JP2008125281A

JP2008125281A - Power converter system

Info

Publication number: JP2008125281A
Application number: JP2006307943A
Authority: JP
Inventors: Shigetoshi Higaki; 成敏檜垣
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Consumer Marketing Corp; Toshiba Fuel Cell Power Systems Corp; Toshiba Home Appliances Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Consumer Marketing Corp; Toshiba Lifestyle Products and Services Corp; Toshiba Energy Systems and Solutions Corp
Priority date: 2006-11-14
Filing date: 2006-11-14
Publication date: 2008-05-29
Anticipated expiration: 2026-11-14
Also published as: JP4791938B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power converter system which reduces the number of external wirings when connected to a single-phase three-wire system distribution line. <P>SOLUTION: A housing 28 of the power converter system 41 is grounded, and a negative side terminal of DC power supply 42 and a reference potential 0 V of a signal processed in the converter are connected to the housing 28. Voltage detection circuits 43, 44 detect a voltage between two voltage lines L1, L2 of the single-phase three-wire system distribution line 26 and the reference potential 0 V. A system abnormality supervisory circuit 45 judges whether an abnormality is generated at the distribution line 26 based on detected voltages VL1, VL2, then controls opening/closing of an on-off switch 25, and controls an operation of an inverter circuit 20, according to its judged state. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は直流電源より供給される電力を変換して生成した交流電力を、単相３線式配電線路に供給するための電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter for supplying AC power generated by converting power supplied from a DC power source to a single-phase three-wire distribution line.

図７は、従来の電力変換装置の一構成例を示すものである。直流電源１の両端には、４つのスイッチング素子（例えば、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴなど）２〜５をブリッジ接続して構成された単相インバータ回路６が接続されており、単相インバータ回路６の出力端子には、高周波トランス７の一次側巻線７ａが接続されている。高周波トランス７の二次側巻線７ｂには、４つのダイオード８〜１１で構成される整流回路１２が接続されており、その整流回路１２の直流出力端子には、平滑作用をなすリアクトル１３及びコンデンサ１４の直列回路が接続されている。
以上の構成において、直流電源１を除いたものが絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１５を構成している。絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１５は、コンデンサ１４の端子電圧である直流出力電圧ＶＤＣを図示しない制御回路が検出し、その値が所定の電圧値となるようにインバータ回路６をスイッチング制御するものである。 FIG. 7 shows a configuration example of a conventional power converter. Connected to both ends of the DC power supply 1 is a single-phase inverter circuit 6 configured by bridge-connecting four switching elements (for example, N-channel power MOSFETs) 2 to 5, and outputs from the single-phase inverter circuit 6. The primary winding 7a of the high frequency transformer 7 is connected to the terminal. A rectifier circuit 12 composed of four diodes 8 to 11 is connected to the secondary winding 7b of the high-frequency transformer 7, and a direct current output terminal of the rectifier circuit 12 has a reactor 13 and a smoothing action. A series circuit of a capacitor 14 is connected.
In the above configuration, the DC power source 1 except for the DC power source 1 constitutes the insulated DC / DC converter 15. The insulation type DC / DC converter 15 detects a DC output voltage VDC which is a terminal voltage of the capacitor 14 by a control circuit (not shown), and performs switching control of the inverter circuit 6 so that the value becomes a predetermined voltage value. is there.

コンデンサ１４の両端には、インバータ回路６と同様に、４つのスイッチング素子１６〜１９で構成される単相インバータ回路２０が接続されており、インバータ回路２０の出力端子には、リアクトル２１，２２及びコンデンサ２３よりなるフィルタ回路２４と、開閉スイッチ２５とが接続されている。そして、開閉スイッチ２５には、単相３線式配電線路２６の電圧線Ｌ１，Ｌ２が接続されている。以上の構成において、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１５，単相インバータ回路２０，フィルタ回路２４及び開閉スイッチ２５を備えたものが、電力変換装置２７を構成している。
そして、インバータ回路２０は、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１５より与えられる直流出力電圧ＶＤＣに基づいて、配電線路２６の２００Ｖ（Ｌ１−Ｌ２間）交流電源に、電圧並びに電流位相が一致する正弦波を生成して出力するよう、図示しない制御回路によってスイッチング制御される。 Similar to the inverter circuit 6, a single-phase inverter circuit 20 including four switching elements 16 to 19 is connected to both ends of the capacitor 14. Reactors 21, 22, and reactors are connected to output terminals of the inverter circuit 20. A filter circuit 24 composed of a capacitor 23 and an open / close switch 25 are connected. The open / close switch 25 is connected to the voltage lines L 1 and L 2 of the single-phase three-wire distribution line 26. In the above configuration, the device including the insulation type DC / DC converter 15, the single-phase inverter circuit 20, the filter circuit 24, and the open / close switch 25 constitutes the power conversion device 27.
Then, the inverter circuit 20 is a sine wave whose voltage and current phase match the 200 V (between L1 and L2) AC power supply of the distribution line 26 based on the DC output voltage VDC supplied from the insulation type DC / DC converter 15. Is controlled by a control circuit (not shown) so as to generate and output.

