判定される３倍波の係数が負とならない場合には、位相シフト量α１がさらに増加するように制御電圧ＶＴ１を所定量だけ変化させる。この処理を複数回繰り返して実行しても、正負判定部５３２において判定される３倍波の係数が負とならない場合には、決定部５３３は、平均位相誤差δ１が大きくなる方向に制御電圧ＶＴ１を制御していると判断し、制御電圧ＶＴ１を一度最初の値に戻して、その値から制御電圧ＶＴ１を位相シフト量α１が低減するように変化させる。決定部５３３は、制御電圧ＶＴ１を変化させても、正負判定部５３２において判定される３倍波の係数が負とならない場合には、位相シフト量α１がさらに減少するように制御電圧ＶＴ１を所定量だけ変化させる。その後、この処理を複数回繰り返して実行する。

このように、正負判定部５３２での判定結果だけに基づいて制御電圧ＶＴ１を制御することによって、ある程度の精度で位相シフト量α１を制御することができる。

なお、制御部７０においても、正負判定部７３２での判定結果だけに基づいて制御電圧ＶＴ２を決定しても良い。

また、検波信号ＤＳ１が図５，７，９，１１のような波形となるように、低周波信号ＬＦＳ１の周期は、光信号ＰＳでのシンボル周期及びＭＺＩ２１での位相シフト量α１の変化の応答時間よりも長くなければならない。本実施の形態１のように、熱光学効果を用いて位相シフト量α１を変化させる際には、その変化の応答時間は一般的に１ｍｓ程度である。同様に、低周波信号ＬＦＳ２の周期は、光信号ＰＳでのシンボル周期及びＭＺＩ２２での位相シフト量α２の変化の応答時間よりも長くなければならない。

また、ＭＺＩ２１，２２は、石英系平面回路に限らず、光ファイバを用いたデバイスでも良く、また、ＩｎＰなどの半導体や、ＬｉＮｂＯ₃などの強誘電体を用いたデバイスでも良く、空間結合系デバイスでも良い。

また、光信号に位相シフトを与える方法としては、熱光学効果を利用した方法に限らず、電気光学効果を利用した方法でも良く、機械的に光路長を調整する方法でも良い。

以上のように、本実施の形態１に係る光受信装置では、上述の特許文献１の技術とは異なり、光信号ＰＳのシンボル周期に同期させて位相シフト量α１、α２を制御する必要がないことから、安定かつ高精度に位相シフト量α１，α２を制御することができる。よって、データ再生部６０においてデータを正確に再生することができる。

また、本実施の形態１では、正負判定部５３２，７３２での判定結果に基づいて制御電圧ＶＴ１，ＶＴ２が決定されるため、簡単な構成で位相シフト量α１，α２を高精度に制御することができる。

また、上述のように、正負判定部５３２，７３２での判定結果だけではなく、平均値算出部５３１，７３１で算出された平均値にも基づいて、制御電圧ＶＴ１，ＶＴ２を決定することによって、位相シフト量α１，α２をさらに高精度で制御することができる。

実施の形態２．
図１３は本発明の実施の形態２に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態２では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１，ＶＴ２を決定する方法について説明する。

図１３に示されるように、本実施の形態２に係る光受信装置は、上述の実施の形態１に係る光受信装置において、操作量決定部５３，７３の代わりにそれぞれ操作量決定部５５，７５を設けたものである。以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点を中心に本実施の形態２に係る光受信装置について説明する。

操作量決定部５５は、上述の乗算器５３０及び平均値算出部５３１と、２逓倍器５５０と、移相器５５１と、乗算器５５２と、平均値算出部５５３と、決定部５５４とを備えている。２逓倍器５５０は、低周波信号ＬＦＳ１の２倍波の信号を生成して出力する。移相器５５１は、２逓倍器５５０から出力される信号の位相を９０°遅延させて当該信号を出力する。乗算器５５２は、移相器５５１から出力される信号と、包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１とを乗算して出力する。平均値算出部５５３は、乗算器５５２の出力信号の平均値を算出する。決定部５５４は、平均値算出部５３１，５５３で算出された平均値に基づいて制御電圧ＶＴ１を決定して出力する。決定部５５４から出力された制御電圧ＶＴ１は加算器５４において低周波信号ＬＦＳ１と加算され、制御信号ＣＳ１として復調器１のヒータ２１２に供給される。

同様に、操作量決定部７５は、上述の乗算器７３０及び平均値算出部７３１と、２逓倍器７５０と、移相器７５１と、乗算器７５２と、平均値算出部７５３と、決定部７５４とを備えている。２逓倍器７５０は、低周波信号ＬＦＳ２の２倍波の信号を生成して出力する。移相器７５１は、２逓倍器７５０から出力される信号の位相を９０°遅延させて当該信号を出力する。乗算器７５２は、移相器７５１から出力される信号と、包絡線検波器７１から出力される検波信号ＤＳ２とを乗算して出力する。平均値算出部７５３は、乗算器７５２の出力信号の平均値を算出する。決定部７５４は、平均値算出部７３１，７５３で算出された平均値に基づいて制御電圧ＶＴ２を決定して出力する。決定部７５４から出力された制御電圧ＶＴ２は加算器７４において低周波信号ＬＦＳ２と加算され、制御信号ＣＳ２として復調器１のヒータ２２２に供給される。

