JP2008157059A - State quantity estimating device and angular velocity estimating device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、状態量推定装置及び角速度推定装置の改良に関する。 The present invention relates to improvements in a state quantity estimation device and an angular velocity estimation device.
同一次元オブザーバを用いて風車の角速度を推定するものがある（特許文献１参照）。
ところで、一般的に入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバは、モデル化誤差や確率的なノイズが無い状態を前提条件とし、制御対象モデルの観測可能な出力ｙと、同一次元オブザーバの出力であるｙの推定値とを比較して両者の偏差ｅがゼロに収束するように設計される。 By the way, in general, the same-dimensional observer designed based on the controlled object model that models the controlled object whose input is u and output is y is based on the assumption that there is no modeling error or stochastic noise. The observable output y of the controlled object model is compared with the estimated value of y which is the output of the same-dimensional observer, so that the deviation e of both converges to zero.
しかしながら、同一次元オブザーバを用いて実際の制御対象の状態変数ｘ2を推定する場合、実際の制御対象と制御対象モデルとの間には少なからずモデル化誤差があるので、状態変数ｘ2の推定値は必ずしも真値に収束しない。また、ノイズがある場合にはオブザーバゲインを十分大きくとることができない。 However, when the state variable x2 of the actual controlled object is estimated using the same dimensional observer, there is a considerable modeling error between the actual controlled object and the controlled object model, and therefore the estimated value of the state variable x2 is It does not necessarily converge to the true value. Also, when there is noise, the observer gain cannot be made sufficiently large.
具体例として、制御対象を直流モータを有する回転体（例えばスロットルバルブ）とし、入力ｕをこの直流モータの駆動電流Ｉ、出力ｙを回転体の回転角度θ（例えばスロットル角度）（回転角度θは計測可能）とし、かつ状態変数ｘ1を回転体の回転角度θ、状態変数ｘ2を回転体の回転角度の微分値である回転角速度ωθとして、この回転角速度ωθを推定する事例を挙げると、回転角度θの推定誤差がゼロに収束するように同一次元オブザーバは設計されるが、制御対象の内部状態量である回転角速度ωθの推定精度は制御対象モデルの正確さに依存している。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデルの出力である回転角度θの推定誤差に比べて、回転角速度ωθの推定誤差が大きく残り易いという問題がある。 As a specific example, a control object is a rotating body (for example, a throttle valve) having a DC motor, an input u is a driving current I of this DC motor, and an output y is a rotation angle θ (for example, a throttle angle) of the rotating body (rotation angle θ is And the state variable x1 is the rotation angle θ of the rotating body and the state variable x2 is the rotation angular speed ωθ that is a differential value of the rotation angle of the rotating body. Although the same-dimensional observer is designed so that the estimation error of θ converges to zero, the estimation accuracy of the rotational angular velocity ωθ, which is the internal state quantity of the controlled object, depends on the accuracy of the controlled object model. That is, since there is actually a modeling error, there is a problem that the estimation error of the rotational angular velocity ωθ tends to remain large compared to the estimation error of the rotational angle θ that is the output of the control target model.
そこで本発明は、状態変数ｘ2の推定精度を高め得る状態量推定装置及び回転角速度ωθの推定精度を高め得る角速度推定装置を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a state quantity estimation device that can improve the estimation accuracy of the state variable x 2 and an angular velocity estimation device that can improve the estimation accuracy of the rotational angular velocity ωθ.
本発明は、入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバの状態方程式を、 The present invention relates to a state equation of a one-dimensional observer designed based on a controlled object model obtained by modeling a controlled object having an input u and an output y.
とし、制御対象の内部状態量（ｘ1、ｘ2、…、ただしｙ＝ｘ1、ｘ1の微分値＝ｘ2）を推定する状態量推定装置において、状態変数ｘ2の推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数であるｘ2の推定値ではなく、前記状態変数ｘ1の推定値を微分した値を用いる。 In the state quantity estimation device that estimates the internal state quantity (x 1 , x 2 ,..., Where y = x 1 , x 1 differential value = x 2 ) to be controlled, the estimated value of the state variable x 2 is A value obtained by differentiating the estimated value of the state variable x 1 is used instead of the estimated value of x 2 which is a variable within the same dimensional observer.
また、本発明は、入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバの状態方程式を、前記（１）式とし、制御対象の内部状態量（ｘ1、ｘ2、…、ただしｙ＝ｘ1、ｘ1の微分値＝ｘ2）を推定する状態量推定装置に対し、前記制御対象を直流モータを有する回転体（例えばスロットルバルブ）とし、前記入力ｕをモータ駆動電流Ｉ、前記出力ｙを前記回転体の回転角度θ（例えばスロットル角度）とし、かつ状態変数ｘ1を前記回転体の回転角度θ、状態変数ｘ2を前記回転体の回転角度の微分値である回転角速度ωθとして、この回転角速度ωθを推定する角速度推定装置において、前記回転角速度ωθの推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定値ではなく、前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値を用いる。 In the present invention, the state equation of the same-dimensional observer designed based on the controlled object model obtained by modeling the controlled object whose input is u and output is y is the equation (1), and the internal state of the controlled object For a state quantity estimation device that estimates quantities (x 1 , x 2 ,..., Y = x 1 , x 1 differential value = x 2 ), the controlled object is a rotating body (for example, a throttle valve) having a DC motor. The input u is the motor drive current I, the output y is the rotation angle θ of the rotating body (for example, the throttle angle), the state variable x 1 is the rotation angle θ of the rotating body, and the state variable x 2 is the rotation In the angular velocity estimation device that estimates the rotational angular velocity ωθ as the rotational angular velocity ωθ that is a differential value of the rotational angle of the body, the estimated value of the rotational angular velocity ωθ that is a variable within the same dimensional observer is used as the estimated value of the rotational angular velocity ωθ. Without using a value obtained by differentiating the estimated value of the rotation angle θ the identical order observer output.
一般に、同一次元オブザーバ内部の変数である状態変数ｘ2の推定精度は、同一次元オブザーバの設計に使われる制御対象モデルの正確さに依存する。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデルの出力であるｙの推定誤差に比べて状態変数ｘ2の推定誤差が大きく残り易いという問題がある。 In general, the estimation accuracy of the state variable x 2 is the same one-dimensional observer internal variable is dependent on the accuracy of the controlled object model used in the design of the one-dimensional observer. That is, since there is actually a modeling error, there is a problem that the estimation error of the state variable x 2 tends to remain large compared to the estimation error of y that is the output of the controlled object model.
これに対して本発明によれば、同一次元オブザーバ内部の変数であるｘ2の推定値の代わりに、同一次元オブザーバの出力であるｘ1の推定値を微分した値、すなわち
ｘ1の推定値を微分した値＝ｘ2の推定値−Ｋ1
・（制御対象モデルの出力ｙの推定値−制御対象モデルの出力ｙ）
の式により得られる「ｘ1の推定値を微分した値」を状態変数ｘ2の推定値として用いるので、モデル化誤差の影響を軽減でき、推定精度を向上できることとなった。
On the other hand, according to the present invention, instead of the estimated value of x 2 that is a variable inside the same-dimensional observer, a value obtained by differentiating the estimated value of x 1 that is the output of the same-dimensional observer, that is, the estimated value of x 1 Is the estimated value of x 2 −K 1
-(Estimated value of output y of controlled object model-output y of controlled object model)
Since the “value obtained by differentiating the estimated value of x 1 ” obtained by the above equation is used as the estimated value of the state variable x 2 , the influence of the modeling error can be reduced and the estimation accuracy can be improved.
なお、同一次元オブザーバの演算では、もともと「ｘ1の推定値を微分した値」を積分計算してｘ1の推定値を算出しているので、演算を増やすことなく本発明を適用できる（図７（Ａ）参照）。 In the calculation of the same dimension observer, since the estimated value of x 1 is calculated by integrating the “value obtained by differentiating the estimated value of x 1 ”, the present invention can be applied without increasing the number of operations (FIG. 7 (A)).
また、入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバの状態方程式を、上記（１）式とし、同一次元オブザーバ内部の状態量（ｘ1、ｘ2、…、ただしｙ＝ｘ1、ｘ1の微分値＝ｘ2）を推定する状態量推定装置に対し、前記制御対象を直流モータを有する回転体（例えばスロットルバルブ）とし、前記入力ｕをモータ駆動電流Ｉ、前記出力ｙを前記回転体の回転角度θ（例えばスロットル角度）とし、かつ状態変数ｘ1を前記回転体の回転角度θ、状態変数ｘ2を前記回転体の回転角度の微分値である回転角速度ωθとして、この回転角速度ωθを推定する角速度推定装置において、一般に、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定精度は、同一次元オブザーバの設計に使われる制御対象モデルの正確さに依存する。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデルの出力である回転角度θの推定誤差に比べて回転角速度ωθの推定誤差が大きく残り易いという問題がある。 Further, a state equation of the same dimension observer designed based on a controlled object model obtained by modeling a controlled object whose input is u and output is y is the above equation (1), and the state quantity (x in the same dimension observer) 1 , x 2 ,..., Where y = x 1 , differential value of x 1 = x 2 ), the control object is a rotating body (for example, a throttle valve) having a DC motor, The input u is the motor drive current I, the output y is the rotation angle θ (eg, the throttle angle) of the rotating body, the state variable x 1 is the rotation angle θ of the rotating body, and the state variable x 2 is the rotation of the rotating body. In an angular velocity estimation device that estimates the rotational angular velocity ωθ as a rotational angular velocity ωθ that is a differential value of the angle, in general, the estimation accuracy of the rotational angular velocity ωθ that is a variable inside the same-dimensional observer is set in the same-dimensional observer. Depends on the accuracy of the controlled model used in the meter. That is, since there is actually a modeling error, there is a problem that the estimation error of the rotational angular velocity ωθ is likely to remain larger than the estimation error of the rotational angle θ that is the output of the control target model.
