JP2009094674A - Synchronization tracking circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、通信機等の復調回路に用いられる同期追従回路に関するものである。 The present invention relates to a synchronous tracking circuit used in a demodulation circuit such as a communication device.
通信において、送信機から送られた信号を受信機で復調するために、受信機側で、受信した信号に対して同期をとる必要がある。同期には、期待している信号が到来していること検知して復調動作を開始する同期捕捉と、復調の最中に同期ずれをモニタして随時同期補正を行う同期追従の二つの動作が要求され、どちらも受信機の性能を左右する重要な要素である。 In communication, in order for a receiver to demodulate a signal sent from a transmitter, it is necessary to synchronize the received signal on the receiver side. There are two types of synchronization: synchronization acquisition, which detects that the expected signal has arrived and starts demodulation, and synchronization tracking, which performs synchronization correction at any time by monitoring synchronization deviation during demodulation. Both are important factors that affect the performance of the receiver.
図9は、従来の同期追従回路の構成図である。 FIG. 9 is a configuration diagram of a conventional synchronization tracking circuit.
図9において、10は、ベースバンドアナログ信号をサンプリングして量子化し、出力するA/D変換回路である。20は、同期捕捉時において、再生クロック、再生クロックより1クロック早いearlyクロック、及び再生クロックより1クロック遅いlateクロックを出力するクロック再生回路である。30は、クロック再生回路20から出力される3本のクロック信号の位相をシフトさせる位相シフト回路である。40は、A/D変換回路10から出力されるデータを、位相シフト回路30から出力されるクロックで2次サンプリングを行う2次サンプリング回路である。50は、2次サンプリング回路40から出力される各クロックタイミングの信号の振幅比較など行い、位相ずれを検出し、それに応じた制御信号を出力する位相ずれ検出回路である。60は、2次サンプリング回路40から出力されるデータのうち、再生クロックで2次サンプリングされたデータを入力し、復調を行う復調回路である。
In FIG. 9,
上記した従来の同期追従動作について説明する。 The conventional synchronization tracking operation described above will be described.
まず、有効なベースバンド信号に対して同期捕捉に成功した時点で、クロック再生回路20から、再生クロック、earlyクロック、lateクロックが出力され始める。これらのクロックは、受信が終わるまでずっと一定間隔(チップ間隔)で出力され続ける。位相シフト回路30では、まずは位相シフトを行わずに、入力される各クロックをそのまま出力する。2次サンプリング回路40では、A/D変換回路10からの出力を、位相シフト回路30から出力される各クロックで2次サンプリングして出力する。今、同期が正確にとれていると仮定すると、2次サンプリング回路40から出力される信号のうち、再生クロックでサンプリングされたデータが最もSN比が高く、信頼できるデータとなる。
First, at the time when synchronization acquisition is successful for an effective baseband signal, the
復調回路60では、このデータを用いて復調を行う。しかし、時間が経つにつれ、送受信機間のマスタークロックのずれにより、受信信号との同期が次第にずれていく。そのずれ量が、例えば、位相シフト回路30から出力されるearlyクロックで2次サンプリングされたデータの方が再生クロックで2次サンプリングされたデータよりSN比が高くなるまでに至ったとすると、復調回路60に入力されるデータは、再生クロックで2次サンプリングされたデータよりもearlyクロックでサンプリングされたデータの方が望ましいことになる。このとき、位相ずれ検出回路50は位相ずれを検出し、位相ずれを知らせる信号を出力する。この信号が位相シフト回路30に伝えられると、位相シフト回路30は現在のearlyクロックが新しい再生クロックとなるように位相をずらす。このとき、新しいearlyクロックおよび新しいlateクロックは、それぞれ新しい再生クロックより1クロック早いクロックおよび新しい再生クロックより1クロック遅いクロックとなる。
The
このような動作をすることにより、2次サンプリング回路40では、それまでearlyクロックでサンプリングされていたデータが、新しい再生クロックでサンプリングされることになり、これを復調回路60に渡せば、SN比が高いデータを用いて復調ができることになる。このように再生クロックを1クロックずつずらしながら同期追従動作を行う例は、例えば(特許文献1)に示すような方法がある。
しかしながら、上記従来の構成では、再生クロックを一定間隔で出力しているため、送信機のクロック精度があまり良くない(例えば、数%〜20%程度)通信(例えば、RFID(Radio Frequency IDentification)など)においては、受信信号に受信回路動作を追従させることが極めて困難であるという問題があった。 However, in the above-described conventional configuration, the reproduction clock is output at regular intervals, so the clock accuracy of the transmitter is not very good (for example, about several percent to 20%). Communication (for example, RFID (Radio Frequency IDentification)) ) Has a problem that it is extremely difficult to make the received signal follow the received signal operation.
本発明は、受信信号からビット周期を推定し、その推定したビット周期をもとにタイミングを調整して再生クロックを出力する回路構成であり、同期ずれを検出した際には推定ビット周期を増減させることで高速かつ高精度な追従動作ができる同期追従回路を提供することを目的とする。 The present invention is a circuit configuration that estimates a bit period from a received signal, adjusts timing based on the estimated bit period, and outputs a recovered clock. When a synchronization shift is detected, the estimated bit period is increased or decreased. It is an object of the present invention to provide a synchronous tracking circuit that can perform a high-speed and highly accurate tracking operation.
本発明は、受信したIQ信号に対して同期を確立する同期捕捉回路と、同期捕捉時に推定したビット周期を記憶するビット周期記憶回路と、推定したビット周期を用いてシンボルクロック及びその前後のタイミングを通知するシンボルクロック再生回路と、シンボルクロック再生回路から出力されるタイミングで、受信したIQ信号を2次サンプリングする2次サンプリング回路と、2次サンプリング回路から出力される2次サンプリングデータを用いて参照信号との相関演算を行って相関値を出力する相関演算回路と、シンボルタイミング及びその前後のタイミングの相関値を比較し、最大相関値を与えるタイミングを出力する比較回路と、相関演算回路から出力される相関値をもとにデータ判定を行うデータ判定回路とを備える構成とした。 The present invention relates to a synchronization acquisition circuit that establishes synchronization with a received IQ signal, a bit period storage circuit that stores a bit period estimated at the time of synchronization acquisition, a symbol clock using the estimated bit period, and timings before and after the symbol clock. A symbol clock recovery circuit for notifying a signal, a secondary sampling circuit for performing secondary sampling of the received IQ signal at a timing output from the symbol clock recovery circuit, and secondary sampling data output from the secondary sampling circuit. From a correlation calculation circuit that performs correlation calculation with a reference signal and outputs a correlation value, a comparison circuit that compares the correlation values of the symbol timing and the timing before and after it, and outputs a timing that gives the maximum correlation value, and a correlation calculation circuit And a data determination circuit that performs data determination based on the output correlation value. .
これによりクロック精度があまり良くない通信においても、高速かつ高精度な追従動作ができる同期追従回路を提供することができる。 As a result, it is possible to provide a synchronous tracking circuit that can perform a high-speed and high-accuracy tracking operation even in communications where the clock accuracy is not very good.
