JP2006296081A - Charging system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、外部電源を用いてリチウムイオン電池などの2次電池を充電する、シリーズレギュレータ型の充電システムに関するものである。 The present invention relates to a series regulator type charging system that charges a secondary battery such as a lithium ion battery using an external power source.
近年、リチウムイオン電池などの2次電池の充電には、効率を重視してスイッチング方式やパルス方式による充電を行う場合が増えているが、これらに対して低ノイズ、制御の容易性、省部品及び低価格などの利点から、シリーズレギュレータ型の充電システムも多い。特許文献1に記載されている、シリーズレギュレータ型充電システムの回路構成例を図8に示し、以下にその動作を説明する。
In recent years, charging of secondary batteries such as lithium-ion batteries has been increasingly performed by switching and pulse methods with an emphasis on efficiency, but low noise, ease of control, and parts saving There are also many series regulator type charging systems due to the advantages such as low price. An example of the circuit configuration of a series regulator charging system described in
図8において、符号1はACアダプタ等の外部電源を示す。符号2はリチウムイオン電池などの2次電池を示す。符号31は充電回路を示す。充電回路31は、PチャンネルMOSFETからなる充電制御素子4、逆流防止ダイオード51、電流検出抵抗6、および充電制御回路7から構成される。
In FIG. 8,
充電制御素子4と逆流防止ダイオード51と電流検出抵抗6とは直列に接続され、充電回路31は、外部電源1から供給される直流電力を定電流あるいは定電圧に制御して、2次電池2を充電する。
The
充電制御回路7は、電流検出抵抗6によって2次電池2への充電電流を検出するとともに、2次電池2の電池電圧Vbも検出しており、充電制御素子4にゲート電圧を印加してそのインピーダンスを調整する。一般的には、2次電池2の電池電圧Vbが低い場合は、電流検出抵抗6の両端電圧を安定化するように充電制御素子4のインピーダンスを調整することにより定電流充電する。また、2次電池2の電池電圧Vbが上昇して満充電に近づくと、2次電池2の電池電圧を安定化するように充電制御素子4のインピーダンスを調整することにより定電圧充電する。
The
逆流防止ダイオード51は、外部電源1が非接続状態のような非充電時に、2次電池2から充電制御素子4を介して電流が流れないようにするために接続される。このため、外部電源1からの供給電圧Viは、定電圧充電時における充電回路31の出力電圧(2次電池2の電池電圧)Vbに、充電制御素子4と電流検出抵抗6とでの電圧降下と逆流防止ダイオード51による0.7V程度の順方向電圧降下とを加えた電圧に設定する必要がある。
The
さらに、上記の充電制御素子4による定電流充電に先立ち、外部電源1が定電流垂下特性を有する場合、2次電池2の電池電圧が低い充電初期において充電制御素子4をオン状態にすることにより、外部電源1で決まる定電流で2次電池2を急速充電することがある。すなわち、充電回路31での電力損失を抑えて、かつ充電回路31の能力以上の定電流で2次電池2を急速充電するために、外部電源1を積極的に利用する充電モードである。このような急速充電モードでは、逆流防止ダイオード51での順方向電圧降下に伴う電力損失が多大となる。
上記従来のシリーズレギュレータ型の充電システムの課題は、充電制御素子4による定電流充電時において、充電制御素子4に大きな消費電力が発生することである。しかも、2次電池2から電力供給される負荷回路(図示せず)が動作すると、負荷回路への供給電流だけ2次電池2への充電電流が減少するので、充電時間が伸びる。すなわち、充電制御素子4で大きな消費電力が発生する期間が長くなる。発熱低減と素子寿命確保のため、充電制御素子4には許容電力やサイズの大きな素子を用いる必要がある。
A problem of the conventional series regulator type charging system is that large power consumption occurs in the
上記問題点に鑑み、本発明の充電システムは、充電制御素子への電力集中を軽減することにより、充電制御素子の許容電力の低減と小型化を図ることを目的とするものである。 In view of the above problems, the charging system of the present invention aims to reduce the allowable power and reduce the size of the charging control element by reducing the power concentration on the charging control element.
上記課題を解決するために、本発明に係る充電システムは、入力端子に外部電源から電力が入力されて出力端子から2次電池に充電電流を出力するシリーズレギュレータ型の充電回路を有している。充電回路は、外部電源から2次電池への充電経路に、2次電池への充電電流を調整する充電制御素子と導通時に素子両端に発生する電圧の大小を制御可能な逆流防止素子とを直列に有している。逆流防止素子は、2次電池から入力端子へ電流の逆流を遮断するとともに、充電時には所定のインピーダンスを示す動作状態を有する。 In order to solve the above-described problems, a charging system according to the present invention includes a series regulator type charging circuit in which power is input from an external power source to an input terminal and a charging current is output from the output terminal to a secondary battery. . In the charging circuit, a charging control element that adjusts the charging current to the secondary battery and a backflow prevention element that can control the magnitude of the voltage generated at both ends of the element when conducting are connected in series to the charging path from the external power source to the secondary battery. Have. The backflow prevention element has an operating state that blocks a backflow of current from the secondary battery to the input terminal and exhibits a predetermined impedance during charging.
以上の構成により、充電時において逆流防止素子での電圧降下により、充電制御素子に集中していた消費電力を、逆流防止素子にも負担させる。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。 With the above configuration, the power consumption concentrated on the charge control element is also borne by the backflow prevention element due to the voltage drop at the backflow prevention element during charging. As a result, it is possible to disperse thermal stress, reduce the allowable power of the charge control element, and reduce the size.
