JP2008283393A - Mmse equalizing circuit, receiving device, communication system, its method, and program - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an MMSE (Minimum Mean Square Error) equalizing circuit installed at an MIMO (Multi-Input Multi-Output)-OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system with a small amount of operation, in order to attain increase in communication capacity which can be processed, miniaturization of an apparatus, and power-saving. <P>SOLUTION: The MMSE equalizing circuit, installed at an MIMO-OFDM communication system, equalizes a demodulated signal vector composed of a baseband signal demodulated by a demodulator arranged for each of a plurality of transmit antennas, and generates an estimated transmission signal vector. The circuit comprises a unitary matrix formation means 19 and a transmit vector estimator 15. The unitary matrix formation means 19 forms a spread response matrix by a channel response matrix indicative of characteristics for an MIMO channel and a matrix acquired by multiplying a noise standard deviation calculated beforehand by a unit matrix, and carries out QR decomposition of the spread response matrix to form a unitary matrix. The transmit vector estimator 15 forms two sub-matrices from the formed unitary matrix, and multiplies the demodulated signal vector by the two sub-matrices and the inverse number of the noise standard deviation sequentially, to compute the estimated transmit signal vector. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、ＭＭＳＥ等化回路、受信装置、及び通信システム、並びにその方法及びプログラムに係り、特に、高速無線通信の実現技術であるＭＩＭＯ技術にあって１次変調にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）を用いたＯＦＤＭ通信方式におけるＭＭＳＥ等化回路、受信装置、及び通信システム、並びにその方法及びプログラムに関する。   The present invention relates to an MMSE equalization circuit, a receiving apparatus, a communication system, and a method and a program thereof, and more particularly, to MIMO technology which is a technology for realizing high-speed wireless communication, and OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) for primary modulation The present invention relates to an MMSE equalization circuit, a receiving apparatus, a communication system, and a method and a program thereof in an OFDM communication system using the.

近年、高速無線通信実現技術として、ＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)技術が注目を集めている。ＭＩＭＯ技術は、複数の送信部と送信アンテナ、及び受信アンテナと受信部とを用いて、混信が生じるチャネル( 以下、「ＭＩＭＯチャネル」という) を使用しながら、混信を除去するチャネル等化方法を用いてチャネル分離し（「空間分離」ともいう）、空間分離したチャネルに対し独立したストリームデータを送信することにより、伝送容量を大幅に増加させることができる。   In recent years, MIMO (Multi-Input Multi-Output) technology has attracted attention as a technology for realizing high-speed wireless communication. The MIMO technology uses a channel equalization method for removing interference while using a channel in which interference occurs (hereinafter referred to as “MIMO channel”) using a plurality of transmission units and transmission antennas, and reception antennas and reception units. By using the channel separation (also referred to as “spatial separation”) and transmitting independent stream data to the spatially separated channels, the transmission capacity can be greatly increased.

ＭＩＭＯ技術の適用規格として、例えば、ＩＥＥＥ８０２. １１ｎ、ＩＥＥＥ８０２.
１６ｅが挙げられる。これらの規格は、１次変調にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）を用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信方式が採用されている。
ＭＩＭＯチャネル利用のＯＦＤＭ通信方式は、多数のキャリアを備え各キャリア毎の周波数帯域は狭く、周波数選択性フェージングが生ずるＭＩＭＯチャネルを、各キャリア毎に見ればその帯域内では受信信号レベル変動、位相変動が事実上周波数に依存しないで一様（周波数特性がフラット）とみなせるので、フラットフェージングのＭＩＭＯチャネルに分離することができ、優れた耐フェージング特性を示す。そのため、例えば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信方式は、通信チャネルを共有する複数の無線通信端末と、これら無線通信端末を管理する基地局からなる通信システムに採用されている。 As an application standard of MIMO technology, for example, IEEE802.11n, IEEE802.11.
16e. These standards employ a MIMO-OFDM communication system that uses OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) for primary modulation.
The OFDM communication system using a MIMO channel has a large number of carriers, and the frequency band for each carrier is narrow. If a MIMO channel in which frequency selective fading occurs is seen for each carrier, the received signal level fluctuation and phase fluctuation are within that band. Can be considered to be uniform (frequency characteristics are flat) without depending on the frequency, and can be separated into flat fading MIMO channels, and exhibits excellent fading resistance characteristics. For this reason, for example, the MIMO-OFDM communication system is adopted in a communication system including a plurality of wireless communication terminals sharing a communication channel and a base station that manages these wireless communication terminals.

ＭＩＭＯシステムのチャネル間の混信を除去する空間分離方式の一つとして、線形等化方式がある。線形等化方式では、受信側でＯＦＤＭ復調を行いキャリア単位に分割したＭＩＭＯチャネルの復調信号ベクトルｙに対し、等化用の重み付けフィルタ行列Ｍを掛けて等化し、送信信号ベクトルｘを分離検出する。   One of spatial separation methods for removing interference between channels in a MIMO system is a linear equalization method. In the linear equalization method, the demodulated signal vector y of the MIMO channel divided by carrier by performing OFDM demodulation on the receiving side is equalized by multiplying the weighting filter matrix M for equalization, and the transmission signal vector x is separated and detected. .

即ち、送信部ｊから受信部ｉまでのチャネル応答ｈｉｊを成分とするチャネル応答行列をＨとし、受信部ｉでの雑音ｎｉ を成分とする雑音ベクトルｎとすると、復調信号ベクトルｙは、「ｙ＝Ｈｘ＋ｎ」と表され、これに等化用の重み付けフィルタ行列Ｍを掛けて等化すると、等化後の推定送信信号ベクトル〈ｘ〉＝ｓは、「ｓ＝Ｍｙ」となる。 That is, assuming that a channel response matrix having a channel response h ij from the transmitter j to the receiver i as a component is H and a noise vector n having a noise ni at the receiver i as a component is a demodulated signal vector y, When it is expressed as “y = Hx + n” and is multiplied by a weighting filter matrix M for equalization, the estimated transmission signal vector <x> = s after equalization becomes “s = My”.

線形等化方式には、ＺＦ（Zero-forcing）法と最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ：Minimum
Mean Squared Error）法の２方式がある。
ＺＦ（Zero-forcing）法の等化処理は、原理的には、重み付けフィルタ行列ＭとしてＨの逆行列Ｈ−１を用いたものであり、推定送信信号ベクトルｓは、「ｓ＝Ｈ−１ｙ＝ｘ＋Ｈ−１ｎ」となり、各送信信号ｘをチャネル間の混信（「クロストーク」ともいう）なしに取り出すことができる。しかし、実際の等化方式として、チャネル応答行列の逆行列を直接用いることは、それを求める計算量の膨大さや、動作の安定性等の点から問題点があり、次のような手法が知られている。 Linear equalization methods include ZF (Zero-forcing) method and minimum mean square error (MMSE: Minimum)
There are two methods: Mean Squared Error).
The equalization process of the ZF (Zero-forcing) method uses an inverse matrix H −1 of H as the weighting filter matrix M in principle, and the estimated transmission signal vector s is expressed as “s = H −1. y = x + H −1 n ”, and each transmission signal x can be extracted without inter-channel interference (also referred to as“ crosstalk ”). However, the direct use of the inverse of the channel response matrix as an actual equalization method has problems in terms of the enormous amount of calculation to obtain it and the stability of the operation, and the following method is known. It has been.

即ち、チャネル応答行列ＨのＱＲ分解の結果を用いて、推定送信信号ベクトルｓを、復調信号ベクトルｙから次式のように求めるものである。   That is, using the QR decomposition result of the channel response matrix H, the estimated transmission signal vector s is obtained from the demodulated signal vector y as shown in the following equation.

Figure 2008283393
ここで、ＲとＱはチャネル応答行列ＨをＱＲ分解して得られる上三角行列とユニタリ行列であり、次式の関係を有する。
尚、Ｑｔ は、Ｑのエルミート転置であり、以降、行列のエルミート転置を上付添字ｔで表す。
Figure 2008283393
 Here, R and Q are an upper triangular matrix and a unitary matrix obtained by QR decomposition of the channel response matrix H, and have a relationship of the following expression.
Q t is Hermitian transpose of Q, and hereinafter, Hermitian transpose of the matrix is represented by superscript t.

Figure 2008283393
尚、このＺＦ法では、雑音が「Ｈ−１ｎ」になり、強調されて受信特性が劣化する場合がある。
Figure 2008283393
 In this ZF method, noise becomes “H −1 n”, which may be emphasized to deteriorate reception characteristics.

一方の最小２乗平均誤差法（以下「ＭＭＳＥ法」と呼ぶ）の等化処理は、原理的には、等化用の重み付けフィルタ行列、Ｍ＝（Ｈｔ Ｈ＋σ２ Ｉ）−１Ｈｔ を用いるものであり、雑音とクロストークの総和が最小になるように等化処理を行うものである。 On the other hand, the equalization process of the least mean square error method (hereinafter referred to as “MMSE method”) is based on the principle of a weighting filter matrix for equalization, M = (H t H + σ 2 I) −1 H t . It is used, and equalization processing is performed so that the sum of noise and crosstalk is minimized.

ここで、チャネル応答行列Ｈ及び復調信号ベクトルｙを、それぞれ次の数式３、数式４に示すように拡張した拡張チャネル応答行列Ｈ，及び拡張復調信号ベクトルｙを用いれば、等化用の重み付けフィルタ行列Ｍ＝（Ｈｔ Ｈ＋σ２ Ｉ）−１Ｈｔ を用いるＭＭＳＥ等化方式による推定送信信号ベクトルｓが、数式１と同形式の数式５から得られることが知られている（非特許文献１）。 Here, if an extended channel response matrix H 1 and an extended demodulated signal vector y obtained by extending the channel response matrix H and the demodulated signal vector y as shown in the following equations 3 and 4, respectively, are used, an equalization weighting filter is used. It is known that the estimated transmission signal vector s by the MMSE equalization method using the matrix M = (H t H + σ 2 I) −1 H t is obtained from Equation 5 in the same format as Equation 1 (Non-patent Document 1). ).

Figure 2008283393
Figure 2008283393

Figure 2008283393
ここで、σは雑音標準偏差、ＩＮＴはＮＴ 行ＮＴ 列の単位行列、ＯＮＴはＮＴ 行１列の零ベクトルである。
Figure 2008283393
 Here, sigma is the noise standard deviation, I NT identity matrix of N T rows N T columns, O NT is the zero vector of N T rows and one column.

Figure 2008283393
ここで、ＲとＱは、それぞれ拡張チャネル応答行列ＨをＱＲ分解して得られる上三角行列とユニタリ行列である。
Figure 2008283393
 Here, R and Q are an upper triangular matrix and a unitary matrix obtained by QR decomposition of the extended channel response matrix H , respectively.

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信方式では、前述の拡張復調信号ベクトルｙ、および拡張チャネル応答行列Ｈは、各キャリア毎に存在しており、拡張チャネル応答行列ＨのＱＲ分解を実行する場合の演算負荷が高く膨大な計算量が必要になる。
そのため、このＱＲ分解の単位時間当たりの実行回数を削減して、演算量を大幅に削減する次のような方式が提案されている（非特許文献１，２参照）。 In the MIMO-OFDM communication system, the above-described extended demodulated signal vector y and the extended channel response matrix H exist for each carrier, and the computational load for executing QR decomposition of the extended channel response matrix H is high and enormous. Requires a large amount of calculation.
For this reason, the following methods have been proposed in which the number of executions per unit time of this QR decomposition is reduced to greatly reduce the amount of calculation (see Non-Patent Documents 1 and 2).