本発明によれば、推定ビット周期を増減させることで同期追従を行うため、クロック精度があまり良くない通信においても、高速かつ高精度な同期追従回路を実現できる。 According to the present invention, since synchronization tracking is performed by increasing or decreasing the estimated bit period, a high-speed and high-accuracy synchronization tracking circuit can be realized even in communication with poor clock accuracy.
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、下記複数の実施の形態は、関連する部分については相互に利用可能である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the following embodiments can be mutually used for related portions.
(実施の形態1)
本実施の形態では、RFIDリーダーライターに適用する場合を例に挙げ、以下に説明する。
(Embodiment 1)
In this embodiment, a case where the present invention is applied to an RFID reader / writer will be described as an example.
RFIDのシステムでは、リーダーライターがタグに格納されている情報を読み出して物品管理などを行うが、タグをできる限り簡単な回路で安価に製造するため、タグのクロック精度は、規格上大きく許容されている。他の無線通信と比較すると、例えば、IEEE802.11b規格の無線LANにおけるクロック精度は±25ppm以内に制限されているが、RFIDの規格であるEPC global Class1 Generation2では最大±22%ものクロックずれを許容しており、これらの違いはおよそ1000倍近くにもなる。したがって、RFIDリーダーライターの受信回路には、他の無線通信よりもはるかに広範囲な同期捕捉・追従性能が求められることになり、本実施の形態では、これに適応できるものとなっている。 In the RFID system, the reader / writer reads the information stored in the tag and performs article management. However, because the tag is manufactured with a circuit as simple as possible at low cost, the clock accuracy of the tag is largely allowed by the standard. ing. Compared to other wireless communications, for example, the clock accuracy in the IEEE802.11b standard wireless LAN is limited to within ± 25 ppm, but the EPC global Class1 Generation 2 which is the RFID standard allows a maximum of ± 22% clock deviation. These differences are almost 1000 times. Accordingly, the receiver circuit of the RFID reader / writer is required to have a far wider range of synchronization acquisition / follow-up performance than other wireless communications, and this embodiment can be adapted to this.
図1は、本発明の実施の形態1における同期追従回路を含む復調回路の構成図である。
FIG. 1 is a configuration diagram of a demodulation circuit including a synchronization tracking circuit according to
図1において、110は、所望信号を検出するためのしきい値を決定するしきい値決定回路である。120は、受信したIQ信号としきい値を入力し、受信信号に対して初期同期を捕捉し、推定したビット周期とシンボルタイミングを出力する同期捕捉回路である。130は、推定したビット周期を記憶し、制御信号を入力すると記憶しているビット周期の値を増減できるビット周期記憶回路である。140は、同期捕捉回路120から出力されるタイミング信号とビット周期記憶回路130に格納されている推定したビット周期をもとにシンボルクロックを出力するシンボルクロック再生回路である。
In FIG. 1,
150及び151は、シンボルクロック再生回路140が出力する再生シンボルクロックでI、Q信号をサンプリングする2次サンプリング回路である。160は、2次サンプリング回路150及び151でサンプリングされたデータに対して相関演算を行う相関演算回路である。170は、相関演算回路160から出力される相関値の大小比較を行い、その結果を出力する比較回路である。180は、相関演算回路160から出力される相関値をもとに、データ判定を行い、復調データを出力するデータ判定回路である。
以上のように構成された、図1に示す回路の動作を説明する。 The operation of the circuit shown in FIG. 1 configured as described above will be described.
まず、リーダーライターが受信モードに移行すると、しきい値決定回路110にてしきい値を決定し、同期捕捉回路120にて初期同期の捕捉を行う。タグからリーダーライターへの送信する際の符号化をミラーサブキャリア符号に設定しておくと、リーダーライターでの受信IQ信号の先頭部分は正と負の繰り返し波形となるため、この定期的な繰り返しを検出することで初期同期を捕捉する。同期捕捉回路の一例を図2に示す。
First, when the reader / writer shifts to the reception mode, the threshold
図2は、本発明の実施の形態1における同期補足回路の構成図である。 FIG. 2 is a configuration diagram of the synchronization supplement circuit according to the first embodiment of the present invention.
図2において、210は、受信したIQ信号を合成する合成回路である。この合成式としては、|I(n)|+|Q(n)|、またはI(n)2+Q(n)2、または、|I(n)+I(n+1)|+|Q(n)+Q(n+1)|、または(I(n)+I(n+1))2+(Q(n)+Q(n+1))2などが考えられる(nはオーバーサンプリングされたサンプルの番号を示す自然数)。
In FIG. 2,
なお、IQ信号の位相が変化してもその振幅を評価できるような計算式であればよく、合成回路210に用いる合成式はここに示した計算式に限定されるものではない。
Note that a calculation formula that can evaluate the amplitude even if the phase of the IQ signal changes is sufficient, and the synthesis formula used for the
ピーク検出回路220では、合成回路210から出力される信号のピーク値を検出する。比較回路230では、ピーク検出回路220で検出されたピーク値が、しきい値決定回路110から入力されるしきい値より大きいか否かを評価する。しきい値より大きければ、カウンタ240に通知する。
The
ここで、このしきい値は、タグからの信号を検出できる程度の値である必要があり、しきい値決定回路110は、例えば、タグの応答が返ってくる直前の無信号期間のノイズレベルを検出し、その最大値より大きい値をしきい値として設定する回路を構成することで実現できる。あるいは、各タグからの受信信号レベルを検出し、そのレベルに応じたしきい値をその都度設定する回路を構成することで実現できる。あるいは、各タグからの受信信号におけるプリアンブル信号のバースト部の信号レベルを任意の期間モニタし、その期間の最大値より小さい値をしきい値として設定する回路を構成することで実現できる。あるいは、タグの応答にパイロットトーンを付加させ、そのパイロットトーンの信号レベルを任意の期間モニタし、その期間の最大値より小さい値(例えば、最大値の2分の1)をしきい値として設定する回路を構成することで実現できる。あるいは、各タグからの受信信号におけるプリアンブル信号のバースト部の任意の数のピークの値を検出し、それら複数のピークの平均値より小さい値をしきい値として設定する回路を構成することで実現できる。あるいは、タグの応答にパイロットトーンを付加させ、そのパイロットトーン部の任意の数のピークの値を検出し、それら複数のピーク値の平均値より小さい値(例えば、ピーク値の平均値の2分の1)をしきい値として設定する回路を構成することで実現できる。なお、もしリーダーライターが複数のアンテナを切り替えるような制御を行う場合は、少なくともアンテナ切替の度にノイズレベルを再検出してしきい値を再設定するものとすれば、アンテナが変わることによるノイズの変化に対応することができる。また、ある一定期間、タグからの応答を受信できなかった場合は、再度ノイズレベルの検出を行い、しきい値を再設定することでしきい値の誤設定による通信不良を回避することができる。
Here, the threshold value needs to be a value with which a signal from the tag can be detected, and the threshold
カウンタ240では、IQ合成信号のピーク間隔をカウントして出力する。同期検出回路250では、カウンタ240から出力されるピークの間隔が二つ或いはそれ以上連続して一定の範囲内にあるときに所望信号が到来していると判断し、同期を検出する。例えば、ある時点でのピーク間隔が15クロックの長さであったとし、その直後にピーク間隔が15±1クロックの範囲で二つ或いはそれ以上連続して到来すると、所望の信号が来ていると判断し、そのピーク間隔からビット周期を推定し、出力することで初期同期を確立する。
The
このとき、シンボルクロックのタイミングを知らせるイネーブル信号も出力する。推定ビット周期は、ミラーサブキャリアの設定値Mによってその長さが異なる。 At this time, an enable signal notifying the timing of the symbol clock is also output. The length of the estimated bit period varies depending on the setting value M of the mirror subcarrier.
