JP2007324748A - 時分割多重ｃｄｍａ方式の受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数オフセットに起因する受信信号の位相シフトによる復調データの誤り率特性を改善する。
【解決手段】１シンボル遅延回路１０と位相差分検出回路１１とにより、受信信号の逆拡散信号ａの各タイムスロットにおいて、各シンボル間の位相差分ｃが検出される。検出された位相差分ｃは、位相範囲回転回路１２により、変調による位相差分を除去する処理がなされて周波数オフセットによる位相シフト量ｄが検出され、平均化回路１３でタイムスロット毎に平均化されてタイムスロット毎の位相シフト量ｅが得られる。補正量演算部１４は、この位相シフト量ｅに基づいて、逆拡散信号ａのタイムスロット毎に、シンボル毎の位相補償量ｆが形成され、ＡＦＣ補正部１５により、この位相補償量ｆに基づいて、逆拡散信号ａがタイムスロットのシンボル毎に周波数オフセットによる位相シフトが補正される。
【選択図】図２

Description

本発明は、デジタル無線伝送システムでの受信機に係り、特に、時分割多重CDMA（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）方式の無線伝送に用いられる受信機に関する。

第三世代移動通信システムの標準規格としてのITM-2000(International Mobile Telecommunication-2000）規格による方式の１つとして、CDMA方式に時分割多重を適用したTD-CDMA(Time Division-CDMA：時分割多重CDMA）方式とTD-SCDMA(TD-Syncronous-CDMA：時分割同期CDMA）方式とがある。以下では、特に、TD-SCDMA方式を例にして説明する。

TD-SCDMA方式は、基地局への上りリンクと基地局からの下りリンクとの周波数を共通にするCDMA方式であって、チップレートを1,28Mcpsとし、１フレームを２つのサブフレームに分割し、さらに、夫々のサブフレームを７つのタイムスロットに分割して、上り信号と下り信号とをタイムスロット単位で時分割多重して通信を行なう方式である。

図６（ａ）はIMT-2000の規格による方式の１つであるW-CDMA(Wideband-CDMA）方式での制御チャンネルであるDPCCH(Dedicated Phisical Control Channel）のタイムスロットの構成を示すものであって、時分割多重化されず、連続したタイムスロットの列を１つのユーザが占有する。各タイムスロットには、その先頭部にパイロット(Pilot)信号が配置されており、DCH(Dedicated Channel：ユーザ情報，制御情報の転送用チャンネル）、即ち、データチャンネルであるDPDCH(Dedicated Phisical Data Channel）と制御チャンネルであるDPCCHとで、複数のタイムスロットのパイロット信号を用いて内挿補間型AFC(Automatic Frequency Control）の制御が行なわれる。

図６（ｂ）はTD-SCDMA方式でのデータチャンネルの１タイムスロットの構成を示すものであって、タイムスロットの中央部に１４４チップのミッドアンブル（midamble）が設けられ、その前後に３５２チップのデータシンボル（Data Symbol）が、最終段に１６チップのガード（Gurad）が夫々設けられた構成をなしている。ミッドアンブルはユーザ毎に異なるパターンのコードからなり、TD-SCDMA方式では、このミッドアンブルで同期検波が行なわれるが、補間などによるデータシンボルのＡＦＣ制御は行なわれない。

図７は従来の時分割多重CDMA方式の受信機の要部を示すブロック図であって、１はチャンネル推定部、２はミッドアンブルコード生成部、３は逆拡散部、４は拡散コード生成部、５はデータ復調部である。

同図において、直交検波後のQPSK変調されて拡散変調されているユーザ毎の複素Ｉ，Ｑ信号が、受信信号として、チャンネル推定部１と逆拡散部３とに供給される。

ここで、QPSK変調は、データチャンネルの一連のビット列を２ビットずつに区分し、区分した２ビットの値「１」，「０」の組み合わせ［００］，［０１］，［１０］，［１１］に応じた搬送波の位相を０゜，９０゜，１８０゜，２７０゜と異ならせる変調方式であって、各区分での一方のビット列（即ち、データチャンネルの一連のビット列の一つおきのビットの列）をＩ信号とし、他方のビット列をＱ信号とするものである。Ｉ信号の搬送波をｃｏｓωｔとすると、Ｑ信号の搬送波は−ｓｉｎωｔとなり、これらは直交変調される。QPSK変調された信号は、かかるＩ，Ｑ信号の複素信号として表わされる。なお、かかる２ビットの組み合わせをシンボルといい、その期間を１シンボル期間という。このようにQPSK変調することにより、１シンボル毎に、その２ビット値に応じて搬送波の位相が上記のように異なることになる。