また、配電線路２６の中性線Ｎは、電力変換装置２７の筐体２８の内部に引き込まれている。そして、配電線路２６のＬ１−Ｎ間電圧，Ｌ２−Ｎ間電圧は、絶縁トランス２９，３０を介して系統異常監視回路３１が監視するようになっている。そして、系統異常監視回路３１は、上記の各線間電圧に基づき、配電線路２６に電圧や周波数の異常が発生したと判断すると、インバータ回路２０に対してゲートブロック信号ＧＢを出力してスイッチング制御を停止させる。また、上記ゲートブロック信号ＧＢは、開閉スイッチ２５に対する開指令信号として与えられることで、開閉スイッチ２５が開き、電力変換装置２７と配電線路２６とを切り離すように動作する。 Further, the neutral line N of the distribution line 26 is drawn into the housing 28 of the power conversion device 27. And the system abnormality monitoring circuit 31 monitors the voltage between L1-N of the distribution line 26, and the voltage between L2-N via the insulation transformers 29 and 30. As shown in FIG. When the system abnormality monitoring circuit 31 determines that a voltage or frequency abnormality has occurred in the distribution line 26 based on each of the above line voltages, it outputs a gate block signal GB to the inverter circuit 20 to perform switching control. Stop. Also, the gate block signal GB is given as an open command signal to the open / close switch 25, so that the open / close switch 25 is opened and the power converter 27 and the distribution line 26 are disconnected.

また、特許文献１，２には、上記構成に類似する技術として、太陽電池や燃料電池が生成出力した直流電源をインバータ回路を介して交流電源に変換し、商用電力系統に出力する構成が開示されている。
特許第３１８０９９１号公報特開平９−２７１１４１号公報 Patent Documents 1 and 2 disclose, as a technique similar to the above configuration, a configuration in which a DC power generated and output by a solar cell or a fuel cell is converted into an AC power via an inverter circuit and output to a commercial power system. Has been.
Japanese Patent No. 3180991 JP-A-9-271141

従来の電力変換装置２７では、系統異常監視回路３１が配電線路２６のＬ１−Ｎ間電圧，Ｌ２−Ｎ間電圧（１００Ｖ）を監視するために、配電線路２６の電圧線Ｌ１，Ｌ２並びに中性線Ｎを合わせた３本の外部配線を、筐体２８の内部に引き込んでいる。また、筐体２８は通常接地されるため、その接地配線も加えると外部配線数は４本となる。そして、Ｌ１，Ｌ２，Ｎの３線については、内部配線をトランス２９，３０や系統異常監視回路３１が搭載されている回路基板まで引き回し、当該基板上では、それら３線に対応した配線パターンを配置する必要がある。 In the conventional power converter 27, in order for the system abnormality monitoring circuit 31 to monitor the voltage between L1-N and the voltage between L2-N (100V) of the distribution line 26, the voltage lines L1, L2 of the distribution line 26 and the neutrality. Three external wires including the line N are drawn into the housing 28. Further, since the casing 28 is normally grounded, the number of external wirings becomes four when the grounding wiring is added. For the three lines L1, L2, and N, the internal wiring is routed to the circuit board on which the transformers 29 and 30 and the system abnormality monitoring circuit 31 are mounted, and wiring patterns corresponding to these three lines are formed on the board. Need to be placed.

そのため、回路基板が大型化したり、端子台やコネクタピンなどの部品が増加することになり、材料費，製造工数が増大してコストアップを招来している。また、電力変換装置２７を設置する際の外線工事についても、配線数が多く材料費や工事費が増加することになる。加えて、配電線路２６の３線間電圧については、１００Ｖと２００Ｖとが混在しているため、接続ミスが発生するリスクが潜在している、といった問題がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、単相３線式配電線路と接続する場合の外部配線数を削減できる電力変換装置を提供することにある。 For this reason, the circuit board is increased in size and the number of parts such as terminal blocks and connector pins is increased, resulting in an increase in material costs and manufacturing man-hours, resulting in an increase in cost. In addition, the outside line work for installing the power conversion device 27 also requires a large number of wires and increases material costs and construction costs. In addition, as for the voltage between the three lines of the distribution line 26, there is a problem that there is a risk that a connection error occurs because 100V and 200V are mixed.
This invention is made | formed in view of the said situation, The objective is to provide the power converter device which can reduce the number of external wirings in the case of connecting with a single phase 3 wire type distribution line.

上記目的を達成するため、本発明の電力変換装置は、直流電源より供給される電力を所定電圧の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器と、この絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器により変換された直流電力を商用電源周波数の交流電力に変換する単相インバータ回路とを筐体内に備え、前記交流電力を単相３線式配電線路に供給する電力変換装置において、
前記筐体を接地すると共に、前記直流電源の負側端子と、前記装置内で取り扱う信号の基準電位とを前記筐体に接続し、
前記単相インバータ回路の出力端子と、前記単相３線式配電線路の２つの電圧線との間に配置される開閉スイッチと、
前記単相３線式配電線路の２つの電圧線の夫々と、前記基準電位との間の電圧を検出する第１，第２電圧検出回路と、
これらの電圧検出回路の検出結果に基づいて前記配電線路に異常が発生したか否かを判定し、その判定状況に応じて前記開閉スイッチの開閉制御、並びに前記単相インバータ回路の運転制御を行う制御回路とを備えてなることを特徴とする。 In order to achieve the above object, an electric power conversion apparatus according to the present invention includes an isolated DC / DC converter that converts electric power supplied from a DC power source into DC power of a predetermined voltage, and conversion by the isolated DC / DC converter. A single-phase inverter circuit for converting the direct-current power into alternating-current power of commercial power frequency in a housing, and supplying the alternating-current power to a single-phase three-wire distribution line,
Grounding the housing, and connecting the negative terminal of the DC power source and a reference potential of a signal handled in the device to the housing,
An open / close switch disposed between the output terminal of the single-phase inverter circuit and two voltage lines of the single-phase three-wire distribution line;
First and second voltage detection circuits for detecting a voltage between each of the two voltage lines of the single-phase three-wire distribution line and the reference potential;
Based on the detection results of these voltage detection circuits, it is determined whether or not an abnormality has occurred in the distribution line, and the open / close control of the open / close switch and the operation control of the single-phase inverter circuit are performed according to the determination status. And a control circuit.

