JP2007074646A - Mode converter and microwave device equipped with this - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、衛星通信などで用いられるマイクロ波装置に係わり、より詳細には、入力した電磁波をプローブでピックアップするモード変換器の構造に関する。 The present invention relates to a microwave device used in satellite communication or the like, and more particularly to a structure of a mode converter that picks up an input electromagnetic wave with a probe.
従来、マイクロ波装置としては衛星通信用周波数ダウンコンバータなどがあり、このダウンコンバータには、入力した電磁波をプローブでピックアップするモード変換器(導波管−同軸変換器)が備えられている。このモード変換器は、例えば図7の分解斜視図に示すように、アルミダイキャストで形成された筐体93及び筐体91と、これらで上下面を挟持された誘電体基板82とで構成されている。なお、筐体91は受信信号が入力される導入口を備えた第一空洞部92を有している。
Conventionally, as a microwave device, there is a frequency down converter for satellite communication, and the down converter is provided with a mode converter (waveguide-coaxial converter) that picks up an input electromagnetic wave with a probe. For example, as shown in the exploded perspective view of FIG. 7, this mode converter is composed of a
誘電体基板82は、第一空洞部92の導入口と対応する基板の上下面の銅箔を除去し、所定の長さの導体パターンからなるプローブ81aと、同プローブ81aに連なり、伝送線路として作用するマイクロストリップライン81cと、基板の上下面に設けられた接地側導体パターン81bとを備えている。また、筐体93は四方形の空間からなる第二空洞部94とマイクロストリップライン81cに対するシールドケースを構成する第三空洞部95とを有している。従って、電気的に見ると、第一空洞部92と、第二空洞部94と、第一空洞部92の導入口と対応する両面の銅箔を除去した誘電体基板82とで1つの導波管と見なすことができる。
The
筐体91の第一空洞部92の導入口から入力された電磁波は、筐体93の第二空洞部94へ導かれる。第二空洞部94はプローブ81aから、入力された電磁波の波長のおよそ1/4波長に相当する深さの位置に反射面を有しているため、入力された電磁波は、プローブ81aで最も効率よくピックアップ、つまり、モード変換されるようになっている(例えば、特許文献1参照。)。
The electromagnetic wave input from the inlet of the
しかしながら、モード変換器は、各空洞部からなる導波管のサイズで決定される固有の反射特性(リターンロス)を備えており、導波管のサイズを固定したまま反射特性を広帯域化することや、モード変換器自体を小型化することが困難であった。 However, the mode converter has a unique reflection characteristic (return loss) determined by the size of the waveguide composed of each cavity, and the reflection characteristic is widened with the waveguide size being fixed. In addition, it is difficult to reduce the size of the mode converter itself.
本発明は以上述べた問題点を解決し、マイクロ波装置全体を小型化したり、また、モード変換器の反射特性を広帯域化することを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above-described problems, to downsize the entire microwave device, and to widen the reflection characteristics of the mode converter.
本発明は上述の課題を解決するため、導波管モードと同軸モードとをモード変換するモード変換器において、電磁波の入出口を備えた空洞からなる第一空洞部と、前記第一空洞部の壁面に、前記入出口から導入または送出される電磁波と対応して前記第一空洞部の壁面を流れる高周波電流と交差する方向に設けたスロットと、同スロットが連続形成された第二空洞部と、同第二空洞部に連通し、前記入出口と同じ断面形状を有する第三空洞部と、同第三空洞部に突出させた変換プローブとを備え、前記第三空洞部の入口に誘電体を配置する。 In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides a mode converter for mode-converting a waveguide mode and a coaxial mode, and a first cavity portion including a cavity having an electromagnetic wave entrance / exit, and the first cavity portion A slot provided in a direction crossing a high-frequency current flowing through the wall surface of the first cavity corresponding to an electromagnetic wave introduced or sent out from the inlet / outlet on the wall surface, and a second cavity part in which the slot is continuously formed A third cavity having the same cross-sectional shape as the inlet / outlet, and a conversion probe projecting into the third cavity, and a dielectric at the inlet of the third cavity Place.
また、前記誘電体を断面突状の曲面に形成する。 The dielectric is formed into a curved surface having a protruding cross section.