即ち、ＯＦＤＭ通信方式の全キャリアについて直接に拡張チャネル応答行列ＨのＱＲ分解を求めるのではなく、一部のキャリアをベースポイント（内挿処理におけるいわゆる「分点」）として取り扱い、このベースポイントの拡張チャネル応答行列に対するＱＲ分解結果から、ベースポイント以外のキャリアにおけるユニタリ行列Ｑおよび上三角行列Ｒを内挿処理により求め、その後、キャリア毎に数式５を用いて推定送信ベクトルs を求める方式が提案されている（非特許文献１，２）。以下、ベースポイントに関する特性値には「ベース」を冠し、このベース特性値から内挿処理により算出されたものには「内挿」を付して区別する。 That is, instead of directly calculating the QR decomposition of the extended channel response matrix H for all the carriers of the OFDM communication system, some carriers are treated as base points (so-called “minute points” in the interpolation process), and A method is proposed in which a unitary matrix Q and an upper triangular matrix R in a carrier other than the base point are obtained from the QR decomposition result for the extended channel response matrix by interpolation processing, and then an estimated transmission vector s is obtained using Equation 5 for each carrier. (Non-Patent Documents 1 and 2). Hereinafter, “base” is given to the characteristic value related to the base point, and those calculated from the base characteristic value by interpolation processing are distinguished by adding “interpolation”.

図８は、上述の内挿を利用して演算量を減らした従来技術によるＭＭＳＥ等化回路の構成例を示している。
このＭＭＳＥ等化回路１０００は、復調信号ベクトルを用いてベースポイントにおけるチャネル応答行列であるＮＲ 行ＮＴ 列のベース応答行列を求めるベース応答算出部１１００、雑音標準偏差を求める雑音推定部１２００、雑音標準偏差とベース応答行列を用いて拡張応答行列をベースユニタリ行列とベース上三角行列に分解処理するＱＲ分解部１３００、ベースユニタリ行列を内挿処理し全キャリアにおける内挿ユニタリ行列を求める内挿処理部１４００、ベース上三角行列を内挿処理し全キャリアにおける内挿上三角行列を求めるＲ内挿処理部１７００、各キャリアの内挿上三角行列の逆行列を求めるＲ逆行列算出部１８００、キャリア毎に数式５を用いて推定送信ベクトルを求め出力する送信ベクトル推定部１５００とを備えて構成されている。 FIG. 8 shows a configuration example of a conventional MMSE equalization circuit in which the amount of calculation is reduced using the above-described interpolation.
The MMSE equalization circuit 1000 includes a base response calculation unit 1100 that calculates a base response matrix of N R rows and N T columns that is a channel response matrix at a base point using a demodulated signal vector, a noise estimation unit 1200 that calculates a noise standard deviation, QR decomposition unit 1300 for decomposing an extended response matrix into a base unitary matrix and a base upper triangular matrix using the noise standard deviation and the base response matrix, and interpolation for obtaining an interpolation unitary matrix for all carriers by interpolating the base unitary matrix A processing unit 1400, an R interpolation processing unit 1700 for interpolating the base upper triangular matrix to obtain an interpolation upper triangular matrix for all carriers, an R inverse matrix calculating unit 1800 for obtaining an inverse matrix of the interpolation upper triangular matrix of each carrier, A transmission vector estimation unit 1500 that obtains and outputs an estimated transmission vector using Equation 5 for each carrier. It is.

次に、上記ＭＭＳＥ等化回路１０００の動作を説明する。
ＯＦＤＭ復調された復調信号ベクトルがＭＭＳＥ等化回路１０００に入力されると、ベース応答算出部１１００と雑音推定部１２００と送信ベクトル推定部１５００に供給される。尚、この復調信号ベクトルは、ＮＲ 行１列のベクトルであり、その第ｉ成分は、第ｉ受信アンテナに対応している。 Next, the operation of the MMSE equalization circuit 1000 will be described.
When the demodulated signal vector subjected to OFDM demodulation is input to the MMSE equalization circuit 1000, it is supplied to the base response calculation unit 1100, the noise estimation unit 1200, and the transmission vector estimation unit 1500. This demodulated signal vector is a vector of N R rows and 1 column, and its i-th component corresponds to the i-th receiving antenna.

ベース応答算出部１１００は、復調信号ベクトルを用いてベースポイントにおけるチャネル応答行列であるＮＲ 行ＮＴ 列のベース応答行列Ｈを求めＱＲ分解部１３００に供給する。ベース応答行列の第（ｉ，ｊ）成分は、第ｊ送信アンテナと第ｉ受信アンテナ間のチャネル応答ｈｉｊを表す。雑音推定部１２００は、復調信号ベクトルをチャネルの時間および周波数相関情報を基に補正し、補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差を推定し、ＱＲ分解部１３００と送信ベクトル推定部１５００へ供給する。 The base response calculation unit 1100 obtains a base response matrix H of N R rows and N T columns, which is a channel response matrix at the base point, using the demodulated signal vector, and supplies the base response matrix H to the QR decomposition unit 1300. The (i, j) component of the base response matrix represents the channel response h ij between the j th transmit antenna and the i th receive antenna. Noise estimation section 1200 corrects the demodulated signal vector based on the channel time and frequency correlation information, estimates the noise standard deviation using the difference before and after correction as noise, and supplies it to QR decomposition section 1300 and transmission vector estimation section 1500. .

ＱＲ分解部１３００は、雑音標準偏差とベース応答行列を用いて拡張応答行列をＱＲ分解処理し、ベースユニタリ行列とベース上三角行列を、それぞれ、内挿処理部１４００とＲ内挿処理部１７００へ供給する。内挿処理部１４００は、ベースユニタリ行列を内挿処理し全キャリアにおける内挿ユニタリ行列を求め送信ベクトル推定部１５００へ供給する。Ｒ内挿処理部１７００は、ベース上三角行列を内挿処理し、全キャリアにおける内挿上三角行列を求めＲ逆行列算出部１８００へ供給する。   The QR decomposition unit 1300 performs QR decomposition processing on the extended response matrix using the noise standard deviation and the base response matrix, and converts the base unitary matrix and the base upper triangular matrix to the interpolation processing unit 1400 and the R interpolation processing unit 1700, respectively. Supply. Interpolation processing section 1400 interpolates the base unitary matrix to obtain an interpolation unitary matrix for all carriers and supplies it to transmission vector estimation section 1500. The R interpolation processing unit 1700 interpolates the base upper triangular matrix, obtains an interpolation upper triangular matrix for all carriers, and supplies it to the R inverse matrix calculating unit 1800.

ここで、上記各行列の内挿処理は、ベース行列を基に、内挿行列の各要素が、ベースポイント数より低い次数のローラン（Laurent ）多項式で表現できるように内挿処理を行っている。Ｒ逆行列算出部１８００は、各キャリアの内挿上三角行列の逆行列を求め、送信ベクトル推定部１５００へ供給する。
送信ベクトル推定部１５００は、キャリア毎に上記の数式５を用いて推定送信信号ベクトルを求め出力する。 Here, the interpolation processing of each matrix is performed based on the base matrix so that each element of the interpolation matrix can be expressed by a Laurent polynomial having an order lower than the number of base points. . The R inverse matrix calculation unit 1800 obtains an inverse matrix of the interpolated upper triangular matrix of each carrier and supplies it to the transmission vector estimation unit 1500.
Transmission vector estimation section 1500 obtains and outputs an estimated transmission signal vector for each carrier using Equation 5 above.

尚、上三角行列Ｒの逆行列演算Ｒ −１の代わりに、上三角行列Ｒを用いた後退代入処理により送信ベクトルを推定する方式もある。
特開２００６−３４５５００号公報 カスケト，「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける内挿に基づくＱＲ分解」（D. Cescato, Interpolation-based QR decomposition. in MIMO-OFDM systems, ）in Proc. IEEE SPAWC 2004, pp. 945949, June 2005. ヴュベン、カムヤ、「Ｐ−ＳＱＲＤを使ったアンテナ毎に符号化されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける内挿に基づく逐次干渉除去法」（D. Wubben and K.D. Kammeyer,Inter polation-Based Successive Interference Cancellation for Per-Antenna-Coded MIMO-OFDM Systems using P-SQRD）, １International ITG/IEEE Workshop on Smart Antennas (WSA 2006) ステューバ、バレ、マクローリン、リー、イングラム、プラット、「広帯域ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信」（Stuber, G.L.; Barry, J.R.; McLaughlin, S.W.; Ye Li; Ingram,M.A.; Pratt, T.G.,Broadband MIMO-OFDM wireless communications ”）, Proceedings of the IEEE Volume 92, Issue 2, Feb 2004 Page(s):271 - 294 サイモン・ヘイキン, （Simon Haykin）「適応フィルタ理論」, 科学技術出版, 2001 Instead of the inverse matrix calculation R -1 of the upper triangular matrix R, the backward substitution processing using the upper triangular matrix R is also a system for estimating a transmission vector.
JP 2006-345500 A Casquet, "QR decomposition based on interpolation in MIMO-OFDM systems" (D. Cescato, Interpolation-based QR decomposition. In MIMO-OFDM systems,) in Proc. IEEE SPAWC 2004, pp. 945949, June 2005. Vuven, Kamya, “Sequential interference cancellation based on interpolation in MIMO-OFDM systems coded for each antenna using P-SQRD” (D. Wubben and KD Kammeyer, Inter polation-Based Successive Interference Cancellation for Per- Antenna-Coded MIMO-OFDM Systems using P-SQRD), 1 International ITG / IEEE Workshop on Smart Antennas (WSA 2006) Stuba, Barre, Macrolin, Lee, Ingram, Pratt, "Broadband MIMO-OFDM Wireless Communications" (Stuber, GL; Barry, JR; McLaughlin, SW; Ye Li; Ingram, MA; Pratt, TG, Broadband MIMO-OFDM wireless communications ”), Proceedings of the IEEE Volume 92, Issue 2, Feb 2004 Page (s): 271-294 Simon Haykin, "Adaptive Filter Theory", Science and Technology Publishing, 2001

上述した従来技術によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＭＭＳＥ等化方法および等化回路については、その実行内容にあって演算量が膨大となり演算時間が長くなるという不都合が常に存在する。その原因は、キャリア毎に演算負荷の大きな内挿上三角行列Ｒの逆行列演算が必要となり、また、更に演算負荷の大きな上三角行列Ｒの内挿処理が必要とされる点があるからである。
そのため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＭＭＳＥ等化回路を実現する際に、一定の通信容量を確保するには、回路規模が大きく、且つ高速演算素子の使用により消費電力も大きくなるという実装上の問題が常に存在していた。 The above-described MMSE equalization method and equalization circuit in the MIMO-OFDM system according to the above-described conventional technique always have the disadvantage that the calculation amount is enormous and the calculation time is long. The reason is that, for each carrier, an inverse matrix calculation of an interpolation upper triangular matrix R having a large calculation load is required, and an interpolation process of the upper triangular matrix R having a larger calculation load is required. is there.
Therefore, in order to secure a certain communication capacity when realizing an MMSE equalization circuit in a MIMO-OFDM system, there is a mounting problem that the circuit scale is large and the power consumption increases due to the use of a high-speed arithmetic element. Always existed.

〔発明の目的〕
本発明は、上記課題に鑑み、少ない演算量に基づいたＭＭＳＥ等化回路，等化処理方法，及び等化処理プログラム等を実現し、これを組み込んだ装置およびシステムにおける通信容量の増大、あるいは装置の小型化、経済化、および省電力化に資することを、その目的とする。 (Object of invention)
In view of the above problems, the present invention realizes an MMSE equalization circuit, an equalization processing method, an equalization processing program, and the like based on a small amount of computation, and increases the communication capacity in an apparatus and system incorporating the same, or an apparatus The purpose is to contribute to miniaturization, economy and power saving.

上記目的を達成するため、本発明に係る第１の発明（ＭＭＳＥ等化回路）では、ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路であって、前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とにより拡張応答行列を形成し且つ当該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成手段を備え、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数とを乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出し外部出力する機能を備えた送信ベクトル推定部を装備する。そして、前述したユニタリ行列生成手段を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし、前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるベース応答行列を算出するチャネル応答算出部（ベース応答算出部）と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してベースユニタリ行列を算出するＱＲ分解部と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理部とにより構成したことを特徴とする。   In order to achieve the above object, according to a first invention (MMSE equalization circuit) according to the present invention, a demodulator provided in a communication system using a MIMO channel and demodulated separately for each of a plurality of receiving antennas. An MMSE equalization circuit for equalizing a demodulated signal vector having a baseband signal as a component and thereby generating an estimated transmission signal vector, a channel response matrix representing characteristics of the MIMO channel, and a noise standard deviation Unit matrix generating means for forming an extended response matrix from the matrix obtained by multiplying the unit matrix by QR decomposition and generating a unitary matrix by QR decomposition of the extended response matrix, and two submatrices based on the unitary matrix And multiplying the demodulated signal vector by the two sub-matrices and the reciprocal of the noise standard deviation. Equipped with transmission vector estimation unit having a function of external output calculating a vector. Then, the above-mentioned unitary matrix generation means uses a part of the demodulated signal vector as a base point for interpolation, and uses the demodulated signal vector to calculate a base response matrix at the base point (base response calculating unit (base A response calculation unit), a QR decomposition unit that performs QR decomposition on the extended response matrix to calculate a base unitary matrix, and an interpolation process that calculates an interpolation unitary matrix of all points by interpolating the calculated unitary matrix. It is characterized by comprising a processing unit.