これに対して本発明によれば、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定値の代わりに、同一次元オブザーバの出力である回転角度θの推定値を微分した値、すなわち
回転角度θの推定値を微分した値＝回転角速度ωθの推定値
−Ｋ1（回転角度θの推定値−制御対象モデルの出力である回転角度θ）
の式により得られる「回転角度θの推定値を微分した値」を回転角速度ωθの推定値として用いるので、モデル化誤差の影響を軽減でき、回転角速度ωθの推定精度を向上できる（図８、図９参照）。
In contrast, according to the present invention, instead of the estimated value of the rotational angular velocity ωθ that is a variable inside the same-dimensional observer, a value obtained by differentiating the estimated value of the rotational angle θ that is the output of the same-dimensional observer, that is, the rotational angle θ The value obtained by differentiating the estimated value of γ = the estimated value of the rotational angular velocity ωθ−K 1 (the estimated value of the rotational angle θ−the rotational angle θ that is the output of the control target model)
Since the “value obtained by differentiating the estimated value of the rotational angle θ” obtained by the equation is used as the estimated value of the rotational angular velocity ωθ, the influence of the modeling error can be reduced and the estimation accuracy of the rotational angular velocity ωθ can be improved (FIG. 8, (See FIG. 9).
なお、同一次元オブザーバの演算では、もともと「回転角度θの推定値を微分した値」を積分計算して回転角度θの推定値を算出しているので、演算を増やすことなく本発明を適用できる（図７（Ｂ）参照）。 In the calculation of the same-dimensional observer, since the estimated value of the rotation angle θ is originally calculated by integrating the “value obtained by differentiating the estimated value of the rotation angle θ”, the present invention can be applied without increasing the calculation. (See FIG. 7B).
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は一実施形態のスロットルバルブ位置決め制御装置の構成を示す機能ブロック図であり、本発明の角速度推定装置をスロットルバルブ位置決め制御装置に適用した例である。 FIG. 1 is a functional block diagram showing a configuration of a throttle valve positioning control device according to an embodiment, which is an example in which the angular velocity estimation device of the present invention is applied to a throttle valve positioning control device.
スロットルアクチュエータ１は内燃機関（エンジン）の吸入空気流路に設けられたバタフライ型スロットルバルブ１Ａを駆動する。すなわち、バルブシャフト１Ｂが減速機１Ｃ（２つのギア１Ｄ、１Ｅからなる）を介してモータ１Ｆの軸に連結されている。アクチュエータの駆動源には直流モータ１Ｆが用いられ、モータ１Ｆの出力を減速機１Ｃにより減速して、図示しないバネにより閉方向に付勢されているスロットルバルブ１Ａを開方向に駆動する。 The throttle actuator 1 drives a butterfly throttle valve 1A provided in an intake air flow path of an internal combustion engine (engine). That is, the valve shaft 1B is connected to the shaft of the motor 1F via a reduction gear 1C (consisting of two gears 1D and 1E). A DC motor 1F is used as a drive source for the actuator, and the output of the motor 1F is decelerated by a reduction gear 1C to drive the throttle valve 1A biased in the closing direction by a spring (not shown) in the opening direction.
センサ２はスロットルバルブ１Ａの開口角度（簡単に「スロットル角度」ともいう。あるいは「スロットル開度」ともいう。）を検出する。この実施形態ではアナログ信号を出力する安価なポテンショメータ式とするが、高精度な光学式エンコーダを用いてもよい。 The sensor 2 detects the opening angle of the throttle valve 1A (also simply referred to as “throttle angle” or “throttle opening”). In this embodiment, an inexpensive potentiometer type that outputs an analog signal is used, but a high-precision optical encoder may be used.
センサ信号処理回路３は増幅器およびＡ／Ｄ変換器を有し、スロットル開度センサ２からのアナログ信号を増幅してディジタル信号に変換する。 The sensor signal processing circuit 3 has an amplifier and an A / D converter, amplifies the analog signal from the throttle opening sensor 2 and converts it into a digital signal.
スロットルバルブ位置決めコントローラ４はＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、デジタルポート、Ａ／Ｄポート、Ｄ／Ａポート、各種タイマー機能を内蔵するワンチップマイコン（あるいは同機能を実現する複数チップのマイコン）と高速通信用回路等から構成され、スロットルバルブ開度検出値であるスロットル開度θがスロットル開度指令値θCOMに追従するようなモータ電流指令値ＩCOMを演算する。 The throttle valve positioning controller 4 is for high-speed communication with a CPU, ROM, RAM, digital port, A / D port, D / A port, a one-chip microcomputer (or a multi-chip microcomputer that realizes the same function) with various timer functions. A motor current command value I COM is calculated, which is configured by a circuit or the like, so that the throttle opening degree θ, which is the detected value of the throttle valve opening degree, follows the throttle opening degree command value θ COM .
電流制御アンプ５は、実際のモータ電流Ｉがモータ電流指令値ＩCOMに追従するようにパワートランジスタのスイッチング時間を制御する。 The current control amplifier 5 controls the switching time of the power transistor so that the actual motor current I follows the motor current command value ICOM .
本実施例では、電流指令値ＩCOM、内部抵抗値、逆起電力推定値から有効電圧指令値を求め、電流制御用パワートランジスタのスイッチング時間を演算制御するフィードフォワード（Ｆ／Ｆ）式電流制御アンプを用いている。 In this embodiment, a feedforward (F / F) type current control that calculates an effective voltage command value from the current command value I COM , the internal resistance value, and the back electromotive force estimated value and controls the switching time of the current control power transistor. An amplifier is used.
図２は、スロットルバルブ位置決めコントローラ４の機能構成を示す制御ブロック図である。スロットルバルブ位置決めコントローラ４は、スロットル開度指令値θCOMに対し実際のスロットル開度θが所望の応答特性（規範応答）と一致するように電流指令値ＩCOM ＦＦを算出するフィードフォワード補償部２２と、外乱（パラメータ変動を含む）を推定し相殺するように補正することで制御対象２１の動特性を一定化させる外乱補償器２３と、外乱補償器２３の補償遅れの影響として生じた規範応答値と実スロットル開度θの偏差を低減するためのフィードバック補償部２４とで構成されている。さらに、フィードフォワード補償部２２および外乱補償器２３で用いられる入力制限値を逆起電力推定値や内部抵抗推定値、電源電圧から算出する入力制限値算出部２５を有している。 FIG. 2 is a control block diagram showing a functional configuration of the throttle valve positioning controller 4. Throttle valve positioning controller 4, the actual relative throttle opening command value theta COM throttle opening theta desired response current value to match the (nominal response) I COM A feedforward compensator 22 for calculating FF, a disturbance compensator 23 for making the dynamic characteristic of the controlled object 21 constant by estimating and canceling disturbance (including parameter fluctuation), and a disturbance compensator 23 It comprises a reference response value generated as a result of the compensation delay and a feedback compensation unit 24 for reducing the deviation between the actual throttle opening θ. Furthermore, an input limit value calculation unit 25 that calculates an input limit value used in the feedforward compensation unit 22 and the disturbance compensator 23 from a back electromotive force estimated value, an internal resistance estimated value, and a power supply voltage is provided.
なお、図１に示した電流制御アンプ５、直流モータ１Ｆとバルブ可動機構からなるスロットルアクチュエータ１、スロットル開度センサ２およびセンサ信号処理回路３がコントローラ４の制御対象２１であり、また、スロットル開度指令値θCOMが上述したスロットルバルブ開度指令値（目標値）、電流指令値ＩCOMが上述した駆動指令値（操作量）、スロットル開度θが上述したスロットルバルブ開度検出値（制御量）である。 It should be noted that the current control amplifier 5, the DC motor 1F, the throttle actuator 1 including the valve moving mechanism, the throttle opening sensor 2, and the sensor signal processing circuit 3 shown in FIG. The degree command value θ COM is the throttle valve opening command value (target value) described above, the current command value I COM is the drive command value (operation amount) described above, and the throttle opening θ is the throttle valve opening detection value (control) described above. Amount).
図３は、スロットルバルブ位置決めコントローラ４のマイコンが行う主なる制御動作を示している。図３のメインルーチンは一定周期（例えば１０ｍｓ）ごとに実行する。 FIG. 3 shows main control operations performed by the microcomputer of the throttle valve positioning controller 4. The main routine of FIG. 3 is executed at regular intervals (for example, 10 ms).
ステップ１では、マイコン内蔵のＡ／Ｄ変換器を用いて、スロットル開度を計測するためのセンサ信号および電源電圧を計測し、所定の物理単位に変換してスロットル開度θ、電源電圧ＶBを算出する。 In step 1, a sensor signal and power supply voltage for measuring the throttle opening are measured using an A / D converter built in the microcomputer, converted into predetermined physical units, and throttle opening θ and power supply voltage V B are converted. Is calculated.
ステップ２では、同一次元オブザーバを用いてスロットルバルブ１Ａ（回転体）の角速度（以下、簡単に「スロットル角速度」という。）ωθを推定し、ステップ３でこのスロットル角速度ωθの推定値に基づいて直流モータ１Ｆの逆起電力ＶREVの推定値を算出する。すなわち、算出したスロットル角速度ωθの推定値に減速機１Ｃのギア比やモータ１Ｆのトルク定数から決まる定数ＫREVを乗じることにより、つまり次の式により逆起電力ＶREVの推定値を算出する。 In step 2, the angular velocity (hereinafter simply referred to as “throttle angular velocity”) ωθ of the throttle valve 1A (rotating body) is estimated using the same-dimensional observer, and in step 3, the direct current is determined based on the estimated value of the throttle angular velocity ωθ. An estimated value of the back electromotive force V REV of the motor 1F is calculated. That is, the estimated value of the back electromotive force V REV is calculated by multiplying the estimated value of the calculated throttle angular velocity ωθ by a constant K REV determined from the gear ratio of the speed reducer 1C and the torque constant of the motor 1F.
この場合に、本発明では次のようにしてスロットル角速度ωθを推定する。本実施形態では電流指令値ＩCOMからスロットル開度θまでの制御対象２１を２次振動系と仮定したときの連続系伝達特性Ｇｐ（ｓ）を次の式で表している。 In this case, in the present invention, the throttle angular velocity ωθ is estimated as follows. In the present embodiment, the continuous system transfer characteristic Gp (s) when the controlled object 21 from the current command value I COM to the throttle opening θ is assumed to be a secondary vibration system is expressed by the following equation.
状態変数ｘ1をスロットル角度、ｘ2をスロットル角速度とし、（３）式を状態空間表現に直すと制御対象モデルの状態方程式は次式となる。 When the state variable x 1 is the throttle angle, x 2 is the throttle angular velocity, and the equation (3) is converted into the state space expression, the state equation of the controlled object model becomes the following equation.
したがって、制御対象モデルに対し同一次元オブザーバを設計すると同一次元オブザーバの状態方程式は次の式のようになる。 Therefore, when a one-dimensional observer is designed for the controlled object model, the state equation of the one-dimensional observer is as follows.