一方、請求項1や請求項2の構造を備えたモード変換器を用いてマイクロ波装置を構成する。
On the other hand, a microwave device is configured using a mode converter having the structure of
以上の手段を用いることにより、本発明によるモード変換器を備えたマイクロ波装置によれば、請求項1に係わる発明は、誘電体を用いない場合に比べて反射損失を広帯域に渡って大きくすることができる。さらに、導波管の空洞部内に誘電体が配置されるため、導波管内でのQ値(Quality factor)が低下し、結果的に反射特性を広帯域化することができる。従って、比誘電率が空気よりも高い誘電体を用いて、その断面形状やサイズを適宜選択して装着することにより、空洞部のサイズを小さくしてモード変換器を小型化したり、反射特性を広帯域化することができる。
By using the above means, according to the microwave device provided with the mode converter according to the present invention, the invention according to
なお、このように反射特性を広帯域化することにより、従来行なっているように異なる周波数帯毎にモード変換器を用意し、複数台で広い周波数帯を分割してカバーすることなく、1台のモード変換器で対応できる。または、広帯域化のため、リッジ導波管のような複雑な形状にする必要もない。 In addition, by widening the reflection characteristics in this way, a mode converter is prepared for each different frequency band as in the past, and a single unit can be covered without dividing and covering a wide frequency band with a plurality of units. It can be handled with a mode converter. Or, it is not necessary to have a complicated shape like a ridge waveguide in order to increase the bandwidth.
請求項2に係わる発明は、誘電体が電波レンズとして機能して電磁波を変換プローブに集中させることができる。従って、請求項1の構造を用いる場合に比べて、さらに反射損失を改善させることができる。
In the invention according to the second aspect, the dielectric functions as a radio wave lens, and the electromagnetic wave can be concentrated on the conversion probe. Therefore, the reflection loss can be further improved as compared with the case where the structure of
請求項3に係わる発明は、空洞部のサイズを小さくしてモード変換器を小型化したり、反射特性を広帯域化したモード変換器を用いるため、マイクロ波装置を小型化したり、広い周波数帯域のマイクロ波装置を1台で構成することができる。
In the invention according to
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。なお、本発明によるモード変換器が取り扱う周波数の波長をλと呼称する。例えば1/4波長の長さをλ/4と記載する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail as examples based on the attached drawings. The wavelength of the frequency handled by the mode converter according to the present invention is called λ. For example, the length of a quarter wavelength is described as λ / 4.
図1は本発明によるK帯(Kバンド:18〜26GHz)のモード変換器を備えたマイクロ波装置を示す透視状態での分解斜視図である。また、図2は図1のマイクロ波装置の断面図を示し、図2(A)は側面の断面図であり、図2(B)は正面の断面図である。以下、図1及び図2を用いて構造を説明する。 FIG. 1 is an exploded perspective view in a see-through state showing a microwave device provided with a mode converter of K band (K band: 18 to 26 GHz) according to the present invention. 2 is a cross-sectional view of the microwave device of FIG. 1, FIG. 2 (A) is a side cross-sectional view, and FIG. 2 (B) is a front cross-sectional view. Hereinafter, the structure will be described with reference to FIGS.
このマイクロ波装置は衛星通信用周波数ダウンコンバータであり、四方体のアルミダイキャストで形成された下部筐体1、及び上部筐体3と、先端開放の導体パターンからなるプローブ2aと、これに連なり、伝送線路として作用するマイクロストリップライン2eとを備えた誘電体基板2とで構成され、誘電体基板2は下部筐体1と上部筐体3とで挟持されている。
This microwave device is a frequency down-converter for satellite communications, and is connected to a
下部筐体1は、受信信号が入力される矩形の導入口1dを備えた第一空洞部1aと、同第一空洞部1aの終端上方に配置された第二空洞部1bと、同第二空洞部1bの上方に配置された第三空洞A部1cとを備えており、第一空洞部1aと第三空洞A部1cとは第二空洞部1bで空洞が連通している。なお、導入口1dはK帯で使用するため、4.32mm×10.67mmの寸法になっている。また、この説明ではマイクロ波装置が受信装置として説明しているため電磁波の入口を導入口と呼称しているが、本発明を送信機に応用した場合は電磁波の出力口となる。
The
第一空洞部1aは導入口1dのみが開放された有底状の角筒形であり、第三空洞A部1cは上方が開放された角筒形であり、また、第二空洞部1bは上下端に、長手方向がλ/2の開放口である小判型のスロット1eを備えた断面が楕円の円筒形状である。なお、スロット1eはスロットアンテナとして機能し、導入口1dから入射した電磁波の進行方向を90度上方へ曲げている。