入力される受信信号（チップレート）は、直交検波された拡散変調のＩ，Ｑ信号であり、Ｉ，Ｑ信号毎に次の処理がなされてデータ復調される。

即ち、かかる受信信号は、各ユーザ（各ユーザの移動端末）から種々のパスを通ってきた信号が合成されたものであり、チャンネル推定部１では、ミッドアンブルコード生成部２で生成されるユーザ毎のミッドアンブルコードを用いて、各ユーザの受信信号のＩ，Ｑ信号に相関処理が行なわれ、かかる処理により、ユーザ毎に受信信号が通ってきたパス（チャンネル）が推定されて、その結果としての無線伝播特性を表わすチャンネル応答を出力する。逆拡散部３では、拡散コード生成部４で生成されるユーザ毎の拡散コードを用いて、チャンネル推定部１でのユーザ毎に推定されたパス毎に受信信号のＩ，Ｑ信号が逆拡散処理され、同じユーザからの夫々のパスを通った逆拡散信号がＩ，Ｑ信号毎に合成され、他のユーザからの夫々のパスを通った逆拡散信号が除去されてユーザ毎のＩ，Ｑ信号夫々の逆拡散信号が得られる。そして、これらユーザ毎の逆拡散信号（シンボルレート）はデータ復調部５に供給される。データ復調部５はユーザ毎に設けられており、逆拡散部３からのユーザ毎の逆拡散信号は該当するデータ復調部５に供給されて復調され、ユーザ毎の復調データが得られる（例えば、特許文献１参照）。
特開２００３ー２３３７２

ところで、通常、受信信号には、規定の周波数に周波数オフセットが付加される。かかる周波数オフセットが存在すると、シンボル毎に位相が一定量ずつシフトする位相回転が生じる。

即ち、QPSK変調信号のＩ，Ｑ信号の上記シンボルは、そのビット値の組み合わせ、従って、搬送波の位相に応じて、ＩＱ平面上の信号点で表わされる。図８（ａ）はＩ，Ｑ座標軸からなるＩＱ平面を表わすものであるが、＋Ｉ座標軸はシンボルがビット値［００］で搬送波の位相が０゜であるときの信号点の位置であり、−Ｑ座標軸はシンボルがビット値［１０］で搬送波の位相が９０゜であるときの信号点の位置、−Ｉ座標軸はシンボルがビット値［１１］で搬送波の位相が１８０゜であるときの信号点の位置、Ｑ座標軸はシンボルがビット値［０１］で搬送波の位相が２７０゜であるときの信号点の位置である。以下では、±Ｉ座標軸上，±Ｑ座標軸上の４点の位置を軸上位置という。

QPSK変調信号のシンボルの信号点は±Ｉ座標軸上，±Ｑ座標軸上のいずれかの位置、即ち、いずれかの軸上位置にあるが、周波数オフセットにより、QPSK変調信号に位相シフト、即ち、位相オフセットが生ずると、シンボルの信号点は、図８（ｂ）に示すように、軸上位置からこのＩＱ座標平面の原点を中心とする円軌道上を位相シフト量ΔｆＴ分移動して、軸上位置からずれることになる。各軸上位置からの信号点の許容位相シフト量は±４５゜であり、これ以上の位相シフトがあると、もとの２ビットを復元できなくなる。例えば、ビット値［０，１］のシンボルの信号点は＋Ｑ座標軸上の軸上位置にあるが、その位相が＋４５゜を超えてシフトした場合には、＋Ｉ座標軸の±４５゜の範囲内にあるから、［０，０］として２ビットが復元されることになり、エラーが生ずることになる。