ここで、（５）式において状態変数ｘ1、ｘ2の頭に付した記号「＾」はオブザーバによる推定値を表している。Ｋ1、Ｋ2はオブザーバゲインである。なお、以下では、記号「＾」の付してある変数には記号の後に「推定値」を付していう。例えば、状態変数ｘ1の頭に記号「＾」の付してあるものは「ｘ1推定値」あるいは「ｘ1の推定値」と、状態変数ｘ2の頭に記号「＾」の付してあるものは「ｘ2推定値」あるいは「ｘ2の推定値」という。また、上述したようにスロットル角速度ωθの頭に記号「＾」の付してあるものは「スロットル角度推定値」あるいは「スロットル角速度ωθの推定値」、逆起電力ＶREVの頭に記号「＾」の付してあるものは「逆起電力推定値」あるいは「逆起電力ＶREVの推定値」という。こうした使い方は他の記号（ｙ）でも用いる。 Here, the symbol “^” attached to the heads of the state variables x 1 and x 2 in the equation (5) represents an estimated value by the observer. K 1 and K 2 are observer gains. In the following description, a variable with the symbol “^” is appended with an “estimated value” after the symbol. For example, the symbol “^” at the beginning of the state variable x 1 is “x 1 estimated value” or “x 1 estimated value”, and the symbol “^” is prefixed to the state variable x 2. Are called “x 2 estimated value” or “x 2 estimated value”. As described above, the symbol “^” at the head of the throttle angular velocity ωθ is “throttle angle estimated value” or “estimated value of throttle angular velocity ωθ”, and the symbol “^” is prefixed with the back electromotive force V REV. "Is referred to as" estimated value of back electromotive force "or" estimated value of back electromotive force V REV ". Such usage is also used for other symbols (y).
上記（５）式を状態方程式とする同一次元オブザーバを図にして示したのが図７（Ａ）である。図７（Ａ）において、上方に示す制御対象モデル３１は積分器（１／ｓ）と行列関数Ａ、Ｂ、Ｃとからなり、このうち、Ａは２行２列の行列関数（要素はＡ11、Ａ12、Ａ21、Ａ22）、Ｂは２行１列の行列関数（要素はＢ1、Ｂ2）、Ｃは１行２列の行列関数（要素はＣ1、Ｃ2）である。ただし、Ａ11＝０、Ａ12＝１、Ｂ1＝０、Ｃ1＝１、Ｃ2＝０としてある。 FIG. 7A shows a one-dimensional observer using the above equation (5) as a state equation. In FIG. 7A, the controlled object model 31 shown in the upper part includes an integrator (1 / s) and matrix functions A, B, and C. Of these, A is a matrix function of 2 rows and 2 columns (elements are A 11 , A 12 , A 21 , A 22 ), B is a 2 × 1 matrix function (elements are B 1 and B 2 ), and C is a 1 × 2 matrix function (elements are C 1 and C 2 ). is there. However, A 11 = 0, A 12 = 1, B 1 = 0, C 1 = 1, and C 2 = 0.
こうした制御対象モデル３１の行列関数の要素（Ａ21、Ａ22、Ｂ2）とゲイン行列Ｋの要素であるゲインＫ1、Ｋ2とを用いて下方に同一次元オブザーバ３２が構成されている。 The same-dimensional observer 32 is configured below using the matrix function elements (A 21 , A 22 , B 2 ) of the controlled object model 31 and the gains K 1 and K 2 as the elements of the gain matrix K.
さて、一般的に制御対象モデル３１に基づいて設計される同一次元オブザーバ３２は、モデル化誤差や確率的なノイズが無い状態を前提条件とし、制御対象モデル３１の観測可能な出力ｙと、モデル出力であるｙ推定値とを比較して両者の偏差ｅ（＝ｙ推定値−ｙ）がゼロに収束するように設計される状態量推定手法である。 The same-dimensional observer 32 that is generally designed based on the controlled object model 31 is premised on the absence of modeling error or stochastic noise, and the observable output y of the controlled object model 31 and the model This is a state quantity estimation method designed so that the deviation e (= y estimated value−y) of both is compared with zero by comparing the output with the estimated y value.
しかしながら、同一次元オブザーバ３２を用いて実際の制御対象の状態変数を推定する場合、実際の制御対象２１と制御対象モデル３１との間には少なからずモデル化誤差があるので、状態変数ｘ2の推定値は必ずしも真値に収束しない。また、ノイズがある場合にはオブザーバゲイン（Ｋ1、Ｋスロットル開度センサ２）を十分大きくとることができない。 However, when the state variable of the actual controlled object is estimated using the same dimensional observer 32, there is a considerable modeling error between the actual controlled object 21 and the controlled object model 31, and therefore the state variable x 2 The estimated value does not necessarily converge to the true value. Further, when there is noise, the observer gain (K 1 , K throttle opening sensor 2) cannot be made sufficiently large.
具体的にスロットル角速度ωθを推定し、このスロットル角速度の推定値に比例させてＤＣモータ１Ｆの逆起電力推定値を算出する場合で説明すると、制御対象の入力ｕである電流Ｉ、出力ｙであるスロットル角度θ（スロットル角度θは計測可能）、およびモータ１Ｆの線形モデルを用いた同一次元オブザーバを用いて状態量ｘ2であるスロットル角速度ωθを推定する。すなわち、図７（Ｂ）に示したように同一次元オブザーバ３２’を構成する。この場合に、スロットル角度θの推定誤差がゼロに収束するように同一次元オブザーバ３２’は設計されるが、内部状態量であるスロットル角速度ωθの推定精度は制御対象モデル３１’の正確さに依存している。つまり、実際には実際の制御対象２１と制御対象モデル３１’との間にはモデル化誤差があるため、出力ｙであるスロットル角度θの推定誤差に比べて、スロットル角速度ωθに大きな誤差が残り易いという問題がある。例えば、スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、従来手法で逆起電力推定値がどのように変化するのかを図８に示している。従来手法による同一次元オブザーバの用い方によれば、逆起電力推定値（実線）が逆起電力真値（一点鎖線）より大きく離れており（図８最下段参照）、これより、逆起電力推定値を算出した基となっているスロットル角速度ωθの推定誤差が大きいことがわかる。 When the throttle angular velocity ωθ is specifically estimated and the estimated back electromotive force value of the DC motor 1F is calculated in proportion to the estimated value of the throttle angular velocity, the current I, which is the input u to be controlled, and the output y will be described. The throttle angular velocity ωθ that is the state quantity x 2 is estimated using a certain throttle angle θ (throttle angle θ can be measured) and a one-dimensional observer using a linear model of the motor 1F. That is, as shown in FIG. 7B, the same-dimensional observer 32 ′ is configured. In this case, the same-dimensional observer 32 ′ is designed so that the estimation error of the throttle angle θ converges to zero, but the estimation accuracy of the throttle angular velocity ωθ, which is an internal state quantity, depends on the accuracy of the control target model 31 ′. is doing. That is, since there is actually a modeling error between the actual controlled object 21 and the controlled object model 31 ′, a large error remains in the throttle angular velocity ωθ compared to the estimated error of the throttle angle θ that is the output y. There is a problem that it is easy. For example, FIG. 8 shows how the estimated back electromotive force changes in the conventional method when the throttle opening command value is changed in steps. According to the conventional method of using the same-dimensional observer, the back electromotive force estimated value (solid line) is far away from the back electromotive force true value (the one-dot chain line) (see the bottom line in FIG. 8). It can be seen that the estimation error of the throttle angular velocity ωθ that is the basis for calculating the estimated value is large.
そこで本発明者が今回改めて同一次元オブザーバ３２’の設定を見直したところを、図７（Ａ）、図７（Ｂ）を参照して次に述べると、図７（Ａ）は制御対象を２次振動系としたときの同一次元オブザーバの構成を、図７（Ｂ）は制御対象を、直流モータを有するスロットルバルブ（回転体）としたときの同一次元オブザーバの構成を示している。すなわち、図７（Ａ）において従来手法では、同一次元オブザーバ３２による状態変数ｘ2の推定値を積分器（１／ｓ）により積分した値が状態変数ｘ1の推定値、つまりモデル出力であるｙ推定値となり、このｙ推定値と制御対象モデル３１の出力ｙとの偏差を誤差ｅとする構成である。ここで、発想を変えると、状態変数ｘ1の推定値を微分した値が状態変数ｘ2の推定値になっている。そこで、図７（Ａ）、図７（Ｂ）を見比べて、同一次元オブザーバ３２’の内部変数であるスロットル角速度ωθの推定値（状態変数ｘ2の推定値）に代えて、スロットル角度θの推定値（状態変数ｘ1の推定値）を微分した値を用いることができないか、と本発明者が発想し、この発想のもとスロットル角度θの推定値（状態変数ｘ1の推定値）を微分した値に基づいて、つまりωθの推定値−Ｋ1・（θの推定値−θ）（ｘ2の推定値−Ｋ1・（ｙの推定値−ｙ））をスロットル角速度推定値（ｘ2推定値）として採用し、逆起電力推定値を算出させてみた場合を、図８と同じ条件でシミュレーションしてみたのが図９である。角速度ωθの推定値として、スロットル角度θの推定値を微分した値を用いることとした本発明によれば、図９に示したように、逆起電力推定値（実線）が逆起電力真値（一点鎖線）とほぼ一致することとなり、これよりスロットル角速度ωθの推定誤差を小さくできていることがわかった。 Accordingly, the present inventor reexamined the setting of the same dimension observer 32 'this time, and will be described below with reference to FIGS. 7A and 7B. FIG. FIG. 7B shows the configuration of the same-dimensional observer when the control target is a throttle valve (rotary body) having a DC motor. That is, in FIG. 7A, in the conventional method, the value obtained by integrating the estimated value of the state variable x 2 by the same-dimensional observer 32 by the integrator (1 / s) is the estimated value of the state variable x 1 , that is, the model output. This is a y estimated value, and the difference between this y estimated value and the output y of the controlled object model 31 is the error e. Here, when the idea is changed, a value obtained by differentiating the estimated value of the state variable x 1 is the estimated value of the state variable x 2 . Therefore, FIG. 7 (A), by comparing FIG. 7 (B), instead of the estimated value of the throttle angular ωθ an internal variable of the same dimension observer 32 '(estimated value of the state variable x 2), the throttle angle θ The inventor has conceived whether a value obtained by differentiating the estimated value (estimated value of the state variable x 1 ) can be used. Based on this idea, the estimated value of the throttle angle θ (estimated value of the state variable x 1 ) That is, an estimated value of ωθ−K 1 · (estimated value of θ−θ) (estimated value of x 2 −K 1 · (estimated value of y−y)) is calculated as an estimated throttle angular velocity value ( taken as x 2 estimate), a case in which it by calculating the back electromotive force estimated values, that tried to simulate the same conditions as FIG. 8 is a diagram 9. According to the present invention in which the value obtained by differentiating the estimated value of the throttle angle θ is used as the estimated value of the angular velocity ωθ, as shown in FIG. 9, the estimated back electromotive force value (solid line) is the true value of the back electromotive force. It was found that the estimation error of the throttle angular velocity ωθ could be made smaller.