平均値算出部５５３，７５３は、平均値算出部５３１，７３１と同様に、例えば、ローパスフィルタや、積分計算またはフーリエ変換計算を行う演算回路などで構成される。

実施の形態１と同様に、乗算器５５２に入力される検波信号ＤＳ１は、δ１＝０の場合には上記の式（９）で表されるため、δ１＝０の場合での乗算器５５２の出力信号は以下の式（１５）で表すことができる。

Ｂｃｏｓ（０．２５π）（１＋ｂ−ｂｃｏｓ（２ωｔ））ｃｏｓ（２ωｔ）
≒Ｂｃｏｓ（０．２５π）（−ｂ／２＋（１＋ｂ）ｃｏｓ（２ωｔ）
−（ｂ／２）ｃｏｓ（４ωｔ）） ・・・（１５）
Ｂ＞０、ｂ＞０であるため、式（１５）より、δ１＝０の場合、平均値算出部５５３で算出される平均値は負となる。

０＜δ１＜０．２５πの場合、乗算器５５２の出力信号は、以下の式（１６）で表される。

Ｂｃｏｓ（１．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）
≒Ｂｂｃｏｓ（１．７５π＋δ１）（ｓｉｎ（ωｔ）＋ｓｉｎ（３ωｔ））
・・・（１６）
式（１６）より、０＜δ１＜０．２５πの場合、平均値算出部５５３で算出される平均値は零になる。

−０．２５π＜δ１＜０の場合、乗算器５５２の出力信号は、以下の式（１７）で表される。

Ｂｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）
≒−Ｂｂｃｏｓ（δ１）（ｓｉｎ（ωｔ）＋ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（１７）
式（１７）より、−０．２５π＜δ１＜０の場合、平均値算出部５５３で算出される平均値は零となる。

δ１＝０．２５πの場合、乗算器５５２の出力信号は、以下の式（１８）で表される。

Ｂｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ））ｃｏｓ（２ωｔ）
≒Ｂ（１−ｂ＋ｂｃｏｓ（２ωｔ））ｓｉｎ（ωｔ）
＝Ｂ（ｂ／２＋（１−ｂ）ｃｏｓ（２ωｔ）＋（ｂ／２）ｃｏｓ（４ωｔ））
・・・（１８）
式（１８）より、δ１＝０．２５πの場合、平均値算出部５５３で算出される平均値は正となる。同様の計算により、δ１＝−０．２５πの場合、平均値算出部５５３で算出される平均値は正となる。

以上の結果と、平均値算出部５３１で算出された平均値とδ１との関係をまとめると表２のようになる。

表２の「平均値（５３１）」は、平均値算出部５３１で算出された平均値を示しており、「平均値（５５３）」は、平均値算出部５５３で算出された平均値を示している。

本実施の形態２に係る決定部５５４は、表２で示される関係を予め記憶しており、当該関係を参照しながら、平均値算出部５３１，５５３で算出された平均値に基づいて、ヒータ２１２に対する制御電圧ＶＴ１を決定する。具体的には、決定部５５４は、平均値算出部５３１で算出された平均値が正であれば、位相シフト量α１が低減するよう制御電圧ＶＴ１を変化し、当該平均値が負であれば、位相シフト量α１が増加するように制御電圧ＶＴ１を変化させる。そして、決定部５５４は、平均値算出部５３１で算出された平均値が零であれば、平均値算出部５５３で算出された平均値を確認し、当該平均値が負であれば、制御電圧ＶＴ１の値を維持する。一方で、平均値算出部５５３で算出された平均値が正である場合には、決定部５５４は、制御電圧ＶＴ１の現在の値が上限値に近い場合には制御電圧ＶＴ１を所定量だけ低下させて位相シフト量α１を低減し、制御電圧ＶＴ１の現在の値が下限値に近い場合には制御電圧ＶＴ１を所定量だけ増加させて位相シフト量α１を増加する。これにより、平均位相誤差δ１が零となるように制御され、その結果、位相シフト量α１が目標値たる＋０．２５πと一致するように制御される。よって、データ再生部６０において送信データを適切に再生することができる。

以上と同様にして、制御部７０では、決定部７５４が、平均値算出部７３１，７５３で算出された平均値に基づいて制御電圧ＶＴ２を決定する。これにより、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たる−０．２５πと一致するように制御される。

なお、上記の例では、平均値算出部５３１，５５３で算出された平均値の両方に基づいて制御電圧ＶＴ１を決定していたが、平均値算出部５５３で算出された平均値だけに基づいて制御電圧ＶＴ１を決定しても良い。以下にこの場合の決定部５５４の動作について説明する。