さらに本発明に係る充電システムは、逆流防止素子が、ボディダイオードが充電電流に対して順方向となるMOSFETであって、充電回路は逆流防止素子を制御する逆流防止制御回路を有する。逆流防止制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の所定の範囲内にある場合に逆流防止素子をオン状態とし、所定の範囲外の場合は逆流防止素子をオフ状態とする構成を有する。 Furthermore, in the charging system according to the present invention, the backflow prevention element is a MOSFET whose body diode is forward with respect to the charging current, and the charging circuit has a backflow prevention control circuit that controls the backflow prevention element. The backflow prevention control circuit turns on the backflow prevention element when the absolute value of the input voltage of the charging circuit is within a predetermined range that is equal to or greater than the absolute value of the output voltage of the charging circuit, and prevents backflow when it is outside the predetermined range. The device is configured to be in an off state.
これにより、充電制御素子による定電流充電時において、逆流防止素子のボディダイオードでの電圧降下により、充電制御素子に集中していた消費電力を逆流防止素子にも負担させることができる。なお、逆流防止素子と並列に、充電電流に対して順方向となるダイオードを接続しても構わない。 Thus, during constant current charging by the charge control element, the power consumption concentrated on the charge control element can be borne by the backflow prevention element due to the voltage drop at the body diode of the backflow prevention element. In addition, you may connect the diode which becomes a forward direction with respect to a charging current in parallel with a backflow prevention element.
また、上記の充電回路の出力電圧の絶対値より高い所定の範囲は、充電回路の出力電圧の絶対値と、充電回路の出力電圧の絶対値に充電制御素子のオン時電圧降下とダイオードの順方向電圧降下とを加算した電圧値以上の電圧値との間に設定するとよい。 In addition, the predetermined range higher than the absolute value of the output voltage of the charging circuit described above is the absolute value of the output voltage of the charging circuit, the absolute value of the output voltage of the charging circuit, It is good to set between the voltage value more than the voltage value which added the direction voltage drop.
また、本発明に係る充電システムは、逆流防止素子がMOSFETであって、充電回路は、逆流防止素子のバックゲート電圧を設定するバックゲート電圧設定回路と、逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を調整するオン電圧制御回路を有し、バックゲート電圧設定回路は、充電回路の入力電圧の絶対値と出力電圧の絶対値とを比較する比較器と、比較器の出力に基づいて逆流防止素子のバックゲートを充電回路の入力電圧と出力電圧のうちその絶対値の大きい側に接続するスイッチとを有し、オン電圧制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の場合に、逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を所定値に調整する動作状態を有する構成としても良い。 In the charging system according to the present invention, the backflow prevention element is a MOSFET, and the charging circuit includes a backgate voltage setting circuit that sets a backgate voltage of the backflow prevention element, and a drain-source voltage of the backflow prevention element. The back gate voltage setting circuit includes a comparator that compares the absolute value of the input voltage of the charging circuit and the absolute value of the output voltage, and a backflow prevention element based on the output of the comparator. A switch that connects the back gate to the input voltage of the charging circuit and the output voltage that has a larger absolute value. The on-voltage control circuit has an absolute value of the input voltage of the charging circuit that is When the value is equal to or greater than the value, the drain-source voltage of the backflow prevention element may be adjusted to a predetermined value.
この構成によって、充電時において、逆流防止素子での電圧降下を調整することにより、充電制御素子に集中していた消費電力を逆流防止素子にも負担させ、熱ストレスを分散させ、充電制御素子の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。 With this configuration, by adjusting the voltage drop at the backflow prevention element during charging, the power consumption concentrated on the charge control element is also borne by the backflow prevention element, the thermal stress is dispersed, and the charge control element The allowable power can be reduced and the size can be reduced.
さらに上記構成において、オン電圧制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の場合に、逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を充電制御素子のドレイン−ソース間電圧の所定の倍率の電圧値に調整する動作状態を有することにより、充電制御素子に集中していた消費電力のうちの所定の割合の電力を逆流防止素子に負担させることができる。また、充電制御素子と逆流防止素子との電力分担を等しくしてもよい。 Further, in the above configuration, the on-voltage control circuit uses the drain-source voltage of the backflow prevention element when the absolute value of the input voltage of the charging circuit is equal to or larger than the absolute value of the output voltage of the charging circuit. By having the operation state of adjusting the voltage value of the inter-voltage to a predetermined magnification, it is possible to cause the backflow prevention element to bear a predetermined ratio of the power consumption concentrated on the charge control element. Further, the power sharing between the charge control element and the backflow prevention element may be made equal.
本発明に係る充電システムによれば、シリーズレギュレータ型の充電システムにおいて、外部電源からの入力電圧が2次電池の電池電圧より低い場合には逆流を阻止する逆流防止素子の電圧降下を、充電時において調整することにより、充電制御素子に集中していた消費電力の一部を、充電制御素子に匹敵するサイズの逆流防止素子にも負担させることができる。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子の許容電力の低減と小型化が可能となる。つまり、シリーズレギュレータ型充電システムの充電制御素子による定電流充電時に、充電制御素子に集中していた消費電力を、充電制御素子と同等のサイズを有する逆流防止素子にも分担させることができるため、充電制御素子の許容電力低減による小型化や、寿命延長による信頼性向上を図ることができる。 According to the charging system of the present invention, in the series regulator type charging system, when the input voltage from the external power source is lower than the battery voltage of the secondary battery, the voltage drop of the backflow prevention element that prevents backflow is reduced during charging. By adjusting in step, a part of the power consumption concentrated on the charge control element can be borne by the backflow prevention element having a size comparable to the charge control element. As a result, thermal stress is dispersed, and the allowable power of the charge control element can be reduced and downsized. In other words, during constant current charging by the charging control element of the series regulator type charging system, the power consumption concentrated on the charging control element can be shared with the backflow prevention element having the same size as the charging control element. It is possible to reduce the size of the charge control element by reducing the allowable power and to improve the reliability by extending the life.