このように、本発明は発明者の理論的解析による知見により得られたものであり、本発明手法によれば、本来、同一次元オブザーバ３２’の内部変数として得られるスロットル角速度ωθの推定値（状態変数ｘ2の推定値）の代わりに、スロットル角度θの推定値の純微分値（＝ωθの推定値−Ｋ1・（θの推定値−θ）を用いることで、実際の制御対象２１と制御対象モデル３１との間のモデル化誤差の影響を軽減でき、スロットル角速度ωθの推定精度が向上するのである。なお、同一次元オブザーバ３２’の演算では、もともとスロットル角度θの推定値（状態変数ｘ1の推定値）を微分した値を積分計算してスロットル角速度ωθの推定値（状態変数ｘ2の推定値）を算出しているところであるので、演算工数を増やすことなく本発明手法を適用できる。 As described above, the present invention has been obtained based on the inventor's theoretical analysis, and according to the method of the present invention, an estimated value of the throttle angular velocity ωθ originally obtained as an internal variable of the same-dimensional observer 32 ′ ( Instead of the estimated value of the state variable x 2 ), a pure differential value of the estimated value of the throttle angle θ (= estimated value of ωθ−K 1 · (estimated value of θ−θ) is used, so that the actual control target 21 Therefore, the estimation accuracy of the throttle angular velocity ωθ is improved, and the calculation of the same-dimensional observer 32 ′ originally uses the estimated value (state) of the throttle angle θ. Since the estimated value of the throttle angular velocity ωθ (the estimated value of the state variable x 2 ) is calculated by integrating the value obtained by differentiating the estimated value of the variable x 1 ), the method of the present invention can be performed without increasing the number of operations. In application wear.
図３に戻り、ステップ４では、電流駆動回路の内部抵抗ＲSIMを推定する。実際には、スロットル開度θ、電流指令値ＩCOM、および制御対象２１の数式モデルを用いた適応デジタルフィルタや拡張カルマンフィルタを用いて推定を行う。具体的には次の３つの式を解くことにより内部抵抗ＲSIMを求めることができる。 Returning to FIG. 3, in step 4, the internal resistance R SIM of the current drive circuit is estimated. Actually, estimation is performed using an adaptive digital filter or an extended Kalman filter using the throttle opening θ, the current command value I COM , and the mathematical model of the controlled object 21. Specifically, the internal resistance RSIM can be obtained by solving the following three equations.
（６）式はスロットル軸１Ｂ回りのトルクの釣合の式、（７）式は電圧の釣合の式、（８）式はオームの法則である。ここで、Ｊはスロットル軸１Ｂに換算したイナーシャ、Ｄはスロットル軸１Ｂに換算した粘性抵抗係数、Ｋmは直流モータ１Ｆのトルク定数、Ｎは減速機１Ｃの減速ギア比、Ｅは減速ギア効率、Ｉは実電流、Ｌは直流モータ１Ｆのコイルインダクタンス、Ｒは内部抵抗、Ｋｓｐはスロットルバルブ１Ａを閉弁方向に付勢するバネのバネ定数、Ｖは電流駆動部の有効電圧を示している。 Equation (6) is an equation for torque balance around the throttle shaft 1B, equation (7) is an equation for voltage balance, and equation (8) is Ohm's law. Here, J is inertia in terms of the throttle shaft 1B, D is the viscous resistance coefficient in terms of the throttle shaft 1B, K m is the torque constant of the DC motor 1F, N is a reduction gear ratio of the speed reducer 1C, E is a reduction gear efficiency , I is the actual current, L is the coil inductance of the DC motor 1F, R is the internal resistance, Ksp is the spring constant of the spring that urges the throttle valve 1A in the valve closing direction, and V is the effective voltage of the current drive unit. .
ステップ５では、電流指令値（Ｆ／Ｆ項）ＩCOM ＦＦを算出する。この電流指令値ＩCOM ＦＦの算出については図４に示すフローに従って説明する。図４（図３のステップ５のサブルーチン）においてステップ５１では電流制限値ＩLMTを算出する。すなわち、図３のステップ１で検出されている電源電圧ＶBから図３のステップ３で算出されている逆起電力ＶREVの推定値の絶対値を減じた差分を求め、この差分を図３のステップ４で推定している内部抵抗値ＲSIMで除することにより電流制限値ＩLMTを算出する。これにより逆起電力ＶREVや電源電圧ＶBの変動および内部抵抗値ＲSIMの変動を電流制限値に反映することが可能となる。 In step 5, the current command value (F / F term) I COM FF is calculated. This current command value I COM The calculation of FF will be described according to the flow shown in FIG. In FIG. 4 (subroutine of step 5 in FIG. 3), in step 51, the current limit value I LMT is calculated. That is, a difference is obtained by subtracting the absolute value of the estimated value of the back electromotive force V REV calculated in step 3 of FIG. 3 from the power supply voltage V B detected in step 1 of FIG. The current limit value I LMT is calculated by dividing by the internal resistance value R SIM estimated in step 4. As a result, fluctuations in the back electromotive force V REV and the power supply voltage V B and fluctuations in the internal resistance value R SIM can be reflected in the current limit value.
次にステップ５２では、フィードフォワード補償部２２が有する制御対象モデルの出力値（規範応答値）θSIMがスロットル開度指令値θCOMに対し所望の応答特性をもって一致するように電流指令値ＩCOM０を算出する。具体的には図５に示すようなモデルマッチング補償器により電流指令値ＩCOM０を算出する。ここで、図５を用いてモデルマッチング補償器について説明する。制御対象の連続系伝達特性Ｇｐ（ｓ）を離散化した伝達特性はＧｐ（ｚ-1）となり、次の式で表わされる。 Next, at step 52, the current command value I COM is set so that the output value (normative response value) θ SIM of the controlled object model possessed by the feedforward compensation unit 22 matches the throttle opening command value θ COM with desired response characteristics. 0 is calculated. Specifically, the current command value I COM 0 is calculated by a model matching compensator as shown in FIG. Here, the model matching compensator will be described with reference to FIG. The transfer characteristic obtained by discretizing the continuous transfer characteristic Gp (s) to be controlled is Gp (z −1 ), and is represented by the following expression.
ここで、ｂｐ０、ｂｐ１、ａｐ１、ａｐ２は設計値として予め与える値である。 Here, bp0, bp1, ap1, and ap2 are values given in advance as design values.
Ｇｐ（ｚ-1）のゼロ点（−ｂｐ１／ｂｐ０）は、サンプリングタイムが小さいほど−１に収束するので、Ｇｐ（ｚ-1）の逆系を補償器に用いると不安定になってしまう。これを避けるために、次のようにモデルマッチング補償器を設計する。まず、所望の応答特性を連続系規範モデル伝達特性ＧM０（ｓ）（０次／２次）で与える。これを離散化した規範モデル伝達特性ＧM０（ｚ-1）とすると、上記制御対象の伝達特性Ｇｐ（ｚ-1）と同様に、サンプリングタイムを小さくすると−１に収束するゼロ点を有する。したがって、モデルマッチング補償器の設計の際に両者を相殺させる目的で、規範モデル伝達特性ＧM０（ｚ-1）のゼロ点を制御対象伝達特性Ｇｐ（ｚ-1）のゼロ点で置き換えたＧM（ｚ-1）を規範モデル伝達特性として用いる。なお、サンプリングタイムが充分小さければ、ＧM（ｚ-1）とＧM０（ｚ-1）との差はほとんどなく、実用上問題はない。 Zero point of Gp (z -1) (-bp1 / bp0) Since converges to -1 as the sampling time is small, become unstable when using the inverse system of Gp (z -1) to the compensator . In order to avoid this, the model matching compensator is designed as follows. First, a desired response characteristic is given by a continuous reference model transfer characteristic G M 0 (s) (0th order / second order). If this is a discretized reference model transfer characteristic G M 0 (z −1 ), it has a zero point that converges to −1 when the sampling time is reduced, similarly to the transfer characteristic Gp (z −1 ) of the controlled object. . Therefore, the zero point of the reference model transfer characteristic G M 0 (z −1 ) is replaced with the zero point of the controlled object transfer characteristic Gp (z −1 ) for the purpose of canceling both when designing the model matching compensator. G M (z −1 ) is used as the reference model transfer characteristic. If the sampling time is sufficiently small, there is almost no difference between G M (z −1 ) and G M 0 (z −1 ), and there is no practical problem.
（９）式、（１１）式を用いると、モデルマッチング補償器の制御ブロック５２１はデジタルフィルタである１／Ｒ（ｚ-1）、制御ブロック５２２はデジタルフィルタであるＬ（ｚ-1）、制御ブロック５２３は係数Ｂｍｆで構成される。 Using the equations (9) and (11), the control block 521 of the model matching compensator is 1 / R (z −1 ) that is a digital filter, and the control block 522 is L (z −1 ) that is a digital filter. The control block 523 is configured with a coefficient Bmf.
したがって、図５に示したように、スロットル開度θにデジタルフィルタであるＬ（ｚ-1）の処理を行った値とスロットル開度指令値θCOMに係数Ｂｍｆの処理を行った値との差分を求め、求めた差分にさらにデジタルフィルタである１／Ｒ（ｚ-1）の処理を行った値が電流指令値ＩCOM０となる。 Therefore, as shown in FIG. 5, the value obtained by processing the throttle opening θ with the digital filter L (z −1 ) and the value obtained by processing the throttle opening command value θ COM with the coefficient Bmf. A difference is obtained, and a value obtained by further processing the obtained difference by 1 / R (z −1 ), which is a digital filter, becomes a current command value I COM 0.