上記の表２に示されるように、平均値算出部５５３で算出された平均値が負の場合には、平均位相誤差δ１は零であるため、この場合には、決定部５５４は、現状の制御電圧ＶＴ１の値を維持する。一方で、平均値算出部５５３で算出された平均値が零あるいは正の場合には、決定部５５４は、位相シフト量α１が増加するように制御電圧ＶＴ１を所定量だけ変化させる。決定部５５４は、制御電圧ＶＴ１を変化させても、平均値算出部５５３で算出された平均値が負とならない場合には、位相シフト量α１がさらに増加するように制御電圧ＶＴ１を所定量だけ変化させる。この処理を複数回繰り返して実行しても、平均値算出部５５３で算出された平均値が負とならない場合には、決定部５５４は、平均位相誤差δ１が大きくなる方向に制御電圧ＶＴ１を制御していると判断し、制御電圧ＶＴ１を一度最初の値に戻して、その値から制御電圧ＶＴ１を位相シフト量α１が低減するように変化させる。決定部５５４は、制御電圧ＶＴ１を変化させても、平均値算出部５５３で算出された平均値が負とならない場合には、位相シフト量α１がさらに減少するように制御電圧ＶＴ１を所定量だけ変化させる。その後、この処理を複数回繰り返して実行する。

このように、平均値算出部５５３で算出された平均値だけに基づいて制御電圧ＶＴ１を決定することによって、ある程度の精度で位相シフト量α１を制御することができる。

なお、制御部７０においても、平均値算出部７５３で算出された平均値だけに基づいて制御電圧ＶＴ２を決定しても良い。

実施の形態３．
図１４は本発明の実施の形態３に係る光受信装置の構成を示す図である。図１４に示されるように、本実施の形態３に係る光受信装置は、上述の実施の形態１に係る光受信装置において、トランスインピーダンスアンプ６及び包絡線検波器５１の代わりに、包絡線検波器を内蔵するトランスインピーダンスアンプ６００を設けて、トランスインピーダンスアンプ７及び包絡線検波器７１の代わりに、包絡線検波器を内蔵するトランスインピーダンスアンプ７００を設けたものである。したがって、トランスインピーダンスアンプ６００から電気信号ＥＳ１の包絡線を示す検波信号ＤＳ１が出力され、トランスインピーダンスアンプ７００から電気信号ＥＳ２の包絡線を示す検波信号ＤＳ２が出力される。本実施の形態２に係る光受信装置の他の構成は、実施の形態１と同様である。

このように、包絡線検波器を内蔵するトランスインピーダンスアンプ６００，７００を使用したとしても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態４．
図１５は本発明の実施の形態４に係る光受信装置の構成を示す図である。図１５に示されるように、本実施の形態４に係る光受信装置は、上述の実施の形態１に係る光受信装置において、基本的には、スプリッタ２１３，２２３と、フォトダイオード１１０，１２０と、トランスインピーダンスアンプ１１１，１２１とをさらに設けたものである。以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点を中心に本実施の形態４に係る光受信装置について説明する。

スプリッタ２１３は、ＭＺＩ２１の２つの出力ポートのうちの一方を２つのポートに分岐しており、当該２つのポートの一方から出力される光信号はフォトダイオード１１０に照射され、当該２つのポートの他方から出力される光信号はフォトダイード４ａに照射される。フォトダイオード１１０で生成された電流信号はトランスインピーダンスアンプ１１１で電圧信号に変換され、当該電圧信号は電気信号ＥＳ１１として包絡線検波器５１に入力される。包絡線検波器５１は、電気信号ＥＳ１１の包絡線を検波し、それを示す検波信号ＤＳ１を出力する。

同様に、スプリッタ２２３は、ＭＺＩ２２の２つの出力ポートのうちの一方を２つのポートに分岐しており、当該２つのポートの一方から出力される光信号はフォトダイオード１２０に照射され、当該２つのポートの他方から出力される光信号はフォトダイード５ｂに照射される。フォトダイオード１２０で生成された電流信号はトランスインピーダンスアンプ１２１で電圧信号に変換され、当該電圧信号は電気信号ＥＳ１２として包絡線検波器７１に入力される。包絡線検波器７１は、電気信号ＥＳ１２の包絡線を検波し、それを示す検波信号ＤＳ２を出力する。

包絡線検波器５１に入力される電気信号ＥＳ１１は、以下の式（１９）で表される。

Ａ²（ｔ）（１＋ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１））
・・・（１９）
ここで、α１＝０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１であることから、式（１９）から、電気信号ＥＳ１１は、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差と位相シフト量α１とを加算した値に応じて強度が変化する信号であると言える。

電気信号ＥＳ１１の大きさについては、実施の形態１で説明した電気信号ＥＳ１の大きさと同様に、δ１＝０の場合には、０＜ｔ＜π／ωにおいて、Δφｉ＝１．５πの場合の方がΔφｉ＝０の場合よりも大きくなる。そして、電気信号ＥＳ１１の大きさは、ｔ＝π／ωのとき初期状態に戻り、その後、π／ω＜ｔ＜２π／ωにおいて、Δφｉ＝０の場合の方がΔφｉ＝１．５πの場合より大きくなる。したがって、δ１＝０の場合での検波信号ＤＳ１の大きさは、式（１９）より、０＜ｔ＜π／ωにおいて、
１＋ｃｏｓ（１．７５π ＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（２０）
に比例し、π／ω＜ｔ＜２π／ωにおいて、
１＋ｃｏｓ（０．２５π ＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（２１）
に比例する。