設定値Mは、EPC global Class1 Generation2規格で規定されており、リーダーライターが設定する値である。図3に設定値Mとミラーサブキャリア符号の対応を示す。
The set value M is defined by the EPC
図3は、本発明の実施の形態1におけるミラーサブキャリア符号の説明図である。
FIG. 3 is an explanatory diagram of a mirror subcarrier code according to
図3に示すように、ピーク間隔はシンボル長に相当するため、ビット周期は、M=2の場合はシンボル長の4倍、M=4の場合はシンボル長の8倍、M=8の場合はシンボル長の16倍となる。同期検出回路250は、設定値Mの値に応じて、複数のピーク間隔からビット周期を推定する。
As shown in FIG. 3, since the peak interval corresponds to the symbol length, the bit period is 4 times the symbol length when M = 2, 8 times the symbol length when M = 4, and M = 8. Is 16 times the symbol length. The
初期同期を確立すると、同期がはずれないように、同期追従を開始する。以下に、同期追従の詳細な動作を説明する。 When initial synchronization is established, synchronization tracking is started so that synchronization is not lost. The detailed operation of the synchronization tracking will be described below.
シンボルクロック再生回路140は、同期捕捉回路120からのイネーブル信号を受けた後、ビット周期記憶回路130に記憶されている推定ビット周期を用いて、算出された間隔でシンボルクロックを出力する。シンボルクロックを出力する間隔は、設定値M=2、4、8それぞれに対し、推定したビット周期をそれぞれ4、8、16で除算した間隔となる。このとき、除算した結果が割り切れないときは、なるべくまんべんなく剰余分のクロックを振り分けるようにする。
After receiving the enable signal from the
2次サンプリング回路150、151では、再生されたシンボルクロックをもとに、シンボルクロックとその前後のタイミングでIQ信号をサンプリングする。相関演算回路160では、シンボルクロックとその前後のタイミングの3つのタイミングについて相関演算を行い、その演算結果を出力する。この演算式には、同期が正確であるほど大きな相関値を示すようなものが要求される。同時に、データ判定にも寄与するものであることが望ましい。この演算式として、例えば、図3に示したようにミラーサブキャリア符号がビットの前半と後半とで位相が180度反転していることに着目し、2次サンプリングしたデータを用いてビットの前半の合成ベクトルとビットの後半の合成ベクトルを求め、それらの内積の正負でデータを判定し、またその絶対値で同期確度を評価できる下記のような式を用いることで実現できる。
The
M=2のとき
(I1−I2)(I3−I4)+(Q1−Q2)(Q3−Q4)
M=4のとき
(I1−I2+I3−I4)(I5−I6+I7−I8)+(Q1−Q2+Q3−Q4)(Q5−Q6+Q7−Q8)
M=8のとき
(I1−I2+I3−I4+I5−I6+I7−I8)(I9−I10+I11−I12+I13−I14+I15−I16)
+(Q1−Q2+Q3−Q4+Q5−Q6+Q7−Q8)(Q9−Q10+Q11−Q12+Q13−Q14+Q15−Q16)
上記I1〜I16、Q1〜Q16は2次サンプリングされたIQデータであり、その2次サンプリングの様子を図4〜図6に示す。
When M = 2 (I1-I2) (I3-I4) + (Q1-Q2) (Q3-Q4)
When M = 4 (I1-I2 + I3-I4) (I5-I6 + I7-I8) + (Q1-Q2 + Q3-Q4) (Q5-Q6 + Q7-Q8)
When M = 8 (I1-I2 + I3-I4 + I5-I6 + I7-I8) (I9-I10 + I11-I12 + I13-I14 + I15-I16)
+ (Q1-Q2 + Q3-Q4 + Q5-Q6 + Q7-Q8) (Q9-Q10 + Q11-Q12 + Q13-Q14 + Q15-Q16)
The above I1 to I16 and Q1 to Q16 are IQ data subjected to secondary sampling, and the state of the secondary sampling is shown in FIGS.
図4〜図6は、本発明の実施の形態1における2次サンプリングの説明図であり、図4は設定値M=2の場合を、図5は設定値M=4の場合を、図6は設定値M=8の場合をそれぞれ示している。
4 to 6 are explanatory diagrams of secondary sampling according to
図4を用いてM=2の場合について説明すると、ビットの前半の合成ベクトルは(I1−I2,Q1−Q2)、ビットの後半の合成ベクトルは(I3−I4,Q3−Q4)となる。これらの合成ベクトルの値は、データ0の場合は、ビットの前半が(2A,2A)、ビットの後半が(2A,2A)、データ1の場合は、ビットの前半が(2A,2A)、ビットの後半が(−2A,−2A)となる。これら合成ベクトルのデータ0とデータ1の違いを見てみると、データ0の場合は前半と後半の合成ベクトルの位相差は0度であるのに対し、データ1の場合は前半と後半の合成ベクトルの位相差は180度である。実際には同期ずれやノイズの影響などにより、位相差は様々な値をとるが、データ判定としては、位相差が90度より小さい場合はデータ0、90度より大きい場合はデータ1とすればよい。二つのベクトルの位相差が90度より小さいか大きいかは、それら二つのベクトルの内積が正か負かで評価できる。
The case where M = 2 will be described with reference to FIG. 4. The combined vector of the first half of the bit is (I1-I2, Q1-Q2), and the combined vector of the second half of the bit is (I3-I4, Q3-Q4). In the case of data 0, the first half of the bits are (2A, 2A), the second half of the bits are (2A, 2A), and the first half of the bits are (2A, 2A). The second half of the bit is (-2A, -2A). Looking at the difference between the combined vector data 0 and
つまり、データ判定回路180では、上記した相関演算の結果が正であればデータ0、負であればデータ1と判定する。上記した例では、データ0の場合の内積は8A2、データ1の場合の内積は−8A2となり、上記の演算式でデータ判定ができることがわかる。M=4およびM=8についても同様にデータの判定を行うことができる。
That is, the
次に、図7を用いてM=2の場合の同期追従について説明する。 Next, synchronous tracking when M = 2 will be described with reference to FIG.
図7は、本発明の実施の形態1における2次サンプリングの説明図であり、シンボルレートに対して5倍のオーバーサンプリングを行っている様子について示したものである。なお、オーバーサンプリングは2以上の自然数であれば、何倍でもよい。 FIG. 7 is an explanatory diagram of the secondary sampling in the first embodiment of the present invention, and shows a state in which oversampling is performed 5 times the symbol rate. The oversampling may be any number as long as it is a natural number of 2 or more.
同期追従を行うためには、シンボルクロック及びその前後のクロックで2次サンプリングしたIQデータを用いて相関演算を行う。 In order to perform synchronization tracking, correlation calculation is performed using IQ data secondarily sampled with a symbol clock and clocks before and after the symbol clock.