即ち、一般に、単相３線式配電線路の中性線は接地されているので、電力変換装置の筐体を設置すれば、筐体の電位と中性線電位とは略等しいはずである。そして、電力変換装置の内部で取り扱う信号の基準電位を筐体に接続すれば、その基準電位は中性点電位に略等しくなる。従って、第１，第２電圧検出回路が、単相３線式配電線路の２つの電圧線の夫々と基準電位との間の電圧を検出すれば、夫々の検出電圧は、単相３線式配電線路の中性線を基準とする線間電圧に等しくなる。よって、従来構成とは異なり、電力変換装置の筐体内部に中性線を引き込む必要がなくなる。 That is, in general, the neutral line of the single-phase three-wire distribution line is grounded, and therefore, if the casing of the power converter is installed, the potential of the casing and the neutral line potential should be substantially equal. And if the reference potential of the signal handled inside the power converter is connected to the casing, the reference potential becomes substantially equal to the neutral point potential. Therefore, if the first and second voltage detection circuits detect the voltage between each of the two voltage lines of the single-phase three-wire distribution line and the reference potential, each detection voltage is a single-phase three-wire type. It becomes equal to the line voltage on the basis of the neutral line of the distribution line. Therefore, unlike the conventional configuration, there is no need to draw a neutral wire inside the casing of the power converter.

本発明の電力変換装置によれば、単相３線式配電線路の中性線を接続する必要がないので外部配線が不要となり、材料費や工事費を低減することができる。また、それに伴い装置内部における配線も不要となるので、回路基板が大型化したり、端子台やコネクタピンなどの部品を削減してコストアップを抑制できる。そして、電力変換装置には、単相３線式配電線路の２本の電圧線を接続するだけなので、その線間電圧は２００Ｖのみとなり、接続ミスが発生することもない。 According to the power conversion device of the present invention, since there is no need to connect a neutral wire of a single-phase three-wire distribution line, external wiring becomes unnecessary, and material costs and construction costs can be reduced. In addition, the wiring inside the apparatus is also unnecessary, so that the circuit board can be increased in size, and parts such as terminal blocks and connector pins can be reduced to suppress an increase in cost. And since only two voltage lines of a single-phase three-wire type distribution line are connected to a power converter, the line voltage becomes only 200V and a connection mistake does not occur.

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図３を参照して説明する。尚、図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。本実施例の電力変換装置４１では、例えば、燃料電池で構成される直流電源４２の負側端子を筐体２８（端子Ｅ）に接続している。また、トランス２９，３０は削除されており、それらに替えて、電圧検出回路（第１，第２電圧検出回路）４３，４４が配置されている。更に、電力変換装置４１の内部で取り扱う信号の基準電位０Ｖも筐体２８に接続されており、その基準電位は接地電位に等しくなっている。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 that are the same as those in FIG. 7 are assigned the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted. Only different parts will be described below. In the power conversion device 41 of the present embodiment, for example, the negative terminal of the DC power source 42 constituted by a fuel cell is connected to the casing 28 (terminal E). Further, the transformers 29 and 30 are omitted, and voltage detection circuits (first and second voltage detection circuits) 43 and 44 are arranged instead of them. Further, a reference potential 0V of a signal handled inside the power conversion device 41 is also connected to the housing 28, and the reference potential is equal to the ground potential.

電圧検出回路４３，４４は、夫々配電線路２６の電圧線Ｌ１，Ｌ２と基準電位０Ｖとの間の電圧を検出して、系統異常監視回路（制御回路）４５に出力するようになっている。そして、従来構成とは異なり、配電線路２６の中性線Ｎは電力変換装置４１に対して接続されていない。インバータ制御回路４６は、インバータ回路２０のスイッチング制御を行うもので、各スイッチング素子１６〜１９に対してスイッチング制御信号（ゲート信号）を出力するようになっている。そして、系統異常監視回路４５は、インバータ制御回路４６に対してゲートブロック信号ＧＢを出力すると共に、商用交流電源に同期した正弦波信号を内部で生成して出力する。インバータ制御回路４６は、その同期正弦波信号を電流位相基準としてインバータ回路２０のスイッチング制御を行うようになっている。 The voltage detection circuits 43 and 44 detect voltages between the voltage lines L1 and L2 of the distribution line 26 and the reference potential 0 V, respectively, and output them to the system abnormality monitoring circuit (control circuit) 45. Unlike the conventional configuration, the neutral line N of the distribution line 26 is not connected to the power converter 41. The inverter control circuit 46 performs switching control of the inverter circuit 20 and outputs a switching control signal (gate signal) to each of the switching elements 16 to 19. The system abnormality monitoring circuit 45 outputs a gate block signal GB to the inverter control circuit 46 and internally generates and outputs a sine wave signal synchronized with the commercial AC power supply. The inverter control circuit 46 performs switching control of the inverter circuit 20 using the synchronous sine wave signal as a current phase reference.

図２は、電圧検出回路４３，４４の具体構成例を示すものであり、これらは反転増幅回路として構成されている。即ち、オペアンプ４７の非反転入力端子は基準電位０Ｖに接続されており、反転入力端子には抵抗素子４８を介して電圧線Ｌ１又はＬ２が接続されている。そして、上記反転入力端子とオペアンプ４７の出力端子との間には、抵抗素子４９が接続されており、オペアンプ４７の出力電圧が、検出電圧ＶＬ１又はＶＬ２となる。 FIG. 2 shows a specific configuration example of the voltage detection circuits 43 and 44, which are configured as an inverting amplifier circuit. That is, the non-inverting input terminal of the operational amplifier 47 is connected to the reference potential 0 V, and the voltage line L1 or L2 is connected to the inverting input terminal via the resistance element 48. A resistance element 49 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 47, and the output voltage of the operational amplifier 47 becomes the detection voltage VL1 or VL2.