以下、本発明に係る充電システムについて、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, a charging system according to the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1に係る充電システムの回路構成を示す。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a circuit configuration of a charging system according to
図1において、符号1はACアダプタ等の外部電源を示す。符号2はリチウムイオン電池などの2次電池を示す。符号3は充電回路を示す。
In FIG. 1,
充電回路3は、PチャンネルMOSFETからなる充電制御素子4、PチャンネルMOSFETからなる逆流防止素子5、電流検出抵抗6、充電制御回路7、および逆流防止制御回路8から構成される。
The charging circuit 3 includes a
充電制御素子4と逆流防止素子5と電流検出抵抗6とは直列に接続されている。そして、充電回路3は、外部電源1から供給される直流電力を定電流あるいは定電圧に制御して、2次電池2を充電する。充電制御素子4と逆流防止素子5とは、互いのドレイン端子が接続されて向い合わせに設置される。
The
充電制御回路7は、第1の電圧Vb1を発生する充電状態切り替え用基準電圧源71、電池電圧検出用比較器72、充電制御回路切り替えスイッチ73、定電流充電制御用演算増幅器74、定電流充電時の電流値に対応した電圧Virefを発生する定電流充電用基準電圧源75、定電圧充電制御用演算増幅器76、および第2の電圧Vb2を発生する定電圧充電用基準電圧源77から構成される。
The
充電制御回路7は、電流検出抵抗6によって2次電池2への充電電流Ibを検出するとともに、2次電池2の電池電圧Vbも検出しており、充電制御素子4にゲート電圧を印加し、そのインピーダンスを調整する。
The
本実施の形態において、充電制御回路7は、2次電池2の電池電圧Vbが第1の電圧Vb1(=3V)以下の場合、電池電圧検出用比較器72を用いてそれを検出し、充電制御回路切り替えスイッチ73を切り替え、電流検出抵抗6における電圧降下を無視して充電制御素子4をフルオン状態とする。この図のように充電制御素子がPMOSデバイスである場合には、充電制御回路切り替えスイッチ73の切り替えにより、ゲート電圧を最低電圧であるグランドレベルに設定する。この時、充電制御回路7は外部電源1の定電流特性による急速充電モードとなる。外部電源1の定電流出力をIb0(=1A)とする。
In the present embodiment, when the battery voltage Vb of the
つぎに、2次電池2の電池電圧Vbが第1の電圧Vb1より高くなると、充電制御回路切り替えスイッチ73の切り替えにより、充電制御回路7は電流検出抵抗6における電圧降下を一定とするような定電流充電制御用演算増幅器74による制御に切り替わり、それによって充電制御素子4のゲート電圧を調整する。すなわち、充電制御回路7は定電流充電モードとなる。このときの充電電流をIb1(=0.5A)とする。
Next, when the battery voltage Vb of the
2次電池2の電池電圧Vbが第2の電圧Vb2(=4.2V)に至ると、充電制御回路切り替えスイッチ73の切り替えにより、該電圧を維持するように定電圧充電制御用演算増幅器76による制御に切り替わり、それによって充電制御素子4のゲート電圧を調整する。すなわち、充電制御回路7は定電圧充電モードとなる。
When the battery voltage Vb of the
なお、定電流充電動作と定電圧充電動作の切り替えを充電制御回路切り替えスイッチ73によって表したが、より具体的な構成例としては、2次電池2の電池電圧Vbを測定して、前記第2の電圧Vb2よりわずかに小さい電圧と比較してもよいし、定電圧充電用演算増幅器76と定電流充電用演算増幅器74の出力の2つを入力として、大きい方の制御信号を選択して充電制御素子4のゲートに印加するような、最大値回路を用いてもよい。前記最大値回路を用いた場合の動作では、前記定電流充電用演算増幅器74による定電流充電により前記2次電池2の電池電圧Vbが第2の電圧Vb2に達したところで、なめらかに前記定電圧充電用演算増幅器76による定電圧充電へと移行する。
The switching between the constant current charging operation and the constant voltage charging operation is represented by the charge control
図1において、逆流防止制御回路8は、充電回路3の入出力電圧Vi,Vbを検出し、入出力電圧Vi,Vbの大小関係に応じて逆流防止素子5にゲート電圧を印加してそのオン・オフを制御する。逆流防止制御回路8は、第1の比較器81、第2の比較器82、オフセット電圧Vos(=1.5V)を有するオフセット電圧源83、およびNANDゲート84から構成される。
In FIG. 1, the backflow
逆流防止制御回路8において、第1の比較器81は充電回路3の入力電圧Viが非反転入力端子に入力され、充電回路3の出力電圧Vbが反転入力端子に入力される。第2の比較器82は充電回路3の入力電圧Viが反転入力端子に入力され、充電回路3の出力電圧Vbにオフセット電圧源83のオフセット電圧Vosを加算した電圧(Vb+Vos)が非反転入力端子に入力される。NANDゲート84は、第1の比較器81と第2の比較器82の各出力が入力され、出力はPチャンネルMOSFETからなる逆流防止素子5のゲート端子に与えられる。逆流防止制御回路8は、入力電圧Viが電池電圧Vb以上で電池電圧Vbにオフセット電圧Vosを加算した電圧(Vb+Vos)以下の範囲内にある充電時に逆流防止素子5をオン状態とし、上記範囲外ではオフ状態とする。