ここで、前述した送信ベクトル推定部は、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置して成る第１行列と，前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定する機能を有すると共に、前記復調信号ベクトルに前記第１行列，前記第２行列，および前記雑音標準偏差の逆数、の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出する機能を具備した構成としてもよい。 Here, the transmission vector estimation unit described above, when the number of the receiving antennas is the number of transmit antennas N R is the N T, the first to submatrix formed by the N T row of the unitary matrix and a Hermitian transpose And a second matrix formed by the [N T +1] to [N T + N R ] rows of the unitary matrix, and the demodulated signal vector includes the first matrix. A configuration may be adopted in which the estimated transmission signal vector is calculated by multiplying in the order of one matrix, the second matrix, and the reciprocal of the noise standard deviation.

上記目的を達成するため、本発明に係る第２の発明（ＭＩＭＯチャネル受信装置）では、ＭＩＭＯ−通信システムの一部を成すＭＩＭＯチャネル受信装置であって、受信される受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調部と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前述したＭＭＳＥ等化回路と、前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定部とを備える、という構成を採っている。
ここで、前述した復調部は、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成してもよい。 In order to achieve the above object, a second invention (MIMO channel receiver) according to the present invention is a MIMO channel receiver that forms part of a MIMO-communication system, and demodulates received received signal vectors. A demodulator that generates a demodulated signal vector, the MMSE equalization circuit that generates the estimated transmission signal vector by equalizing the demodulated signal vector, and a determination transmission signal vector that is generated by receiving the estimated transmission signal vector A transmission signal vector determination unit that outputs data is provided.
Here, the demodulating unit described above may be configured to perform Fourier transform on the received signal vector to perform orthogonal frequency division multiplexing demodulation.

上記目的を達成するため、本発明に係る第３の発明（ＭＩＭＯチャネル通信システム）では、送信信号ベクトルを入力し変調信号ベクトルを生成する送信装置と、前記変調信号ベクトルを受信信号ベクトルとして受信装置へ伝達するチャネルとを備え、前記受信装置を、前述したＭＩＭＯチャネル受信装置で構成したことを特徴とする。
ここで、前述した受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあっては、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては前記ベースポイントを周波数域で間引いて配置した構成としてもよい。又、前述した受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては、前記ベースポイントを時間的に間引いて配置した構成としてもよい。 In order to achieve the above object, in a third invention (MIMO channel communication system) according to the present invention, a transmission apparatus that receives a transmission signal vector and generates a modulation signal vector, and a reception apparatus that uses the modulation signal vector as a reception signal vector. And the receiving apparatus is configured by the above-described MIMO channel receiving apparatus.
Here, in the MMSE equalization circuit included in the above-described receiving apparatus, the base point may be thinned out in the frequency domain when calculating the base response matrix at the base point. Further, in the MMSE equalization circuit provided in the receiving apparatus described above, the base response matrix at the base point may be calculated by thinning out the base point in time.

更に、本発明に係るＭＩＭＯチャネル通信システムでは、所定のチャネルを介して相互に通信可能に構成された複数の通信端末と、これら各通信端末の通信状態を管理する基地局とを備えたＭＩＭＯチャネル通信システムにあって、前記通信端末と基地局の少なくとも何れか一方が、前述したＭＩＭＯチャネル受信装置を備えた構成としてもよい。   Furthermore, in the MIMO channel communication system according to the present invention, a MIMO channel comprising a plurality of communication terminals configured to communicate with each other via a predetermined channel, and a base station that manages the communication state of each of these communication terminals. In the communication system, at least one of the communication terminal and the base station may include the above-described MIMO channel receiver.

上記目的を達成するため、本発明に係る第４の発明（ＭＭＳＥ等化処理方法）では、ＭＩＭＯチャネルを利用したＯＦＤＭ通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成すると共にこの拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成工程と、この工程で生成されたユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定工程とを備えている。そして、上述した送信ベクトル推定工程では、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成し、前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出するように構成する。更に、上述したユニタリ行列生成工程を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出工程と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解工程と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理工程とを含む工程としたことを特徴とする。   In order to achieve the above object, according to a fourth invention (MMSE equalization processing method) according to the present invention, each demodulation unit provided for each of a plurality of receiving antennas is provided in an OFDM communication system using a MIMO channel. An MMSE equalization circuit for equalizing a demodulated signal vector having a demodulated baseband signal as a component, thereby generating an estimated transmission signal vector, a channel response matrix representing characteristics of the MIMO channel, and noise A unitary matrix generating step of forming an extended response matrix based on a matrix obtained by multiplying the standard deviation by a unit matrix and generating a unitary matrix by QR decomposition of the extended response matrix; and a unitary matrix generated in this step And a transmission vector estimation step for taking in a matrix and the noise standard deviation. In the transmission vector estimation step described above, two partial matrices are generated based on the unitary matrix, and the estimated transmission signal vector is obtained by multiplying the demodulated signal vector by the two partial matrices and the reciprocal of the noise standard deviation. Is configured to calculate. Further, the unitary matrix generation step described above is used as a base point for interpolating a part of the demodulated signal vector, and a channel response calculating step of calculating a channel response matrix at the base point using the demodulated signal vector, A QR decomposition process for calculating the unitary matrix by QR decomposition of the extended response matrix, and an interpolation process process for calculating the interpolation unitary matrix of all points by interpolating the calculated unitary matrix. It is characterized by that.

上記目的を達成するため、本発明に係る第５の発明（ＭＩＭＯチャネル受信方法）では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力する場合のＭＩＭＯチャネル受信方法において、前記受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調工程と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前述したＭＭＳＥ等化処理方法と、これにより生成された前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定工程とを備える、という構成を採っている。   In order to achieve the above object, according to a fifth invention (MIMO channel reception method) of the present invention, a MIMO channel for receiving received data in a reception apparatus forming part of a MIMO-OFDM communication system. In the reception method, a demodulation step of demodulating the reception signal vector as the reception data to generate a demodulation signal vector, and the above-described MMSE equalization processing method of generating the estimated transmission signal vector by equalizing the demodulation signal vector; A transmission signal vector determination step of determining the estimated transmission signal vector generated thereby to generate a determination transmission signal vector and outputting it as reception data is adopted.

又、本発明に係る第６の発明（ＭＩＭＯチャネル通信方法）では、送信信号ベクトルを受けて変調信号ベクトルを生成し出力する信号送信工程と、前記変調信号ベクトルを所定のチャネルを介して受信信号ベクトルとして受信する信号受信工程とを備え、この信号受信工程を、前述したＭＩＭＯチャネル受信方法によって実行するように構成したことを特徴とする。   In the sixth invention (MIMO channel communication method) according to the present invention, a signal transmission step of receiving a transmission signal vector to generate and output a modulation signal vector, and receiving the modulation signal vector via a predetermined channel And a signal receiving step for receiving the signal as a vector, and the signal receiving step is executed by the above-described MIMO channel receiving method.

上記目的を達成するため、本発明に係る第７の発明（等化処理プログラム）では、ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、前述したＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成すると共にこの拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成機能と、このユニタリ行列生成機能が実行されて生成されるユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定機能とを有する。そして、前述した送信ベクトル推定機能を、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出する内容とする。更に、前述したユニタリ行列生成機能については、これを前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解機能と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理機能とを含む内容とし、これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする。   In order to achieve the above object, in a seventh invention (equalization processing program) according to the present invention, a demodulator provided in a communication system using a MIMO channel and demodulated separately for each of a plurality of receiving antennas. An MMSE equalization circuit for equalizing a demodulated signal vector having a baseband signal as a component and thereby generating an estimated transmission signal vector, a channel response matrix representing the characteristics of the MIMO channel, and a noise standard A unitary matrix generation function for forming an extended response matrix based on a matrix obtained by multiplying the unit matrix by the deviation and generating a unitary matrix by QR decomposition of the extended response matrix, and the unitary matrix generation function are executed. A transmission vector estimation function that takes in the unitary matrix generated in this way and the noise standard deviation. Then, the transmission vector estimation function described above generates two partial matrices based on the unitary matrix and multiplies the demodulated signal vector by the two partial matrices and the reciprocal of the noise standard deviation to generate the estimated transmission signal vector. Is the content to be calculated. Further, with respect to the unitary matrix generation function described above, this is used as a base point for interpolating a part of the demodulated signal vector, and a channel response calculation function for calculating a channel response matrix at the base point using the demodulated signal vector. A QR decomposition function for calculating the unitary matrix by QR decomposition of the extended response matrix, and an interpolation processing function for calculating the interpolation unitary matrix of all points by interpolating the calculated unitary matrix. It is characterized by the fact that these are executed by a computer.

又、本発明に係る第８の発明（受信処理プログラム）は、チャネルを利用した通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力処理する機能を備えた受信処理プログラムにおいて、前述した受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調処理機能、この復調された復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前述した等化処理プログラム、及びこれにより生成される前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力処理する送信信号ベクトル判定機能を備え、これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする。   An eighth invention (reception processing program) according to the present invention is a reception device that forms part of a communication system using a channel and has a function of outputting received received data. A demodulation processing function for demodulating the received signal vector, which is the reception data, and generating a demodulated signal vector; an equalization processing program for equalizing the demodulated demodulated signal vector to generate an estimated transmission signal vector; and A transmission signal vector determination function for determining the estimated transmission signal vector generated thereby, generating a determination transmission signal vector, and performing output processing as reception data, is executed by a computer.

本発明は以上のように構成され機能するので、これによると、推定送信信号ベクトルの推定に際して従来必要とされていた上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理とを使用することなく送信ベクトル推定部が推定送信信号ベクトルを算定するようにしたので、前述した上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理が不要となり、これがため、少ない演算量に基づいたＭＭＳＥ等化回路，等化処理方法，及び等化処理プログラム等を実現可能となり、更にこれを組み込んだ装置およびシステムにおける通信容量の増大を図り、装置の小型化、経済化、および省電力化を図ることができる、という従来にない優れた効果を奏する。   Since the present invention is configured and functions as described above, according to this, the transmission vector can be used without using the upper triangular matrix interpolation processing and the inverse matrix calculation processing which are conventionally required for estimating the estimated transmission signal vector. Since the estimation unit calculates the estimated transmission signal vector, the above-described interpolation processing and inverse matrix calculation processing of the upper triangular matrix are not necessary, and therefore, the MMSE equalization circuit and equalization processing based on a small amount of calculation. It is possible to realize a method, an equalization processing program, and the like, and further increase the communication capacity in an apparatus and system incorporating the method, thereby reducing the size, cost and power consumption of the apparatus. There is no excellent effect.

〔第１の実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態を図１ないし図２に基づいて説明する。
先ず最初に、本第１実施形態の中心的な内容（本発明の要部）を説明し、続いて具体的な構成およびその動作等について説明する。 [First Embodiment]
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
First, the central content (main part of the present invention) of the first embodiment will be described, and then the specific configuration and operation thereof will be described.

（ＭＭＳＥ等化処理の特徴）
最初に、ＭＭＳＥ等化処理の特徴について説明する。
このＭＭＳＥ等化処理の特徴は、下記の数式９で表されるように、復調信号ベクトルｙに、内挿ユニタリ行列Ｑ１ ，Ｑ２ と、雑音標準偏差σの逆数を乗算することによって推定送信信号ベクトルｓを求める点にある。 (Features of MMSE equalization processing)
First, features of the MMSE equalization process will be described.
The feature of this MMSE equalization processing is estimated transmission by multiplying the demodulated signal vector y by the interpolation unitary matrices Q 1 and Q 2 and the reciprocal of the noise standard deviation σ, as expressed by the following Equation 9. The point is to obtain the signal vector s.