図３は、系統異常監視回路４５の内部構成を一部のみ示すものである。電圧検出回路４３，４４より出力される検出電圧ＶＬ１，ＶＬ２は減算器５１に与えられ、差分電圧（ＶＬ１−ＶＬ２）がゼロクロス検知回路５２に出力される。差分電圧（ＶＬ１−ＶＬ２）は、２００Ｖ振幅の交流電圧となり、ゼロクロス検知回路５２は、その交流電圧のゼロクロスタイミングを検知し、矩形波信号をＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路５３並びに周期検知カウンタ５４に出力する。 FIG. 3 shows only a part of the internal configuration of the system abnormality monitoring circuit 45. The detection voltages VL1 and VL2 output from the voltage detection circuits 43 and 44 are given to the subtractor 51, and the differential voltage (VL1-VL2) is output to the zero cross detection circuit 52. The differential voltage (VL1-VL2) becomes an AC voltage with an amplitude of 200 V, and the zero cross detection circuit 52 detects the zero cross timing of the AC voltage, and sends a rectangular wave signal to a PLL (Phase Locked Loop) circuit 53 and a period detection counter 54. Output.

ＰＬＬ回路５３は、その矩形波信号に基づいて商用交流電源の周波数に同期した正弦波信号を生成し、上述のように制御回路４６に出力する。また、周期検知カウンタ５４は、同じ矩形波信号の例えば立上がりエッジの出力間隔をカウントすることで、商用交流電源の周波数信号を生成し、その周波数信号に基づいて配電線路２６の周波数異常を検知するようになっている。即ち、系統異常監視回路４５は、検出電圧ＶＬ１，ＶＬ２が所定の電圧範囲を逸脱した状態が所定時間継続した場合や、上記周波数信号が所定の周波数範囲を逸脱した状態が所定時間継続した場合に系統異常を判定する。 The PLL circuit 53 generates a sine wave signal synchronized with the frequency of the commercial AC power supply based on the rectangular wave signal, and outputs it to the control circuit 46 as described above. The cycle detection counter 54 counts, for example, the output interval of rising edges of the same rectangular wave signal, thereby generating a frequency signal of the commercial AC power supply, and detects a frequency abnormality of the distribution line 26 based on the frequency signal. It is like that. That is, the system abnormality monitoring circuit 45 is used when the detection voltages VL1 and VL2 deviate from the predetermined voltage range for a predetermined time or when the frequency signal deviates from the predetermined frequency range for a predetermined time. Determine the system abnormality.

次に、本実施例の作用について説明する。配電線路２６の中性線Ｎが接地されている状態の電位をＧＮＤとし、電力変換装置４１の筐体が接地されている状態の電位をＧＮＤ１とすると、基本的に接地間電位差は無いと考えられる（ＧＮＤ≒ＧＮＤ１）。従って、電圧検出回路４３，４４による検出電圧ＶＬ１，ＶＬ２は、
ＶＬ１＝Ｌ１−０Ｖ＝Ｌ１−ＧＮＤ１≒Ｌ１−ＧＮＤ＝Ｌ１−Ｎ …（１）
ＶＬ２＝Ｌ２−０Ｖ＝Ｌ２−ＧＮＤ１≒Ｌ２−ＧＮＤ＝Ｌ２−Ｎ …（２）
となり、結果として、配電線路２６の中性線Ｎを基準とする線間電圧に等しくなっている。従って、従来構成とは異なり、電力変換装置４１に対し、敢えて中性線Ｎを接続せずとも、線間電圧Ｌ１−Ｎ，Ｌ２−Ｎの検出が可能となっている。 Next, the operation of this embodiment will be described. If the potential when the neutral line N of the distribution line 26 is grounded is GND and the potential when the casing of the power converter 41 is grounded is GND1, basically there is no potential difference between grounds. (GND≈GND1). Therefore, the detection voltages VL1 and VL2 detected by the voltage detection circuits 43 and 44 are
VL1 = L1-0V = L1-GND1≈L1-GND = L1-N (1)
VL2 = L2-0V = L2-GND1≈L2-GND = L2-N (2)
As a result, it is equal to the line voltage with reference to the neutral line N of the distribution line 26. Therefore, unlike the conventional configuration, it is possible to detect the line voltages L1-N and L2-N without connecting the neutral line N to the power converter 41.

また、電圧検出回路４３，４４より与えられる検出電圧ＶＬ１，ＶＬ２は上記（１），（２）式で表されるが、配電線路２６の線間電圧Ｌ１−Ｎ，Ｌ２−Ｎは、厳密には下式のように表される。
Ｌ１−Ｎ＝（Ｎ−ＧＮＤ）＋（ＧＮＤ−ＧＮＤ１）＋（Ｌ１−ＧＮＤ１） …（３）
Ｌ２−Ｎ＝（Ｎ−ＧＮＤ）＋（ＧＮＤ−ＧＮＤ１）＋（Ｌ２−ＧＮＤ１） …（４）
そして、Ｎ−ＧＮＤ≒０，ＧＮＤ−ＧＮＤ１≒０，であるから、その結果として、上記（１），（２）式が成り立っている。 The detection voltages VL1 and VL2 given from the voltage detection circuits 43 and 44 are expressed by the above equations (1) and (2), but the line voltages L1-N and L2-N of the distribution line 26 are strictly Is expressed as follows:
L1-N = (N-GND) + (GND-GND1) + (L1-GND1) (3)
L2-N = (N-GND) + (GND-GND1) + (L2-GND1) (4)
Since N-GND≈0 and GND-GND1≈0, the above expressions (1) and (2) hold as a result.