このようにして電流指令値ＩCOM０の算出を終了したら図４に戻りステップ５３では、ステップ５２で求めた電流指令値ＩCOM０にステップ５１で求めている電流制限値ＩLMTによるリミッタ処理を行い、リミッタ処理後の値をフィードフォワード補償部の出力の一つである電流指令値（Ｆ／Ｆ項）ＩCOM ＦＦとする。具体的には、電流指令値ＩCOM０の絶対値と電流制限値ＩLMTとを比較し、次のようにより小さい方を電流指令値（Ｆ／Ｆ項）ＩCOM ＦＦとして出力する。 When the calculation of the current command value I COM 0 is completed in this manner, returning to FIG. 4, in step 53, the current command value I COM 0 obtained in step 52 is limited to the current limit value I LMT obtained in step 51. The current command value (F / F term) I COM which is one of the outputs of the feedforward compensation unit. FF. Specifically, the absolute value of the current command value I COM 0 is compared with the current limit value I LMT, and the smaller one is as follows: the current command value (F / F term) I COM Output as FF.
ＩCOM０＜−ＩLMTの場合 ＩCOM ＦＦ＝−ＩLMT
−ＩLMT≦ＩCOM０≦ＩLMTの場合 ＩCOM ＦＦ＝ＩCOM０
ＩLMT<ＩCOM０の場合 ＩCOM ＦＦ＝ＩLMT
ステップ５４では、ステップ５３において求めた電流指令値（Ｆ／Ｆ項）ＩCOM ＦＦに対し、上記（９）式に示す制御対象の応答特性Ｇｐ（ｚ-1）を施してスロットル開度規範応答値θSIMを算出する。この値がもう一つのフィードフォワード補償部２２の出力値となる。
When I COM 0 <-I LMT I COM FF = -I LMT
-I LMT ≤ I COM If 0 ≤ I LMT I COM FF = I COM 0
If I LMT < I COM 0 I COM FF = I LMT
In step 54, the current command value (F / F term) I COM obtained in step 53 The throttle opening reference response value θ SIM is calculated by applying the response characteristic Gp (z −1 ) of the controlled object shown in the above equation (9) to FF. This value becomes the output value of another feedforward compensation unit 22.
このようにして図４のフィードフォワード補償部２２の演算を終了したら図３に戻りステップ６では、制御対象２１に加えられる外乱や制御対象２１自体が有する非線形性や生産ばらつきの影響を低減するために必要な電流指令値（Ｆ／Ｂ項）ＩCOM ＦＢを算出し、この値とステップ５において算出した電流指令値（Ｆ／Ｆ項）ＩCOM ＦＦとをステップ７で加算し、加算後の値を電流指令値ＩCOM１とする。具体的には、まずステップ５（図４のステップ５４）において算出されたスロットル開度規範応答値θSIMとステップ１において検出されたスロットル開度θとが一致するように、スロットル開度規範応答値θSIMとスロットル開度θとの偏差に対して下式に示すフィードバック補償器を施し、電流指令値（Ｆ／Ｂ項）ＩCOM ＦＢを算出する。 When the calculation of the feedforward compensation unit 22 in FIG. 4 is completed in this way, returning to FIG. 3, in step 6, in order to reduce the influence of disturbance applied to the controlled object 21, nonlinearity of the controlled object 21 itself, and production variations. Current command value (F / B term) I COM FB is calculated, and this value and the current command value (F / F term) I COM calculated in step 5 FF is added in step 7, and the value after the addition is set as a current command value I COM 1. Specifically, first, the throttle opening reference response is calculated so that the throttle opening reference response value θ SIM calculated in step 5 (step 54 in FIG. 4) matches the throttle opening reference response θ detected in step 1. The feedback compensator shown in the following equation is applied to the deviation between the value θ SIM and the throttle opening θ, and the current command value (F / B term) I COM FB is calculated.
（１５）式の制御定数Ｋp、ＫDは、ゲイン余裕や位相余裕を考慮して決める。 The control constants K p and K D in equation (15) are determined in consideration of gain margin and phase margin.
ここで、（１５）式のＴDIVは１次の近似微分フィルタの時定数であり、適切なロバスト安定性を確保できるように、ゲイン余裕や位相余裕などの評価指標を用いて決定する。また、（１５）式は実際にはタスティン近似等で離散化して得られた漸化式を用いて算出する。 Here, T DIV in the equation (15) is a time constant of the first-order approximate differential filter, and is determined using an evaluation index such as a gain margin and a phase margin so as to ensure appropriate robust stability. Further, the equation (15) is actually calculated using a recurrence equation obtained by discretization by Tustin approximation or the like.
このようにして電流指令値（Ｆ／Ｂ項）ＩCOM ＦＢを算出したら、次にはステップ５において算出した電流指令値（Ｆ／Ｆ項）ＩCOM ＦＦを加算し電流指令値ＩCOM１とする。 In this way, the current command value (F / B term) I COM After calculating FB, next, the current command value (F / F term) I COM calculated in step 5 FF is added to obtain the current command value I COM 1.
ステップ８では、ステップ２で検出されたスロットル開度θと前回の電流指令値ＩCOMと制御対象モデルの伝達特性Ｇｐ（ｚ-1）とを用いて制御対象２１に加わる外乱を推定し、ステップ７において算出されている電流指令値ＩCOM１を補正するため外乱補償値ＩDISを算出し、ステップ９で電流指令値ＩCOM１からこの外乱推定値ＩDISを減算して補正し、外乱やパラメータ変動による影響を排除した電流指令値ＩCOMを算出する。 In step 8, the disturbance applied to the controlled object 21 is estimated using the throttle opening θ detected in step 2, the previous current command value I COM and the transfer characteristic Gp (z −1 ) of the controlled object model. In order to correct the current command value I COM 1 calculated in step 7, a disturbance compensation value I DIS is calculated. In step 9, the estimated disturbance value I DIS is subtracted from the current command value I COM 1 to correct the disturbance. Calculate the current command value I COM excluding the influence of parameter fluctuation.
ここで、図６を用いて外乱補償器２３について説明する。図６において、制御ブロック８１は、定常ゲインが１であるローパスフィルタＨ０（ｚ-1）に、Ｇｐ（ｚ-1）のゼロ点を有するＱ（ｚ-1）を付加したフィルタＨ（ｚ-1）である。この制御ブロック８１は、前回の電流指令値ＩCOMをローパスフィルタ処理して電流指令値ＩCOM２を出力する。制御ブロック８２はフィルタＨ（ｚ-1）／Ｇｐ（ｚ-1）である。したがって、−１に収束するゼロ点が相殺され、制御ブロック８２は安定なデジタルフィルタとなる。この制御ブロック８２は、電流指令値ＩCOMからスロットル開度θまでの制御対象２１の離散系伝達特性Ｇｐ（ｚ-1）と、スロットル開度θとに基づいて電流指令値ＩCOMを逆算し、さらにローパスフィルタ処理して電流指令値ＩCOM３を出力する。減算器８４は、電流指令値ＩCOM３から電流指令値ＩCOM２を減算して、電流制御アンプ５からセンサ信号処理回路３までの制御対象２１の外乱やパラメータ変動による電流指令値ＩCOMのずれ量ＩDIS（以下、「外乱推定値」と呼ぶ）を求める。 Here, the disturbance compensator 23 will be described with reference to FIG. In FIG. 6, the control block 81 adds a filter H (z − ) obtained by adding Q (z −1 ) having a zero point of Gp (z −1 ) to a low-pass filter H0 (z −1 ) having a steady gain of 1. 1 ). The control block 81 outputs the current command value I COM 2 by low-pass filtering the previous current command value I COM. The control block 82 is a filter H (z −1 ) / Gp (z −1 ). Therefore, the zero point that converges to -1 is canceled out, and the control block 82 becomes a stable digital filter. The control block 82 reversely calculates the current command value I COM based on the discrete system transfer characteristic Gp (z −1 ) of the controlled object 21 from the current command value ICOM to the throttle opening θ and the throttle opening θ, Further, the current command value I COM 3 is output after low-pass filter processing. Subtractor 84 subtracts the current command value ICOM2 from the current command value I COM 3, the amount of deviation of the current command value I COM due to a disturbance and parameter variations of the control object 21 from the current control amplifier 5 to the sensor signal processing circuit 3 I DIS (hereinafter referred to as “disturbance estimated value”) is obtained.
外乱推定値ＩDISは、制御対象２１に外乱やパラメータ変動がない場合にゼロとなる。制御対象２１に外乱ｄやパラメータ変動△がある場合には、 The disturbance estimated value I DIS becomes zero when there is no disturbance or parameter fluctuation in the control target 21. If the controlled object 21 has a disturbance d or parameter fluctuation Δ,
となり、Ｈ（ｚ-1）のゲイン特性が１である周波数帯域では、
θ＝Ｇｐ（ｚ-1）・ＩCOM …（１７）
となる。つまり、外乱やパラメータ変動の影響が完全にキャンセルされて、制御対象２１の動特性がノミナルモデルＧｐ（ｚ-1）に一定化される。Ｈ（ｚ-1）のカットオフ周波数を上げると高周波数域まで同様な効果が得られるが、逆にハイゲインフィードバックとなり、安定余裕が減少するのでトレードオフ設計が必要となる。制御ブロック８３はモータ電流の上下限に相当するリミッタであり、実際の制御対象２１の入力であるモータ電流が飽和したときに外乱補償器２３の入力を制限することによって、外乱推定値ＩDISに誤差が溜まるのを防止して応答性能の劣化を防ぐ。なお、リミッタの制限値は図４のステップ５１において算出した制限値ＩLMTを用いることにより、入力制限による誤差の蓄積をより正確に防止できる。
In the frequency band where the gain characteristic of H (z −1 ) is 1,
θ = Gp (z −1 ) · I COM (17)
It becomes. That is, the influence of disturbance and parameter fluctuation is completely canceled, and the dynamic characteristic of the controlled object 21 is made constant to the nominal model Gp (z −1 ). Increasing the cut-off frequency of H (z −1 ) provides the same effect up to the high frequency range, but conversely becomes high gain feedback, and the stability margin is reduced, so a trade-off design is required. The control block 83 is a limiter corresponding to the upper and lower limits of the motor current. By limiting the input of the disturbance compensator 23 when the motor current, which is the actual input of the control target 21, is saturated, the disturbance estimated value I DIS is obtained. Prevents errors from accumulating to prevent degradation of response performance. Note that the limit value of the limiter is the limit value I LMT calculated in step 51 of FIG. 4, so that accumulation of errors due to input limit can be prevented more accurately.