そこで、図７において、受信したQPSK変調信号に周波数オフセットがあると、シンボル毎に位相シフト量が順次蓄積されていき、位相が回転することになる。図８（ｃ）は、説明を簡明にするために、ビット値［０，１］のシンボルが繰り返した場合のかかる状態を示すものであって、あるシンボルの信号点Ａ１が＋Ｑ座標軸の軸上位置にあるとすると、次のシンボルでは、位相シフト量が加算されることにより、その信号点Ａ２がその位相シフト量分＋Ｑ座標軸からさらにずれることになる。さらに次のシンボルでは、さらに位相シフト量が加算されるので、その信号点Ａ３は＋Ｑ座標軸からさらにシフトすることになり、以下、信号点Ａ４，Ａ５，……というように、順次の信号点が円軌道上を矢印で示す同じ方向に移動していき、信号点が回転するような状態となる。そして、この信号点が＋Ｑ座標軸から４５゜を超えて位相シフトした状態となると、［０，１］の２ビットが［０，０］のビットと誤って復調されることになる。

ところで、図７に示す構成の受信機では、チャンネル推定部１において、各タイムスロット毎にミッドアンブル（図６（ｂ））でミッドアンブルコード生成部２からミッドアンブルコードを用いて、ユーザ毎に、チャンネル応答が出力されるのであるが、このチャンネル推定の結果として、QPSK変調信号の上記の位相シフトも検出される。この検出された位相シフト量もチャンネル応答として出力されるのであるが、逆拡散部３では、この検出された位相シフト量をもとに、位相補償が行なわれる。

かかる位相補償は、タイムスロット毎に、ミッドアンブルでの位相シフトがなくなる位相補償量を用いて行なわれるものであるから、データシンボルの部分でも、同じ位相補償量を用いて位相補償が行なわれ（即ち、図８（ｃ）において、ミッドアンブルの信号点をＡ３とすると、この信号点Ａ３が＋Ｑ座標軸の軸上位置となるように、タイムスロットでの位相補償が行なわれ）、これにより、タイムスロット全体からみると、周波数オフセットによる位相シフト量が減少し、また、タイムスロット毎にかかる位相補償が行なわれて、夫々のタイムスロットで位相シフト量が減少することになる。

そこで、周波数オフセットが少ない状態では、タイムスロット内で全ての信号点を軸上位置から±４５゜以内となるように位相補償することができるから、各別問題なく受信したQPSK変調信号の復調を行なうことができるが、移動局での送信用のＲＦ周波数を発生する基準発信子の周波数オフセットが大きい場合や、移動局が高速移動することによるドップラシフトによって周波数オフセットが発生した場合などでは、タイムスロットの始端と終端とでの位相シフト量が、ミッドアンブルでの位相シフト量からみて、非常に大きく、顕著のものとなる。そこで、上記のように、タイムスロットの中央部のミッドアンブルを用いてタイムスロット内で同期検波型位相補償を行なっても、タイムスロットの始端と終端とでの位相シフト量が大きく残留し、復調データに誤りが発生することになる。

本発明の目的は、かかる問題を解消し、周波数オフセットに起因する復調データの誤り率特性を改善した時分割多重CDMA方式の受信機を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、デジタル無線伝送システムの時分割多重ＣＤＭＡ方式の受信機であって、複素信号からなる受信信号のタイムスロット毎に、ミットアンブルコードを用いてチャンネル推定するチャンネル推定手段と、該チャンネル推定手段のチャンネル推定出力と拡散符号を用いて該受信信号を逆拡散処理する逆拡散手段と、該逆拡散手段から出力される逆拡散信号の位相オフセットを補償するＡＦＣ型位相補償手段と、該位相補償手段で位相補償された該受信信号をデータ復調するデータ復調手段とを備え、該ＡＦＣ型位相補償手段は、該受信信号の該タイムスロットでのシンボル間の位相差分を検出する位相差分検出手段と、該位相差分検出手段で検出された該位相差分から９０゜の整数倍の成分を除去し、該位相差分を所定の角度範囲内に位相シフトする位相範囲回転手段と、該位相範囲回転手段から出力される該位相差分をタイムスロット毎に平均化し、各タイムスロット毎の位相差分を形成する平均化手段と、該平均化手段で平均化された該位相差分に基づいて、該逆拡散信号の位相オフセットの補正位相量を形成する補正量演算部と、該補正位相量をもとに該逆拡散信号を位相補正するＡＦＣ補正手段とを有することを特徴とするものである。

本発明によると、周波数オフセットに起因する受信信号の位相シフト量をタイムスロット内の各シンボル間の位相差分から求め、該位相シフト量に基づいて、該受信信号の該シンボル毎に、該周波数オフセットに起因する位相シフトを補正するものであるから、データ復号に際しての該周波数オフセットに起因する誤り率特性をタイムスロッド全体にわたって改善することができる。