ここで、数式９は、次のように導かれる。
即ち、拡張チャネル応答行列ＨをＱＲ分解して得られる拡張ユニタリ行列Ｑを、次の数式６に示すように、部分行列Ｑ１ ，Ｑ２ に分けて表示する。ここで、Ｑ１ はＱの第１〜第ＮＴ 行から成る部分行列、Ｑ２ はＱの第〔ＮＴ ＋1 〕〜第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行から成る部分行列である。 Here, Equation 9 is derived as follows.
That is, the extended unitary matrix Q obtained by QR decomposition of the extended channel response matrix H is displayed by being divided into partial matrices Q 1 and Q 2 as shown in the following Equation 6. Here, Q 1 is a partial matrix consisting of first to N T rows of Q, Q 2 is a partial matrix of the [N T +1], second [N T + N R] line of Q.

Figure 2008283393
ここで、Ｈ＝ＱＲの関係と、数式６の関係から、
Figure 2008283393
 の関係が成立し、したがって、σＩ＝Ｑ２ Ｒの関係が成り立つ。これから
Figure 2008283393
 Here, from the relationship of H = QR and the relationship of Equation 6,
Figure 2008283393
 Therefore, the relationship of σI = Q 2 R is established. from now on

Figure 2008283393
の関係が導かれ、これを数式５のＲ −１に適用すれば、次式９が求まる。
Figure 2008283393
 If this relationship is derived and applied to R −1 in Equation 5, the following Equation 9 is obtained.

Figure 2008283393
ここで、Ｑ１ ｔ はＱ１ のエルミート転置であり、Ｑ１ ，Ｑ２ は、数式６に示すユニタリ行列Ｑのそれぞれ部分行列である。
Figure 2008283393
 Here, Q 1 t is a Hermitian transpose of Q 1, Q 1, Q 2 are each submatrix of the unitary matrix Q shown in Equation 6.

このＭＭＳＥ等化回路は、上記数式９に示すように、復調ベクトルｙと拡張チャネル行列Ｈから作られるユニタリ行列Ｑの部分行列Ｑ１ ，Ｑ２ と、雑音標準偏差の逆数σ−１から、目的とする推定送信ベクトルｓを算定する。
この式で特徴的なのは、従来技術（数式５）で必要であった拡張上三角行列Ｒの逆行列Ｒ −１を求める演算処理が不要になり、替わってＱＲ分解の過程で算出されるＱ１ ，Ｑ２ を用いている点である。 This MMSE equalization circuit uses the submatrix Q 1 and Q 2 of the unitary matrix Q created from the demodulated vector y and the extended channel matrix H and the reciprocal σ −1 of the noise standard deviation as shown in Equation 9 above. The estimated transmission vector s is calculated.
What is characteristic of this equation is that the arithmetic processing for obtaining the inverse matrix R −1 of the extended upper triangular matrix R required in the prior art (Equation 5) is unnecessary, and instead, Q 1 calculated in the process of QR decomposition. , Q 2 is used.

これにより、従来技術（数式５参照）において必要であった拡張上三角行列Ｒの逆行列Ｒ −１を求める演算処理、及び多数キャリアに対する内挿処理が不要となり演算量が大幅に削減でき、一定のハードウェアで処理可能な通信容量の増大、更には装置の小型，経済化及び省電力化を図ることができる。 This eliminates the need for the calculation process for obtaining the inverse matrix R −1 of the extended upper triangular matrix R and the interpolation process for the majority carrier, which are necessary in the prior art (see Formula 5), and can greatly reduce the calculation amount and is constant. The communication capacity that can be processed by the hardware of the device can be increased, and further, the device can be reduced in size, economy, and power saving.

次に、本発明の第１実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路について具体的に説明する。
本実施形態及び以下の実施形態においては、送信アンテナ数をＮＴ とし受信アンテナ数をＮＲ とし、チャネル応答の時間変動が無視できるＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムにおけるＭＭＳＥ等化回路を前提にしている。 Next, the MMSE equalization circuit according to the first embodiment of the present invention will be specifically described.
In the present and following embodiments, the number of transmitting antennas the number of receive antennas and N T and N R, and the MMSE equalization circuit assumes in a communication system using the MIMO channel time variation of channel response is negligible Yes.

図１は、本ＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。
この等化回路１０は、ＮＴ 個の送信アンテナと、ＮＲ 個の受信アンテナから成るＭＩＭＯチャネル（図示せず）において、チャネル時間変動が無視できるＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムのＭＭＳＥ等化に用いられる。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the present MMSE equalization circuit.
This equalization circuit 10 is used for MMSE equalization of a communication system using a MIMO channel in which channel time variation can be ignored in a MIMO channel (not shown) composed of N T transmit antennas and N R receive antennas. Used.

即ち、本実施形態にあって、ＭＭＳＥ等化等化回路１０は、ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成する機能を備えている。
このＭＭＳＥ等化回路１０は、図１に示すように、前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とにより拡張応答行列を形成し且つ当該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列（ベースユニタリ行列）を生成するユニタリ行列生成手段１９を備えている。又、このユニタリ行列生成手段１９で生成されたユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定部１５を備えている。 That is, in this embodiment, the MMSE equalization circuit 10 is provided in a communication system using a MIMO channel, and the baseband signal demodulated by each demodulator provided for each of a plurality of receiving antennas. The demodulated signal vector as a component is equalized, and thereby a function of generating an estimated transmission signal vector is provided.
As shown in FIG. 1, the MMSE equalization circuit 10 forms an extended response matrix by using a channel response matrix representing the characteristic of the MIMO channel and a matrix obtained by multiplying a noise standard deviation by a unit matrix. In addition, unitary matrix generation means 19 for generating a unitary matrix (base unitary matrix) by subjecting the extended response matrix to QR decomposition is provided. In addition, a transmission vector estimation unit 15 that captures the unitary matrix generated by the unitary matrix generation means 19 and the noise standard deviation is provided.

この送信ベクトル推定部１５は、詳細は後述するが前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成する機能と、前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出する機能とを備えている。
これにより、推定送信信号ベクトルを算出に際し従来技術で必要とされていた上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理が不要となり少ない演算量でＭＩＭＯチャネルを利用したＭＭＳＥ等化回路の実現が可能となる。 The transmission vector estimation unit 15, which will be described in detail later, has a function of generating two partial matrices based on the unitary matrix, and multiplies the demodulated signal vector by the two partial matrices and the reciprocal of the noise standard deviation. And a function of calculating the estimated transmission signal vector.
This eliminates the need for the upper triangular matrix interpolation processing and inverse matrix calculation processing required in the prior art when calculating the estimated transmission signal vector, and enables the implementation of the MMSE equalization circuit using the MIMO channel with a small amount of calculation. It becomes.

前述したユニタリ行列生成手段１９は、前記復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし、前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列（ベース応答行列）を算出するチャネル応答算出部（ベース応答算出部）１１と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列（ベースユニタリ行列）を算出するＱＲ分解部１３と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理部１４とにより構成されている。
ここで、上述したユニタリ行列生成手段１９については、前記復調信号ベクトルを用いて前記チャネル応答行列を算出するチャネル応答算出部１１と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解部１３とにより構成し、内挿処理部１４を装備しない構成としてもよい。 The unitary matrix generation means 19 described above uses a part of the demodulated signal vector as a base point for interpolation, and uses the demodulated signal vector to calculate a channel response matrix (base response matrix) at the base point. A calculation unit (base response calculation unit) 11, a QR decomposition unit 13 that calculates a unitary matrix (base unitary matrix) by QR decomposition of the extended response matrix, and an interpolation process on the calculated unitary matrix to obtain all points And an interpolation processing unit 14 for calculating the interpolation unitary matrix.
Here, the unitary matrix generation means 19 described above includes a channel response calculation unit 11 that calculates the channel response matrix using the demodulated signal vector, and a QR decomposition that calculates the unitary matrix by QR decomposition of the extended response matrix. It is good also as a structure which is comprised by the part 13 and does not equip the interpolation process part 14. FIG.

又、このユニタリ行列生成手段１９には、前述した雑音標準偏差を算定する雑音推定部１２が併設されている。この雑音推定部１２は、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定すると共に当該算定した差分を雑音とする雑音算定機能を備えている。   The unitary matrix generation means 19 is also provided with the noise estimation unit 12 for calculating the noise standard deviation described above. The noise estimation unit 12 corrects the demodulated signal vector based on channel time and frequency correlation information, calculates a difference between the demodulated signal vectors before and after the correction, and uses the calculated difference as noise. It has.

次に、上記各構成要素及びその機能等について詳細に説明する。   Next, the above components and their functions will be described in detail.

前述したベース応答算出部１１は、復調信号ベクトルを用いてベースポイントにおけるチャネル応答行列であるＮＲ 行ＮＴ 列のベース応答行列を求めるように機能する。このベース応答算出部１１は、具体的には、復調信号ベクトルに基づいてベースポイントでのベース応答行列Ｈを算出する。 The base response calculation unit 11 described above functions to obtain a base response matrix of N R rows and N T columns, which is a channel response matrix at the base point, using the demodulated signal vector. Specifically, the base response calculation unit 11 calculates a base response matrix H at the base point based on the demodulated signal vector.

即ち、このベース応答算出部１１は、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列（ベース応答行列）を算出する機能を備えている。ベース応答行列Ｈは、第ｊ送信アンテナと第ｉ受信アンテナ間でのチャネル応答ｈｉｊを，その行列の第（ｉ, ｊ）成分にもつ。キャリア毎に異なる値をとることを明示するため、以下では（ｋ番目のキャリアに関するものであることを明示するため）Ｈｋ と表す。ベース応答行列Ｈｋ の算出方式として、本実施形態では、次式で表されるような復調信号ベクトルと既知パイロット信号レプリカから算出している。 That is, the base response calculation unit 11 has a function of calculating a channel response matrix (base response matrix) at the base point using the demodulated signal vector and a known pilot signal replica. The base response matrix H has a channel response h ij between the j-th transmitting antenna and the i-th receiving antenna in the (i, j) component of the matrix. In order to clearly indicate that a different value is taken for each carrier, in the following, it is expressed as H k (to clearly indicate that the carrier is related to the k-th carrier). In this embodiment, the base response matrix H k is calculated from a demodulated signal vector and a known pilot signal replica as represented by the following equation.

Figure 2008283393
ここで、ｙｋ，ｎ は、第〔ｎ〕ＯＦＤＭシンボルの第ｋキャリアに対する復調信号ベクトルであり、ＳはＮＴ 行ＮＴ 列の既知パイロット信号レプリカ行列であり、Ｓの第〔ｉ，ｊ〕成分は第〔ｎ＋ｊ−１〕ＯＦＤＭシンボルの第ｉ送信アンテナの第ｋキャリア成分である。Ｓは一般にユニタリ行列が用いられる。Ｂはベースポイントに対応するキャリアの集合を表しており、予め全キャリアから選択されたキャリアをベースポイントしていることを示している。
Figure 2008283393
 Here, y k, n is the demodulated signal vector for the k-th carrier of the [n] OFDM symbols, S is a known pilot signal replica matrix N T rows N T columns, the [i of S, j ] Component is the k-th carrier component of the i-th transmission antenna of the [n + j-1] OFDM symbol. A unitary matrix is generally used for S. B represents a set of carriers corresponding to the base point, and indicates that the base point is a carrier selected in advance from all carriers.