よって、検波信号ＤＳ１は、周期π／ωの周期性を示し、ｔ＝０のとき最小値（（１＋１／√２）×比例定数Ｋ）となり、ｔ＝π／２ωのとき最大値（（１＋ｃｏｓ（１．７５π＋β１）×比例定数Ｋ）となる。

これらの条件を満足する式で検波信号ＤＳ１を近似すると、検波信号ＤＳ１は以下の式（２２）で表される。

１＋ｃｏｓ（０．２５π）（１＋ｂ−ｂｃｏｓ（２ωｔ）） ・・・（２２）
したがって、δ１＝０の場合、乗算器５３０の出力信号は、以下の式（２３）で表される。

Ｂ（１＋ｃｏｓ（０．２５π）（１＋ｂ−ｂｃｏｓ（２ωｔ）））ｓｉｎ（ωｔ）
＝Ｂｃｏｓ（０．２５π）（（１＋√２＋３ｂ／２）ｓｉｎ（ωｔ）
−（ｂ／２）ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（２３）
式（２３）より、δ１＝０の場合、平均値算出部５３１で算出される平均値は零になり、正負判定部５３２で正負が判定される基本波、２倍波及び３倍波の係数は、それぞれ正、零及び負となる。

また、０＜δ１＜０．２５πの場合、検波信号ＤＳ１は、以下の式（２４）で表される。

１＋ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１） ・・・（２４）
式（２４）をβ１に関して２次の項までテイラー展開すると、検波信号ＤＳ１は以下の式（２５）で表される。

１＋ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１）
≒１＋ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）−ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）β１・ｓｉｎ（ωｔ） −ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）（β１・ｓｉｎ（ωｔ））²／２ ・・・（２５）
したがって、乗算器５３０の出力信号は以下の式（２６）で表される。

Ｂ（−β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）／２＋（１＋ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）
×（１−３／８β１²））ｓｉｎ（ωｔ）
＋β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２
＋ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）（β１²／８）ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（２６）
Ｂ＞０、β１＞０であるため、式（２６）より、０＜δ１＜０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は正となる。また、式（２６）より、０＜δ１＜０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数は、それぞれ正、負及び正となる。

同様にして、−０．２５π＜δ１＜０の場合、乗算器５３０の出力信号は以下の式（２７）で表される。

Ｂ（−β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）／２＋（１＋ｃｏｓ（０．２５π＋δ１）
×（１−３／８β１²））ｓｉｎ（ωｔ）
＋β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２
＋ｃｏｓ（０．２５π＋δ１）（β１²／８）ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（２７）
式（２７）より、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は負となり、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数はすべて正となる。

また、δ１＝０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πの場合の方がΔφｉ＝０の場合より電気信号ＥＳ１１の大きさが大きいため、乗算器５３０の出力信号は、上記の式（２６）においてδ１＝０．２５πとした以下の式（２８）で表される。

Ｂ（（２−３／８β１²）ｓｉｎ（ωｔ）＋（β１²／８）ｓｉｎ（３ωｔ））
・・・（２８）
式（２８）より、δ１＝０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は零となり、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数は、それぞれ正、零及び正となる。

同様にして、δ１＝−０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は零となり、乗算器５３０の出力信号に含まれる基本波、２倍波及び３倍波の係数は、それぞれ正、零及び正となる。

以上の結果をまとめると表３のようになる。

本実施の形態４に係る決定部５３３は、上記の表３で示される関係を予め記憶しており、当該関係を参照しながら、平均値算出部５３１で算出された平均値と、正負判定部５３２での判定結果とに基づいて、ヒータ２１２に対する制御電圧ＶＴ１を決定する。表３の内容は上記の表１の内容と同一であるため、決定部５３３は実施の形態１と同様にして制御電圧ＶＴ１を決定する。なお、決定部７３３は、決定部５３３と同様に動作して、制御電圧ＶＴ２を決定する。

このように、復調器１の出力信号である電気信号ＥＳ１の代わりに、ＭＺＩ２１の一の出力信号を電気信号に変換して得られる電気信号ＥＳ１１を使用し、復調器１の出力信号である電気信号ＥＳ２の代わりに、ＭＺＩ２２の一の出力信号を電気信号に変換して得られる電気信号ＥＳ１２を使用する場合であっても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態５．
図１６は本発明の実施の形態５に係る光受信装置の構成を示す図である。図１６に示されるように、本実施の形態５に係る光受信装置は、上述の実施の形態１に係る光受信装置において、包絡線検波器５１における検波対象の信号を変更したものである。以下に、実施の形態１に係る光受信装置との相違点を中心に、本実施の形態５に係る光受信装置について説明する。