ところで、系統電圧保護を行う場合は、一般に、ＶＬ１，ＶＬ２について１サイクル期間内で複数回サンプリングを行い平均値処理を施すことで、ノイズ等の影響による一過性のＮ−ＧＮＤ間電圧変動や、ＧＮＤ−ＧＮＤ１間電圧変動の影響を低減することは容易である。
そして、系統異常監視回路４５は、上述のように、ゼロクロス検知回路５２により電源の位相基準を検出し、周期検知カウンタ５４によって出力される電源周波数を検出している。この場合、検出電圧ＶＬ１又はＶＬ２を検出対象にすることを想定すると、上記Ｎ−ＧＮＤ間電圧やＧＮＤ−ＧＮＤ１間電圧に一過性変動が生じればその影響をそのまま受けてしまうため、検出精度が低下することが考えられる。 By the way, when system voltage protection is performed, in general, by sampling a plurality of times in one cycle period for VL1 and VL2, and performing an average value process, transient voltage fluctuations between N-GND due to the influence of noise or the like It is easy to reduce the influence of voltage fluctuation between GND and GND1.
As described above, the system abnormality monitoring circuit 45 detects the phase reference of the power supply by the zero cross detection circuit 52 and detects the power supply frequency output by the cycle detection counter 54. In this case, assuming that the detection voltage VL1 or VL2 is a detection target, if a transient change occurs in the voltage between the N-GND and the voltage between the GND and the GND1, the influence is directly affected. Is considered to be reduced.

しかし、本実施例では、Ｌ１−Ｌ２間の２００Ｖ電圧を検出対象としている。即ち、
Ｌ１−Ｌ２＝（Ｌ１−Ｎ）−（Ｌ２−Ｎ）
＝（Ｎ−ＧＮＤ）＋（ＧＮＤ−ＧＮＤ１）＋（Ｌ１−ＧＮＤ１）
−｛（Ｎ−ＧＮＤ）＋（ＧＮＤ−ＧＮＤ１）＋（Ｌ２−ＧＮＤ１）｝
＝（Ｌ１−ＧＮＤ１）−（Ｌ２−ＧＮＤ１）
＝ＶＬ１−ＶＬ２ …（５）
である。従って、検出電圧ＶＬ１，ＶＬ２の差分を対象として電源位相や周波数を検出することで、Ｎ−ＧＮＤ間電圧やＧＮＤ−ＧＮＤ１間電圧の変動の影響が低減されている。 However, in this embodiment, the 200V voltage between L1 and L2 is a detection target. That is,
L1-L2 = (L1-N)-(L2-N)
= (N-GND) + (GND-GND1) + (L1-GND1)
− {(N−GND) + (GND−GND1) + (L2−GND1)}
= (L1-GND1)-(L2-GND1)
= VL1-VL2 (5)
It is. Therefore, the influence of fluctuations in the voltage between N-GND and the voltage between GND-GND1 is reduced by detecting the power supply phase and frequency for the difference between the detection voltages VL1, VL2.

以上のように本実施例によれば、電力変換装置４１の筐体２８を接地すると共に、直流電源４１の負側端子と、装置内で取扱う信号の基準電位０Ｖも筐体２８に接続し、電圧検出回路４３，４４は、単相３線式配電線路２６の２つの電圧線Ｌ１，Ｌ２と基準電位０Ｖとの間の電圧を検出する。そして、系統異常監視回路４５は、検出電圧ＶＬ１，ＶＬ２に基づいて配電線路２６に異常が発生したか否かを判定し、その判定状況に応じて開閉スイッチ２５の開閉制御、並びにインバータ回路２０の運転制御を行うようにした。 As described above, according to the present embodiment, the casing 28 of the power converter 41 is grounded, and the negative terminal of the DC power supply 41 and the reference potential 0 V of the signal handled in the apparatus are also connected to the casing 28. The voltage detection circuits 43 and 44 detect a voltage between the two voltage lines L1 and L2 of the single-phase three-wire distribution line 26 and the reference potential 0V. Then, the system abnormality monitoring circuit 45 determines whether an abnormality has occurred in the distribution line 26 based on the detection voltages VL1 and VL2, and controls the opening / closing of the open / close switch 25 and the inverter circuit 20 according to the determination status. Operation control was performed.

従って、電力変換装置４１に中性線Ｎを接続する必要がないので、その分の外部配線が不要となり、材料費や工事費を低減することができる。また、それに伴い装置４１の内部における配線も不要となるので、回路基板が大型化したり、端子台やコネクタピンなどの部品を削減してコストアップを抑制できる。そして、電力変換装置４１には、配電線路２６の２本の電圧線Ｌ１，Ｌ２を接続するだけなので、その線間電圧は２００Ｖのみとなり、接続ミスが発生することもなくなる。 Therefore, there is no need to connect the neutral wire N to the power converter 41, so that no external wiring is required, and material costs and construction costs can be reduced. In addition, the wiring inside the device 41 is not necessary, so that the circuit board can be increased in size, and parts such as terminal blocks and connector pins can be reduced to suppress an increase in cost. And since only the two voltage lines L1 and L2 of the distribution line 26 are connected to the power converter 41, the voltage between the lines is only 200V, and no connection error occurs.

また、電圧検出回路４３，４４は、反転増幅回路などにより簡単に構成できるので、従来構成のような絶縁トランス２９，３０や、高価な絶縁アンプなどを用いる必要がなく、更に低コスト化を図ることができる。
また、（１）配電線路２６側の中性線Ｎの接地状態が異常となった場合や、（２）電力変換装置４１側の筐体２８の接地が不十分となった場合を想定すると、従来構成では、Ｌ１−Ｎ間電圧，Ｌ２−Ｎ間電圧を直接監視しているので、系統異常を検出することはできない。これに対して、本実施例によれば、上記（１），（２）のケースでは、ＧＮＤ＝ＧＮＤ１の状態からＧＮＤ≠ＧＮＤ１の状態に変化するので、その結果、検出電圧ＶＬ１若しくはＶＬ２が異常となる。従って、何等追加回路を設けることなく、接地系の異常についても検出することができる。 In addition, since the voltage detection circuits 43 and 44 can be easily configured by an inverting amplifier circuit or the like, it is not necessary to use the isolation transformers 29 and 30 as in the conventional configuration, an expensive isolation amplifier or the like, and further cost reduction is achieved. be able to.
In addition, assuming that (1) the grounding state of the neutral wire N on the distribution line 26 side becomes abnormal or (2) the grounding of the casing 28 on the power converter 41 side is insufficient, In the conventional configuration, since the voltage between L1 and N2 and the voltage between L2 and N are directly monitored, a system abnormality cannot be detected. On the other hand, according to the present embodiment, in the cases (1) and (2), the state changes from GND = GND1 to GND ≠ GND1, and as a result, the detection voltage VL1 or VL2 is abnormal. It becomes. Therefore, it is possible to detect an abnormality in the grounding system without providing any additional circuit.