以下、本発明の実施形態を図面により説明する。

図１は本発明による時分割多重CDMA方式の受信機の一実施形態を示すブロック構成図であって、６はＡＦＣ型位相補償部であり、図７に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

同図において、図７で説明したようにして、逆拡散部３から出力される各ユーザのＩ，Ｑ信号の逆拡散信号（例えば、QPSK変調の複素Ｉ，Ｑ信号）は夫々ＡＦＣ型位相補償部６に供給される。ここで、上記のように、逆拡散部３から出力されるユーザｎに対する逆拡散信号はQPSK変調されたＩ，Ｑ複素信号であるが、以下では、ユーザｎの逆拡散信号でのタイムスロット内のｋ番目のシンボルを、Ｉ信号については、DetI(n,k)とし、Ｑ信号については、DetQ(n,k)とする。但し、ｎはユーザＮｏであって、ｎ＝１，２，……であり、ユーザｎはｎ番目のユーザを表わす。また。ｋはタイムスロット内での先頭からのシンボルの順番を表わす。

ＡＦＣ型位相補償部６はユーザ毎に設けられており、逆拡散部３からのユーザ毎の逆拡散信号は夫々該当するＡＦＣ型位相補償部６に供給され、逆拡散されたＩ，Ｑ信号毎に、周波数オフセットによって生ずるタイムスロット毎の位相オフセットの補償処理（即ち、位相補償処理）がなされる。位相補償処理されたユーザ毎の逆拡散信号は、ユーザ毎に該当するデータ復調部５に供給され、夫々が、例えば、QPSK復調されて復調データが得られる。

図２は図１におけるＡＦＣ型位相補償部６の一具体例を示すブロック図であって、１０は１シンボル遅延回路、１１は位相差分検出回路、１２は位相範囲回転回路、１３は平均化回路、１４は補正量演算部、１５はＡＦＣ補正部である。ここでは、ユーザｎのＡＦＣ型位相補償部６として説明する。

同図において、逆拡散部３（図１）からのユーザｎのＩ，Ｑ信号の逆拡散信号ａ（そのタイムスロット内のｋ番目のシンボルは［DetI(n,k),DetQ(n,k)］で表わされる）は、１シンボル遅延回路１０と位相差分検出回路１１とＡＦＣ補正部１５とに供給される。１シンボル遅延回路１０では、入力された逆拡散信号ａが１シンボル分遅延され、位相差分検出回路１１に供給される。この位相差分検出回路１１では、Ｉ信号とＱ信号とについて、１シンボル遅延回路１０からの遅延逆拡散信号ｂと入力された逆拡散信号ａとの位相差分ｃが１シンボル毎に検出され、位相範囲回転回路１２に供給される。従って、かかる位相差分ｃは、前後する２つのシンボル間の位相差分である。

位相範囲回転回路１２は、位相差分検出回路１１で検出された位相差分からQPSK変調による位相差分（９０゜の整数倍）を差し引き、周波数オフセットによる位相シフト量だけを抽出するものである。これを図３により説明する。

いま、ある時点からみて、Ｉ，Ｑ信号が合成された状態でのQPSK変調信号の最初のシンボルの２ビット値（以下、単にシンボルという）が［０１］、次のシンボルが［１０］、さらに次のシンボルが［００］とする。また、周波数オフセットにより、１シンボル毎に位相シフト量ΔｆＴずつ位相回転（加算）していくものとする。

このような場合、最初のシンボルのＩＱ平面での信号点Ａ１が、図３（ａ）に示すように、周波数オフセットにより、＋Ｑ座標軸の軸上位置から時計廻り方向に位相シフト量ΔｆＴだけ回転した位置にあるとすると、次の２番目のシンボルの信号点Ａ２は、２ΔｆＴの位相シフトがあるから、＋Ｑ座標軸を基準とすると、図３（ｂ）に示すように、位相シフト量（９０゜×２＋２ΔｆＴ）だけ時計廻り方向に回転した位置にある。さらに次の３番目のシンボルの信号点Ａ３は、３ΔｆＴの位相シフトがあるから、＋Ｑ座標軸を基準とすると、図３（ｃ）に示すように、位相シフト量（９０゜＋３ΔｆＴ）だけ時計廻り方向に回転した位置にある。