今、図7において、再生シンボルクロック(a)のタイミングでシンボルクロックが再生されているとすると、再生シンボルクロックでサンプリングされるIQデータは、(I1,Q1)、(I2,Q2)、(I3,Q3)、(I4,Q4)・・・となる。また、再生シンボルクロックより1サンプル早いタイミングでのIQデータは、(I1E1,Q1E1)、(I2 E1,Q2E1)、(I3E1,Q3E1)、(I4E1,Q4E1)・・・となり、再生シンボルクロックより1サンプル遅いタイミングでのIQデータは、(I1L1,Q1L1)、(I2L1,Q2L1)、(I3L1,Q3L1)、(I4L1,Q4L1)・・・となる。 In FIG. 7, assuming that the symbol clock is reproduced at the timing of the regenerated symbol clock (a), the IQ data sampled by the regenerated symbol clock is (I1, Q1), (I2, Q2), (I3). , Q3), (I4, Q4). Also, the IQ data at a timing one sample earlier than the reproduction symbol clock is (I1E1, Q1E1), (I2 E1, Q2E1), (I3E1, Q3E1), (I4E1, Q4E1). The IQ data at the later sampling timing is (I1L1, Q1L1), (I2L1, Q2L1), (I3L1, Q3L1), (I4L1, Q4L1),.
これら3つのタイミングの相関演算を相関演算回路160で実施し、比較回路170において、各タイミングでの相関値の絶対値の大小比較を行う。再生シンボルクロックが図7の再生シンボルクロック(a)のとき、その前後のタイミングでの各IQデータの絶対値は、再生シンボルクロックでサンプリングされたものより小さい値となっているため、比較回路170での比較の結果は、再生シンボルクロックのタイミングでの相関値が最も大きいと判断される。このとき、再生シンボルクロックのタイミングは正しいと判断され、次のビットのサンプリングはこの再生シンボルクロックのタイミングを継承する。
The
しかし、もし再生シンボルクロックが、例えば図7の再生シンボルクロック(b)のようにずれてしまった場合は、比較回路170は、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング遅れたタイミングでの相関値が最も大きいことをビット周期記憶回路130に知らせる。
However, if the reproduced symbol clock is shifted, for example, as reproduced symbol clock (b) in FIG. 7, the
また、もし再生シンボルクロックが、例えば図7の再生シンボルクロック(c)のようにずれてしまった場合は、比較回路170は、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング早いタイミングでの相関値が最も大きいことをビット周期記憶回路130に知らせる。
Also, if the recovered symbol clock is shifted, for example, as shown in the recovered symbol clock (c) of FIG. 7, the
ビット周期記憶回路130では、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング遅れたタイミングでの相関値が最も大きいことを知らされると、記憶しているビット周期を増やし、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング早いタイミングでの相関値が最も大きいことを知らされると、記憶しているビット周期を減らす。シンボルクロック再生回路140では、この増減されたビット周期をもとにシンボルクロックを再生することで同期追従を行う。
When the bit
次に、ビット周期を増減させることで同期追従を行うことができる仕組みを説明する。 Next, a mechanism that can perform synchronous tracking by increasing or decreasing the bit period will be described.
図7では、推定ビット周期が20サンプルクロックであると推定されている場合であり、5サンプルクロック毎に再生シンボルクロックを生成している。 FIG. 7 shows a case where the estimated bit period is estimated to be 20 sample clocks, and a reproduced symbol clock is generated every 5 sample clocks.
今、再生シンボルクロックが再生シンボルクロック(b)のタイミングで出力されているとすると、前述の回路動作により、ビット周期記憶回路130は記憶しているビット周期を増やす。例えば、推定ビット周期を1サンプルクロック増やし、21サンプルクロックとすると、1ビット中の4回の再生シンボルクロックのうち、3回は5サンプルクロック、1回は6サンプルクロックでシンボルクロックを生成するようにする。
Assuming that the reproduced symbol clock is output at the timing of the reproduced symbol clock (b), the bit
また、再生シンボルクロックが再生シンボルクロック(c)のタイミングで出力されているとすると、前述の回路動作により、ビット周期記憶回路130は記憶しているビット周期を減らす。例えば、推定ビット周期を1サンプルクロック減らし、19サンプルクロックとすると、1ビット中の4回の再生シンボルクロックのうち、3回は5サンプルクロック、1回は4サンプルクロックでシンボルクロックを生成するようにする。このように動作することでシンボルクロックを調整し、同期追従を行う。
Further, assuming that the reproduced symbol clock is output at the timing of the reproduced symbol clock (c), the bit
また、例えば、1ビット中の4回の再生シンボルクロックのうち、2回は5サンプルクロック、あとの2回は6サンプルクロックでシンボルクロックを生成するような場合、1ビット中のサンプルクロックの配分を5→5→6→6のようにすると、1ビット内のシンボルクロックに偏りが生じてしまうため、中心対称になるように、6→5→5→6あるいは5→6→6→5のような配分にすれば、偏りがなくなり、より理想に近いシンボルクロックを生成できる。 Also, for example, in the case where a symbol clock is generated with 5 sample clocks in 2 times and 6 sample clocks in 2 times out of 4 playback symbol clocks in 1 bit, distribution of the sample clocks in 1 bit Since 5 → 5 → 6 → 6 causes a bias in the symbol clock within one bit, 6 → 5 → 5 → 6 or 5 → 6 → 6 → 5 so as to be symmetrical. With such an allocation, there is no bias, and a more ideal symbol clock can be generated.
なお、ビット周期補正時の補正量は、あらかじめ設定しておいた補正量でもよいし、同期ずれ量を測定しておき、そのずれ量に応じた補正量としてもよい。 The correction amount at the time of correcting the bit period may be a correction amount set in advance, or may be a correction amount corresponding to the shift amount by measuring the synchronization shift amount.
さらに、推定ビット周期の増減と同時に、サンプルクロックを数え始めるタイミングをずらすことで、より高速な同期追従を行うことができる。例えば、推定ビット周期を1サンプルクロック増やす直前に、サンプルクロックを数え始めるタイミングを1サンプルタイミング遅らせる、または推定ビット周期を1サンプルクロック減らす直前に、サンプルクロックを数え始めるタイミングを1サンプルタイミング早めるようにする。なお、ずらすタイミングは1クロックに限定するものではない。 Furthermore, by shifting the timing at which the sample clock starts to be counted simultaneously with the increase / decrease of the estimated bit period, faster synchronization tracking can be performed. For example, immediately before the estimated bit period is increased by one sample clock, the timing to start counting the sample clock is delayed by one sample timing, or immediately before the estimated bit period is decreased by one sample clock, the timing to start counting the sample clock is advanced by one sample timing. To do. The shifting timing is not limited to one clock.
また、あらかじめ定めておいた回数以上連続して推定ビット周期を増やした場合は、ノイズなどによる誤動作の可能性があるため、一旦推定ビット周期を増やすのを止め、その次のタイミングから同期追従を再開するようにする。推定ビット周期を増やすのを止めているときに推定ビット周期を減らすのは構わないこととする。 In addition, if the estimated bit period is continuously increased more than the predetermined number of times, there is a possibility of malfunction due to noise, etc., so stop increasing the estimated bit period and then follow the synchronous tracking from the next timing. Try to resume. It is allowed to decrease the estimated bit period when the estimated bit period is not increased.