更に、本実施例によれば、系統異常監視回路４５は、電圧検出回路４３，４４により夫々検出される電圧ＶＬ１，ＶＬ２の差分電圧波形に基づいて、インバータ回路２０を運転制御する電流位相基準を生成すると共に、配電線路２６について周波数異常判定を行うので、Ｎ−ＧＮＤ間電圧やＧＮＤ−ＧＮＤ１間電圧の変動の影響を低減し、より高い精度で判定を行うことができる。 Furthermore, according to the present embodiment, the system abnormality monitoring circuit 45 determines the current phase reference for controlling the operation of the inverter circuit 20 based on the differential voltage waveforms of the voltages VL1 and VL2 detected by the voltage detection circuits 43 and 44, respectively. Since the frequency abnormality determination is performed on the distribution line 26, the influence of fluctuations in the N-GND voltage and the GND-GND1 voltage can be reduced, and determination can be performed with higher accuracy.

また、本実施例では、直流電源４２を燃料電池とした。一般に、燃料電池の負極側は接地が要求されるので、本発明の電力変換装置４１の適用が有効である。また、燃料電池の制御には、流量計や熱電対などの測定器が必要であり、それらが検出する微小なレベルの信号を取り扱うようになっている。そして、制御信号の基準電圧０Ｖが筐体２８の接地電位となっているので、燃料電池内部において取り扱う微弱な信号についても、ノイズ等の影響を軽減することができる。
加えて、燃料電池は今後普及が進むことが想定されており、燃料電池が発電した電力が単相３線式配電線路２６側に送出される場合が多くなると考えられる。そして、本発明の電力変換装置４１によれば中性線Ｎの配線接続が不要となるので、燃料電池の普及が進んだ場合でも、銅材等の限りある資源の消費を抑制することが可能となる。 In this embodiment, the DC power source 42 is a fuel cell. In general, since the negative electrode side of the fuel cell is required to be grounded, the application of the power conversion device 41 of the present invention is effective. In addition, a control device such as a flow meter or a thermocouple is required for controlling the fuel cell, and handles minute level signals detected by them. Since the reference voltage 0V of the control signal is the ground potential of the housing 28, the influence of noise or the like can be reduced even for a weak signal handled inside the fuel cell.
In addition, it is assumed that fuel cells will spread in the future, and it is considered that the power generated by the fuel cells is often sent to the single-phase three-wire distribution line 26 side. Further, according to the power conversion device 41 of the present invention, the wiring connection of the neutral wire N is not necessary, so that it is possible to suppress the consumption of limited resources such as copper materials even when the spread of fuel cells is advanced. It becomes.

更にまた、本実施例によれば、電力変換装置４１本体の電源をＯＮ／ＯＦＦするためのブレーカ若しくはパワースイッチに、２極構成のものを使用することができる。そして、ＥＭＩ（Electro-Magnetic Interference）フィルタが必要である場合でも、同様に２極構成のものを使用できる。更に、サージアブソーバを接続する場合を想定すると、従来の３線＋ＧＮＤの場合は最大で６素子が必要であるが、電力変換装置４１のように２線＋ＧＮＤの場合は最大３個となるので、１／２に削減することができる。 Furthermore, according to the present embodiment, a breaker or a power switch for turning on / off the power of the main body of the power converter 41 can be a two-pole configuration. Even when an EMI (Electro-Magnetic Interference) filter is required, a two-pole configuration can be used. Furthermore, assuming a case where a surge absorber is connected, a maximum of 6 elements are required in the case of the conventional 3-wire + GND, but a maximum of 3 in the case of 2-wire + GND like the power converter 41. It can be reduced to 1/2.

（第２実施例）
図４は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施例の電力変換装置６１は、第１実施例の電力変換装置４１に差動増幅回路６２を加えて構成されている。その差動増幅回路６２の各入力端子はコンデンサ１４の両端に接続されており、差動増幅回路６２は、コンデンサ１４の両端電圧の差分に基づいて直流電圧信号ＶＤＣを出力する。その直流電圧信号ＶＤＣは、図示しないインバータ回路６のスイッチング制御回路に与えられる。 (Second embodiment)
FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention. The same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Hereinafter, different parts will be described. The power conversion device 61 of the second embodiment is configured by adding a differential amplifier circuit 62 to the power conversion device 41 of the first embodiment. Each input terminal of the differential amplifier circuit 62 is connected to both ends of the capacitor 14, and the differential amplifier circuit 62 outputs a DC voltage signal VDC based on the difference between the voltages at both ends of the capacitor 14. The DC voltage signal VDC is supplied to a switching control circuit of the inverter circuit 6 (not shown).

次に、第２実施例の作用について説明する。差動増幅回路６２によって出力される直流電圧信号ＶＤＣは、コンデンサ１４の正側端子電圧，負側端子電圧を夫々ＤＣＰ，ＤＣＮとすると次式によって表される。 Next, the operation of the second embodiment will be described. The DC voltage signal VDC output by the differential amplifier circuit 62 is expressed by the following equations when the positive terminal voltage and the negative terminal voltage of the capacitor 14 are DCP and DCN, respectively.