The
ここで、スロット1eは、導入口1dから入力された受信信号により、第一空洞部1aの壁面に流れる高周波電流と交差する方向に設ける。図5は矩形導波管の基本モードであるTE10モードの電磁界分布である。この図5において、電界Eは実線、磁界Hは点線、壁面を流れる高周波電流Iの分布は一点鎖線でそれぞれ表されている。
Here, the
図6はこのような矩形導波管の壁面にスロットを設けた例であり、図5で示した高周波電流の流れる向きと平行なスロット(a)以外の、同高周波電流と交差する方向に設けたスロットから電波が放射される。なお、αは導波管に対する傾き角度を、dはセンター位置からのズレを示す距離を、lはスロットの長さを、wはスロットの幅をそれぞれ表している。また、本実施例に相当するスロットは図6の(f)である。 FIG. 6 shows an example in which a slot is provided on the wall surface of such a rectangular waveguide. The slot is provided in a direction intersecting with the high-frequency current other than the slot (a) parallel to the flow direction of the high-frequency current shown in FIG. Radio waves are emitted from the slot. Α represents an inclination angle with respect to the waveguide, d represents a distance indicating a deviation from the center position, l represents a length of the slot, and w represents a width of the slot. The slot corresponding to this embodiment is (f) in FIG.
また、スロット2eのアンテナとしての放射効率は、同スロットの長さがλ/2のときが最も良いが、本実施例ではこれに限るものではなく、第二空洞部1b、または第三空洞部5の機械的寸法や、モード変換器としての反射特性、伝送特性などの電気的特性などを考慮して最適な特性が得られるように所要の長さとすることができる。
Further, the radiation efficiency of the
上部筐体3は、第三空洞A部1cの開放口と対応する開放口を有し、プローブ2aからλ/4の深さを有する角筒形の第三空洞B部3aと、誘電体基板2のプローブ2aをシールドするL字型の第四空洞部3bと、誘電体基板2の上に配置されたコンバータ回路2dをシールドする角筒形の第五空洞部3cとを備えている。なお、第三空洞B部3aと第四空洞部3bと第五空洞部3cとはそれぞれ上部筐体3の一部で連通している。
The
一方、誘電体基板2はプローブ2aと、基板の上下面に備えられた接地側導体パターン2bと、コンバータ回路2dの配線パターンなどからなる銅箔パターン(基板の上下面)を備えている。なお、第三空洞A部1cと第三空洞B部3aとの開放口に対応する位置の上下面の接地側導体パターン2bの銅箔は切り取られ、矩形の第三空洞C部2cを形成している。また、第三空洞A部1cと第三空洞B部3aと第三空洞C部2cとの断面は、4.32mm×10.67mmで同じ大きさに形成され、さらに、第一空洞部1aの断面と同じ大きさである。つまり、第一空洞部1aが第二空洞部1bを介して90度上方に折曲され、第三空洞A部1cと第三空洞C部2cと第三空洞B部3aとが順次連結された第三空洞部5へ連通した構成になっている。
On the other hand, the
なお、ここでは説明の都合上、第三空洞A部1cと第三空洞C部2cと第三空洞B部3aとを個別に説明しているが、電気的に見るとこれらは1つの第三空洞部5からなる導波管と見なすことができる。
Here, for convenience of explanation, the third cavity A
下部筐体1の第三空洞A部1cの底部には、スロット1eを覆うように断面曲線状の誘電体4が配置されている。従って、例えば20GHz(ギガヘルツ)の電磁波が導入口1dから入力されると、第一空洞部1aの奥の反射面で反射され、第二空洞部1bを経由して第三空洞A部1cへ導かれる。
A dielectric 4 having a curved cross-section is disposed at the bottom of the third cavity A
この時、誘電体4が無い状態であれば、入力された電磁波は第三空洞A部1c内を上方へ抜け、第三空洞B部3aで反射されてプローブ2aへ到達する。ただし、この場合、第二空洞部1b、第三空洞A部1cへ放射される電磁波はすべての波面がプローブ2aと平行でないため、プローブ2aの中心付近の電磁波のみがピックアップされることになる。つまり、それ以外の電磁波は反射波として導入口1dへ戻り、結果的にリターンロスが小さく(反射特性が悪く)なる。
At this time, if the dielectric 4 is not present, the input electromagnetic wave passes upward through the third cavity A
本実施例では前述のように断面曲線状の誘電体4を第三空洞A部1cの底部に備えているため、第二空洞部1b内で上方に直進してきた電磁波は誘電体4が電波レンズとして機能することにより、波面がプローブ2aと平行となるように規制される。従って、誘電体4の形状、及び誘電率を所要の値に決定すれば、第二空洞部1b内を上方に直進してきた電磁波をプローブ2aで効率的にピックアップすることができる。
In the present embodiment, as described above, the dielectric 4 having a curved cross section is provided at the bottom of the third cavity A
なお、誘電体レンズを用いた装置としては、特開平10−126109や特開2002−9542を、また、誘電体レンズについては、「Richard C. Johnson ,”ANTENNA ENGINEERING HANDBOOK THIRD EDITION” p16-2〜p16-11,1993 」などの文献をそれぞれ参照されたい。 In addition, as an apparatus using a dielectric lens, JP-A-10-126109 and JP-A-2002-9542, and as for a dielectric lens, “Richard C. Johnson,” ANTENNA ENGINEERING HANDBOOK THIRD EDITION ”p16-2˜ Refer to documents such as “p16-11,1993”.