In the backflow
このことによって、外部電源1からの入力電圧Viが電池電圧Vbより低い時は、逆流防止素子5およびそのボディダイオードによって逆流を阻止し、入力電圧Viが電池電圧Vbより十分高い充電時には、ボディダイオードでの電力消費によって充電制御素子4への電力集中を分散させる。
Thus, when the input voltage Vi from the
なお、充電制御回路7の内部回路については、一例を示しているのみである。その回路構成は、2次電池の種類によっても異なり、同じ2次電池であっても種々の構成が考えられるのはいうまでもない。
The internal circuit of the charging
ここで、充電制御回路7と逆流防止制御回路8の動作電源について説明する。充電制御回路7の電源は基本的には外部電源1からとる。また、逆流防止制御回路8の電源は、外部電源1が無い時に逆流防止素子5をオフさせるように制御するので、2次電池2からとるのが基本である。ただし、充電制御回路7の中でも、2次電池2からの入力部分など、必要に応じて2次電池2から電源供給させる可能性はある。また、逆流防止制御回路8が動作できないレベルにまで2次電池2の電圧が低下している場合も想定され、場合によっては、2次電池2から外部電源1に電源を切り替えることも考えられる。要はシステム全体として電源の与え方を工夫することが必要である。先行技術の制御回路800に関しても上記の制御回路8と同様です。
Here, the operation power supplies of the
図2は、図1に示した実施の形態1による充電システムにおいて、2次電池2が充電されている経時変化を示す動作波形図である。同図には、充電回路3の入力電圧Vi(破線)、充電回路3の出力電圧すなわち2次電池2の電池電圧Vb、2次電池2への充電電流Ib、第1の比較器81の出力Vc1、第2の比較器82の出力Vc2、NANDゲート84の出力すなわち逆流防止素子5のゲート電圧Vgを示す。以下、図1に示した本発明の実施の形態1に係る充電システムの動作について、図2を用いて説明する。
FIG. 2 is an operation waveform diagram showing a change over time when the
図2の期間T1は、2次電池2の電池電圧Vbは第1の電圧Vb1より低いが、外部電源1が非接続または停止状態にあって、充電回路3の入力電圧Viがゼロ電圧もしくは2次電池2の電池電圧Vbより低い状態である。このとき、第1の比較器81の出力Vc1はLレベル、第2の比較器82の出力Vc2はHレベルである。そのため、逆流防止素子5のゲート電圧VgはHレベルとなり、PチャンネルMOSFETである逆流防止素子5はオフとなる。これによって、2次電池2からの逆流が阻止される。なお、この逆流防止素子5は、ボディダイオードが充電電流の方向に対して順方向になっているため、当然ボディダイオードの経路においても2次電池2からの逆流が阻止される。
In the period T1 of FIG. 2, the battery voltage Vb of the
一方、充電制御回路7は、外部電源が接続されていない場合は動作せず、充電制御素子4の制御は行わない。この場合、2次電池2から外部電源1に向う方向の逆流電流は逆流電流素子5が遮断するので、充電制御素子4の状態は任意である。したがって、充電制御回路7に求められるのは、外部電源1が印加されておらず、2次電池2の電圧Vbが印加されている場合に電流検出抵抗6の両端の入力部などから、電流消費しないということだけである。
On the other hand, the
図2の期間T2は、外部電源1からの供給電圧が充電回路3に入力された急速充電モードの期間である。まず、2次電池2の電池電圧Vbは第1の電圧Vb1より低いので、外部電源1からの供給電圧が充電回路3に入力されると、充電制御素子4は充電制御回路7によってオン状態となり、外部電源1→充電制御素子4→逆流防止素子5のボディダイオード→電流検出抵抗6→2次電池2と充電電流が流れる。このとき、充電回路3の入力電圧Viは、2次電池2の電池電圧Vbに対して、充電制御素子4のオン抵抗(0.2Ω)と電流検出抵抗6(抵抗値0.2Ω)での外部電源1の定電流出力Ib0(=1A)による電圧降下(0.4V)と、逆流防止素子5のボディダイオードの順方向電圧降下(0.7V)とを加えたものとなる。すなわち、(Vi=Vb+1.1V)となる。
A period T <b> 2 in FIG. 2 is a period of the quick charge mode in which the supply voltage from the
したがって、充電回路3の入力電圧Viと2次電池2の電池電圧Vbとの電圧差は、オフセット電圧Vos(=1.5V)より小さいので、第1の比較器81の出力Vc1と第2の比較器82の出力Vc2はともにHレベルとなる。したがって、NANDゲート84の出力すなわち逆流防止素子5のゲート電圧VgはLレベルとなり、PチャンネルMOSFETである逆流防止素子5はオン状態となる。逆流防止素子5がオン状態となって、逆流防止素子5のオン抵抗(0.2Ω)による電圧降下を0.2Vとしても、充電制御素子4のオン抵抗と電流検出抵抗6での電圧降下と加えて0.6Vであるから、第1の比較器81の出力Vc1と第2の比較器82の出力Vc2がともにHレベルであることに変わりなく、急速充電モードは維持される。
Therefore, since the voltage difference between the input voltage Vi of the charging circuit 3 and the battery voltage Vb of the
なお、以上の説明における数値は一例であり、この数値に限定されるものではない。 In addition, the numerical value in the above description is an example, and is not limited to this numerical value.