雑音推定部１２は、チャネルの時間および周波数相関情報を基に復調信号ベクトルを補正して補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差σを推定する機能を備えている。即ち、この雑音推定部１２は、チャネルの時間および周波数相関情報と復調信号ベクトルを受け、チャネルの時間および周波数相関情報を基に復調信号ベクトルを補正し、補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差σを算定する。
本実施形態では、既知パイロット信号レプリカを用いる補正方式を用いている。具体的には、数式１０に従い、復調信号ベクトルとパイロット信号レプリカを用いてチャネル応答を求め、その時間平均をとった時間平均チャネル応答にパイロット信号レプリカを掛けたものを補正復調信号ベクトルとする。 The noise estimation unit 12 has a function of correcting the demodulated signal vector based on the channel time and frequency correlation information and estimating the noise standard deviation σ using the difference before and after correction as noise. That is, the noise estimator 12 receives the channel time and frequency correlation information and the demodulated signal vector, corrects the demodulated signal vector based on the channel time and frequency correlation information, and uses the difference before and after the correction as a noise standard deviation. Calculate σ.
In this embodiment, a correction method using a known pilot signal replica is used. Specifically, according to Equation 10, a channel response is obtained using a demodulated signal vector and a pilot signal replica, and a time average channel response obtained by taking a time average thereof is multiplied by the pilot signal replica to obtain a corrected demodulated signal vector.

ＱＲ分解部１３は、前述した雑音標準偏差σとベース応答行列を受けてＱＲ分解処理を行う。このＱＲ分解部１３は、雑音標準偏差σとベース応答行列を受け、次式に示すＱＲ分解処理を行う。   The QR decomposition unit 13 receives the noise standard deviation σ and the base response matrix described above and performs QR decomposition processing. The QR decomposition unit 13 receives the noise standard deviation σ and the base response matrix, and performs a QR decomposition process represented by the following equation.

Figure 2008283393
ここで、ＱＢｋ は〔ＮＴ + ＮＲ 〕行ＮＴ 列のベースユニタリ行列である。σは雑音標準偏差である。ＩＮＴはＮＴ 行ＮＴ 列の単位行列、Ｒｋ はＮＴ 行ＮＴ 列の上三角行列である。ＱＲ分解処理は，例えば、よく知られたＧｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔの直交化法を用いて、拡張ベース応答行列の列ベクトルを直交化することによって実行できる。
Figure 2008283393
 Here, QB k is a base unitary matrix of [N T + N R ] rows N T columns. σ is the noise standard deviation. I NT identity matrix of N T rows N T columns, R k is an upper triangular matrix of N T rows N T columns. The QR decomposition process can be executed, for example, by orthogonalizing the column vector of the extended base response matrix using the well-known Gram-Schmidt orthogonalization method.

内挿処理部１４は、ベースユニタリ行列を内挿処理して全キャリアにおける内挿ユニタリ行列を求めるように機能する。この内挿処理部１４は、本実施形態では、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように、前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成としている。
この内挿処理部１４は、具体的にはベースポイントにおけるベースユニタリ行列ＱＢｋ を内挿処理して、全キャリアにおける内挿ユニタリ行列Ｑｋ を求める。本実施形態では、内挿処理の方法として、内挿ユニタリ行列Ｑｋ の各要素が、ベースユニタリ行列ＱＢｋ を係数とし、ベースポイント数より低い次数のローラン（Laurent ）多項式で表現できるように内挿処理を行うようにした。 The interpolation processing unit 14 functions to interpolate the base unitary matrix to obtain an interpolation unitary matrix for all carriers. In the present embodiment, the interpolation processing unit 14 can express each element of the interpolation unitary matrix with a Laurent polynomial having an order lower than the number of base points in the time frequency range to which the interpolation processing is applied. The base unitary matrix is interpolated.
Specifically, the interpolation processing unit 14 interpolates the base unitary matrix QB k at the base point to obtain the interpolation unitary matrix Q k for all carriers. In the present embodiment, as an interpolation processing method, each element of the interpolation unitary matrix Q k can be expressed by a Laurent polynomial having an order lower than the number of base points with the base unitary matrix QB k as a coefficient. Insertion processing was performed.

送信ベクトル推定部１５は、前述した雑音標準偏差σと内挿ユニタリ行列と復調信号ベクトルとに基づいて推定送信信号ベクトルを算定する機能を備えている。
この送信ベクトル推定部１５は、雑音標準偏差σ，内挿ユニタリ行列Ｑｋ ，復調信号ベクトルｙｋ，ｎ を受け、これに基づいて次式を用いて推定送信信号ベクトルを求め、これをＭＭＳＥ等化回路１０の出力となっている。 The transmission vector estimation unit 15 has a function of calculating an estimated transmission signal vector based on the noise standard deviation σ, the interpolation unitary matrix, and the demodulated signal vector described above.
The transmission vector estimation unit 15 receives a noise standard deviation σ, an interpolation unitary matrix Q k , and a demodulated signal vector y k, n , and based on this, obtains an estimated transmission signal vector using This is the output of the circuit 10.

Figure 2008283393
ここで、ｓｋ，ｎ は、第〔ｎ〕ＯＦＤＭシンボル、第ｋキャリアの推定送信信号ベクトルであり、その第ｉ成分は、第ｉ送信アンテナに対応している。Ｑｋ，１ は、第ｋキャリアに対応する内挿ユニタリ行列Ｑｋ の第1 〜第ＮＴ 行、Ｑｋ，２ は、内挿ユニタリ行列Ｑｋ の第〔ＮＴ ＋１〕〜第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行であり、次式の関係を持つＱｋ の部分行列である。
Figure 2008283393
 Here, s k, n is an estimated transmission signal vector of the [n] OFDM symbol and the k-th carrier, and the i-th component corresponds to the i-th transmission antenna. Q k, 1 is the first to N T row of interpolation unitary matrix Q k corresponding to the k carrier, Q k, 2 is the interpolation unitary matrix Q k a [N T +1], second [N T + N R ] rows, which is a sub-matrix of Q k having the following relationship:

Figure 2008283393
なお、チャネルが時間変動する場合は、ベースポイントをキャリア−ＯＦＤＭシンボル平面上の特定の点に拡張することによって対応できる。また、本実施形態は、周波数−時間平面上の任意のポイントのチャネル応答が行列で表されるようなシステムに適用可能である。
Figure 2008283393
 In addition, when the channel fluctuates with time, it can be dealt with by extending the base point to a specific point on the carrier-OFDM symbol plane. In addition, the present embodiment is applicable to a system in which the channel response at an arbitrary point on the frequency-time plane is represented by a matrix.

次に、上記ＭＭＳＥ等化回路１０の動作を図２に基づいて説明する。
先ず、復調信号ベクトルｙと既知パイロット信号レプリカから、ベース応答算出部１１において、数式１０で表されるようにベース応答行列を算出するベース応答算出工程が行なわれる（ステップＳ１００１：ベース応答算出処理）。 Next, the operation of the MMSE equalization circuit 10 will be described with reference to FIG.
First, a base response calculation step of calculating a base response matrix as represented by Expression 10 is performed in the base response calculation unit 11 from the demodulated signal vector y and the known pilot signal replica (step S1001: base response calculation processing). .

次に、この得られたベース応答行列Ｈと、後述する予め何らかの方法で準備されている雑音標準偏差σがＱＲ分解部１３へ供給されると、拡張ベース応答行列が構成され、更に、これをベースユニタリ行列と上三角行列の積に分解表示するＱＲ分解工程が行なわれる（ステップＳ１００２：ＱＲ分解処理）。   Next, when the obtained base response matrix H and a noise standard deviation σ prepared in advance by some method to be described later are supplied to the QR decomposition unit 13, an extended base response matrix is formed. A QR decomposition process is performed to decompose and display the product of the base unitary matrix and the upper triangular matrix (step S1002: QR decomposition process).

続いて、ベースユニタリ行列をベースポイントにして、内挿処理部１４で内挿ユニタリ行列が生成される内挿処理工程がなされる（ステップＳ１００３：内挿処理）。   Subsequently, with the base unitary matrix as a base point, an interpolation processing step is performed in which the interpolation unit 14 generates an interpolation unitary matrix (step S1003: interpolation processing).

最後に、内挿ユニタリ行列 [Ｑｋ，２ Ｑｋ，１ ｔ ] 、雑音標準偏差σから、数式１２により推定送信信号ベクトルｓを推定する送信ベクトル推定工程が行なわれ（ステップＳ１００４：送信ベクトル推定処理）、ＭＭＳＥ等化された信号が出力される。 Finally, a transmission vector estimation step is performed for estimating the estimated transmission signal vector s by Equation 12 from the interpolation unitary matrix [Q k, 2 Q k, 1 t ] and the noise standard deviation σ (step S1004: transmission vector estimation). Processing), an MMSE equalized signal is output.

ここで、雑音標準偏差σを予め準備する方法は、後述する実施形態２又は３にも示すように様々な方法がある。
本実施形態では、チャネルの時間および周波数相関情報と復調信号ベクトルを雑音推定部１２０で受けて、チャネルの時間および周波数相関情報を基に復調信号ベクトルを補正し、補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差を算定する雑音推定工程を、少なくともＱＲ分解工程の前に備えた構成になっている（ステップＳ１００５：雑音推定処理）。 Here, there are various methods for preparing the noise standard deviation σ in advance as shown in the second or third embodiment described later.
In this embodiment, the noise estimation unit 120 receives the channel time and frequency correlation information and the demodulated signal vector, corrects the demodulated signal vector based on the channel time and frequency correlation information, and uses the difference before and after correction as noise. The noise estimation process for calculating the standard deviation is provided at least before the QR decomposition process (step S1005: noise estimation process).

ここで、上述したの各工程については、これに対応する各処理内容をプログラム化しコンピュータに実行させるように構成してもよい。   Here, each process described above may be configured such that each processing content corresponding thereto is programmed and executed by a computer.

本実施形態は、以上のように構成され動作するので、従来技術で必要とされた上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理とが不要となり、少ない演算量でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式のＭＭＳＥ等化回路を実現可能にしている。これによって、ハードウェア性能を所与のものとすると、削減された演算処理機能を他へ使うことにより等化回路の通信容量の増大を図ることも可能であり、また素子の動作速度の低下に使えば、回路の小型・経済化、消費電力の削減等にも大きな効果を発揮する。   Since the present embodiment is configured and operates as described above, the upper triangular matrix interpolation process and the inverse matrix calculation process required in the prior art are not required, and the MIMO-OFDM MMSE or the like with a small calculation amount is required. The circuit can be realized. As a result, given the hardware performance, it is possible to increase the communication capacity of the equalization circuit by using the reduced arithmetic processing function elsewhere, and to reduce the operation speed of the element. If it is used, it will be very effective in reducing the size and economy of the circuit and reducing power consumption.

尚、上記説明では、ベース応答算出部１１及び雑音推定部１２が、本ＭＭＳＥ等化回路１０内に含まれるものとして説明して来た。実装する際には、これら各部は各別に本ＭＭＳＥ等化回路１０の外に設けられていてもよい。ベース応答算出部１１及び雑音推定部１２の処理結果を等化回路１０だけでなく受信装置の他の機能に共通に使用するような場合もあるからである。また、上記説明では一部のキャリアをベースポイントと扱ったが、例えば全キャリアについてキャリア応答行列が与えられるようなシステムにおいては内挿処理が不要となるにで、かかる場合には内挿処理１４を省くこともできる。   In the above description, the base response calculation unit 11 and the noise estimation unit 12 have been described as being included in the MMSE equalization circuit 10. When mounting, these units may be provided outside the MMSE equalization circuit 10 separately. This is because the processing results of the base response calculation unit 11 and the noise estimation unit 12 may be commonly used not only for the equalization circuit 10 but also for other functions of the receiving apparatus. In the above description, some carriers are treated as base points. However, in a system in which a carrier response matrix is given for all carriers, for example, interpolation processing is not necessary. Can be omitted.

また、本実施形態においては、一部のキャリアをベースポイントとして取り扱い、その配置は予め決められているものとして説明してきた。しかしながら、チャネル応答が時間変動する場合には、内挿処理のベースポイントを時間軸上にも拡張したキャリア−ＯＦＤＭシンボル平面（即ち周波数―時間平面）上の点に拡張して考えることによって、時間変動のあるチャネルにも対応できる。即ち、この場合には、内挿処理は周波数軸と時間軸の両方に関して行うこととなる。このとき本実施形態及び以下の実施形態の適用範囲は、周波数時間平面上の任意のポイントのチャネル応答行列が推定乃至算定されるあらゆるシステムを含むものに拡張可能である。   Further, in the present embodiment, it has been described that a part of carriers is handled as a base point and the arrangement thereof is determined in advance. However, when the channel response fluctuates with time, the base point of the interpolation process is expanded to a point on the carrier-OFDM symbol plane (that is, the frequency-time plane) that is also expanded on the time axis. It can cope with channels with fluctuations. That is, in this case, the interpolation process is performed on both the frequency axis and the time axis. At this time, the application range of this embodiment and the following embodiments can be expanded to include any system in which the channel response matrix of an arbitrary point on the frequency time plane is estimated or calculated.