ＶＤＣ＝ＤＣＰ−ＤＣＮ
＝（ＤＣＰ−０Ｖ）−（ＤＣＮ−０Ｖ）
＝（ＤＣＰ−ＧＮＤ１）−（ＤＣＮ−ＧＮＤ１） …（６）
従って、第２実施例によれば、高価な絶縁アンプ等を使用することなく、コンデンサ１４の端子電圧に比例した直流電圧信号ＶＤＣを得ることができる。 VDC = DCP-DCN
= (DCP-0V)-(DCN-0V)
= (DCP-GND1)-(DCN-GND1) (6)
Therefore, according to the second embodiment, a DC voltage signal VDC proportional to the terminal voltage of the capacitor 14 can be obtained without using an expensive insulation amplifier or the like.

（第３実施例）
図５は、本発明の第３実施例を示すものである。第３実施例では、電力変換装置４１Ａと配電線路２６との接続端子Ｌ１，Ｌ２間を短絡した場合に、当該端子と接地されている筐体２８との間の合成インピーダンスが少なくとも２００ｋΩを超えるように、電圧検出回路４３Ａ，４４Ａの合成入力インピーダンスＺＡを設定する。
即ち、配電線路２６から見て、電圧検出回路４３Ａ，４４Ａの入力インピーダンス（例えば、図２に示す抵抗素子４８の抵抗値Ｒ１等）は、電力変換装置４１Ａの筐体２８を介してアースに流れる漏洩電流と等価になる。そして、一般に、装置の絶縁抵抗測定においては、０．２ＭΩを閾値（絶縁抵抗許容値）として絶縁判定を行う場合が多い。 (Third embodiment)
FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention. In the third embodiment, when the connection terminals L1 and L2 between the power conversion device 41A and the distribution line 26 are short-circuited, the combined impedance between the terminal and the grounded casing 28 exceeds at least 200 kΩ. The combined input impedance ZA of the voltage detection circuits 43A and 44A is set.
That is, as viewed from the distribution line 26, the input impedances of the voltage detection circuits 43A and 44A (for example, the resistance value R1 of the resistance element 48 shown in FIG. 2) flow to the ground via the casing 28 of the power converter 41A. Equivalent to leakage current. In general, in the insulation resistance measurement of an apparatus, the insulation determination is often performed using 0.2 MΩ as a threshold value (insulation resistance allowable value).

ここで、電力変換装置４１Ａ内部の絶縁に起因する地絡インピーダンスをＺＸとすると、絶縁抵抗測定を行う場合の抵抗値は、インピーダンスＺＡ，ＺＸの並列抵抗値となる。例えば、地絡インピーダンスＺＸの絶縁劣化限界値を１ＭΩとすると、
ＺＡ／／ＺＸ＞０．２ＭΩ
を満たせば良い。従って、
ＺＡ＞０．２５ＭΩ
となり、上記のケースでは、合成入力インピーダンスＺＡを２５０ｋΩ超に設定すれば良い。よって、上記抵抗値Ｒ１を例えば１ＭΩに設定すれば十分であり、電圧検出回路４３Ａ，４４Ａが２つであることを考慮すれば、５００ｋΩ程度でも良い。 Here, when the ground fault impedance caused by the insulation inside the power conversion device 41A is ZX, the resistance value when the insulation resistance measurement is performed is a parallel resistance value of the impedances ZA and ZX. For example, if the insulation deterioration limit value of the ground fault impedance ZX is 1 MΩ,
ZA // ZX> 0.2MΩ
Should be satisfied. Therefore,
ZA> 0.25MΩ
In the above case, the combined input impedance ZA may be set to more than 250 kΩ. Therefore, it is sufficient to set the resistance value R1 to, for example, 1 MΩ, and may be about 500 kΩ considering that there are two voltage detection circuits 43A and 44A.

以上のように第３実施例によれば、単相３線式配電線路２６の２つの電圧線Ｌ１，Ｌ２に接続される出力端子間を短絡した場合に、前記端子と筐体２８間の合成入力インピーダンスが絶縁抵抗許容値である２００ｋΩを超えるように設定するので、一般的に必要とされる絶縁抵抗値を十分に確保することができる。 As described above, according to the third embodiment, when the output terminals connected to the two voltage lines L1 and L2 of the single-phase three-wire distribution line 26 are short-circuited, the synthesis between the terminals and the housing 28 is performed. Since the input impedance is set to exceed the allowable insulation resistance value of 200 kΩ, a generally required insulation resistance value can be sufficiently ensured.

（第４実施例）
図６は、本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例では、電力変換装置４１Ｂと配電線路２６との接続端子Ｌ１，Ｌ２の夫々と、接地されている筐体２８との間の合成インピーダンスを夫々ＺＬ１，ＺＬ２とすると、両者のインピーダンスが３０％以上異なるように不平衡に設定しておく。
例えば、ＧＮＤ若しくはＧＮＤ１が完全にオープンとなり、その他の漏洩電流が全く無く、各相電圧が定格１００Ｖである状態を想定する。この時、電力変換装置４１Ｂの端子Ｌ１，Ｌ２間には、１００Ｖ＋１００Ｖ＝２００Ｖの交流が印加されているが、電圧検出回路４３Ｂ，４４Ｂ間では、例えば３０％相違するインピーダンス値に応じて各相電圧を検出する。従って、例えばＶＬ１＝１１５Ｖであるとすれば、ＶＬ２＝８５Ｖとなり、これらの検出電圧の差によってＧＮＤがオープン状態になったことを系統異常として検知することができる。 (Fourth embodiment)
FIG. 6 shows a fourth embodiment of the present invention. In the fourth embodiment, when the combined impedances between the connection terminals L1 and L2 of the power conversion device 41B and the distribution line 26 and the grounded housing 28 are ZL1 and ZL2, respectively, the impedances of the two are as follows. Set unbalanced so that it differs by 30% or more.
For example, it is assumed that GND or GND1 is completely open, there is no other leakage current, and each phase voltage is rated at 100V. At this time, an alternating current of 100V + 100V = 200V is applied between the terminals L1 and L2 of the power conversion device 41B. However, the voltage detection circuits 43B and 44B each phase voltage depending on, for example, 30% different impedance values. Is detected. Therefore, for example, if VL1 = 115V, then VL2 = 85V, and it can be detected as a system abnormality that the GND is open due to the difference between these detection voltages.