図2の期間T3は、2次電池2の充電が進み、電池電圧Vbが第1の電圧Vb1(=3V)より高くなった定電流充電モードの期間である。定電流充電モードになると、外部電源1は外部電源1の定電流動作から脱して所定の出力電圧Vi(=5.5V)を供給するようになる。このため、充電回路3の入出力電圧Vi,Vb間には5.5−3=2.5Vの電圧差が発生し、オフセット電圧Vos(=1.5V)より高くなる。したがって、第1の比較器81の出力Vc1はHレベル、第2の比較器82の出力Vc2はLレベルとなり、逆流防止素子5のゲート電圧VgはHレベルとなり、PチャンネルMOSFETである逆流防止素子5はオフとなる。
A period T3 in FIG. 2 is a constant current charging mode period in which the charging of the
充電電流Ibは、定電流Ib1(=0.5A)に調整されて、外部電源1→充電制御素子4→逆流防止素子5のボディダイオード→電流検出抵抗6→2次電池2と流れる。逆流防止素子5のボディダイオードでの順方向電圧降下を0.7Vとすると、逆流防止素子5での消費電力は0.7×0.5=0.35Wとなる。一方、電流検出抵抗6での電圧降下は0.1Vであるから、充電制御素子4への印加電圧は、2.5−0.7−0.1=1.7Vとなる。したがって、充電制御素子4での消費電力は1.7×0.5=0.85Wとなる。
The charging current Ib is adjusted to a constant current Ib1 (= 0.5 A), and flows from the
従来のように逆流防止素子5がオン状態(オン抵抗0.2Ω)であると、逆流防止素子5での消費電力は、0.2×0.5×0.5=0.05Wとなり、充電制御素子4への印加電圧は、2.5−0.1−0.1=2.3Vとなり、充電制御素子4での消費電力が2.3×0.5=1.15Wとなっていた。このような従来の構成に比べると、0.3Wの消費電力を逆流防止素子5が分担することにより、充電制御素子4での消費電力が低減する。
When the
図2の期間T3において、さらに2次電池2の充電が進み、電池電圧Vbが高くなって4Vを超えると、充電回路3の入出力間に発生している電圧差がオフセット電圧Vos(=1.5V)より小さくなる。すると、第1の比較器81の出力Vc1と第2の比較器82の出力Vc2はともにHレベルとなり、逆流防止素子5のゲート電圧VgはLレベルとなって逆流防止素子5はオン状態となる。このため、逆流防止素子5での消費電力は0.05Wとなるが、充電回路3の入出力間電圧差も1.5Vに低下しているので、充電制御素子4への印加電圧は1.3V、消費電力も0.65Wである。
In the period T3 of FIG. 2, when the
図2の期間T4は、2次電池2の電池電圧Vbが高くなって第2の電圧Vb2(=5V)に至った定電圧充電モードである。充電電流Ibは、2次電池2の電池電圧Vbと正味の電池電圧Vbxとの差電圧と2次電池2の内部抵抗で決まる小電流である。この電流が数十mAの所定値を下回ると充電動作を終了し、過充電を防止する。このとき、第1の比較器81の出力Vc1と第2の比較器82の出力Vc2はともにHレベルであり、逆流防止素子5はオン状態である。
A period T4 in FIG. 2 is a constant voltage charging mode in which the battery voltage Vb of the
以上のように、充電制御素子4による定電流充電時において、充電回路3の入出力間電圧差が大きい場合に逆流防止素子5をオフし、逆流防止素子5のボディダイオードによる電圧降下を発生させ、充電制御素子4に集中していた消費電力の一部を逆流防止素子5にも分担させる。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子4の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。
As described above, during constant current charging by the charging
なお、上記実施の形態1では充電回路3の出力から入力への逆流を阻止するための逆流防止素子5のボディダイオードを用いたが、充電電流に対して順方向となるダイオードを逆流防止素子5と別途並列に接続してもよい。例えば、ショットキーバリアダイオードを接続すると、その順方向電圧が上記逆流防止素子5のボディダイオードよりも小さいので、上記ショットキーバリアダイオードに大部分の電流が流れることになり、上記ショットキーバリアダイオードに発熱を分担させることができる。また、シリコンのPN接合ダイオードを用いた場合は、上記逆流防止素子5のボディダイオードと順方向電圧がほぼ等しいので、それらの大小に応じた配分で電流が分配され、発熱が分散する。
In the first embodiment, the body diode of the
(実施の形態2)
本発明の実施の形態1に係る充電システムは構成が単純であるが、逆流防止素子への電圧印加がボディダイオードによる電圧降下(約0.7V)までであるので、十分な電力分散ができない場合がある。以下に説明する実施の形態2に係る充電システムは、さらに若干の制御を追加することで、電力分散の効果を改善することができる。
(Embodiment 2)
The charging system according to
ここで、実施の形態1との違いについて説明する。この実施の形態2においても逆流防止素子の状態を変えている。ただ、状態の変化がオン・オフの2状態だけでなく、連続的という点が異なる。実施の形態1では、逆流防止素子5をオンするとオン抵抗による電圧降下分の電圧、オフすると、ボディダイオード分の電圧が発生する。それに対して、実施の形態2は、逆流防止素子5のゲート電圧を変化させることでオン抵抗を連続的に制御し、ダイオードの順方向電圧以外の任意の電圧を逆流防止素子5の部分に発生させることで、逆流防止素子5での電力消費を制御する。そのため、条件によってはボディダイオードが並列に接続されていることが邪魔になる。バックゲート電圧設定回路10は逆流防止素子5のボディダイオードを、無効化するためのものである。
Here, differences from the first embodiment will be described. Also in the second embodiment, the state of the backflow prevention element is changed. However, it is different in that the change in state is not only two states, on and off, but continuous. In the first embodiment, when the
図3は、本発明の実施の形態2に係る充電システムの回路構成を示す。
FIG. 3 shows a circuit configuration of a charging system according to
図3において、図1に示した実施の形態1に係る充電システムと同様の構成については、同じ番号を付与し、その説明は省略する。図3に示した実施の形態2に係る充電システムが、図1に示した実施の形態1に係る充電システムと異なる点は、図1の逆流防止素子5の代わりに逆流防止素子9を接続し、逆流防止制御回路8の代わりに、バックゲート電圧設定回路10とオン電圧制御回路11とが付加された点である。
In FIG. 3, the same reference numerals are given to the same configurations as those of the charging system according to