そこで、最初のシンボルと２番目のシンボルとの位相差分を取ると、図３（ｂ）に示す位相から図３（ａ）に示す位相を差し引くことになるから、＋Ｑ座標軸を基準とすると、この＋Ｑ座標軸からの位相差分ｃは、図３（ｄ）に示すように、
（９０゜×２＋２ΔｆＴ）−ΔｆＴ＝９０゜×２＋ΔｆＴ
となり、２番目のシンボルと３番目のシンボルとの位相差分ｃは、図３（ｃ）に示す位相から図３（ｂ）に示す位相を差し引くことになるから、＋Ｑ座標軸からの位相差分ｃは、図３（ｅ）に示すように、
（９０゜＋３ΔｆＴ）−（９０゜×２＋２ΔｆＴ）＝−９０゜＋ΔｆＴ
となる。

位相差分検出回路１１では、以上のような位相差分ｃに対するＩ，Ｑ信号の位相差情報を検出するものである。例えば、最初のシンボルでのＩ，Ｑ信号の位相情報が図３（ａ）の信号点Ａ１を表わし、次のシンボルのＩ，Ｑ信号の位相差情報が図３（ｂ）の信号点Ａ２を表わしている。ここで、Ｉ信号の位相情報をＰｉ、Ｑ信号の位相差情報をＰｑとすると、信号点Ａ１の位相θは、
θ＝ｔａｎ^-1（Ｐｑ／Ｐｉ） ……（１）
で表わされる。位相差分検出回路１１では、最初のシンボルのＩ信号と次のシンボルのＩ信号との位相情報Ｐｉの差分処理により、Ｉ信号の位相差情報ΔＰｉが得られ、同様にして、Ｑ信号の位相差情報ΔＰｑが得られ、これらＩ，Ｑ信号の位相差情報ΔＰｉ，ΔＰｑによるΔθ＝ｔａｎ^-1（ΔＰｑ／ΔＰｉ）が図３（ｄ）での位相差分ｃを表わしていることになる。

以上のようにして、位相差分ｃが検出されるのであるが、かかる位相差分ｃのうちの９０゜の整数倍の位相差分はシンボルのQPSK変調によるものであり、位相範囲回転回路１２は得られた位相差分ｃからｍ×９０゜（但し、ｍ＝０，１，２，３）を差し引くことにより、周波数オフセットによる位相シフト量ΔｆＴを求めるものである。

このために、位相範囲回転回路１２は、Ｉ，Ｑ信号の位相差情報ΔＰｉ，ΔＰｑを処理することにより、位相差分ｃの位相（上記位相差情報Δθ）をｍ×９０゜回転させ、即ち、（位相差分ｃ−ｍ×９０゜）の演算を行ない、
−４５゜＜位相差分ｃ−ｍ×９０゜＜４５゜
となる（位相差分ｃ−ｍ×９０゜）を求め、これを周波数オフセットによる位相シフト量ΔｆＴとするものである。これは、シンボルのQPSK変調による位相差分は９０゜のｍ（整数）倍であって、図８で説明したように、Ｉ，Ｑ座標軸を中心として±４５゜を超える場合はシンボルのQPSK変調によるものであり、±４５゜以下の場合には、シンボルのQPSK変調によるものではないことによるものである。

なお、以上は、位相の基準となるシンボルを［０１］としたが、［００］、［１０］、［１１］であっても同様であり、いずれも周波数オフセットによる位相シフト量ΔｆＴが得られる。

位相範囲回転回路１２から上記のようにして得られた周波数オフセットによる位相シフト量ｄが平均化回路１３に供給され、タイムスロット毎に平均化される。かかる処理は、Ｉ，Ｑ信号の位相範囲回転回路１２で処理された位相差分情報ΔＰｉ，ΔＰｑを夫々タイムスロット毎に平均化処理することによって行なわれる。

なお、図６（ｂ）に示すタイムスロットにおいて、ミッドアンブルの部分はデータを表わすものではないから、位相差分検出回路１１で位相差分は検出されず、また、位相範囲回転回路１２においても、処理されない。従って、平均化回路１３で平均化される位相シフト量ｅは、各タイムスロットにおいて、ミッドアンブルの前後のデータシンボルの部分の位相シフト量ｄの平均値である。