図３に戻りステップ１０では、ステップ９で求めた電流指令値ＩCOMに対してステップ３で算出している逆起電力ＶREVの推定値を用いて逆起電力補正を行う。これについては図１０により説明する。図１０において加算器１０１では電流指令値ＩCOMに内部抵抗値ＲSIMを乗算した値に逆起電力推定値を加算し、割算器１０２ではこの値を電源電圧ＶBで除することにより、デューティ指令値Ｄutyを算出する。すなわち、次式よりデューティ指令値Ｄutyを算出する。 Returning to FIG. 3, in step 10, the counter electromotive force correction is performed on the current command value I COM obtained in step 9 using the estimated value of the counter electromotive force V REV calculated in step 3. This will be described with reference to FIG. In FIG. 10, the adder 101 adds the estimated back electromotive force value to the value obtained by multiplying the current command value I COM by the internal resistance value R SIM , and the divider 102 divides this value by the power supply voltage V B. It calculates a duty command value D UTY. In other words, it calculates a duty command value D UTY the following equation.
リミッタ１０３ではこのデューティ指令値Ｄutyを−１００［％］から１００［％］の間に制限する。このようにしてデューティ指令値Ｄutyを算出したら図３に戻り、ステップ１１ではこのデューティ指令値Ｄutyを電流制御アンプ５へ出力する。 The limiter 103 limits the duty command value Duty between −100 [%] and 100 [%]. In this way, back to FIG 3 After calculating the duty command value D UTY, step 11 outputs the duty command value D UTY to the current control amplifier 5.
ここで本実施形態の作用効果を説明する。 Here, the effect of this embodiment is demonstrated.
入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバの状態方程式を、上記（１）式とし、制御対象の内部状態量（ｘ1、ｘ2、…、ただしｙ＝ｘ1、ｘ1の微分値＝ｘ2）を推定する状態量推定装置に対し、制御対象を直流モータ１Ｆを有するスロットルバルブ１Ａ（回転体）とし、入力ｕを直流モータ１Ｆの駆動電流Ｉ、出力ｙをスロットル角度θ（回転体の回転角度）とし、かつ状態変数ｘ1をスロットル角度θ、状態変数ｘ2をスロットル角速度ωθ（回転体の回転角度の微分値である回転角速度）として、このスロットル角速度ωθを推定する角速度推定装置において、一般に、図７（Ｂ）に示される同一次元オブザーバ３２’内部の変数であるスロットル角速度ωθの推定精度は、同一次元オブザーバ３２’の設計に使われる制御対象モデル３１’の正確さに依存する。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデル３１’の出力であるスロットル角度θの推定誤差に比べて、スロットル角速度ωθの推定誤差が大きく残り易いという問題がある。 The state equation of the same-dimensional observer designed based on the controlled object model obtained by modeling the controlled object whose input is u and output is y is the above equation (1), and the internal state quantity (x 1 , x 2 , where y = x 1 , x 1 differential value = x 2 ), the control target is a throttle valve 1A (rotary body) having a DC motor 1F, and the input u is DC The drive current I of the motor 1F, the output y is the throttle angle θ (rotation angle of the rotating body), the state variable x 1 is the throttle angle θ, and the state variable x 2 is the throttle angular velocity ωθ (the differential value of the rotation angle of the rotating body). In the angular velocity estimation device that estimates the throttle angular velocity ωθ as a certain rotational angular velocity), generally, the estimation accuracy of the throttle angular velocity ωθ, which is a variable inside the same-dimensional observer 32 ′ shown in FIG. It depends on the accuracy of 'the controlled object model 31 to be used in the design of' one-dimensional observer 32. That is, since there is actually a modeling error, there is a problem that the estimation error of the throttle angular velocity ωθ is likely to remain larger than the estimation error of the throttle angle θ that is the output of the control target model 31 ′.
これに対して本実施形態（請求項３、４に記載の発明）によれば、同一次元オブザーバ３２’内部の変数であるスロットル角速度ωθの推定値の代わりに、同一次元オブザーバ３２’の出力であるスロットル角度θの推定値を微分した値、すなわち
スロットル角度θの推定値を微分した値＝スロットル角速度ωθの推定値
−Ｋ1・（スロットル角度θの推定値−スロットル角度θ）
…（１９）
の式により得られる「スロットル角度θの推定値を微分した値」をスロットル角速度ωθの推定値として用いるので（図３のステップ２参照）、モデル化誤差の影響を軽減でき、スロットル角速度ωθの推定精度が向上する。
On the other hand, according to the present embodiment (the invention described in claims 3 and 4), instead of the estimated value of the throttle angular velocity ωθ that is a variable inside the same dimension observer 32 ′, the output of the same dimension observer 32 ′ is used. A value obtained by differentiating an estimated value of a certain throttle angle θ, that is, a value obtained by differentiating an estimated value of the throttle angle θ = estimated value of the throttle angular velocity ωθ−K 1 · (estimated value of the throttle angle θ−throttle angle θ)
... (19)
Since the “value obtained by differentiating the estimated value of the throttle angle θ” obtained by the above equation is used as the estimated value of the throttle angular velocity ωθ (see step 2 in FIG. 3), the influence of the modeling error can be reduced, and the estimation of the throttle angular velocity ωθ. Accuracy is improved.
なお、同一次元オブザーバ３２’の演算では、もともと「スロットル角度θの推定値を微分した値」を積分計算してスロットル角度θの推定値を算出しているので、演算を増やすことなく本発明を適用できる（図７（Ｂ）参照）。 In the calculation of the same-dimensional observer 32 ′, the estimated value of the throttle angle θ is originally calculated by integrating the “value obtained by differentiating the estimated value of the throttle angle θ”, so that the present invention is not increased. It can be applied (see FIG. 7B).
ここで、従来手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度の推定値に比例させて逆起電力推定値を算出させた場合の作用を図８に、同じく本発明手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度の推定値に比例させて逆起電力推定値を算出させた場合の作用を図９に示している。スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、従来手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度ωθの推定値に比例させて算出される逆起電力推定値（実線）は逆起電力真値（一点鎖線）より大きく離れているのに対して（図８の最下段参照）、本発明手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度の推定値に比例させて算出される逆起電力推定値（実線）は逆起電力真値（一点鎖線）とよく一致していることがわかる（図９の最下段参照）。 Here, the operation when the estimated back electromotive force is calculated in proportion to the estimated value of the throttle angular velocity obtained by using the same dimension observer according to the conventional method is shown in FIG. 8, and the same dimension observer according to the present invention is used. FIG. 9 shows the operation when the estimated back electromotive force value is calculated in proportion to the estimated throttle angular velocity value. When the throttle opening command value is changed in steps, the back electromotive force estimated value (solid line) calculated in proportion to the estimated value of the throttle angular velocity ωθ obtained using the same-dimensional observer according to the conventional method is the back electromotive force true The counter electromotive force calculated in proportion to the estimated value of the throttle angular velocity obtained by using the same-dimensional observer according to the method of the present invention, while being far away from the value (the one-dot chain line) (see the bottom line in FIG. 8) It can be seen that the estimated value (solid line) is in good agreement with the true value of the back electromotive force (dashed line) (see the bottom row in FIG. 9).
従来手法によれば、逆起電力の推定値は、同一次元オブザーバの内部変数であるクランク角速度ωθ（回転角速度）の推定値に基づいて算出され、この逆起電力の推定値を用いて、図１０に示されるように加算器１０１、割算器１０２により電流指令値ＩCOMの補正を行いデューティ指令値Ｄutyを算出している。 According to the conventional method, the estimated value of the counter electromotive force is calculated based on the estimated value of the crank angular velocity ωθ (rotational angular velocity) that is an internal variable of the same-dimensional observer, and the estimated value of the counter electromotive force is adder 101 as shown in 10, it calculates the duty command value D UTY performs a current command value I COM correction by divider 102.
しかしながら、実際の制御対象２１とコントローラ４が有する制御対象モデル３１’との間には少なからずモデル化誤差が存在する。したがって従来手法を用いた場合、このモデル化誤差に起因したスロットル角速度ωθの推定誤差が生じ逆起電力の推定誤差の要因となる。すなわち、従来手法によれば誤差を有する逆起電力推定値を用いて電流指令値を補正することとなるので、図１１に示したようにスロットル開度指令値（指令開度）をステップ変化させた場合に電流指令値（一点鎖線）と実電流値（実線）が乖離し、実際のスロットル開度（実開度）がスロットル開度指令値を超えるオーバーシュートが生じている。 However, there is a considerable modeling error between the actual controlled object 21 and the controlled object model 31 ′ included in the controller 4. Therefore, when the conventional method is used, an estimation error of the throttle angular velocity ωθ due to this modeling error occurs, which causes a back electromotive force estimation error. That is, according to the conventional method, the current command value is corrected using the estimated back electromotive force value having an error, so that the throttle opening command value (command opening) is changed in steps as shown in FIG. In this case, the current command value (dashed line) deviates from the actual current value (solid line), and an overshoot occurs in which the actual throttle opening (actual opening) exceeds the throttle opening command value.
これに対して本実施形態（請求項５に記載の発明）によれば、同一次元オブザーバ３２’出力であるスロットル角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力の推定値を算出し（図３のステップ３参照）、制御対象モデル３１’の出力であるスロットル角度θを目標値（スロットル開度指令値）に一致させるための電流指令値（ＩCOM ＦＦ）を算出し（図３のステップ５参照）、この電流指令値（ＩCOM ＦＦ）を前記逆起電力の推定値で補正してデューティ指令値Ｄutyを算出し（図３のステップ１０参照）、このデューティ指令値Ｄutyで直流モータ１Ｆに流れる電流値を制御する（図３のステップ１１参照）ので、スロットル角速度ωθの推定精度が向上している分、逆起電力の推定精度が良くなり、図１２に示したように結果として電流指令値と実電流値の乖離を小さくできることから、スロットル開度（回転角度）の立ち上がり時のオーバーシュートを防止することができる。ここで、図１２は従来手法による作用を示す図１１と同じ条件でスロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、本実施形態（請求項５に記載の発明）によれば逆起電力推定値（実線）がどのように変化するのかを示したものである。 On the other hand, according to the present embodiment (the invention described in claim 5), the estimated value of the back electromotive force is calculated in proportion to the value obtained by differentiating the estimated value of the throttle angle θ which is the output of the same-dimensional observer 32 ′. (See step 3 in FIG. 3), the current command value (I COM ) for making the throttle angle θ, which is the output of the controlled object model 31 ′, coincide with the target value (throttle opening command value). FF) (see step 5 in FIG. 3), and this current command value (I COM By correcting the FF) by the estimated value of the counter electromotive force calculates a duty command value D UTY (see step 10 in FIG. 3), controls the amount of current flowing in the DC motor 1F in this duty command value D UTY (Figure 3), the estimated accuracy of the throttle angular velocity ωθ is improved, so that the estimated accuracy of the back electromotive force is improved. As a result, as shown in FIG. 12, the difference between the current command value and the actual current value is reduced. Since it can be made smaller, it is possible to prevent overshoot at the time of rising of the throttle opening (rotation angle). Here, FIG. 12 shows the back electromotive force estimation according to the present embodiment (the invention according to claim 5) when the throttle opening command value is step-changed under the same conditions as FIG. It shows how the value (solid line) changes.