このように本発明によれば、モード変換器の反射特性を向上させ、導波管モード−同軸モード間の変換効率を改善することができる。なお、この効果は誘電体4の形状で特性が異なるが、誘電体4の挿入だけでも効果がある。以下に誘電体4の形状の違いによる効果を説明する。
Thus, according to the present invention, the reflection characteristics of the mode converter can be improved, and the conversion efficiency between the waveguide mode and the coaxial mode can be improved. Although this effect has different characteristics depending on the shape of the dielectric 4, the effect can be obtained only by inserting the
図3は誘電体4の異なる3つの形状を示す斜視図である。図3(A)は棒状、(B)は板状、(C)は断面曲線状の形態をしている。これらを交換しながら本発明によるモード変換器の反射特性を測定した結果を図4に示す。図4のグラフにおいて、縦軸は反射損失(dB)を示し、横軸はモード変換器に入力されるRF周波数(GHz)を示す。なお、装着される誘電体の比誘電率はすべて2.3のフッ素樹脂( 4フッ化エチレン樹脂) である。
FIG. 3 is a perspective view showing three different shapes of the
図4において、誘電体がない場合は、測定周波数帯域における反射損失が−10dB〜−13dB程度となるが、棒状の誘電体を配置するだけで2〜5dB損失を改善できる。さらに、板状の誘電体の場合は誘電体がない場合に比較し、8〜15dB程度改善できる。さらに、断面が曲線状の誘電体を用いると誘電体がない場合に比較し、9dB〜18dB改善できることが読み取れる。 In FIG. 4, when there is no dielectric, the reflection loss in the measurement frequency band is about −10 dB to −13 dB, but the loss can be improved by 2 to 5 dB just by arranging the rod-shaped dielectric. Furthermore, in the case of a plate-like dielectric material, it can be improved by about 8 to 15 dB compared with the case where there is no dielectric material. Furthermore, it can be read that the use of a dielectric having a curved cross section can improve 9 dB to 18 dB compared to the case where there is no dielectric.
本発明の効果はこの様な反射特性の改善が、簡単な形状の誘電体を付加するだけで特定の狭い周波数帯域でなく、図4のように広い周波数帯域で可能としたことにある。このため、従来行なっているように異なる周波数帯毎にモード変換器を用意し、複数台で広い周波数帯を分割してカバーすることなく、1台のモード変換器で対応できる。 The effect of the present invention lies in that such reflection characteristics can be improved not only in a specific narrow frequency band but also in a wide frequency band as shown in FIG. 4 simply by adding a dielectric having a simple shape. For this reason, a mode converter is prepared for each different frequency band as in the past, and a single mode converter can be used without dividing and covering a wide frequency band with a plurality of units.
また、従来のように広帯域化のために、リッジ導波管のような複雑な形状の導波管を用いたり、導波管中に導体棒を突出させて整合状態を調整したりすることによる構造の複雑化や製造コストの上昇、または前記導体棒により発生するおそれのある信号の損失などの特性劣化を引き起こすことがなく、安価で簡単な構成により広帯域で反射特性の改善を実現することができる。 In addition, in order to increase the bandwidth as in the past, a waveguide having a complicated shape such as a ridge waveguide is used, or a matching state is adjusted by projecting a conductive rod into the waveguide. Improves reflection characteristics over a wide band with an inexpensive and simple configuration without causing structural deterioration, increased manufacturing costs, or loss of characteristics such as signal loss that may occur due to the conductor rod. it can.