上述の各実施の形態では説明を省略したが、バランス型受光器４のフォトダイオード４ａのカソードには、図１６に示されるように、抵抗Ｒ１を介してバイアス電圧Ｖ１が供給される。同様に、フォトダイオード５ａのカソードには抵抗Ｒ２を介してバイアス電圧Ｖ２が供給される。本実施の形態５では、包絡線検波器５１に対して、抵抗Ｒ１とフォトダイオード４ａのカソードとの接続点の電圧を電気信号ＥＳ２１として入力する。包絡線検波器５１は、電気信号ＥＳ２１の包絡線を検波して、それを示す検波信号ＤＳ１を出力する。同様に、包絡線検波器７１に対して、抵抗Ｒ２とフォトダイオード５ａのカソードとの接続点の電圧を電気信号ＥＳ２２として入力する。包絡線検波器７１は電気信号ＥＳ２２の包絡線を検波して、それを示す検波信号ＤＳ２を出力する。

電気信号ＥＳ２１は、バイアス電圧Ｖ１から、フォトダイオード４ａ，４ｂに流れる電流により抵抗Ｒ１で生じた降下電圧を差し引いたものであるため、電気信号ＥＳ２１は以下の式（２９）で表すことができる。

Ｖ１−Ｖｏ（ｔ）（１＋ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）
＋δ１）） ・・・（２９）
ここで、式（２９）中のＶｏ（ｔ）はＡ²（ｔ）に比例する値である。

α１＝０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１であることから、式（２９）より、電気信号ＥＳ２１は、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差と位相シフト量α１とを加算した値に応じて強度が変化する信号であるといえる。

包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１は、式（２９）より、δ１＝０の場合、０＜ｔ＜π／ωにおいて
Ｖ１−Ｖｏｍ−Ｖｏｍ・ｃｏｓ（０．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ））・・・（３０）
に比例し、π／ω＜ｔ＜２π／ωにおいて、
Ｖ１−Ｖｏｍ−Ｖｏｍ・ｃｏｓ（１．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ））・・・（３１）
に比例する。なお、ＶｏｍはＶｏ（ｔ）の最大値である。

よって、検波信号ＤＳ１は、周期π／ωの周期性を示し、ｔ＝０のとき最小値（（１＋１／√２）×比例定数Ｋ）となり、ｔ＝π／２ωのとき最大値（１＋ｃｏｓ（１．７５π＋β１）×比例定数Ｋ）となる。

これらの条件を満足する式で検波信号ＤＳ１を近似すると、検波信号ＤＳ１は以下の式（３２）で表される。

１＋ｃｏｓ（０．２５π）（１＋ｂ−ｂｃｏｓ（２ωｔ）） ・・・（３２）
したがって、δ１＝０の場合、乗算器５３０の出力信号は、以下の式（３３）で表される。

Ｂ（１＋ｃｏｓ（０．２５π）（１＋ｂ−ｂｃｏｓ（２ωｔ）））ｓｉｎ（ωｔ）
＝Ｂｃｏｓ（０．２５π）（（１＋√２＋３ｂ／２）ｓｉｎ（ωｔ）
−（ｂ／２）ｓｉｎ（３ωｔ）） ・・・（３３）
この式（３３）は、上述の実施の形態４での式（２３）と同じである。したがって、平均値算出部５３１で算出される平均値と、正負判定部５３２での判定結果との関係は、実施の形態４と同じとなり、表４の通りとなる。

本実施の形態５に係る決定部５３３は、表４で示される関係を予め記憶しており、当該関係を参照しながら、平均値算出部５３１で算出された平均値と、正負判定部５３２での判定結果とに基づいて、ヒータ２１２に対する制御電圧ＶＴ１を決定する。表４の内容は上記の表１の内容と同一であるため、決定部５３３は実施の形態１と同様にして制御電圧ＶＴ１を決定する。なお、決定部７３３は、決定部５３３と同様に動作して、制御電圧ＶＴ２を決定する。

このように、復調器１の出力信号である電気信号ＥＳ１，ＥＳ２の代わりに、バランス型受光器４，５に流れるバイアス電流を電圧に変換して得られる電気信号ＥＳ２１，ＥＳ２２を使用する場合であっても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態６．
図１７は本発明の実施の形態６に係る光受信装置の復調器１の構成を示す図である。本実施の形態６に係る光受信装置は、上述の実施の形態１に係る光受信装置において、復調器１の構成を変更したものである。以下に、実施の形態１に係る光受信装置との相違点を中心に本実施の形態６に係る光受信装置について説明する。

本実施の形態６に係る復調器１は、遅延干渉計２００と、上述の光電変換装置３とを備えている。遅延干渉計２００は遅延部８００と位相シフト部８５０とを有している。

遅延部８００は光カプラの一種である方向性結合器８０３を備えている。方向性結合器８０３の２つの入力ポート８０１，８０２のうちの一方の入力ポート８０２には光信号ＰＳが入力される。なお、もう一方の入力ポート８０１に光信号ＰＳを入力しても良い。

方向性結合器８０３は、入力された光信号ＰＳを２つの光信号ＰＳ１，ＰＳ２に分岐し、２つの出力ポートからそれぞれ出力する。遅延部８００には、方向性結合器８０３の２つの出力ポートにそれぞれ接続された光路８０４，８０５が設けられている。光信号ＰＳ１は光路８０４を伝搬し、光信号ＰＳ２は光路８０５を伝搬する。光路８０４，８０５はそれぞれ分岐し、Ｍ本の光路が派生する。本実施の形態６に係る光受信装置は、ＤＱＰＳＫ方式で変調された光信号ＰＳを受信するため、Ｍ＝４であり、光路８０４，８０５から４本の光路８５３、８５４，８５６，８５７が派生する。