ここで、平均化回路１３から出力されるＩ信号の平均化された位相差情報ΔＰｉをＡｖ_Ｉ、Ｑ信号の平均化された位相差情報ΔＰｑをＡｖ_Ｑとすると、QPSK変調信号の位相差分ΔｆＴは、
ΔｆＴ＝ｔａｎ^-1(Av_Q/Av_I) ……（２）
で表わされる。補正量演算部１４では、式（２）の演算によって位相差分ΔｆＴを求め、Ｉ，Ｑ信号毎に、タイムスロットでの各シンボルのDetI(n,k)，DetQ(n,k)の位相補償量ｆを求める。

ＡＦＣ補正分は、かかる位相補償量ｆを用いてＩ，Ｑ信号の各シンボルDetI(n,k)，DetQ(n,k)の位相補償を行なう。Ｉ信号の位相補償されたタイムスロットのｋ番目のシンボルAFCI(n,k)は、
AFCＩ(n,k)＝Re〔DetＩ(n,k)+jDetＱ(n,k)×exp(-jΔfT(k-X))〕……（３）
但し、Ｒｅはreal パート（実数部）
で表わされ、Ｑ信号の位相補償されたタイムスロットのｋ番目のシンボルAFCＱ(n,k)は、
AFCＱ(n,k)＝Im〔DetＩ(n,k)+jDetＱ(n,k)×exp(-jΔfT(k-X))〕……（４）
但し、Ｉｍはimaginary パート（虚数部）
で表わされる。但し、上記（３），（４）式において、Ｘはタイムスロットでのミッドアンブルの中心のシンボルの番号であって、タイムスロットが図６（ｂ）で示すスロット構成の場合、
Ｘ＝｛３５２＋（１４４／２）｝／（拡散率ＳＦ）
であり、例えば、拡散率ＳＦ＝１６とすると（１シンボルが１６スロットとなる）、Ｘ＝２６．５である。

図４は図２に示すＡＦＣ型位相補償部６の以上の動作を示す図である。

図４（ａ）は、図８（ｃ）と同様、入力されるユーザｎの逆拡散信号ａでの周波数オフセットによる位相回転状態を示すものである。周波数オフセットによるシンボル間での位相シフト量を、上記のように、ΔｆＴとすると、逆拡散信号ａに対し、位相差分検出回路１１では、図４（ｂ）に示すように、
ｃ１＝ΔｆＴ
ｃ２＝９０゜＋ΔｆＴ
ｃ３＝１８０゜＋ΔｆＴ
ｃ４＝２７０゜＋ΔｆＴ
のいずれかの位相差分ｃが検出される。これら位相差分ｃのうちの９０゜，１８０゜，２７０゜はQPSK変調によるものであり、位相範囲回転回路１２において、かかる位相差分ｃをｍ（＝０，１，２，３）×９０度位相回転させて修正することにより、図４（ｂ）に示すいずれの位相差分ｃも、図４（ｃ）に示すように、
ｃ＝ΔｆＴ
の位相差分ｄが得られることになる。このようにして得られた各シンボル毎の位相差分ｄを平均化回路１３によってタイムスロット内で平均化し、平均化されて位相差分ｅをもとに補正量演算部１４で位相補償量ｆを作成し、ＡＦＣ補正部１５により、この位相補償量ｆに基づいて入力される逆拡散信号ａの各シンボルを位相補償することにより、周波数オフセットによって図４（ａ）に示すように位相回転していた逆拡散信号ａが、図４（ｄ）に示すように、全てのシンボルの信号点Ａが、その２ビット値に応じた軸上位置となって周波数オフセットによる位相シフトが補償されることになり、位相補償されたＡＦＣ補正出力信号ｇが得られる。このＡＦＣ補正出力信号ｇがデータ復調部５（図１）に供給される。

図５は１タイムスロットがシンボル１からシンボルｎまでのｎ個のシンボルからなるものとして、この実施形態により、逆拡散信号ａでの周波数オフセットによる位相シフトが補償される様子を示すものである。

いま、図５（ａ）に示すように、周波数オフセットにより、シンボル１でΔｆＴの位相シフト量が付加されており、以下、シンボル毎に位相シフト量ΔｆＴが加算されていって、最後のシンボルｎでｎΔｆＴの位相シフトが付加されたものとする。このように位相シフトすることにより、逆拡散信号ａに位相回転が生ずることになる。なお、ｆＴはQPSK変調による変調位相を表わし、シンボルｉ（但し、ｉ＝１，２，……，ｎ）では、かかる変調位相ｆＴに周波数オフセットによる位相シフト量ｉΔｆＴが加算されることになる。