〔第２の実施形態〕
次に、本発明にかかるＭＭＳＥ等化回路の第２の実施形態を、図３に基づいて説明する。
この図３に示す第２の実施形態においては、雑音推定部およびその推定方法が前述した第１の実施形態（図１〜図２）と異なる点に特徴を有する。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the MMSE equalization circuit according to the present invention will be described with reference to FIG.
The second embodiment shown in FIG. 3 is characterized in that the noise estimation unit and the estimation method thereof are different from those of the first embodiment (FIGS. 1 to 2) described above.

この図３に示すＭＭＳＥ等化回路２０において、雑音推定部２２は、ベース応答算出部１１で生成されたベース応答行列と送信ベクトル推定部１５で生成された推定送信信号ベクトルｓに基づいて雑音標準偏差を推定し、これをＱＲ分解部１３と送信ベクトル推定部１５へ供給する。具体的には、ベースポイントに対応する推定送信信号ベクトルｓに最近接している送信信号ベクトルｘを探索し、最近接送信信号ベクトルｘと推定送信信号ベクトルｓの差分を判定雑音とする。この判定雑音にベース応答行列を掛けてスケーリングを施し、雑音標準偏差を算定し、ＱＲ分解部１３と送信ベクトル推定部１５へ供給する構成となっている。
その他の構成およびその動作は、前述した第１実施形態と同一となっている。 In the MMSE equalization circuit 20 shown in FIG. 3, the noise estimation unit 22 is based on the base response matrix generated by the base response calculation unit 11 and the estimated transmission signal vector s generated by the transmission vector estimation unit 15. The deviation is estimated and supplied to the QR decomposition unit 13 and the transmission vector estimation unit 15. Specifically, the transmission signal vector x closest to the estimated transmission signal vector s corresponding to the base point is searched, and the difference between the closest transmission signal vector x and the estimated transmission signal vector s is set as the determination noise. The determination noise is multiplied by a base response matrix, scaled, a noise standard deviation is calculated, and supplied to the QR decomposition unit 13 and the transmission vector estimation unit 15.
Other configurations and operations thereof are the same as those of the first embodiment described above.

以上によって、本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、少ない演算量でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式のＭＭＳＥ等化回路を実現することができ、これによって、等化回路ひいては受信装置の通信容量の増大、或いは、小型・経済化、消費電力の削減に貢献できる。   As described above, in this embodiment as well, as in the first embodiment, a MIMO-OFDM MMSE equalization circuit can be realized with a small amount of computation, whereby the equalization circuit and thus the communication capacity of the receiving device can be realized. Can contribute to increase in size, reduction in size and economy, and reduction in power consumption.

尚、この第２の実施形態では、雑音の算定に、本等化回路２０の等化動作に必要な推定送信信号ベクトルｓとベース応答行列が使われるが、雑音標準偏差の算定にのみ用いられるチャネルの時間および周波数相関情報は使われない。この点は第１の実施形態に比べて簡易化されている。   In the second embodiment, the estimated transmission signal vector s and the base response matrix necessary for the equalization operation of the equalization circuit 20 are used for noise calculation, but are used only for noise standard deviation calculation. Channel time and frequency correlation information is not used. This point is simplified compared to the first embodiment.

〔第３の実施形態〕
次に、本発明にかかるＭＭＳＥ等化回路の第３実施形態を図４に基づいて説明する。
この図４に示すＭＭＳＥ等化回路３０においては、前述した第１（又は第２）の実施形態に係る雑音推定部１２（又は２２）に代えて、予め与えられる雑音標準偏差を記憶した記憶部１６が装備され、ＱＲ分解部１３と送信ベクトル推定部１５へ、その記憶した雑音標準偏差値を供給する構成となっている。雑音標準偏差の変動に対して受信特性の影響が無視できるような場合には、事前にシミュレーションにより求めた雑音標準偏差の典型値を、オフライン時に記憶部１６へ設定する。
その他の構成及びその動作は前述した第１又は第２の実施形態と同一となっている。 [Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the MMSE equalization circuit according to the present invention will be described with reference to FIG.
In the MMSE equalization circuit 30 shown in FIG. 4, instead of the noise estimation unit 12 (or 22) according to the first (or second) embodiment described above, a storage unit that stores a noise standard deviation given in advance. 16 is provided, and the stored noise standard deviation value is supplied to the QR decomposition unit 13 and the transmission vector estimation unit 15. When the influence of the reception characteristic can be ignored with respect to the fluctuation of the noise standard deviation, a typical value of the noise standard deviation obtained by simulation in advance is set in the storage unit 16 when offline.
Other configurations and operations thereof are the same as those of the first or second embodiment described above.

これにより、前述した第１又は第２の実施形態に比して、その雑音推定部１２の構成を簡易化できる。したがって、第１及び第２の実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路１０，２０の効果である通信容量の増大、回路の小型・経済化、低消費電力化に加えて、本実施形態では、さらに雑音推定部の簡易化による回路全体の小型化・経済化、低消費電力化に貢献できる。   Thereby, the structure of the noise estimation part 12 can be simplified compared with 1st or 2nd embodiment mentioned above. Therefore, in addition to the increase in communication capacity, the reduction in size and economy of the circuit, and the reduction in power consumption, which are the effects of the MMSE equalization circuits 10 and 20 according to the first and second embodiments, the present embodiment further reduces noise. The simplification of the estimation unit can contribute to miniaturization, economy and low power consumption of the entire circuit.

〔第４の実施形態〕
次に、本発明の第４の実施形態として、前述したＭＭＳＥ等化回路１０，２０又は３０を装備したＭＩＭＯ−チャネル受信装置１００について説明する。
図５にこれを示す。この図５に第４の実施形態にあって、ＭＩＭＯ−チャネル受信装置１００は、復調部１０１，ＭＭＳＥ等化回路１０，送信ベクトル判定部１０２を備えて構成されている。 [Fourth Embodiment]
Next, as a fourth embodiment of the present invention, a MIMO-channel receiver 100 equipped with the above-described MMSE equalization circuit 10, 20 or 30 will be described.
This is illustrated in FIG. In the fourth embodiment shown in FIG. 5, the MIMO-channel receiver 100 includes a demodulation unit 101, an MMSE equalization circuit 10, and a transmission vector determination unit 102.

ここで、各アンテナでの受信信号をその成分とする受信信号ベクトルは、入力として復調部１０１へ供給される。この復調部１０１では、受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成し、ＭＭＳＥ等化回路１０へ供給する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの場合は、復調部１０１は、受信信号ベクトルを受信アンテナ成分毎にフーリエ変換、具体的には高速フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transform)し、ＯＦＤＭ( 直交周波数分割多重) 復調する。   Here, a received signal vector whose component is a received signal at each antenna is supplied as an input to demodulator 101. The demodulator 101 demodulates the received signal vector to generate a demodulated signal vector, and supplies the demodulated signal vector to the MMSE equalization circuit 10. In the case of a MIMO-OFDM communication system, the demodulation unit 101 performs Fourier transform, specifically, Fast Fourier Transform (FFT) for each received antenna component, and OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) demodulation. To do.

又、送信ベクトル判定部１０２は、推定送信信号ベクトルから送信信号ベクトルを判定し、これを受信データとして出力する機能を備えている。   The transmission vector determination unit 102 has a function of determining a transmission signal vector from the estimated transmission signal vector and outputting this as reception data.

ここで、ＭＭＳＥ等化回路１０は、復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成し、送信ベクトル判定部３００へ供給する。この場合、受信装置の一構成要素として、前記第１乃至第３の実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路１０に代えて、ＭＭＳＥ等化回路２０又は３０を装備してもよい。   Here, the MMSE equalization circuit 10 equalizes the demodulated signal vector to generate an estimated transmission signal vector, and supplies the estimated transmission signal vector to the transmission vector determination unit 300. In this case, instead of the MMSE equalization circuit 10 according to the first to third embodiments, an MMSE equalization circuit 20 or 30 may be provided as a component of the receiving device.

これにより、本受信装置１００は、第１乃至第３の実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路１００を用いているので、前述したように、本受信装置の通信容量の増大、受信装置の小型・経済化、低消費電力化の効果をそのまま発揮できる。   Thus, since the receiving apparatus 100 uses the MMSE equalization circuit 100 according to the first to third embodiments, as described above, the communication capacity of the receiving apparatus is increased, and the receiving apparatus is reduced in size and economy. The effect of reducing the power consumption can be achieved.

〔第５の実施形態〕
次に、本発明の第５の実施形態として、前述した受信装置１００を装備したＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００について説明する。
図６にこれを示す。この図６に示す第５の実施形態にあって、ＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００は、送信装置２０１，チャネル２０２，及び受信装置１００を備えて構成されている。この内、送信装置２０１は、送信データを送信信号ベクトルに変換し、これを変調処理して変調信号ベクトルを生成する。生成した変調信号ベクトルはチャネル２０２に供給される。チャネル２０２では、変調信号ベクトルを受けて受信信号ベクトルとして受信装置１００へ伝達される。 [Fifth Embodiment]
Next, a MIMO-channel communication system 200 equipped with the above-described receiving device 100 will be described as a fifth embodiment of the present invention.
This is shown in FIG. In the fifth embodiment shown in FIG. 6, the MIMO-channel communication system 200 includes a transmission device 201, a channel 202, and a reception device 100. Among these, the transmission apparatus 201 converts transmission data into a transmission signal vector, and modulates this to generate a modulation signal vector. The generated modulated signal vector is supplied to the channel 202. In channel 202, the modulated signal vector is received and transmitted to receiving apparatus 100 as a received signal vector.

この受信装置１００は、前述した第４実施形態で説明したように、復調，ＭＭＳＥ等化および送信ベクトル判定処理を行い、受信データを出力する。この第５の実施形態における通信システム２００は、第４の実施形態における受信装置１００（図５参照）がその一構成要素として用いられている。
尚、本第５実施形態では、周波数時間平面上の任意のポイントのチャネル応答が行列で表されるあらゆるシステムに適用できる。その際、ベースポイントは、周波数時間平面上の任意の点に設定できるので、例えば、周波数領域で間引いて飛び飛びに配置したベースポイント、あるいは時間領域で間引いて飛び飛びに配置したベースポイントさらにこれら二つを組み合わせた周波数−時間領域の両方で間引いて配置したベースポイントを使うことができるので、環境に適合して最もふさわしいベースポイントを選択することが可能である。 As described in the fourth embodiment, the receiving apparatus 100 performs demodulation, MMSE equalization, and transmission vector determination processing, and outputs received data. The communication system 200 according to the fifth embodiment uses the receiving device 100 (see FIG. 5) according to the fourth embodiment as one component.
The fifth embodiment can be applied to any system in which the channel response at an arbitrary point on the frequency time plane is represented by a matrix. At that time, since the base point can be set to any point on the frequency time plane, for example, the base point thinned out in the frequency domain and arranged in a jump, or the base point thinned out in the time domain and arranged in a jump. Since the base points arranged by thinning out both in the frequency-time domain combined with can be used, it is possible to select the base point most suitable for the environment.

これにより、本実施形態におけるＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００では、前述した受信装置１００、或いはＭＭＳＥ等化回路１０をその内部に用いているので、前述したように、システム全体としても、その通信容量の増大、システムの小型・経済化、低消費電力化の効果をそのまま発揮できる。   Thereby, in the MIMO-channel communication system 200 according to the present embodiment, since the receiving device 100 or the MMSE equalization circuit 10 described above is used therein, as described above, the communication capacity of the entire system can be reduced. The effects of increase, miniaturization and economy of the system, and low power consumption can be exhibited as they are.