また、あらかじめ定めておいた回数以上連続して推定ビット周期を減らした場合は、ノイズなどによる誤動作の可能性があるため、一旦推定ビット周期を減らすのを止め、その次のタイミングから同期追従を再開するようにする。推定ビット周期を減らすのを止めているときに推定ビット周期を増やすのは構わないこととする。 In addition, if the estimated bit period is continuously reduced more than the predetermined number of times, there is a possibility of malfunction due to noise, etc., so once the estimated bit period has been reduced, synchronization tracking is performed from the next timing. Try to resume. It is permissible to increase the estimated bit period when the reduction of the estimated bit period is stopped.
また、あらかじめ定めておいた回数以上連続してビット周期を数え始めるタイミングを遅らせた場合は、ノイズなどによる誤動作の可能性があるため、一旦ビット周期を数え始めるタイミングを遅らせるのを止め、その次のタイミングから再開するようにする。ビット周期を数え始めるタイミングを遅らせるのを止めているときにビット周期を数え始めるタイミングを早めるのは構わないこととする。 Also, if you delay the timing to start counting the bit period continuously more than the predetermined number of times, there is a possibility of malfunction due to noise etc., so stop delaying the timing to start counting the bit period, and then Restart from the timing. It is acceptable to advance the timing at which the bit period starts to be counted while stopping the delay at the timing at which the bit period starts to be counted.
また、あらかじめ定めておいた回数以上連続してビット周期を数え始めるタイミングを早めた場合は、ノイズなどによる誤動作の可能性があるため、一旦ビット周期を数え始めるタイミングを早めるのを止め、その次のタイミングから再開するようにする。ビット周期を数え始めるタイミングを早めるのを止めているときにビット周期を数え始めるタイミングを遅らせるのは構わないこととする。 In addition, if the timing to start counting the bit period continuously more than the predetermined number of times is advanced, there is a possibility of malfunction due to noise etc., so stop the timing to start counting the bit period once and then Restart from the timing. It is permissible to delay the timing to start counting the bit period when the timing to start counting the bit period is stopped earlier.
また、最初にビット周期を推定してからある一定期間は推定ビット周期を増減しながら同期追従を行い、その後、受信が終わるまでは推定ビット周期を固定し、ビット周期を数え始めるタイミングを調整(=再生シンボルクロックの位相を調整)することで同期追従を行うようにすれば、ビット周期の推定が安定した後に大きなノイズが入ってきても、それに影響されることなく同期追従を行うことができる。ビット周期を固定する際には、それまでに推定したビット周期の平均を計算してそれを用いてもよい。また、上記の一定期間をプリアンブルが到来するまでとすれば、プリアンブル直前の一定波形により、ビット周期推定の精度を上げることができる。 In addition, synchronization tracking is performed while increasing / decreasing the estimated bit period for a certain period after the bit period is estimated first, and then the estimated bit period is fixed until reception is completed, and the timing to start counting the bit period is adjusted ( = If the synchronization tracking is performed by adjusting the phase of the reproduced symbol clock), even if a large noise enters after the estimation of the bit period is stabilized, the synchronization tracking can be performed without being influenced by it. . When the bit period is fixed, an average of the bit periods estimated so far may be calculated and used. Further, if the above-described fixed period is taken until the preamble arrives, the accuracy of bit period estimation can be improved by the fixed waveform immediately before the preamble.
なお、上記の比較回路170の出力にフィルタを備え、比較回路170が出力する最大相関値を与えるタイミング信号のジッタを取り除くことで同期追従の精度を上げることができる。このフィルタとして、ランダムウォークフィルタを採用してもよい。
It should be noted that the synchronization tracking accuracy can be improved by providing a filter at the output of the
なお、M=4またはM=8の場合においても、上記と同様の動作で同期追従を行うことができる。 Even when M = 4 or M = 8, synchronous tracking can be performed by the same operation as described above.
(実施の形態2)
図8は、本発明の実施の形態2における同期追従回路を含む復調回路の構成図である。
(Embodiment 2)
FIG. 8 is a configuration diagram of a demodulation circuit including a synchronization tracking circuit according to the second embodiment of the present invention.
図8において、810は、所望信号を検出するためのしきい値を記憶しておくしきい値記憶回路である。820は、受信したI、Q信号としきい値を入力し、受信信号に対して初期同期を捕捉し、推定したビット周期とシンボルタイミングを出力する同期捕捉回路である。830は、推定したビット周期を記憶し、制御信号を入力すると記憶しているビット周期の値を増減できるビット周期記憶回路である。840は、同期捕捉回路820から出力されるタイミング信号とビット周期記憶回路に格納されている推定したビット周期をもとにシンボルクロックを出力するシンボルクロック再生回路である。
In FIG. 8,
850及び851は、シンボルクロック再生回路840が出力する再生シンボルクロックでI、Q信号をサンプリングする2次サンプリング回路である。860は、2次サンプリング回路850及び851でサンプリングされたデータに対して相関演算を行う相関演算回路である。870は、相関演算回路860から出力される相関値の大小比較を行い、その結果を出力する比較回路である。880は、相関演算回路860から出力される相関値をもとに、データ判定を行い、復調データを出力するデータ判定回路である。
以上のように構成された図8に示す回路の詳細な動作を説明する。 The detailed operation of the circuit shown in FIG. 8 configured as described above will be described.
まず、リーダーライターが受信モードに移行すると、しきい値記憶回路810にあらかじめ記憶してあるしきい値を使用して同期捕捉回路820にて初期同期の捕捉を行う。タグからリーダーライターへの送信をミラーサブキャリア方式に設定しておくと、リーダーライターでの受信IQ信号の先頭部分は正と負の繰り返し波形となるため、この定期的な繰り返しを検出することで初期同期を捕捉する。同期捕捉回路は実施の形態1で示したものと同様である。
First, when the reader / writer shifts to the reception mode, the
初期同期を確立すると、同期がはずれないように、同期追従を開始する。以下に、同期追従の詳細な動作を説明する。 When initial synchronization is established, synchronization tracking is started so that synchronization is not lost. The detailed operation of the synchronization tracking will be described below.