位相シフト部８５０は２つの方向性結合器８５１，８５２を備えている。方向性結合器８５１の２つの入力ポートのうちの一方の入力ポートは光路８０４に接続されており、当該入力ポートには光信号ＰＳ１が入力される。方向性結合器８５２の２つの入力ポートのうちの一方の入力ポートは光路８０５に接続されており、当該入力ポートには光信号ＰＳ２が入力される。

方向性結合器８５１は、入力された光信号ＰＳ１を２つの光信号ＰＳ１１，ＰＳ１２に分岐し、２つの出力ポートからそれぞれ出力する。方向性結合器８５２は、入力された光信号ＰＳ２を２つの光信号ＰＳ２１，ＰＳ２２に分岐し、２つの出力ポートからそれぞれ出力する。

位相シフト部８５０には、方向性結合器８５１の２つの出力ポートにそれぞれ接続された光路８５３，８５４と、方向性結合器８５２の２つの出力ポートにそれぞれ接続された光路８５６，８５７とが設けられている。光信号ＰＳ１１は光路８５３を伝搬し、光信号ＰＳ１２は光路８５４を伝搬する。光信号ＰＳ２１は光路８５６を伝搬し、光信号ＰＳ２２は光路８５７を伝搬する。

また位相シフト部８５０には、光路８５４を伝搬する光信号ＰＳ１２に位相シフトを与えるヒータ８５５と、光路８５６を伝搬する光信号ＰＳ２１に位相シフトを与えるヒータ８５８とが設けられている。さらに、位相シフト部８５０には、２つの入力ポートが光路８５３，８５６にそれぞれ接続された方向性結合器８５９と、２つの入力ポートが光路８５４，８５７にそれぞれ接続された方向性結合器８６０とが設けられている。そして、方向性結合器８５９の２つの出力ポートから出力される光信号が、バランス型受光器４の２つのフォトダイオード４ａ，４ｂにそれぞれ照射され、方向性結合器８６０の２つの出力ポートから出力される光信号が、バランス型受光器５の２つのフォトダイオード５ａ，５ｂにそれぞれ照射される。

次に本実施の形態６に係る復調器１の動作について説明する。入力ポート８０２に入力された光信号ＰＳは、方向性結合器８０３によって２つの光信号ＰＳ１，ＰＳ２に分岐され、当該２つの光信号ＰＳ１、ＰＳ２は、光路８０４，８０５をそれぞれ伝搬する。そして、光信号ＰＳ１，ＰＳ２は、位相シフト部８５０方向性結合器８５１，８５２にそれぞれ入力される。

ここで、光路８０４を伝搬する光信号ＰＳ１は、光路８０５を伝搬する光信号ＰＳ２よりも遅延時間τだけ遅れるようになっている。この遅延時間τは、光信号ＰＳでのシンボル周期に等しい。このような光信号ＰＳ１に対する遅延時間τの付加は、光路８０４の光路長を、光路路８０５の光路長より長くすることによって実現できる。本実施の形態６では、光路８０４の物理長が、光路８０５の物理長よりも長く設定されており、その結果、光路８０４の光路長が、光路８０５の光路長よりも、シンボル周期に相当する分だけ長く設定されている。なお、光路長は物理長に屈折率を乗算したものであることから、光路８０４にヒータを設けて光路８０４の屈折率を調整できるようにすれば、光路８０４の光路長の微調整が可能になる。

方向性結合器８５１に入射した光信号ＰＳ１は光信号ＰＳ１１，ＰＳ１２に分岐し、光信号ＰＳ１１，ＰＳ１２は光路８５３，８５４をそれぞれ伝播する。方向性結合器８５２に入射した光信号ＰＳ２は光信号ＰＳ２１，ＰＳ２２に分岐し、光信号ＰＳ２１，ＰＳ２２は光路８５６，８５７をそれぞれ伝播する。

光路８５３と光路８５６は方向性結合器８５９に接続されており、光路８５５と光路８５７は方向性結合器８６０に接続されている。したがって、光路８５３，８５６を伝播した光信号ＰＳ１１，ＰＳ２１は方向性結合器８５９に至り、光路８５５，８５７を伝播した光信号ＰＳ１２，ＰＳ２２は方向性結合器８６０に至る。

ここで、光路８５６を伝搬する光信号ＰＳ２１には、ヒータ８５８によって位相シフト量φが与えられている。これにより、光路８５６を伝搬する光信号ＰＳ２１は、光路８５３を伝搬する光信号ＰＳ１１よりもφだけ位相が進むことになる。つまり、光信号ＰＳ１１の位相をφ０とすると、光信号ＰＳ２１の位相は（φ０＋φ）となる。本実施の形態６では、位相シフト量φを制御部５０で制御する。制御部５０は、ヒータ８５８に制御信号ＣＳ１を与えることによって、位相シフト量φを制御する。