ここで、充電制御回路7の動作電源は、基本的には外部電源1からとる。また、バックゲート電圧設定回路10とオン電圧制御回路11とは、2次電池2からとるのが基本である。ただし、この実施例のように逆流防止素子5のバックゲート電圧制御をする場合は、バックゲート電圧設定回路10の電源の与え方を、回路的に工夫する必要があります。
Here, the operating power supply of the
逆流防止素子9は、図1の逆流防止素子5と同じPチャンネルMOSFETであるが、バックゲート電圧設定回路10によってバックゲート電圧を切り換えることができ、さらにオン電圧制御回路11によってスイッチとしてのみならずインピーダンスも調整することができる。
The
図3において、バックゲート電圧設定回路10は、充電回路3の入出力電圧を比較する比較器101と、比較器101の出力に応じて逆流防止素子9のバックゲートを充電回路3の入出力電圧Vi,Vbのうちの高い方に接続するスイッチ102とから構成される。
In FIG. 3, the back gate
オン電圧制御回路11は、充電制御素子4のソースと、逆流防止素子9および電流検出抵抗6の接続点との間に接続された、ダイオード111と抵抗112と抵抗113とダイオード114との直列回路と、演算増幅器115とから構成される。演算増幅器115は、上記の直列回路の抵抗112および抵抗113の接続点の電位と充電制御素子4および逆流防止素子9の接続点の電位とが入力される。抵抗112および抵抗113の各抵抗値は等しく設定される。ダイオード111とダイオード114は逆流を防止する。
The on-
まず、外部電源1が接続されて充電回路3には2次電池2の電池電圧Vbより高い入力電圧Viが供給されている場合の動作を説明する。このとき、バックゲート電圧設定回路10において、比較器101がHレベルを出力するので、スイッチ102は逆流防止素子9のバックゲート電圧として充電回路3の入力電圧Viを印加する。すなわち、逆流防止素子9は充電制御素子4と同方向に直列に接続されたPチャンネルMOSFETの構成となる。
First, the operation when the
一方、オン電圧制御回路11においては、抵抗112および抵抗113の接続点には充電制御素子4および逆流防止素子9の直列回路の中間電位が発生する。演算増幅器115は、この中間電位と充電制御素子4および逆流防止素子9の接続点電位とが等しくなるように、逆流防止素子9のゲート電位を調整する。この結果、充電制御素子4への印加電圧と逆流防止素子9への印加電圧とが等しくなり、充電電流による消費電力も等しくなる。例えば、充電電流Ib=0.5A、充電回路3の入力電圧Vi=5.5V、2次電池2の電池電圧Vb=3V、電流検出抵抗6の電圧降下を0.1Vとすると、充電制御素子4と逆流防止素子9の各消費電力は、
0.5×(5.5−3−0.1)/2=0.6W
となる。この関係は、充電回路3の入力電圧Viが2次電池2の電池電圧Vbより高い充電動作において維持され、充電制御素子4と逆流防止素子9との電力は理想的に分担される。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子4の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。
On the other hand, in the on-
0.5 × (5.5-3-0.1) /2=0.6W
It becomes. This relationship is maintained in the charging operation in which the input voltage Vi of the charging circuit 3 is higher than the battery voltage Vb of the
つぎに、外部電源1が非接続もしくは停止状態などのために充電回路3の入力電圧Viは、2次電池2の電池電圧Vbより低い場合の動作を説明する。このとき、バックゲート電圧設定回路10において、比較器101がLレベルを出力するので、スイッチ102は逆流防止素子9のバックゲート電圧に充電回路3の出力電圧Vbを印加する。すなわち、逆流防止素子9は充電制御素子4と向い合わせ接続されたPチャンネルMOSFETの構成となる。この構成は従来例や実施の形態1の逆流防止素子の構成と同様である。
Next, the operation when the input voltage Vi of the charging circuit 3 is lower than the battery voltage Vb of the
一方、オン電圧制御回路11においては、ダイオード111とダイオード114は逆電圧がかかって開放状態であるが、各々の寄生容量や漏れ電流により抵抗112および抵抗113の接続点には、充電制御素子4および逆流防止素子9の直列回路の中間電位が発生する。充電制御回路7は、充電電流を流すために充電制御素子4のインピーダンスを調整する。充電回路3の入力電圧Viが低い場合は、充電制御素子4へのゲート電圧の印加が充分にできないが、充電制御素子4のボディダイオードが外部電源1に対して順方向に存在するので、充電制御素子4と逆流防止素子9との接続点電位は結果的に充電回路3の入力電圧Viに近い値となる。したがって、演算増幅器115はHレベルを出力し、逆流防止素子9をオフ状態にする。バックゲート電圧設定回路10によって逆流防止素子9のボディダイオードは、2次電池2からの逆流を阻止する方向にあり、逆流防止素子9がオフ状態であるので逆流は防止される。
On the other hand, in the on-
なお、本実施の形態2に係る充電システムでは、充電時において充電制御素子4と逆流防止素子9の印加電圧が等しく、すなわち消費電力を等しく分担したが、本発明はこの分担に限定するものではない。充電制御素子4と逆流防止素子9の各々の形状・サイズによって放熱性能を考慮し、熱分担を1:1以外の比率に設定しても構わない。
In the charging system according to the second embodiment, the applied voltages of the charging
なお、図3に示した実施の形態2の充電システムにおいて、バックゲート電圧設定回路10は逆流防止素子9のバックゲートを充電回路3の入力もしくは出力に接続したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。例えば、充電回路3の入力電圧Viが2次電池2の電池電圧Vbより高い場合には、逆流防止素子9のバックゲートを充電制御素子4と逆流防止素子9との接続点に接続してもよいし、充電回路3の入力電圧Viが2次電池2の電池電圧Vbより低い場合には、逆流防止素子9のバックゲートを電流検出抵抗6と逆流防止素子9との接続点に接続してもよい。
In the charging system of the second embodiment shown in FIG. 3, the back gate
要するに、バックゲート電圧設定回路10は、充電回路3の入力電圧Viが2次電池2の電池電圧Vbより高い場合には、逆流を阻止する方向のボディダイオードをショートカットして充電制御素子4と同方向の構成とし、充電回路3の入力電圧Viが2次電池2の電池電圧Vbより低い場合には、逆流を阻止する方向のボディダイオードを生かすように充電制御素子4と向い合わせの構成とすればよい。
In short, when the input voltage Vi of the charging circuit 3 is higher than the battery voltage Vb of the
(実施の形態3)
図4は、本発明の実施の形態3に係る充電システムの回路構成を示す。
(Embodiment 3)
FIG. 4 shows a circuit configuration of a charging system according to Embodiment 3 of the present invention.