シンボルクロック再生回路840は、同期捕捉回路820からのイネーブル信号を受けた後、ビット周期記憶回路830に記憶されている推定ビット周期を用いて算出された間隔でシンボルクロックを出力する。シンボルクロックを出力する間隔は、M=2、4、8それぞれに対し、推定したビット周期をそれぞれ4、8、16で除算した間隔となる。このとき、除算した結果が割り切れないときは、なるべくまんべんなく剰余分のクロックを振り分けるようにする。
After receiving the enable signal from the
2次サンプリング回路850、851では、再生されたシンボルクロックをもとに、シンボルクロックとその前後のタイミングでIQ信号をサンプリングする。相関演算回路860では、シンボルクロックとその前後のタイミングの3つのタイミングについて相関演算を行い、その演算結果を出力する。この演算式には、実施の形態1で示したものと同様のものが要求される。データ判定回路880では、実施の形態1と同様にデータの判定を行う。また、比較回路870においても、実施の形態1の場合と同様に各タイミングでの相関値の絶対値の大小比較を行い、どのタイミングの相関が最も大きかったかを知らせる制御信号を出力する。
The
例えば、もし再生シンボルクロックが、図7の再生シンボルクロック(b)のようにずれてしまった場合は、比較回路870は、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング遅れたタイミングでの相関値が最も大きいことをビット周期記憶回路830に知らせる。
For example, if the reproduced symbol clock is shifted as shown in the reproduced symbol clock (b) of FIG. 7, the
また、もし再生シンボルクロックが、図7の再生シンボルクロック(c)のようにずれてしまった場合は、比較回路870は、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング早いタイミングでの相関値が最も大きいことをビット周期記憶回路830に知らせる。ビット周期記憶回路830では、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング遅れたタイミングでの相関値が最も大きいことを知らされると、記憶しているビット周期を増やし、再生シンボルクロックより1サンプルタイミング早いタイミングでの相関値が最も大きいことを知らされると、記憶しているビット周期を減らす。
If the reproduced symbol clock is shifted as shown in the reproduced symbol clock (c) of FIG. 7, the
シンボルクロック再生回路840では、この増減されたビット周期をもとにシンボルクロックを再生することで同期追従を行う。ビット周期を増減させることで同期追従を行う仕組みは実施の形態1で示したものと同様である。
The symbol
以上説明したように、各実施の形態に示す同期追従回路及びその回路を含む復調回路では、受信した信号からビット周期を推定して同期をとることで、送信機と受信機との間に大きなクロックずれ(0〜20%程度)があっても、精度良く同期捕捉や同期追従が実現できることになる。 As described above, the synchronization tracking circuit and the demodulation circuit including the circuit shown in each embodiment estimate the bit period from the received signal and synchronize to obtain a large amount between the transmitter and the receiver. Even if there is a clock shift (about 0 to 20%), synchronization acquisition and synchronization tracking can be realized with high accuracy.
また、シンボルクロック再生回路は、推定したビット周期を1ビットあたりのシンボル数で略均等配分し、当該配分した間隔でシンボルクロックを出力することで、推定したビット周期からシンボルクロックを再生できる。 The symbol clock recovery circuit can regenerate the symbol clock from the estimated bit period by substantially equally distributing the estimated bit period by the number of symbols per bit and outputting the symbol clock at the allocated interval.
また、シンボルクロック再生回路において、推定したビット周期を表すクロック数が1ビットあたりのシンボル数で割り切れないときは、その剰余クロックを1ビットの中で中心対称になるように割り振ってシンボルクロックを出力することで、1ビットの中でのシンボルクロックのずれを最小限に抑えることができる。 Also, in the symbol clock recovery circuit, if the number of clocks representing the estimated bit period is not divisible by the number of symbols per bit, the symbol clock is output by allocating the surplus clock so as to be centrally symmetric within one bit. By doing so, the shift of the symbol clock in one bit can be minimized.
また、シンボルクロック再生回路は、比較回路から出力される最大相関値を与えるタイミングを通知する信号をもとに、再生シンボルクロックの位相を調整することで、受信した信号に対して同期追従ができる。 Also, the symbol clock recovery circuit can follow the received signal synchronously by adjusting the phase of the recovered symbol clock based on the signal that gives the timing for giving the maximum correlation value output from the comparison circuit. .
また、比較回路が通知する最大相関値を与えるタイミング信号をもとに、ビット周期記憶回路が推定したビット周期を増減させることでシンボルクロックタイミングを調整し、受信IQ信号に追従することで、高速で広範囲な同期追従ができる。 Also, based on the timing signal giving the maximum correlation value notified by the comparison circuit, the symbol clock timing is adjusted by increasing / decreasing the bit period estimated by the bit period storage circuit, and the received IQ signal is followed. Can follow a wide range of synchronization.
また、同期捕捉が完了してから一定時間の間は推定したビット周期を増減させながら同期追従を行い、その後、受信が終わるまではビット周期を固定し、再生シンボルクロックの位相を調整することで、推定したビット周期がノイズ等の影響で振られることを防ぐことができる。 Also, synchronization tracking is performed while increasing / decreasing the estimated bit period for a fixed time after synchronization acquisition is completed, and then the bit period is fixed until reception is completed, and the phase of the recovered symbol clock is adjusted. Thus, it is possible to prevent the estimated bit period from being shaken due to noise or the like.
また、プリアンブルが到来するまでは推定したビット周期を増減させながら同期追従を行い、その後、受信が終わるまではビット周期を固定し、再生シンボルクロックの位相を調整することで、推定したビット周期がノイズ等の影響で振られることを防ぐことができる。 In addition, synchronization tracking is performed while increasing or decreasing the estimated bit period until the preamble arrives, and then the bit period is fixed until reception is completed, and the phase of the recovered symbol clock is adjusted, so that the estimated bit period is It can be prevented from being shaken by the influence of noise or the like.
また、同期が確立した後、推定したビット周期を平均しつつ同期追従を行い、ビット周期の増減の度合いがある一定範囲内に収まったときに推定したビット周期を固定し、その後、受信が終わるまでは再生シンボルクロックの位相を調整することで、推定したビット周期がノイズ等の影響で振られることを防ぐことができる。 In addition, after synchronization is established, synchronization tracking is performed while averaging the estimated bit period, the estimated bit period is fixed when the degree of increase / decrease of the bit period falls within a certain range, and then reception ends. Until then, it is possible to prevent the estimated bit period from being shaken by the influence of noise or the like by adjusting the phase of the reproduced symbol clock.
また、推定したビット周期を増やす時点においてはシンボルクロックをあらかじめ設定した時間だけ遅らせ、推定したビット周期を減らす時点においてはシンボルクロックをあらかじめ設定した時間だけ早めることで、シンボルクロックの調整幅をあらかじめ設定することにより、回路を簡略化することができる。 When the estimated bit period is increased, the symbol clock is delayed by a preset time, and when the estimated bit period is reduced, the symbol clock is advanced by a preset time, so that the symbol clock adjustment range is preset. By doing so, the circuit can be simplified.
また、同期ずれの量をモニタし、そのずれの度合いに応じたビット周期補正量を求め、推定したビット周期を増やす時点においてはシンボルクロックを求めた補正量だけ遅らせ、推定したビット周期を減らす時点においてはシンボルクロックを求めた補正量だけ早めるというように、同期ずれの量に応じた補正を行うことで、より高精度な同期追従を行うことができる。 In addition, the amount of synchronization deviation is monitored, the bit period correction amount corresponding to the degree of the deviation is obtained, and when the estimated bit period is increased, the symbol clock is delayed by the obtained correction amount, and the estimated bit period is reduced. In this case, it is possible to perform synchronization tracking with higher accuracy by performing correction in accordance with the amount of synchronization deviation, such as by advancing the correction amount obtained for the symbol clock.
また、比較回路の出力にランダムウォークフィルタ等のフィルタを備え、比較回路が出力する最大相関値を与えるタイミング信号のジッタを取り除くことで、より正確な同期追従が実現できる。 Further, by providing a filter such as a random walk filter at the output of the comparison circuit and removing the jitter of the timing signal that gives the maximum correlation value output from the comparison circuit, more accurate synchronization tracking can be realized.