〔第６の実施形態〕
次に、本発明の第６の実施形態にかかる通信システムについて説明する。
図７にこれを示す。この図７に示す第６実施形態にあって、ＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００は、チャネル２０２と複数の通信端末５０１ 〜５０Ｎ と、この各通信端末５０１ 〜５０Ｎ を管理する基地局４００とを備えて構成されている。 [Sixth Embodiment]
Next, a communication system according to the sixth embodiment of the present invention will be described.
This is shown in FIG. In the sixth embodiment shown in FIG. 7, a MIMO-channel communication system 200 includes a channel 202, a plurality of communication terminals 50 1 to 50 N, and a base station 400 that manages the communication terminals 50 1 to 50 N. And is configured.

又、この図７には、一例として、通信端末１と通信端末Ｎ宛てのデータが、図示しない他の基地局等から基地局４００に送信され、それらデータがチャネル２０２を介して通信端末１と通信端末Ｎに受信され、また、通信端末１と通信端末２からの送信データがチャネル２０２を介して、基地局４００へ伝送され、さらに基地局４００から図示しない相手基地局等へ送出される様子を示している。チャネル２０２は、基地局４００と複数の通信端末５０１ 〜５０Ｍ で共有されており、また、基地局４００及び通信端末５０１ 〜５０Ｍ の少なくとも一つが、第４の実施形態（図５に記載）に開示した受信装置１００を含んで構成されている。 In FIG. 7, as an example, data addressed to the communication terminal 1 and the communication terminal N are transmitted to the base station 400 from another base station (not shown), and the data is transmitted to the communication terminal 1 via the channel 202. Received by the communication terminal N, and transmission data from the communication terminal 1 and the communication terminal 2 are transmitted to the base station 400 via the channel 202, and further transmitted from the base station 400 to a partner base station (not shown). Is shown. Channel 202 is shared by the base station 400 and a plurality of communication terminals 50 1 to 50 M, also at least one base station 400 and the communication terminal 50 1 to 50 M is, the fourth embodiment (FIG. 5 The receiving apparatus 100 disclosed in the description) is configured.

これにより、本通信システムでも、前記受信装置１００、あるいはＭＭＳＥ等化回路１０をその内部に用いているので、前述したように、システム全体としてもその通信容量の増大、システムの小型・経済化、低消費電力化の効果をそのまま発揮できる。   Thereby, also in this communication system, since the receiving device 100 or the MMSE equalization circuit 10 is used in the inside thereof, as described above, the communication capacity of the entire system is increased, the system is reduced in size and economy, The effect of low power consumption can be exhibited as it is.

本発明の第１実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a configuration of an MMSE equalization circuit according to a first embodiment of the present invention. 図１に開示したＭＭＳＥ等化回路の動作を示すフローチャート図である。FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the MMSE equalization circuit disclosed in FIG. 1. 本発明の第２実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the MMSE equalization circuit based on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the MMSE equalization circuit which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態に係る受信回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiver circuit which concerns on 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the communication system which concerns on 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the communication system which concerns on 6th Embodiment of this invention. 従来のＭＭＳＥ等化回路の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the conventional MMSE equalization circuit.

符号の説明Explanation of symbols

１０，２０，３０ ＭＭＳＥ等化回路
１１ ベース応答算出部（チャネル応答算出部）
１２，２２ 雑音推定部
１３ ＱＲ分解部
１４ 内挿処理部
１５ 送信ベクトル推定部
１６ 記憶部
１９ ユニタリ行列生成手段
５０１ 〜５０Ｎ 通信端末１〜通信端末Ｎ
１００ 受信装置（ＭＩＭＯチャネル受信装置）
１０１ 復調部
１０２ 送信ベクトル判定部
２００，３００ ＭＩＭＯチャネル通信システム
２０１ 送信装置
２０２ チャネル
４００ 基地局 10, 20, 30 MMSE equalization circuit 11 Base response calculation unit (channel response calculation unit)
12, 22 Noise estimation unit 13 QR decomposition unit 14 Interpolation processing unit 15 Transmission vector estimation unit 16 Storage unit 19 Unitary matrix generation means 50 1 to 50 N communication terminal 1 to communication terminal N
100 receiver (MIMO channel receiver)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 Demodulation part 102 Transmission vector determination part 200,300 MIMO channel communication system 201 Transmission apparatus 202 Channel 400 Base station

Claims (34)

ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路であって、
前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とにより拡張応答行列を形成し且つ当該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成手段を備え、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数とを乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出し外部出力する機能を備えた送信ベクトル推定部を装備し、
前記ユニタリ行列生成手段を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし、前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるベース応答行列を算出するチャネル応答算出部と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してベースユニタリ行列を算出するＱＲ分解部と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理部とにより構成したことを特徴とするＭＭＳＥ等化回路。 Equipped in a communication system using a MIMO channel, equalizes demodulated signal vectors whose components are baseband signals demodulated separately by a demodulator provided for each of a plurality of receiving antennas, thereby generating an estimated transmission signal vector An MMSE equalization circuit,
An extended response matrix is formed by a channel response matrix representing the characteristics of the MIMO channel and a matrix obtained by multiplying a noise standard deviation by a unit matrix, and the extended response matrix is QR-decomposed to generate a unitary matrix Unitary matrix generating means for generating two submatrices based on the unitary matrix and multiplying the demodulated signal vector by the two submatrices and the reciprocal of the noise standard deviation to obtain the estimated transmission signal vector. Equipped with a transmission vector estimator with a function to calculate and output externally,
The unitary matrix generating means uses a part of the demodulated signal vector as a base point for interpolation, a channel response calculating unit that calculates a base response matrix at the base point using the demodulated signal vector, and the extended response A QR decomposition unit that calculates a base unitary matrix by QR decomposition of a matrix, and an interpolation processing unit that calculates an interpolation unitary matrix of all points by interpolating the calculated unitary matrix. MMSE equalization circuit. 前記請求項１に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
前記送信ベクトル推定部は、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置して成る第１行列と，前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定する機能を有すると共に、前記復調信号ベクトルに前記第１行列，前記第２行列，および前記雑音標準偏差の逆数、の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出する機能を具備したことを特徴とするＭＭＳＥ等化回路。 In the MMSE equalization circuit according to claim 1,
The transmission vector estimation unit, when the number of the receiving antennas is the number of transmit antennas N R is the N T, the first comprising a first through part matrix formed by the N T row of the unitary matrix and Hermitian transpose A matrix and a second matrix formed by the [N T +1] to [N T + N R ] rows of the unitary matrix, and the demodulated signal vector includes the first matrix, An MMSE equalization circuit comprising a function of calculating the estimated transmission signal vector by multiplying in the order of a second matrix and the reciprocal of the noise standard deviation. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
前記ユニタリ行列生成手段が、予め算定された雑音標準偏差を記憶する雑音標準偏差記憶機能を備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。 In the MMSE equalization circuit according to claim 1 or 2,
The MMSE equalization circuit, wherein the unitary matrix generation means has a noise standard deviation storage function for storing a noise standard deviation calculated in advance. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
前記ユニタリ行列生成手段に、前記雑音標準偏差を算定する雑音推定部を併設すると共に、
この雑音推定部が、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定すると共に当該算定した差分を雑音とする雑音算定機能を備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。 In the MMSE equalization circuit according to claim 1 or 2,
The unitary matrix generating means is provided with a noise estimation unit for calculating the noise standard deviation,
The noise estimation unit corrects the demodulated signal vector based on channel time and frequency correlation information, calculates a difference between the demodulated signal vectors before and after the correction, and has a noise calculation function using the calculated difference as noise. MMSE equalization circuit characterized by comprising. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
前記ユニタリ行列生成手段に、前記雑音標準偏差を算定する雑音推定部を併設すると共に、
この雑音推定部が、前記推定送信信号ベクトルとこの推定送信信号ベクトルを判定した結果である判定送信信号ベクトルとの差分を算定しこれを判定雑音とする判定雑音算定機能と、この算定された判定雑音に前記チャネル応答算出部で生成されるベース応答行列を掛けてスケーリングして雑音標準偏差を算定する機能とを備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。 In the MMSE equalization circuit according to claim 1 or 2,
The unitary matrix generating means is provided with a noise estimation unit for calculating the noise standard deviation,
The noise estimation unit calculates a difference between the estimated transmission signal vector and a determination transmission signal vector that is a result of determining the estimated transmission signal vector, and uses the determination noise calculation function as a determination noise, and the calculated determination A MMSE equalization circuit comprising: a function of calculating noise standard deviation by scaling by multiplying noise by a base response matrix generated by the channel response calculation unit. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
前記内挿処理部は、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように、前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成としたことを特徴とするＭＭＳＥ等化回路。 In the MMSE equalization circuit according to claim 1 or 2,
The interpolation processing unit stores the base unitary matrix so that each element of the interpolation unitary matrix can be expressed by a Laurent polynomial having an order lower than the number of base points within the time frequency range to which the interpolation processing is applied. An MMSE equalization circuit characterized by being configured to perform insertion processing. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
前記チャネル応答算出部は、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出する機能を備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。 In the MMSE equalization circuit according to claim 1 or 2,
The MMSE equalization circuit, wherein the channel response calculation unit has a function of calculating a channel response matrix at the base point using the demodulated signal vector and a known pilot signal replica. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムの一部を成すＭＩＭＯチャネル受信装置であって、
受信される受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調部と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前記請求項１乃至７の何れか一つに記載されたＭＭＳＥ等化回路と、前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定部とを備えていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル受信装置。 A MIMO channel receiver that forms part of a communication system using a MIMO channel,
8. The demodulator that demodulates a received signal vector to be received to generate a demodulated signal vector, and the demodulated signal vector that is equalized to generate an estimated transmission signal vector. A MIMO channel receiving apparatus comprising: an MMSE equalization circuit; and a transmission signal vector determination unit that determines the estimated transmission signal vector, generates a determination transmission signal vector, and outputs the determination transmission signal vector as reception data. 前記請求項８に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置において、
前記復調部は、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成されていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル受信装置。 The MIMO channel receiver according to claim 8, wherein
The MIMO channel receiving apparatus, wherein the demodulator is configured to perform Fourier transform on the received signal vector to perform orthogonal frequency division multiplexing demodulation. 送信信号ベクトルを入力し変調信号ベクトルを生成する送信装置と、前記変調信号ベクトルを受信信号ベクトルとして受信装置へ伝達するチャネルとを備え、
前記受信装置を、前記請求項８又は９に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置で構成したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信システム。 A transmission device that receives a transmission signal vector and generates a modulation signal vector; and a channel that transmits the modulation signal vector as a reception signal vector to the reception device.
A MIMO channel communication system, wherein the receiving device is configured by the MIMO channel receiving device according to claim 8 or 9. 前記請求項１０に記載のＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて、
前記ＭＩＭＯチャネル受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては、前記ベースポイントを周波数域で間引いて配置したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信システム。 The MIMO channel communication system according to claim 10, wherein
A MIMO channel communication system, comprising: an MMSE equalization circuit included in the MIMO channel receiver, wherein the base points are thinned out in a frequency domain when calculating a base response matrix at the base points. 前記請求項１０に記載のＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて、
前記受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては、前記ベースポイントを時間的に間引いて配置したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信システム。 The MIMO channel communication system according to claim 10, wherein
A MIMO channel communication system comprising: an MMSE equalization circuit provided in the receiving device, wherein the base point is thinned out in time when calculating a base response matrix at the base point. 所定のチャネルを介して相互に通信可能に構成された複数の通信端末と、これら各通信端末の通信状態を管理する基地局とを備えたＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて、
前記通信端末と基地局の少なくとも何れか一方が、前記請求項８又は９に記載の受信装置を備えていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル通信システム。 In a MIMO channel communication system comprising a plurality of communication terminals configured to be able to communicate with each other via a predetermined channel, and a base station that manages the communication state of each of these communication terminals,
10. A MIMO channel communication system, wherein at least one of the communication terminal and the base station includes the receiving device according to claim 8 or 9. 前記請求項８又は９に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置を装備した通信端末。   A communication terminal equipped with the MIMO channel receiver according to claim 8 or 9. 前記請求項８又は９に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置を装備した基地局。   A base station equipped with the MIMO channel receiver according to claim 8 or 9. ＭＩＭＯチャネルを利用したＯＦＤＭ通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、
前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成すると共にこの拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成工程と、この工程で生成されたユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定工程とを備え、
この送信ベクトル推定工程では、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成し、前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出するように構成し、
前記ユニタリ行列生成工程を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出工程と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解工程と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理工程とを含む工程としたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。
。 Equipped in an OFDM communication system using a MIMO channel, equalizes demodulated signal vectors whose components are baseband signals demodulated separately by a demodulator provided for each of a plurality of receiving antennas. In the MMSE equalization circuit to be generated,
An extended response matrix is formed based on a channel response matrix representing characteristics of the MIMO channel and a matrix obtained by multiplying a unit matrix by a noise standard deviation, and the extended response matrix is subjected to QR decomposition to form a unitary matrix. A unitary matrix generation step of generating a transmission matrix, and a transmission vector estimation step of capturing the unitary matrix generated in this step and the noise standard deviation,
In this transmission vector estimation step, two partial matrices are generated based on the unitary matrix, and the estimated transmission signal vector is calculated by multiplying the demodulated signal vector by the two partial matrices and the reciprocal of the noise standard deviation. Configured as
The unitary matrix generating step is a channel response calculating step for calculating a channel response matrix at the base point using the demodulated signal vector as a base point for interpolating a part of the demodulated signal vector, and the extended response matrix A QR decomposition process for calculating a unitary matrix by QR decomposition and an interpolation process process for calculating an interpolation unitary matrix for all points by interpolating the calculated unitary matrix. MMSE equalization processing method.
. 前記請求項１６に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
前記送信ベクトル推定工程では、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置した第１行列と、前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定し、前記復調信号ベクトルに前記第１行列、前記第２行列、前記雑音標準偏差の逆数の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出するようにしたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。 The MMSE equalization processing method according to claim 16, wherein
In the transmit vector estimation step, when the number of the receiving antennas is the number of transmit antennas N R is the N T, the first matrix and having a first through part matrix formed by the N T row of the unitary matrix and a Hermitian transpose , The second matrix formed in the [N T +1] th to [N T + N R ] rows of the unitary matrix, and the demodulated signal vector includes the first matrix, the second matrix, and the noise An MMSE equalization processing method characterized in that the estimated transmission signal vector is calculated in the order of the reciprocal of the standard deviation. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
前記ユニタリ行列生成手段に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定工程を併設すると共に、
この雑音推定工程では、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定しこれを雑音とするようにしたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。 In the MMSE equalization processing method according to claim 16 or 17,
The unitary matrix generation means is provided with a noise estimation step for estimating the noise standard deviation,
In this noise estimation step, the demodulated signal vector is corrected based on channel time and frequency correlation information, and a difference between the demodulated signal vectors before and after the correction is calculated and used as noise. MMSE equalization processing method. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
前記ユニタリ行列生成工程に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定工程を併設すると共に、
この雑音推定工程では、前記推定送信信号ベクトルと，この推定送信信号ベクトルを判定した結果である判定送信信号ベクトルとの差分を算定しこれを判定雑音とし、更にこの算定された判定雑音に前記チャネル応答算出部で生成されるチャネル応答行列を掛けてスケーリングして雑音標準偏差を算定するようにしたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。 In the MMSE equalization processing method according to claim 16 or 17,
The unitary matrix generation step has a noise estimation step for estimating the noise standard deviation, and
In this noise estimation step, a difference between the estimated transmission signal vector and a determination transmission signal vector which is a result of determining the estimated transmission signal vector is calculated and used as determination noise, and the calculated determination noise is further added to the channel. An MMSE equalization processing method characterized in that a noise standard deviation is calculated by scaling by multiplying a channel response matrix generated by a response calculation unit. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
前記内挿処理工程では、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように、前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成としたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。 In the MMSE equalization processing method according to claim 16 or 17,
In the interpolation processing step, the base unitary matrix is converted so that each element of the interpolation unitary matrix can be expressed by a Laurent polynomial having an order lower than the number of base points within the time frequency range to which the interpolation processing is applied. An MMSE equalization processing method characterized by being configured to perform insertion processing. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
前記チャネル応答算出工程を、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するように構成したことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。 In the MMSE equalization processing method according to claim 16 or 17,
An MMSE equalization processing method, wherein the channel response calculation step is configured to calculate a channel response matrix at the base point using the demodulated signal vector and a known pilot signal replica. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力する場合のＭＩＭＯチャネル受信方法において、
前記受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調工程と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前記請求項１６乃至２１の何れか一つに記載されたＭＭＳＥ等化処理方法と、これにより生成された前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定工程とを備えていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル受信方法。 In a receiving apparatus which forms part of a communication system using a MIMO channel and outputs received data received, a MIMO channel receiving method,
The demodulation step of demodulating a reception signal vector which is the reception data to generate a demodulation signal vector, and the estimation transmission signal vector by equalizing the demodulation signal vector to generate an estimated transmission signal vector. And a transmission signal vector determination step of determining the estimated transmission signal vector generated thereby to generate a determination transmission signal vector and outputting it as reception data. MIMO channel reception method. 前記請求項２２に記載のＭＩＭＯチャネル受信方法において、
前記復調工程を、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル受信方法。 The MIMO channel reception method according to claim 22, wherein
A MIMO channel receiving method, wherein the demodulation step is configured to perform orthogonal frequency division multiplexing demodulation by Fourier transforming the received signal vector. 送信信号ベクトルを受けて変調信号ベクトルを生成し出力する信号送信工程と、前記変調信号ベクトルを所定のチャネルを介して受信信号ベクトルとして受信する信号受信工程とを備え、
この信号受信工程を、前記請求項２２又は２３に記載の受信方法によって実行するように構成したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信方法。 Receiving a transmission signal vector and generating and outputting a modulated signal vector; and a signal receiving step of receiving the modulated signal vector as a received signal vector via a predetermined channel;
24. A MIMO channel communication method configured to execute the signal reception step by the reception method according to claim 22 or 23. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、
前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成し且つ該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成機能、
このユニタリ行列生成機能が実行されて生成されるユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定機能とを有し、
前記送信ベクトル推定機能を、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出する内容とし、
前記ユニタリ行列生成機能を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解工程と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理機能とを含む内容とし、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
。 Equipped in a communication system using a MIMO channel, equalizes demodulated signal vectors whose components are baseband signals demodulated separately by a demodulator provided for each of a plurality of receiving antennas, thereby generating an estimated transmission signal vector MMSE equalization circuit that
An extended response matrix is formed based on a channel response matrix representing characteristics of the MIMO channel and a matrix obtained by multiplying a unit matrix by a noise standard deviation, and the extended response matrix is subjected to QR decomposition to obtain a unitary matrix. Unitary matrix generation function,
A unitary matrix generated by executing the unitary matrix generation function and a transmission vector estimation function for capturing the noise standard deviation;
The transmission vector estimation function generates two partial matrices based on the unitary matrix, and calculates the estimated transmission signal vector by multiplying the demodulated signal vector by the two partial matrices and the reciprocal of the noise standard deviation. Content and
The unitary matrix generation function is used as a base point for interpolating a part of the demodulated signal vector, a channel response calculating function for calculating a channel response matrix at the base point using the demodulated signal vector, and the extended response matrix A QR decomposition process for calculating a unitary matrix by QR decomposition and an interpolation processing function for calculating an interpolation unitary matrix of all points by interpolating the calculated unitary matrix,
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute these.
. 前記請求項２５に記載の等化処理プログラムにおいて、
前記送信ベクトル推定機能では、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置した第１行列と、前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定し、前記復調信号ベクトルに前記第１行列、前記第２行列、前記雑音標準偏差の逆数の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出する構成とし、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。 In the equalization processing program according to claim 25,
Wherein the transmit vector estimating function, when the number of the receiving antennas is the number of transmit antennas N R is the N T, the first matrix and having a first through part matrix formed by the N T row of the unitary matrix and a Hermitian transpose , The second matrix formed in the [N T +1] th to [N T + N R ] rows of the unitary matrix, and the demodulated signal vector includes the first matrix, the second matrix, and the noise The estimated transmission signal vector is calculated by multiplying in the order of the reciprocal of the standard deviation,
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute these. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
前記ユニタリ行列生成機能を、前記復調信号ベクトルを用いて前記チャネル応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解機能とを含む内容とし、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。 In the equalization processing program according to claim 25 or 26,
The unitary matrix generation function includes a channel response calculation function for calculating the channel response matrix using the demodulated signal vector, and a QR decomposition function for calculating the unitary matrix by QR decomposition of the extended response matrix,
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute these. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
前記ユニタリ行列生成機能を、各復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるベース応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解機能と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を求める内挿処理機能とを含む内容とし、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。 In the equalization processing program according to claim 25 or 26,
A channel response calculating function for calculating a base response matrix at the base point using the demodulated signal vector by using a part of each demodulated signal vector as a base point for interpolation; and the extended response matrix QR decomposition function to calculate a unitary matrix, and an interpolation processing function to interpolate the calculated unitary matrix to obtain an interpolation unitary matrix of all points,
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute these. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
前記ユニタリ行列生成機能に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定機能を併設すると共に、
この雑音推定機能を、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定してこれを雑音とするように構成し、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。 In the equalization processing program according to claim 25 or 26,
The unitary matrix generation function has a noise estimation function for estimating the noise standard deviation, and
The noise estimation function is configured to correct the demodulated signal vector based on channel time and frequency correlation information, calculate a difference between the demodulated signal vector before and after the correction, and use this as noise.
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute these. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
前記ユニタリ行列生成機能に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定機能を併設すると共に、
この雑音推定機能を、前記推定送信信号ベクトルと，この推定送信信号ベクトルを判定した結果である判定送信信号ベクトルとの差分を算定しこれを判定雑音とし、更にこの算定された判定雑音に前記チャネル応答算出部で生成されるチャネル応答行列を掛けてスケーリングして雑音標準偏差を算定するように構成し、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。 In the equalization processing program according to claim 25 or 26,
The unitary matrix generation function has a noise estimation function for estimating the noise standard deviation, and
The noise estimation function calculates a difference between the estimated transmission signal vector and a determination transmission signal vector that is a result of determining the estimated transmission signal vector, and uses this as a determination noise. Further, the calculated determination noise includes the channel. It is configured to calculate the noise standard deviation by scaling with the channel response matrix generated by the response calculation unit,
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute these. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
前記内挿処理機能を、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成とし、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。 In the equalization processing program according to claim 25 or 26,
The interpolation unit function interpolates the base unitary matrix so that each element of the interpolation unitary matrix can be expressed by a Laurent polynomial having an order lower than the number of base points within the time frequency range to which the interpolation process is applied. With a configuration to process,
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute these. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
前記チャネル応答算出機能を、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するように構成し、
これをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。 In the equalization processing program according to claim 25 or 26,
The channel response calculation function is configured to calculate a channel response matrix at the base point using the demodulated signal vector and a known pilot signal replica,
An equalization processing program characterized by causing a computer to execute this. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力処理する機能を備えた受信処理プログラムにおいて、
前記受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調処理機能、この生成された復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前記請求項２５乃至３２の何れか一つに記載された等化処理プログラム、及びこれにより生成される前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力処理する送信信号ベクトル判定機能を備え、
これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする受信処理プログラム。 In a reception device forming a part of a communication system using a MIMO channel, a reception processing program having a function of outputting received reception data;
33. A demodulation processing function for demodulating a received signal vector as the received data to generate a demodulated signal vector, and generating the estimated transmission signal vector by equalizing the generated demodulated signal vector. And a transmission signal vector determination function for determining the estimated transmission signal vector generated thereby, generating a determination transmission signal vector, and performing output processing as reception data,
A reception processing program characterized by causing a computer to execute these. 前記請求項３３に記載の受信処理プログラムにおいて、
前記復調機能を、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成し、
これをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする受信処理プログラム。 In the reception processing program according to claim 33,
The demodulation function is configured to perform orthogonal frequency division multiplex demodulation by performing Fourier transform on the received signal vector,
A reception processing program characterized by causing a computer to execute this.
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