図4において、図2に示した実施の形態2に係る充電システムと同様の構成については、同じ番号を付与し、その説明は省略する。図4に示した実施の形態3に係る充電システムが、図3に示した実施の形態2に係る充電システムと異なる点は、以下の点である。
In FIG. 4, the same reference numerals are assigned to the same configurations as those of the charging system according to
充電回路3の入力電圧Viが2次電池2の電池電圧Vbより低い場合において、逆流防止素子9を確実にオフ状態にして逆流防止動作をするために、例えば図4のように、バックゲート電圧設定回路10における比較器101がLレベルを出力すると、オン電圧制御回路11の動作に優先して逆流防止素子9をオフ状態とする回路が付加されている。
When the input voltage Vi of the charging circuit 3 is lower than the battery voltage Vb of the
図4において、スイッチ116は比較器101の出力がHレベルの場合は制御素子9のゲートをオン電圧制御回路11の出力に接続し、比較器101の出力がLレベルの場合は制御素子9のゲートを充電回路3の出力に接続する。
In FIG. 4, the
この構成により、充電回路3の入力電圧Viが2次電池2の電池電圧Vbより低い場合において、逆流防止素子9を確実にオフ状態にすることができる。その他の効果は実施の形態2と同様である。
With this configuration, when the input voltage Vi of the charging circuit 3 is lower than the battery voltage Vb of the
(実施の形態4)
上記した本発明の各実施の形態の充電システムでは、2次電池2の負極をコモン電位としてシステムを構成したが、2次電池2の正極をコモン電位としても構成可能であることは言うまでもない。
(Embodiment 4)
In the charging system of each embodiment of the present invention described above, the system is configured with the negative electrode of the
例えば、本発明の実施の形態1の構成に対応して、2次電池2の正極をコモン電位として充電システムを構成すると、図5のようになる。詳細な説明は省略するが、充電回路30は、NチャンネルMOSFETからなる充電制御素子40と、NチャンネルMOSFETからなる逆流防止素子50と、電流検出抵抗60と、充電制御回路70と、逆流防止制御回路80とから構成される。
For example, when the charging system is configured with the positive electrode of the
逆流防止制御回路80は、第1の比較器801、第2の比較器802、オフセット電圧Vos(=1.5V)を有する電圧源803、およびANDゲート804から構成される。逆流防止制御回路80において、第1の比較器801は充電回路30の入力電圧(−Vi)が反転入力端子に入力され、充電回路30の出力電圧(−Vb)が非反転入力端子に入力される。第2の比較器802は充電回路30の入力電圧(−Vi)が非反転入力端子に入力され、充電回路30の出力電圧(−Vb)から電圧源803のオフセット電圧(Vos)(=1.5V)を減算した電圧(−Vb−Vos)が反転入力端子に入力される。ANDゲート804は、第1の比較器801と第2の比較器802の各出力が入力され、出力はNチャンネルMOSFETからなる逆流防止素子50のゲート端子に与えられる。すなわち、図1の回路構成に対しPチャンネルMOSFETがNチャンネルMOSFETになり、オフセット電圧が加算から減算になり、比較器の入力が逆になり、NANDゲートがANDゲートになる。
The backflow prevention control circuit 80 includes a
同様に、図3を用いて説明した本発明の形態2に対応して、2次電池2の正極をコモン電位として構成した充電システムを図6に示す。図6においては、図3に示したオン電圧制御回路11に対応したオン電圧制御回路110を用いているが、ダイオード1104およびダイオード1101の2つの素子が図3の場合と逆極性となっている。また図3の逆流防止素子のバックゲート電圧設定回路10の比較器101に対応して、入力が反転した比較器1001を持つバックゲート電圧設定回路100を持つ。これは図3の逆流防止素子9のバックゲート電位を回路の最高電位に設定することに対応して、図6の逆流防止素子90のバックゲートを回路の最低電位に接続する必要があるためである。なお、符号1002はスイッチ102に対応したスイッチである。
Similarly, FIG. 6 shows a charging system in which the positive electrode of the
また、図4を用いて説明した本発明の形態3に対応して、2次電池2の正極をコモン電位として構成した充電システムを図7に示す。この構成についても、上記図5、図6と同様に極性反転の箇所があるが、基本的動作は図4と同様である。
Further, FIG. 7 shows a charging system in which the positive electrode of the
図5、図6、図7では、図1、図3、図4の定電流充電と定電圧充電を切り替えるための充電制御回路切り替えスイッチ73に対応するスイッチとして703のスイッチを示しているが、前記切り替えスイッチ73の構成例説明の最大値回路に対応するものとして、スイッチ703では最小値回路を用いる。これは充電制御素子40を制御するゲート電圧の極性が反転しているためである。
5, 6, and 7, a
なお、逆流防止素子としては、MOSFETの他に、例えばMEMS技術(マイクロマシンの技術)で構成したメカスイッチとダイオードの組み合わせ(並列回路)などが考えられる。スイッチは電磁リレーでも構わない。低抵抗のスイッチと、逆流防止素子部分で導通時にある条件下に「わざと」発熱させるための電圧発生素子(この場合はダイオード)があればよい。本発明の要旨は、他の素子(充電制御素子)に集中する電力の一部を逆流防止素子に肩代わりさせて電力分散を図ることである。 In addition to the MOSFET, for example, a combination of a mechanical switch and a diode (parallel circuit) configured by MEMS technology (micromachine technology) can be considered as the backflow prevention element. The switch may be an electromagnetic relay. It is only necessary to have a low resistance switch and a voltage generating element (in this case, a diode) for generating heat “intentionally” under certain conditions when conducting in the backflow prevention element portion. The gist of the present invention is to distribute power by causing a part of the power concentrated on other elements (charge control elements) to take over the backflow prevention elements.