また、第三空洞A部1c内の空気(誘電率1.0)に代替して誘電体(誘電率2.3)が配置されるため、導波管内でのQ値(Quality factor)が低下し、結果的に反射特性を広帯域化することができる。従って、比誘電率が空気よりも高い誘電体を用いて、その断面形状やサイズを適宜選択して装着することにより、空洞部のサイズを小さくしてモード変換器を小型化したり、反射特性を広帯域化することができる。
In addition, since the dielectric (dielectric constant 2.3) is disposed instead of the air (dielectric constant 1.0) in the third cavity A
なお、本実施例では誘電体4の突方向をプローブ2aに向かう方向に配置しているが、これに限るものでなく、誘電体4の突方向をスロット1eに向かう方向に配置しても同様の効果を得ることができる。
In this embodiment, the protruding direction of the dielectric 4 is arranged in the direction toward the
また、本実施例では矩形導波管を用いて説明しているが、本願はこれに限るものでなく、円形導波管を用いても同様の効果を得ることが出来る。さらに、本実施例では受信装置である周波数ダウンコンバータとして説明しているが、これに限るものでなく、衛星通信用の送信機に用いても同様の効果を得ることができる。 In this embodiment, a rectangular waveguide is used for explanation. However, the present application is not limited to this, and a similar effect can be obtained by using a circular waveguide. Furthermore, although the present embodiment has been described as a frequency downconverter that is a receiving device, the present invention is not limited to this, and the same effect can be obtained even when used in a transmitter for satellite communication.
本実施例では誘電体の材料としてフッ素樹脂(四フッ化エチレン樹脂)を用いているが、これに限るものではなく、使用する周波数帯で低損失であるなど高周波特性の良い材料を適宜選択することができる。
また、本実施例ではプローブを誘電体基板上に導体パターンで形成したが、これに限るものではなく、導体棒を誘電体基板上の導体パターンに接続し、第三空洞部に突出させてもよい。
また、反射特性の測定は、ネットワークアナライザなどの通常の反射特性を測定するための測定器を用いて、測定することができる。
In this embodiment, fluororesin (tetrafluoroethylene resin) is used as the dielectric material. However, the present invention is not limited to this, and a material having good high frequency characteristics such as low loss in the frequency band to be used is appropriately selected. be able to.
In this embodiment, the probe is formed in a conductor pattern on the dielectric substrate. However, the present invention is not limited to this. The conductor rod may be connected to the conductor pattern on the dielectric substrate and protruded into the third cavity. Good.
The reflection characteristic can be measured using a measuring instrument for measuring normal reflection characteristics such as a network analyzer.
1 下部筐体
1a 第一空洞部
1b 第二空洞部
1c 第三空洞A部
1d 導入口
1e スロット
2 誘電体基板
2a プローブ
2b 接地側導体パターン
2c 第三空洞C部
2d コンバータ回路
3 上部筐体
3a 第三空洞B部
3b 第四空洞部
3c 第五空洞部
4 誘電体
5 第三空洞部
DESCRIPTION OF
Claims (3)
電磁波の入出口を備えた空洞からなる第一空洞部と、前記第一空洞部の壁面に、前記入出口から導入または送出される電磁波と対応して前記第一空洞部の壁面を流れる高周波電流と交差する方向に設けたスロットと、同スロットが連続形成された第二空洞部と、同第二空洞部に連通し、前記入出口と同じ断面形状を有する第三空洞部と、同第三空洞部に突出させた変換プローブとを備え、
前記第三空洞部の入口に誘電体を配置してなることを特徴とするモード変換器。 In a mode converter for mode conversion between a waveguide mode and a coaxial mode,
A high-frequency current flowing through the wall surface of the first cavity portion corresponding to the electromagnetic wave introduced or sent out from the entrance / exit to the wall surface of the first cavity portion, the first cavity portion comprising a cavity having an electromagnetic wave entrance / exit A slot provided in a direction intersecting with the second cavity, a second cavity formed continuously with the slot, a third cavity communicating with the second cavity and having the same cross-sectional shape as the inlet / outlet, and the third cavity A conversion probe protruding into the cavity,
A mode converter comprising a dielectric disposed at the entrance of the third cavity.
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