図１３には図４に示したフィードフォワード補償部２２の構成とは異なるフィードフォワード補償器５０１を示している（特開２００５−２５８５２公報参照）。すなわち、この異なるタイプのフィードフォワード補償器５０１では、モデル規範型制御部５０４を設けて、入力制限部５０２を有する制御対象モデル５０３にフィードバック制御を施してモデル出力がスロットル開度指令値（目標回転角度）に一致するようにシミュレーションを行い入力制限部５０２の入力または出力を電流指令値（ＩCOM ＦＦ）とするものである。 FIG. 13 shows a feedforward compensator 501 different from the configuration of the feedforward compensation unit 22 shown in FIG. 4 (see Japanese Patent Laid-Open No. 2005-25852). That is, in this different type of feedforward compensator 501, a model reference type control unit 504 is provided to perform feedback control on the control target model 503 having the input limiting unit 502, and the model output becomes the throttle opening command value (target rotation And the input or output of the input limiting unit 502 is changed to the current command value (I COM FF).
図１３に示されるようなフィードフォワード補償器５０１をスロットルバルブ位置決め制御に用いた場合、フィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２における入力制限値（電流制限値）を逆起電力推定値で補正することにより、フィードフォワード補償器５０１内で行われるシミュレーションの精度を上げることができる。 When the feedforward compensator 501 as shown in FIG. 13 is used for throttle valve positioning control, the input limit value (current limit value) in the input limiter 502 in the feedforward compensator 501 is corrected with the estimated back electromotive force value. By doing so, the accuracy of the simulation performed in the feedforward compensator 501 can be increased.
そこで、従来手法による同一次元オブザーバを用いてスロットル角速度ωθの推定を行い、このスロットル角速度ωθの推定値に比例させて逆起電力推定値を算出することが考えられる。 Therefore, it is conceivable to estimate the throttle angular velocity ωθ using a conventional one-dimensional observer and calculate the estimated back electromotive force in proportion to the estimated value of the throttle angular velocity ωθ.
しかしながら、従来手法による同一次元オブザーバを用いてスロットル角速度ωθを推定する場合、同一次元オブザーバが有する制御対象モデルのモデル化誤差に起因した推定誤差がスロットル角速度ωθの推定値に現れる。そしてこのスロットル角速度推定値に比例して算出される逆起電力推定値に誤差が発生することとなる。例えば逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも大きい場合、この逆起電力推定誤差によりフィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２における入力制限値（電流制限値）が下がる。この結果、図１３に示されるようなフィードフォワード補償器５０１を用いた場合には、フィードフォワード補償器５０１内のシミュレーションが低電流で行われるので、出力される電流指令値はより大きな値となる。しかし、実際には逆起電力が推定値よりも小さいために大きな電流が流れることとなり、結果として、スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、図１４に示したように実際のスロットル開度（実開度）がスロットル開度指令値（指令開度）を超えて大きくオーバーシュートする（第１のケース）。 However, when the throttle angular velocity ωθ is estimated using the same-dimensional observer according to the conventional method, an estimation error due to the modeling error of the control target model possessed by the same-dimensional observer appears in the estimated value of the throttle angular velocity ωθ. An error occurs in the back electromotive force estimated value calculated in proportion to the throttle angular velocity estimated value. For example, when the back electromotive force estimated value is larger than the actual back electromotive force, the input limit value (current limit value) in the input limiting unit 502 in the feedforward compensator 501 decreases due to the back electromotive force estimation error. As a result, when the feedforward compensator 501 as shown in FIG. 13 is used, since the simulation in the feedforward compensator 501 is performed at a low current, the output current command value becomes a larger value. . However, since the back electromotive force is actually smaller than the estimated value, a large current flows. As a result, when the throttle opening command value is changed stepwise, the actual throttle opening as shown in FIG. Degree (actual opening) exceeds the throttle opening command value (command opening) and overshoots greatly (first case).
一方、逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも小さい場合には、フィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２における入力制限値（電流制限値）が大きくなり、フィードフォワード補償器５０１からの電流指令値は小さくなる傾向にある。この結果、スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、図示しないが実際のスロットル開度の応答が緩慢になることが懸念される（第２のケース）。 On the other hand, when the back electromotive force estimated value is smaller than the actual back electromotive force, the input limit value (current limit value) in the input limiting unit 502 in the feed forward compensator 501 increases, and the feed forward compensator 501 Current command values tend to be smaller. As a result, when the throttle opening command value is changed in steps, there is a concern that the response of the actual throttle opening becomes slow although not shown (second case).
これに対して本実施形態（請求項６に記載の発明）によれば、入力制限部５０２を有する制御対象モデル５０３にフィードバック制御を施してモデル出力が目標回転角度に一致するようにシミュレーションを行い入力制限部５０２の出力（または入力）を電流指令値（ＩCOM ＦＦ）とするフィードフォワード補償器５０１を備え、同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出し（図３のステップ３参照）、フィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２で使用する入力制限値（電流制限値）をこの逆起電力推定値で補正する。 On the other hand, according to the present embodiment (the invention described in claim 6), the control target model 503 having the input restriction unit 502 is subjected to feedback control and a simulation is performed so that the model output matches the target rotation angle. The output (or input) of the input limiting unit 502 is set to the current command value (I COM FF), a feedforward compensator 501 is provided, and an estimated back electromotive force value is calculated in proportion to a value obtained by differentiating the estimated value of the rotation angle θ that is the same-dimensional observer output (see step 3 in FIG. 3). The input limit value (current limit value) used by the input limiter 502 in the forward compensator 501 is corrected by this back electromotive force estimated value.
具体的には、入力制限部５０２で使用する入力制限値（電流制限値）を逆起電力推定値で補正する方法は、図４のステップ５１、５３で説明したところと同様である。すなわち、入力制限部５０２では次の式により入力制限値（電流制限値）ＩLMTを算出する。 Specifically, the method of correcting the input limit value (current limit value) used by the input limiter 502 with the back electromotive force estimated value is the same as that described in steps 51 and 53 of FIG. That is, the input limiting unit 502 calculates an input limiting value (current limiting value) ILMT by the following formula.
ＩLMT＝（ＶB−｜逆起電力推定値｜）／ＲSIM …（２０）
ただし、ＶB：電源電圧、
ＲSIM：内部抵抗値、
そして、モデル規範型制御部５０４からの電流指令値（例えばＩCOM０とする）の絶対値と電流制限値ＩLMTとを比較し、次のようにより小さい方を電流指令値（Ｆ／Ｆ項）ＩCOM ＦＦとして出力する。
I LMT = (V B − | estimated counter electromotive force |) / R SIM (20)
Where V B is the power supply voltage,
R SIM : Internal resistance value
Then, the absolute value of the current command value (for example, I COM 0) from the model reference control unit 504 is compared with the current limit value I LMT, and the smaller one is set as the current command value (F / F term) as follows. ) I COM Output as FF.
ＩCOM０＜−ＩLMTの場合 ＩCOM ＦＦ＝−ＩLMT
−ＩLMT≦ＩCOM０≦ＩLMTの場合 ＩCOM ＦＦ＝ＩCOM０
ＩLMT<ＩCOM０の場合 ＩCOM ＦＦ＝ＩLMT
このようにすることで、電流制限値を正しく算出できることとなり、上記第１、第２の二つのケースにおける問題点を低減することができる。
When I COM 0 <-I LMT I COM FF = -I LMT
-I LMT ≤ I COM If 0 ≤ I LMT I COM FF = I COM 0
If I LMT < I COM 0 I COM FF = I LMT
By doing so, the current limit value can be calculated correctly, and the problems in the first and second cases can be reduced.
ここで、図１５は図１４と同じ条件で比較したもので、本発明（請求項６に記載の発明）によれば、実際のスロットル開度（実開度）がスロットル開度指令値（指令開度）を超えて大きくオーバーシュートすることが防止されている（図１５最上段参照）。 Here, FIG. 15 is a comparison under the same conditions as FIG. 14, and according to the present invention (the invention according to claim 6), the actual throttle opening (actual opening) is the throttle opening command value (command It is possible to prevent overshooting exceeding the opening degree) (see the uppermost stage in FIG. 15).
最終的な操作量、実際の制御量、制御対象のノミナルモデル（代表する動特性モデル）に基づいて制御対象に加わる外乱（モデル化誤差や特性変動なども含む）を推定し、外乱を相殺するように操作量を補正し、制御対象の動特性をノミナルモデルに一致させる外乱補償器が広く知られている。図６はこうした中の一つの外乱補償器２３を示している。この外乱補償器２３内には、制御対象２１が持つ入力制限の影響を外乱として補償しないように、実際の制御対象２１が持つ入力制限が入力制限部８３により予め行われている。この外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値は逆起電力推定値の影響を大きく受けるので、逆起電力の精度の良い推定および入力制限値の補正が必要である。 Estimate disturbances (including modeling errors and characteristic fluctuations) applied to the control target based on the final manipulated variable, actual control amount, and the nominal model (representative dynamic characteristic model) of the control target, and cancel the disturbance Thus, a disturbance compensator that corrects the manipulated variable and matches the dynamic characteristics of a controlled object with a nominal model is widely known. FIG. 6 shows one of these disturbance compensators 23. In the disturbance compensator 23, the input restriction unit 83 performs input restriction on the actual control target 21 in advance so that the influence of the input restriction on the control target 21 is not compensated as disturbance. Since the input limit value in the input limiting unit 83 in the disturbance compensator 23 is greatly affected by the back electromotive force estimated value, accurate estimation of the back electromotive force and correction of the input limit value are necessary.