以上説明したように、本発明は、シリーズレギュレータ型充電システムとして有用である。 As described above, the present invention is useful as a series regulator type charging system.
1 外部電源
2 2次電池
3 充電回路
4 充電制御素子
5 逆流防止素子
6 電流検出抵抗
7 充電制御回路
71 充電状態切り替え用基準電圧源
72 電池電圧検出用比較器
73 充電制御回路切り替えスイッチ
74 定電流充電制御用演算増幅器
75 定電流充電用基準電圧源
76 定電圧充電制御用演算増幅器
77 定電圧充電用基準電圧源
8 逆流防止制御回路
81 第1の比較器
82 第2の比較器
83 オフセット電圧源
84 NANDゲート
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記充電回路は、前記外部電源から前記2次電池への充電経路に、前記2次電池への充電電流を調整する充電制御素子と導通時に素子両端に発生する電圧の大小を制御可能な逆流防止素子とを直列に有し、
前記逆流防止素子は、前記2次電池から前記入力端子へ電流の逆流を遮断するとともに、充電時には所定のインピーダンスを示す動作状態を有する充電システム。 An external power source, a secondary battery, and a series regulator type charging circuit that receives power from the external power source at an input terminal and outputs a charging current from an output terminal to the secondary battery;
The charging circuit includes a charge control element that adjusts a charging current to the secondary battery in a charging path from the external power source to the secondary battery, and a backflow prevention that can control the magnitude of the voltage generated at both ends of the element when conducting. With the element in series,
The said backflow prevention element is a charging system which interrupts | blocks the backflow of an electric current from the said secondary battery to the said input terminal, and has the operation state which shows predetermined | prescribed impedance at the time of charge.
前記逆流防止制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の所定の範囲内にある場合に前記逆流防止素子をオン状態とし、前記所定の範囲外の場合は前記逆流防止素子をオフ状態とする請求項1記載の充電システム。 The backflow prevention element is a MOSFET whose body diode is in a forward direction with respect to a charging current, and the charging circuit has a backflow prevention control circuit for controlling the backflow prevention element,
The backflow prevention control circuit turns on the backflow prevention element when the absolute value of the input voltage of the charging circuit is within a predetermined range equal to or larger than the absolute value of the output voltage of the charging circuit, and is outside the predetermined range. The charging system according to claim 1, wherein the backflow prevention element is turned off.
前記バックゲート電圧設定回路は、前記充電回路の入力電圧の絶対値と出力電圧の絶対値とを比較する比較器と、前記比較器の出力に基づいて前記逆流防止素子のバックゲートを前記充電回路の入力電圧と出力電圧のうちその絶対値の大きい側に接続するスイッチとを有し、
前記オン電圧制御回路は、前記充電回路の入力電圧の絶対値が前記充電回路の出力電圧の絶対値以上の場合に、前記逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を所定値に調整する動作状態を有する請求項1記載の充電システム。 The backflow prevention element is a MOSFET, and the charging circuit includes a backgate voltage setting circuit that sets a backgate voltage of the backflow prevention element, and an on-voltage control circuit that adjusts a drain-source voltage of the backflow prevention element And
The back gate voltage setting circuit includes a comparator that compares an absolute value of an input voltage and an absolute value of an output voltage of the charging circuit, and a back gate of the backflow prevention element based on an output of the comparator. A switch connected to the larger absolute value of the input voltage and the output voltage of
The on-voltage control circuit adjusts the drain-source voltage of the backflow prevention element to a predetermined value when the absolute value of the input voltage of the charging circuit is greater than or equal to the absolute value of the output voltage of the charging circuit. The charging system according to claim 1.
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