また、同期捕捉回路は、受信したIQ信号の合成信号に対し、あらかじめ設定されたしきい値を超えるピーク値を検出し、その隣り合うピーク間隔が一定の範囲内にあるときに同期が確立したとみなし、ピーク値のタイミングと推定ビット周期を出力することで、所望信号の到来を検知し、同期追従および復調動作を開始することができる。 In addition, the synchronization acquisition circuit detects a peak value exceeding a preset threshold value for the synthesized signal of the received IQ signal, and synchronization is established when the adjacent peak interval is within a certain range. Therefore, by outputting the peak value timing and the estimated bit period, the arrival of the desired signal can be detected, and the synchronization tracking and demodulation operation can be started.
また、同期捕捉回路は、受信したIQ信号の合成信号に対し、あらかじめ設定されたしきい値を超えるピーク値を検出し、その連続する複数のピーク間隔が一定の範囲内にあるときに同期が確立したとみなし、ピーク値のタイミングと推定ビット周期を出力することで、所望信号の到来を検知し、同期追従および復調動作を開始することができる。 In addition, the synchronization acquisition circuit detects a peak value exceeding a preset threshold value with respect to the synthesized signal of the received IQ signal, and synchronization is achieved when a plurality of continuous peak intervals are within a certain range. By assuming that it is established and outputting the timing of the peak value and the estimated bit period, the arrival of the desired signal can be detected, and the synchronization tracking and demodulation operation can be started.
また、同期捕捉回路は、受信したIQ信号の合成信号に対し、自動的にしきい値を設定し、そのしきい値を超えるピーク値を検出し、その隣り合うピーク間隔が一定の範囲内にあるときに同期が確立したとみなし、ピーク値のタイミングと推定ビット周期を出力することで、所望信号の到来を検知し、同期追従および復調動作を開始することができる。 In addition, the synchronization acquisition circuit automatically sets a threshold value for the synthesized signal of the received IQ signal, detects a peak value exceeding the threshold value, and the adjacent peak interval is within a certain range. Sometimes it is considered that synchronization has been established, and by outputting the timing of the peak value and the estimated bit period, the arrival of the desired signal can be detected, and the synchronization tracking and demodulation operation can be started.
また、同期捕捉回路は、受信したIQ信号の合成信号に対し、自動的にしきい値を設定し、そのしきい値を超えるピーク値を検出し、その連続する複数のピーク間隔が一定の範囲内にあるときに同期が確立したとみなし、ピーク値のタイミングと推定ビット周期を出力することで、所望信号の到来を検知し、同期追従および復調動作を開始することができる。 In addition, the synchronization acquisition circuit automatically sets a threshold value for the synthesized signal of the received IQ signal, detects a peak value exceeding the threshold value, and a plurality of continuous peak intervals are within a certain range. It is assumed that synchronization has been established and the peak value timing and the estimated bit period are output, so that the arrival of the desired signal can be detected and the synchronization tracking and demodulation operation can be started.
また、受信したIQ信号の合成信号が、|I(n)|+|Q(n)|もしくは|I(n)+I(n+1)|+|Q(n)+Q(n+1)|とすることで、受信したIQ信号が如何なる位相であっても簡略な回路で同期を捕捉できる。 Further, the combined signal of the received IQ signal is set to | I (n) | + | Q (n) | or | I (n) + I (n + 1) | + | Q (n) + Q (n + 1) | The synchronization can be acquired with a simple circuit regardless of the phase of the received IQ signal.
また、受信したIQ信号の合成信号が、I(n)2+Q(n)2もしくは(I(n)+I(n+1))2+(Q(n)+Q(n+1))2とすることで、受信したIQ信号が如何なる位相であっても精度良く同期を捕捉できる。 Further, by combining the received IQ signal with I (n) 2 + Q (n) 2 or (I (n) + I (n + 1)) 2 + (Q (n) + Q (n + 1)) 2 , Synchronization can be accurately captured regardless of the phase of the received IQ signal.
また、タグの応答が返ってくる直前の無信号期間のノイズレベルを検出し、その最大値より大きい値をしきい値として自動的に設定することで、同期捕捉へのノイズの影響を低減することができる。 In addition, the noise level in the no-signal period immediately before the tag response returns is detected, and a value larger than the maximum value is automatically set as a threshold value, thereby reducing the influence of noise on synchronization acquisition. be able to.
また、アンテナ切り替えの度にノイズレベルの検出を行うことで、同期捕捉へのノイズの影響を低減することができる。 Further, by detecting the noise level every time the antenna is switched, the influence of noise on the synchronization acquisition can be reduced.
また、ある一定期間、タグからの応答を受信できなかった場合に、再度ノイズレベルの検出を行うことで、同期捕捉へのノイズの影響を低減することができる。 Further, when the response from the tag cannot be received for a certain period, the noise level is detected again, thereby reducing the influence of noise on the synchronization acquisition.
また、各タグからの受信信号レベルを検出し、そのレベルに応じたしきい値をその都度自動的に設定することで、同期捕捉へのノイズの影響を低減することができる。 In addition, by detecting the received signal level from each tag and automatically setting a threshold value corresponding to the level each time, it is possible to reduce the influence of noise on synchronization acquisition.
また、各タグからの受信信号におけるプリアンブル信号のバースト部の信号レベルを任意の期間モニタし、その期間の最大値より小さい値をしきい値として自動的に設定することで、受信信号強度に応じてしきい値を設定することにより、精度良く同期捕捉を行うことができる。 In addition, the signal level of the burst part of the preamble signal in the received signal from each tag is monitored for an arbitrary period, and a value smaller than the maximum value of that period is automatically set as a threshold value, depending on the received signal strength By setting a threshold value, synchronization acquisition can be performed with high accuracy.
また、タグの応答にパイロットトーンを付加させ、そのパイロットトーンの信号レベルを任意の期間モニタし、その期間の最大値より小さい値をしきい値として自動的に設定することで、受信信号強度に応じてしきい値を設定することにより、精度良く同期捕捉を行うことができる。 In addition, a pilot tone is added to the tag response, the signal level of the pilot tone is monitored for an arbitrary period, and a value smaller than the maximum value of the period is automatically set as a threshold value, thereby improving the received signal strength. By setting a threshold value accordingly, synchronization acquisition can be performed with high accuracy.
また、しきい値はモニタして検出した受信信号の最大値の1/2とすることで、受信信号強度に応じてしきい値を設定することにより、精度良く同期捕捉を行うことができる。 Further, by setting the threshold value to ½ of the maximum value of the received signal detected by monitoring, the threshold value can be set according to the received signal strength, so that synchronization can be accurately captured.
また、各タグからの受信信号におけるプリアンブル信号のバースト部の任意の数のピークの値を検出し、それら複数のピークの平均値より小さい値をしきい値として自動的に設定することで、受信信号強度に応じてしきい値を設定することにより、精度良く同期捕捉を行うことができる。 In addition, by detecting the value of any number of peaks in the burst part of the preamble signal in the received signal from each tag, and automatically setting a value smaller than the average value of these peaks as a threshold value, By setting the threshold value according to the signal strength, synchronization acquisition can be performed with high accuracy.
また、タグの応答にパイロットトーンを付加させ、そのパイロットトーン部の任意の数のピークの値を検出し、それら複数のピークの平均値より小さい値をしきい値として自動的に設定することで、受信信号強度に応じてしきい値を設定することにより、精度良く同期捕捉を行うことができる。 Also, by adding a pilot tone to the tag response, detecting the value of an arbitrary number of peaks in the pilot tone portion, and automatically setting a value smaller than the average value of these peaks as a threshold value. By setting a threshold value according to the received signal strength, synchronization acquisition can be performed with high accuracy.