図２における１シンボル遅延回路１０〜補正量演算部１４は、このような逆拡散信号ａから位相シフト量ΔｆＴを検出して位相補償量ｆを作成するものであって、得られた位相補償量ｆを基に、ＡＦＣ補正部１５において、逆拡散信号ａのシンボルに対して上記式（３），（４）の位相補償を行なうことにより、図５（ｂ）に示すように、位相シフト量ｉΔｆＴが除かれたＡＦＣ補正信号ｇが得られることになる。

このようにして、この実施形態では、各タイムスロット内において、データシンボル（図６（ｂ））の各シンボル毎に周波数オフセットによる位相シフトが補償されて、夫々のシンボルでの位相シフト量を図８（ｃ）で説明した軸上位置に対して±４５゜の許容位相シフト量以内に納めることができ、データ復調部５（図１）での周波数オフセットに起因する復調データの誤りを大幅に低減して、復調データの誤り率特性を大幅に改善することができる。

また、位相差分検出回路１１から得られる位相差分ｃに入力される逆拡散信号ａに混入している雑音成分なども混入し、これによってこの位相差分ｃにばらつきが生ずるが、平均化回路１３でタイムスロット全体にわたって平均化されるので、かかる雑音成分なども平均化されて位相差分ｃから除かれることになり、ＡＦＣ補正部１５での逆拡散信号の位相補償処理では、かかる雑音成分などによって影響されことがなくなる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はかかる実施形態にのみ限定されるものではない。例えば、上記実施形態では、受信信号をＱＰＳＫ変調された信号としたが、他の変調方式であってもよい。また、上記の数値は一例を示すものである。

本発明による時分割多重CDMA方式の受信機の一実施形態を示すブロック構成図である。 図１におけるＡＦＣ型位相補償部の一具体例を示すブロック構成図である。 図２における位相差分検出回路の動作を示す図である。 図２に示すＡＦＣ型位相補償部の一連の動作を示す図である。 図２に示すＡＦＣ型位相補償部によって逆拡散信号から周波数オフセットによる位相シフトが除かれる様子を示す図である。 W-CDMA方式とTD-SCDMA方式でのタイムスロットの構成を示す図である。 従来の時分割多重CDMA方式の受信機の一例を示すブロック構成図である。 周波数オフセットによるQPSK変調信号の位相回転を示す図である。

符号の説明

１ チャンネル推定部
２ ミッドアンブルコード生成部
３ 逆拡散部
４ 拡散コード生成部
５ データ復調部
６ ＡＦＣ型位相補償部
１０ １シンボル遅延回路
１１ 位相差分検出回路
１２ 位相範囲回転回路
１３ 平均化回路
１４ 補正量演算部
１５ ＡＦＣ補正部

Claims (1)

1. デジタル無線伝送システムの時分割多重ＣＤＭＡ方式の受信機であって、
   複素信号からなる受信信号のタイムスロット毎に、ミットアンブルコードを用いてチャンネル推定するチャンネル推定手段と、
   該チャンネル推定手段のチャンネル推定出力と拡散符号を用いて該受信信号を逆拡散処理する逆拡散手段と、
   該逆拡散手段から出力される逆拡散信号の位相オフセットを補償するＡＦＣ型位相補償手段と、
   該位相補償手段で位相補償された該受信信号をデータ復調するデータ復調手段と
   を備え、
   該ＡＦＣ型位相補償手段は、
   該受信信号の該タイムスロットでのシンボル間の位相差分を検出する位相差分検出手段と、
   該位相差分検出手段で検出された該位相差分から９０゜の整数倍の成分を除去し、該位相差分を所定の角度範囲内に位相シフトする位相範囲回転手段と、
   該位相範囲回転手段から出力される該位相差分をタイムスロット毎に平均化し、各タイムスロット毎の位相差分を形成する平均化手段と、
   該平均化手段で平均化された該位相差分に基づいて、該逆拡散信号の位相オフセットの補正位相量を形成する補正量演算部と、
   該補正位相量をもとに該逆拡散信号を位相補正するＡＦＣ補正手段と
   を有することを特徴とする時分割多重ＣＤＭＡ方式の受信機。
   

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