そこで、同一次元オブザーバを用いて従来手法によりスロットル角速度ωθの推定を行い、このスロットル角速度ωθの推定値に比例させて逆起電力推定値を算出することが考えられる。 Therefore, it is conceivable to estimate the throttle angular velocity ωθ by a conventional method using the same-dimensional observer and calculate the back electromotive force estimated value in proportion to the estimated value of the throttle angular velocity ωθ.
しかしながら、上述してきたように同一次元オブザーバの従来手法を用いた場合、スロットル角速度ωθに推定誤差が生じ逆起電力推定誤差の要因となる。例えば逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも大きい場合、この逆起電力推定誤差により外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値が下がるため、外乱推定値ＩDISが実際よりも大きく算出される。この結果、電流指令値ＩCOM（操作量）が小さくなるため、図１６に示したようにスロットル開度指令値（目標値）をステップ変化させた場合にスロットル開度θ（制御量）のスロットル開度指令値（目標値）への収束時間が遅くなる（第３のケース）。 However, as described above, when the conventional one-dimensional observer method is used, an estimation error occurs in the throttle angular velocity ωθ, which causes a back electromotive force estimation error. For example, when the back electromotive force estimated value is larger than the actual back electromotive force, the back electromotive force estimation error lowers the input limit value in the input restricting unit 83 in the disturbance compensator 23, so that the disturbance estimated value I DIS is more than actual. Is also greatly calculated. As a result, the current command value I COM (operation amount) becomes small, and therefore, when the throttle opening command value (target value) is changed stepwise as shown in FIG. The convergence time to the opening command value (target value) is delayed (third case).
一方、逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも小さい場合には、外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値が上がるため、電流指令値ＩCOM（操作量）は大きくなる傾向がある。電流指令値ＩCOMが大きくなると、図示しないが今度はスロットル開度θがスロットル開度指令値を超えてオーバーシュートすることが懸念される（第４のケース）。 On the other hand, when the back electromotive force estimated value is smaller than the actual back electromotive force, the input limit value in the input limiting unit 83 in the disturbance compensator 23 increases, and thus the current command value I COM (operation amount) increases. Tend. If the current command value I COM increases, there is a concern that the throttle opening θ exceeds the throttle opening command value and overshoots (not shown) (fourth case).
これに対して本実施形態（請求項７に記載の発明）によれば、外乱を推定しこの推定した外乱がなくなるように電流指令値（ＩCOM）を補正することで制御対象２１の動特性を一定化させる外乱補償器２３を備え、同一次元オブザーバ出力であるスロットル角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出し（図３のステップ３参照）、外乱補償器２３に含まれる入力制限部８３から出力される入力制限値（電流制限値）をこの逆起電力推定値で補正する。 On the other hand, according to this embodiment (the invention described in claim 7), the disturbance is estimated, and the current command value (I COM ) is corrected so that the estimated disturbance is eliminated, so that the dynamic characteristic of the controlled object 21 is obtained. A disturbance compensator 23 for making the output constant, and an estimated back electromotive force value is calculated in proportion to a value obtained by differentiating the estimated value of the throttle angle θ, which is the same-dimensional observer output (see step 3 in FIG. 3). The input limit value (current limit value) output from the input limiter 83 included in the unit 23 is corrected with this estimated back electromotive force value.
具体的には、入力制限部５０２で使用する入力制限値（電流制限値）を逆起電力推定値で補正する方法は、図４のステップ５１、５３で説明したところと同様である。すなわち、入力制限部８３では次の式により入力制限値（電流制限値）ＩLMTを算出する。 Specifically, the method of correcting the input limit value (current limit value) used by the input limiter 502 with the back electromotive force estimated value is the same as that described in steps 51 and 53 of FIG. That is, the input limiting unit 83 calculates an input limit value (current limit value) ILMT by the following formula.
ＩLMT＝（ＶB−｜逆起電力推定値｜）／ＲSIM …（２１）
ただし、ＶB：電源電圧、
ＲSIM：内部抵抗値、
そして、電流指令値ＩCOMの絶対値と電流制限値ＩLMTとを比較し、次のようにより小さい方を電流指令値ＩCOM４として制御ブロック８１に出力する。
I LMT = (V B − | estimated counter electromotive force |) / R SIM (21)
Where V B is the power supply voltage,
R SIM : Internal resistance value
Then, the absolute value of the current command value I COM is compared with the current limit value I LMT, and the smaller one is output to the control block 81 as the current command value I COM 4 as follows.
ＩCOM＜−ＩLMTの場合 ＩCOM４＝−ＩLMT
−ＩLMT≦ＩCOM≦ＩLMTの場合 ＩCOM４＝ＩCOM
ＩLMT<ＩCOMの場合 ＩCOM４＝ＩLMT
このようにすることで、結果として外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値（電流制限値）を正しく算出できることとなり、上記第３、第４の二つのケースにおける問題点を防止することができる。
When I COM <-I LMT I COM 4 = -I LMT
-I LMT ≤ I COM ≤ I LMT I COM 4 = I COM
When I LMT < I COM I COM 4 = I LMT
As a result, the input limit value (current limit value) in the input limiter 83 in the disturbance compensator 23 can be calculated correctly as a result, and the problems in the third and fourth cases are prevented. be able to.
図１７は図１６と同じ条件で比較したもので、本実施形態（請求項７に記載の発明）によれば、スロットル開度指令値（目標値）をステップ変化させた場合にスロットル開度θ（制御量）がスロットル開度指令値（目標値）へと収束するまでの時間が短くされている。 FIG. 17 is a comparison under the same conditions as FIG. 16, and according to this embodiment (the invention according to claim 7), when the throttle opening command value (target value) is changed in steps, the throttle opening θ The time until the (control amount) converges to the throttle opening command value (target value) is shortened.
本実施形態では２次の同一次元オブザーバを設計したが、本発明手法は同一次元オブザーバの次元によらず適用することができる。 In the present embodiment, the second-order same-dimensional observer is designed, but the method of the present invention can be applied regardless of the dimensions of the same-dimensional observer.
実施形態では、回転体がスロットルバルブである場合で説明したが、これに限られるものでない。 In the embodiment, the case where the rotating body is a throttle valve has been described, but the present invention is not limited to this.
１ スロットルアクチュエータ
１Ａ スロットルバルブ（回転体）
１Ｆ 直流モータ
２ スロットル開度センサ
４ スロットルバルブ位置決めコントローラ
２３ 外乱補償器
３１、３１’ 制御対象モデル
３２、３２’ 同一次元オブザーバ
８３ 入力制限部
５０１ フィードフォワード補償器
５０２ 入力制限部
1 Throttle actuator 1A Throttle valve (rotating body)
1F DC motor 2 Throttle opening sensor 4 Throttle valve positioning controller 23 Disturbance compensator 31, 31 ′ Control target model 32, 32 ′ Same-dimensional observer 83 Input limiting unit 501 Feed forward compensator 502 Input limiting unit
Claims (7)
状態変数ｘ2の推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数であるｘ2の推定値ではなく、前記状態変数ｘ1の推定値を微分した値を用いることを特徴とする状態量推定装置。 A state equation of a one-dimensional observer designed based on a control target model that models a control target whose input is u and output is y,
As an estimate of the state variables x 2, rather than the estimated value of x 2 is the same one-dimensional observer internal variables, the state quantity estimation apparatus which is characterized by using a value obtained by differentiating the estimated value of the state variable x 1.
前記回転角速度ωθの推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定値ではなく、前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値を用いることを特徴とする角速度推定装置。 A state equation of a one-dimensional observer designed based on a control target model that models a control target whose input is u and output is y,
As the estimated value of the rotational angular velocity ωθ, a value obtained by differentiating the estimated value of the rotational angle θ that is the same-dimensional observer output is used instead of the estimated value of the rotational angular velocity ωθ that is a variable inside the same-dimensional observer. Angular velocity estimation device.
前記制御対象モデルの出力である回転角度θを目標値に一致させるための電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
この電流指令値を前記逆起電力の推定値で補正してデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出手段と、
このデューティ指令値で前記直流モータに流れる電流値を制御する制御手段と
を有することを特徴とする請求項３または４に記載の角速度推定装置。 Back electromotive force estimated value calculating means for calculating an estimated value of back electromotive force in proportion to a value obtained by differentiating an estimated value of the rotation angle θ that is the same-dimensional observer output;
Current command value calculation means for calculating a current command value for making the rotation angle θ, which is an output of the controlled object model, coincide with a target value;
Duty command value calculating means for correcting the current command value with the estimated value of the back electromotive force and calculating a duty command value;
The angular velocity estimation device according to claim 3, further comprising: a control unit that controls a value of a current flowing through the DC motor with the duty command value.
前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出する逆起電力推定値算出手段と、
このフィードフォワード補償器内の入力制限部で使用する入力制限値を前記逆起電力の推定値で補正する入力制限値補正手段と
を有することを特徴とする請求項３または４に記載の角速度推定装置。 Provided with a feedforward compensator that performs feedback control on a controlled object model having an input limiting unit and performs simulation so that the model output matches the target rotation angle and uses the input or output of the input limiting unit as a current command value,
Back electromotive force estimated value calculating means for calculating a back electromotive force estimated value in proportion to a value obtained by differentiating the estimated value of the rotation angle θ that is the same-dimensional observer output;
5. The angular velocity estimation according to claim 3, further comprising: an input limit value correcting unit that corrects an input limit value used in an input limit unit in the feedforward compensator with the estimated value of the back electromotive force. apparatus.
前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出する逆起電力推定値算出手段と、
前記外乱補償器に含まれる入力制限部から出力される入力制限値を前記逆起電力の推定値で補正する入力制限値補正手段と
を有することを特徴とする請求項３または４に記載の角速度推定装置。 A disturbance compensator that stabilizes the dynamic characteristics of the controlled object by correcting the current command value so that the estimated disturbance is eliminated and the estimated disturbance is eliminated,
Back electromotive force estimated value calculating means for calculating a back electromotive force estimated value in proportion to a value obtained by differentiating the estimated value of the rotation angle θ that is the same-dimensional observer output;
The angular velocity according to claim 3, further comprising: an input limit value correcting unit that corrects an input limit value output from an input limiter included in the disturbance compensator with the estimated value of the back electromotive force. Estimating device.
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