また、しきい値は検出した複数のピークの平均値の1/2とすることで、受信信号強度に応じてしきい値を設定することにより、精度良く同期捕捉を行うことができる。 Further, by setting the threshold value to ½ of the average value of a plurality of detected peaks, setting the threshold value according to the received signal strength enables accurate synchronization acquisition.
また、ミラーサブキャリアの設定値M=2に追従する際には、2次サンプリング回路でサンプリングされた1ビット中の4組の(I、Q)データを用い、相関演算回路で用いる相関式を、前半2組の合成ベクトルと後半2組の合成ベクトルの内積とすることで、相関値の絶対値と符号を用い、同期追従とデータ復調の演算を同時に行うことができる。 When following the mirror subcarrier set value M = 2, four sets of (I, Q) data in one bit sampled by the secondary sampling circuit are used, and the correlation equation used by the correlation calculation circuit is calculated. By using the inner product of the first two sets of combined vectors and the second two sets of combined vectors, the calculation of synchronization tracking and data demodulation can be performed simultaneously using the absolute value and sign of the correlation value.
また、ミラーサブキャリアの設定値M=4に追従する際には、2次サンプリング回路でサンプリングされた1ビット中の8組の(I、Q)データを用い、相関演算回路で用いる相関式を、前半4組の合成ベクトルと後半4組の合成ベクトルの内積とすることで、相関値の絶対値と符号を用い、同期追従とデータ復調の演算を同時に行うことができる。 Further, when following the mirror subcarrier set value M = 4, eight sets of (I, Q) data in one bit sampled by the secondary sampling circuit are used, and the correlation equation used by the correlation calculation circuit is By using the inner product of the first four sets of combined vectors and the second four sets of combined vectors, it is possible to simultaneously perform operations of synchronization tracking and data demodulation using the absolute value and sign of the correlation value.
また、ミラーサブキャリアの設定値M=8に追従する際には、2次サンプリング回路でサンプリングされた1ビット中の16組の(I、Q)データを用い、相関演算回路で用いる相関式を、前半8組の合成ベクトルと後半8組の合成ベクトルの内積とすることで、相関値の絶対値と符号を用い、同期追従とデータ復調の演算を同時に行うことができる。 Further, when following the mirror subcarrier set value M = 8, 16 sets of (I, Q) data in 1 bit sampled by the secondary sampling circuit are used, and the correlation equation used by the correlation calculation circuit is calculated. By using the inner product of the first eight sets of combined vectors and the second eight sets of combined vectors, the calculation of synchronization tracking and data demodulation can be performed simultaneously using the absolute value and sign of the correlation value.
また、一定回数連続して再生シンボルクロックを進ませると、次回またはそれ以降の一定期間は、再生シンボルクロック補正時点で再生クロックを進ませることを停止することで、再生シンボルクロックの誤った補正を防止することができる。 In addition, if the regenerated symbol clock is advanced a certain number of times, the regenerative symbol clock is corrected incorrectly by stopping the regenerative clock from being advanced at the regenerative symbol clock correction time for the next or subsequent fixed period. Can be prevented.
また、一定回数連続して再生シンボルクロックを遅らせると、次回またはそれ以降の一定期間は、再生シンボルクロック補正時点で再生クロックを遅らせることを停止することで、再生シンボルクロックの誤った補正を防止することができる。 Also, if the reproduction symbol clock is delayed for a certain number of times, erroneous correction of the reproduction symbol clock is prevented by stopping delaying the reproduction clock at the reproduction symbol clock correction time for the next or subsequent fixed period. be able to.
また、一定回数連続して推定したビット周期を増やすと、次回またはそれ以降の一定期間は、推定ビット周期補正時点において、推定したビット周期を増やすことを停止することで、推定ビット周期の誤った補正を防止することができる。 In addition, if the estimated bit period is increased for a certain number of times, the estimated bit period is incorrect by stopping increasing the estimated bit period at the estimated bit period correction time for the next or subsequent fixed period. Correction can be prevented.
また、一定回数連続して推定したビット周期を減らすと、次回またはそれ以降の一定期間は、推定ビット周期補正時点において、推定したビット周期を減らすことを停止することで、推定ビット周期の誤った補正を防止することができる。 Also, if the estimated bit period is reduced a certain number of times, the estimated bit period is incorrect by stopping reducing the estimated bit period at the estimated bit period correction time for the next or subsequent fixed period. Correction can be prevented.
本発明に係る同期追従回路は、受信信号からビット周期を推定し、その推定したビット周期をもとにタイミングを調整して再生クロックを出力する構成であり、同期ずれを検出した際には推定ビット周期を増減させる。このことにより、高速かつ高精度な追従動作ができるという効果を有し、通信に用いられる受信機等の復調回路に適用される。 The synchronization tracking circuit according to the present invention is configured to estimate the bit period from the received signal, adjust the timing based on the estimated bit period, and output the recovered clock. Increase or decrease the bit period. This has the effect that a high-speed and high-precision tracking operation can be performed, and is applied to a demodulation circuit such as a receiver used for communication.
110 しきい値決定回路
120、820 同期補足回路
130、830 ビット周期記憶回路
140、840 シンボルクロック再生回路
150、151、850、851 2次サンプリング回路
160、860 相関演算回路
170、870 比較回路
180、880 データ判定回路
810 しきい値記憶回路
110
Claims (34)
同期捕捉時に推定したビット周期を記憶するビット周期記憶回路と、
前記推定したビット周期を用いてシンボルクロック及びその前後のタイミングを通知するシンボルクロック再生回路と、
前記シンボルクロック再生回路から出力されるタイミングで前記受信したIQ信号を2次サンプリングする2次サンプリング回路と、
前記2次サンプリング回路から出力される2次サンプリングデータを用いて参照信号との相関演算を行って相関値を出力する相関演算回路と、
シンボルタイミング及びその前後のタイミングの相関値を比較し、最大相関値を与えるタイミングを出力する比較回路と、
前記相関演算回路から出力される相関値をもとにデータ判定を行うデータ判定回路とを備えたことを特徴とする同期追従回路。 A synchronization acquisition circuit for establishing synchronization with the received IQ signal;
A bit period storage circuit for storing a bit period estimated at the time of synchronization acquisition;
A symbol clock recovery circuit for notifying the symbol clock and the timing before and after that using the estimated bit period;
A secondary sampling circuit for performing secondary sampling of the received IQ signal at a timing output from the symbol clock recovery circuit;
A correlation calculation circuit for performing a correlation calculation with a reference signal using the secondary sampling data output from the secondary sampling circuit and outputting a correlation value;
A comparison circuit that compares the correlation values of the symbol timing and the timing before and after the symbol timing and outputs a timing that gives the maximum correlation value;
A synchronization follow-up circuit, comprising: a data determination circuit that performs data determination based on a correlation value output from the correlation calculation circuit.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007261750A JP4952488B2 (en) | 2007-10-05 | 2007-10-05 | Synchronous tracking circuit |
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Applications Claiming Priority (1)
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