同様にして、光路８５４を伝搬する光信号ＰＳ１２には、ヒータ８５５によって位相シフト量ψが与えられている。これにより、光路８５４を伝搬する光信号ＰＳ１２は、光路８５７を伝搬する光信号ＰＳ２２よりもψだけ位相が進むことになる。つまり、光信号ＰＳ２２の位相をψ０とすると、光信号ＰＳ１２の位相は（ψ０＋ψ）となる。本実施の形態６では、位相シフト量ψを制御部７０で制御する。制御部７０は、ヒータ８５５に制御信号ＣＳ２を与えることによって、位相シフト量ψを制御する。

なお、実施の形態１と同様に、光路８５３にヒータをさらに設けても良いし、ヒータ８５８の代わりに光路８５３にヒータを設けても良い。また、光路８５７にヒータをさらに設けても良いし、ヒータ８５５の代わりに光路８５７にヒータを設けても良い。

また、位相シフト量φ，ψを同じように制御するためには、光路８５３，８５４，８５６，８５７の物理長を同じにすることが望ましい。そのためには、位相シフト部８５０を軸対称に形成することが好ましい。具体的には、図１７に示されるように、位相シフト部８５０を軸ＳＡに対して軸対称に形成する場合、方向性結合器８５１，８５２，８５９，８６０を、軸ＳＡに対して平行に延在するように形成する。また、光路８５３，８５４の間の距離と、光路８５６，８５７の間の距離とがともにｄとなるように光路８５３，８５４，８５６，８５７を形成する。さらに、光路８５４と軸ＳＡとの交差角と、光路８５６と軸ＳＡとの交差角をともにａ／２に設定する。そして、方向性結合器８５１，８５２の間の距離をＤとすると、Ｄをｄ以上に設定する。

上記はあくまでも一例であり、例えば、方向性結合器８５１，８５２，８５９，８６０を軸ＳＡに対して平行に延在するように形成しなくてもよい。

方向性結合器８５９の２つの出力ポートから出射する２つの光信号は、バランス型受光器４のフォトダイオード４ａ，４ｂにそれぞれ照射される。バランス型受光器４からは、フォトダイオード４ａで生成される電流と、フォトダイオード４ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。そして、バランス型受光器４から出力された差分電流信号は、後段のトランスインピーダンスアンプ６で電圧信号に変換され、当該電圧信号が電気信号ＥＳ１として包絡線検波器５１及びデータ再生部６０に入力される。

同様に、方向性結合器８６０の２つの出力ポートから出射する２つの光信号は、バランス型受光器５のフォトダイオード５ａ，５ｂにそれぞれ照射される。バランス型受光器５からは、フォトダイオード５ａで生成される電流と、フォトダイオード５ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。そして、バランス型受光器５から出力された差分電流信号は、後段のトランスインピーダンスアンプ７で電圧信号に変換され、当該電圧信号が電気信号ＥＳ２として包絡線検波器７１及びデータ再生部６０に入力される。本実施の形態６でも、電気信号ＥＳ１，ＥＳ２は、実施の形態１での式（５）と同じように表すことができるため、制御部５０，７０は実施の形態１と同様にして位相シフト量φ，ψをそれぞれ制御することができる。

ここで、位相シフト量φ，ψがともに＋０．２５πと一致するように制御されているものとすると、方向性結合器８５９の２つの出力ポートから出射する２つの光信号は、比例定数を無視すると、ｅｘｐ（−ｉ×Δφｉ）＋ｉｅｘｐ（０．２５πｉ）及びｅｘｐ（−ｉ×Δφｉ）−ｉｅｘｐ（０．２５πｉ）とそれぞれ表すことができる。また、方向性結合器８６０の２つの出力ポートから出射する２つの光信号は、ｅｘｐ（−ｉ×Δφｉ）−ｉｅｘｐ（−０．２５πｉ）及びｅｘｐ（−ｉ×Δφｉ）＋ｉｅｘｐ（−０．２５πｉ）とそれぞれ表すことができる。

位相シフト部８５０から出力される、このような４つの光信号をバランス型受光器４，５に入力すると、データ再生部６０のＣＤＲ回路６１，６２からの出力は以下のようになる。ただし、ＣＤＲ回路６１，６２の出力をそれぞれｄ１及びｄ２とする。

表５に示されるように、出力ｄ１，ｄ２の値の組み合わせによって位相差Δφｉの値を識別することができることから、データ再生部６０の再生部６３は、ＣＤＲ回路６１，６２の出力ｄ１、ｄ２に基づいて光信号ＰＳに含まれる送信データを再生することができる。

なお、上記の例では、位相シフト量φ，ψをともに０．２５πと一致するように制御する場合について示したが、位相シフト量φ，ψの目標値はこれに限られるわけではなく、位相シフト量φ，ψを−０．２５πと一致するように制御する場合でも、送信データを再生することができる。一般化すると、ψ＋φ＝±０．５πの関係を満足する場合には、データ再生部６０において送信データを再生することができる。

また、本実施の形態６に係る光受信装置においては、製造バラツキ等の理由によって、光路８０５を伝搬する光信号ＰＳ２に位相シフト量θが与えられたとしても、この位相シフト量θの値に関係なく、送信データを再生することができる。つまり、本実施形態６に係る復調器１では、送信データを再生できる条件式として、（θ＋ψ＋０．５π）−（θ−φ＋０．５π）＝±０．５πという式が成立する。