以上のように第４実施例によれば、単相３線式配電線路２６の２つの電圧線Ｌ１，Ｌ２に接続される出力端子と筐体２８との間の合成インピーダンスが、配電線路２６の系統異常を検出可能となるような不平衡状態に設定したので、ＧＮＤのオープン状態を簡単に検知することができる。 As described above, according to the fourth embodiment, the combined impedance between the output terminal connected to the two voltage lines L1 and L2 of the single-phase three-wire distribution line 26 and the housing 28 is Since the unbalanced state is set such that the system abnormality can be detected, the open state of the GND can be easily detected.

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
第２実施例の構成に第３実施例を適用する場合、差動増幅回路６２の入力インピーダンスも考慮して、合成インピーダンスを決定すれば良い。
第３，第４実施例における具体数値例は、個別の条件に応じて適宜変更すれば良い。
スイッチング素子は、ＩＧＢＴやパワートランジスタでも良い。
電圧検出回路は、非反転増幅回路として構成しても良い。
直流電源は、燃料電池に限ることはない。 The present invention is not limited to the embodiments described above and illustrated in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
When the third embodiment is applied to the configuration of the second embodiment, the combined impedance may be determined in consideration of the input impedance of the differential amplifier circuit 62.
Specific numerical examples in the third and fourth embodiments may be appropriately changed according to individual conditions.
The switching element may be an IGBT or a power transistor.
The voltage detection circuit may be configured as a non-inverting amplifier circuit.
The DC power source is not limited to the fuel cell.

本発明の第１実施例であり、電力変換装置の構成を示す図The figure which is 1st Example of this invention and shows the structure of a power converter device. 電圧検出回路の具体構成例を示す図The figure which shows the specific structural example of a voltage detection circuit 系統異常監視回路の内部構成を一部のみ示す図Diagram showing only part of the internal configuration of the system fault monitoring circuit 本発明の第２実施例を示す図１相当図FIG. 1 equivalent view showing a second embodiment of the present invention. 本発明の第３実施例を示す図１相当図FIG. 1 equivalent view showing a third embodiment of the present invention. 本発明の第４実施例を示す図１相当図FIG. 1 equivalent view showing a fourth embodiment of the present invention. 従来技術を示す図１相当図1 equivalent diagram showing the prior art

Explanation of symbols

図面中、１５は絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器、２０は単相インバータ回路、２５は開閉スイッチ、２６は単相３線式配電線路、２８は筐体、４１は電力変換装置、４２は直流電源（燃料電池）、４３，４４は電圧検出回路（第１，第２電圧検出回路）、４５は系統異常監視回路（制御回路）、６１は電力変換装置、６２は差動増幅回路を示す。 In the drawing, 15 is an insulated DC / DC converter, 20 is a single-phase inverter circuit, 25 is an open / close switch, 26 is a single-phase three-wire distribution line, 28 is a housing, 41 is a power converter, and 42 is a DC power source. (Fuel cell), 43 and 44 are voltage detection circuits (first and second voltage detection circuits), 45 is a system abnormality monitoring circuit (control circuit), 61 is a power converter, and 62 is a differential amplifier circuit.

Claims

An isolated DC / DC converter that converts power supplied from a DC power source into DC power of a predetermined voltage, and a single unit that converts the DC power converted by the isolated DC / DC converter into AC power at a commercial power frequency. In a power converter provided with a phase inverter circuit in a housing and supplying the AC power to a single-phase three-wire distribution line,
Grounding the casing, and connecting a negative terminal of the DC power source and a reference potential of a signal handled in the apparatus to the casing,
An open / close switch disposed between the output terminal of the single-phase inverter circuit and the two voltage lines of the single-phase three-wire distribution line;
First and second voltage detection circuits for detecting a voltage between each of the two voltage lines of the single-phase three-wire distribution line and the reference potential;
Based on the detection results of these voltage detection circuits, it is determined whether or not an abnormality has occurred in the distribution line, and the open / close control of the open / close switch and the operation control of the single-phase inverter circuit are performed according to the determination status. A power conversion device comprising a control circuit.

The control circuit generates a current phase reference for controlling the operation of the single-phase inverter circuit based on the differential voltage waveforms of the voltages detected by the first and second voltage detection circuits, and the frequency of the distribution line The power converter according to claim 1, wherein abnormality determination is performed.

Two input terminals are provided with differential amplifier circuits respectively connected to both output terminals of the isolated DC / DC converter, and the conversion voltage of the isolated DC / DC converter is determined by the output of the differential amplifier circuit. The power converter according to claim 1, wherein the power converter is detected.

When the output terminals connected to the two voltage lines of the single-phase three-wire distribution line are short-circuited, the combined impedance between the terminals and the housing is set so as to exceed an allowable insulation resistance value. The power converter according to any one of claims 1 to 3.

The impedance between each of the output terminals connected to the two voltage lines of the single-phase three-wire distribution line and the housing is in an unbalanced state so that a system abnormality in the distribution line can be detected. The power converter according to claim 1, wherein the power converter is set.

The power converter according to claim 1, wherein the DC power source is a fuel cell.