なお、位相シフト量φ，ψをともに０．２５πあるいは−０．２５πに制御する場合には、位相シフト量φ，ψの目標値が同一となるため、位相シフト量φ，ψを一つの回路で制御することができる。つまり、制御部５０，７０のどちらか一方だけを用いて位相シフト量φ，ψを制御することができる。よって、この場合には、本光受信装置の構成を簡素化できる。

また、本実施の形態６では、光信号を結合したり分岐する装置として、方向性結合器を用いたが、他の種類の光カプラを用いても良い。例えば、方向性結合器８０３，８５１，８５２の代わりにマルチモード干渉計やＹ分岐導波路を用いても良いし、方向性結合器８５９，８６０の代わりにマルチモード干渉計を用いても良い。マルチモード干渉計は方向性結合器より波長依存性が低いため、マルチモード干渉計を用いることにより、復調器１の光学特性の波長依存性を抑制する効果が得られる。

本発明の実施の形態１に係る光受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る遅延干渉計の構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態１に係る復調器の出力信号における振幅と位相との関係を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る低周波信号の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る検波信号の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る復調器の出力信号における振幅と位相との関係を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る検波信号の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る復調器の出力信号における振幅と位相との関係を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る検波信号の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る復調器の出力信号における振幅と位相との関係を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る検波信号の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る操作量決定部の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２に係る光受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態３に係る光受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態４に係る光受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態５に係る光受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態６に係る復調器の構成を示す図である。

符号の説明

１ 復調器、５０，７０ 制御部、６０ データ再生部、５１，７１ 包絡線検波器、５２，７２ 信号発生器、５３，５５，７３，７５ 操作量決定部、５４，７４ 加算器、５３１，５５３，７３１，７５３ 平均値算出部、５３２，７３２ 正負判定部、５３３，７３３ 決定部、ＣＳ１，ＣＳ２ 制御信号、ＤＳ１，ＤＳ２ 検波信号、ＥＳ１，ＥＳ２，ＥＳ１１，ＥＳ１２，ＥＳ２１，ＥＳ２２ 電気信号、ＰＳ，ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ１２，ＰＳ２１ 光信号、ＶＴ１，ＶＴ２ 制御電圧。

Claims (5)

1. 差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２^Nであって、Ｎは２以上の自然数）を用いてＮビットのデータで変調された光信号を受信する光受信装置であって、
   前記光信号を分岐して得られる信号に位相シフトを与える位相シフト部を有し、前記光信号に対して復調処理を行う復調器と、
   前記復調器の出力信号に基づいて前記Ｎビットのデータを再生するデータ再生部と、
   前記位相シフト部での位相シフト量を目標値と一致するように制御する制御部と
   を備え、
   前記制御部は、
   前記光信号におけるシンボル周期よりも長い周期の低周波信号を発生する信号発生器と、
   前記光信号と前記光信号を１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差と前記位相シフト量とを加算した値に応じて強度が変化する信号の包絡線を検波する包絡線検波器と、
   前記包絡線検波器から出力される検波信号と前記低周波信号とに基づいて、前記位相シフト部に対する操作量を決定する操作量決定部と、
   前記操作量に前記低周波信号を加算して得られる信号を制御信号として出力する加算器と
   を有し、
   前記位相シフト部は、前記制御信号に応じて前記位相シフト量を変化させる、光受信装置。
2. 請求項１に記載の光受信装置であって、
   前記操作量決定部は、
   前記検波信号と前記低周波信号とを乗算する乗算器と、
   前記乗算器の出力信号に含まれる、前記低周波信号の周波数に対して逓倍の周波数を有する信号成分の係数の正負を判定する判定部と、
   少なくとも前記判定部での判定結果に基づいて前記操作量を決定する決定部と
   を有する、光受信装置。
3. 請求項２に記載の光受信装置であって、
   前記操作量決定部は、前記乗算器の出力信号の平均値を算出する平均値算出部をさらに有し、
   前記決定部は、前記判定部での判定結果と前記平均値とに基づいて、前記操作量を決定する、光受信装置。
4. 請求項１に記載の光受信装置であって、
   前記操作量決定部は、
   前記低周波信号の２倍波の信号を生成する逓倍器と、
   前記２倍波の信号に対して９０°の位相シフトを与える移相器と、
   前記検波信号と前記移相器の出力信号とを乗算する第１の乗算器と、
   前記第１の乗算器の出力信号の平均値を算出する第１の平均値算出部と、
   少なくとも前記第１の平均値算出部で算出された前記平均値に基づいて、前記操作量を決定する決定部と
   を有する、光受信装置。
5. 請求項４に記載の光受信装置であって、
   前記操作量決定部は、
   前記検波信号と前記低周波信号とを乗算する第２の乗算器と、
   前記第２の乗算器の出力信号の平均値を算出する第２の平均値算出部と
   をさらに有し、
   前記決定部は、前記第１及び第２の平均値算出部で算出された前記平均値に基づいて、前記操作量を決定する、光受信装置。

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