JP2005191759A

JP2005191759A - 電流制御回路

Info

Publication number: JP2005191759A
Application number: JP2003428562A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Hosaka; 健一保坂; Tadao Bandai; 忠男万代
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2003-12-25
Filing date: 2003-12-25
Publication date: 2005-07-14
Also published as: US7414822B2; TW200525884A; TWI245489B; CN1638264A; KR20050065344A; CN100463359C; US20050140314A1; KR100618179B1

Abstract

【課題】コイルを流れる電流を効果的にオンオフする。
【解決手段】出力端（電流吸い込み端）１０に対し、第１および第２ＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２をグランドに向けて直列接続する。第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のゲートへＬを入力したときに、コンデンサＣに充電し、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のゲートへＨを入力したときに、第１および第２ＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２をオンする。このとき、コンデンサＣの電荷は抵抗Ｒを介しグランドに流れ、その段階で第１ＮチャネルトランジスタＱ１０がオフする。このとき、出力端に接続されたコイルに逆起電力が生じても、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のボディーダイオードＤ１０が逆方向電流を阻止する。
【選択図】図１

Description

トランス一次側コイルに流れる電流を制御する電流制御回路、特にトランス一次側コイルによる逆起電力による逆流電流を防止するものに関する。

液晶のバックライトには、ＣＣＦＬ（ＣｏｌｄＣａｔｈｏｄｅＦｌｕｏｒｅｓｃｅｎｔＬａｍｐ）が広く利用されている。このＣＣＦＬには、交流電流を印加する必要があり、トランスの１次側コイルに交流電流を供給し、２次側コイルに接続したＣＣＦＬを発光させている。従って、トランスの１次側コイル交流電流を供給する回路が必要となる。

この回路として、例えば図３に示すプッシュプルアンプのような構成が採用される。この回路では、電源ＶＤＤと出力端の間に、ＰチャネルトランジスタＱ１が設けられ、出力端とグランドの間に、ダイオードＳＢＤ、ＮチャネルトランジスタＱ２が配置される。トランジスタＱ１をオン、トランジスタＱ２をオフすることで、電源ＶＤＤからの電流が出力端から流れ出し、トランジスタＱ１をオフ、トランジスタＱ２をオンすることで、出力端から電流が吸い込まれる。

そして、出力端にトランスの一次側コイルを接続し、二次側コイルにＣＣＦＬを接続する。これによって、トランスの一次側コイルに所定の交流電流を供給し、二次側コイルに接続されたＣＣＦＬを発光させることができる。なお、ＣＣＦＬの駆動回路については、特許文献１などに記載がある。

特開２００２−２８９３８５号公報

ここで、上述のような回路において、トランジスタＱ２をオンオフした場合、ダイオードＳＢＤにはかなり大きな逆電圧がかかる。一方、トランジスタＱ２のオン時においては、かなりの大電流が流れる。携帯機器などにおける液晶ディスプレイ用のバックライト等においても、ピーク電流は１０Ａ以上となる場合が多い。このため、ダイオードＳＢＤには、通常ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）が採用される。それでもダイオードＳＢＤでのオン抵抗による発熱が問題となり、サイズの大きなものを採用する必要があり、例えばＳＭＰ（面実装パッケージ）クラスのものが必要となる。従って、スペース的に問題となると共に、コストが高くなってしまうという問題もある。

本発明は、トランス一次側コイルが接続される電流引き込み端子と、ソースが前記電流引き込み端子に接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有する第１Ｎチャネルトランジスタと、ドレインが前記第１Ｎチャネルトランジスタのドレインに接続され、ソースがグランドに接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有する第２Ｎチャネルトランジスタと、を有し、前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタをオンすることで、前記電流引き込み端子からの電流を前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタを介し、グランドに流し、前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタをオフすることで前記電流引き込み端子からの電流を停止させると共に、グランドからトランス一次側コイルに向けて流れる電流を前記第１Ｎチャネルトランジスタのボディーダイオードによって阻止することを特徴とする。

また、本発明は、トランス一次側コイルが接続される電流引き込み端子と、ソースが前記電流引き込み端子に接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有する第１Ｎチャネルトランジスタと、ドレインが前記第１Ｎチャネルトランジスタのドレインに接続され、ソースがグランドに接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有するとともに、ゲートに入力信号を受け入れる第２Ｎチャネルトランジスタと、前記第１Ｎチャネルトランジスタのゲートとグランドの間に接続された抵抗と、前記第１Ｎチャネルトランジスタのゲートと前記第２Ｎチャネルトランジスタのゲートとの間に接続されたコンデンサと、前記第１Ｎチャネルトランジスタのドレインからそのゲートへの電流を許容するダイオードと、を有し、入力信号をＨレベルにすることにより第２Ｎチャネルトランジスタをオンすると共に、第１Ｎチャネルトランジスタのドレインをグランド電位にして第１Ｎチャネルトランジスタもオンし、前記電流引き込み端子からの電流を前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタを介しグランドに流し、その後コンデンサの充電電圧が抵抗を介し放電されることによって第１Ｎチャネルトランジスタをオフし、前記電流引き込み端子からの電流を停止させる共に、グランドからトランス一次側コイルに向けて流れる電流を前記第１Ｎチャネルトランジスタのボディーダイオードによって阻止し、入力信号をＬレベルとすることにより前記第２Ｎチャネルトランジスタをオフすると共に、前記第１Ｎチャネルトランジスタのボディーダイオードを介する前記電流引き込み端子からの電流でコンデンサを充電した状態することを特徴とする。

本発明によれば、第１Ｎチャネルトランジスタをオフしたときに、そのボディーダイオードが逆方向電流を阻止する。従って、逆流防止用のダイオードを設ける必要がなくなる。そして、トランジスタのオン抵抗はダイオードのオン抵抗より小さくでき、従ってオン時の大電流による発熱を防止することができる。また、回路全体のサイズを小さくすることができる。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１に、実施形態の回路を示す。電源には、ＰチャネルトランジスタＱ１のソースが接続され、このトランジスタＱ１のドレインは、出力端（吐き出し吸い込み端）１０に接続されている。また、トランジスタＱ１には、その駆動信号Ｖｇが供給されており、トランジスタＱ１がオンすることで、電源からの電流が出力端１０から吐き出される。なお、トランジスタＱ１には、ドレインからソース（出力端１０側から電源に向けて）電流を流すボディーダイオードＤ１が形成されている。

一方、出力端には、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のソースが接続されている。この第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のドレインには、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のドレインが接続され、この第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のソースはグランドに接続されている。なお、これら第１および第２ＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２には、それぞれそのソースからドレインに向けて流すボディーダイオードＤ１０、Ｄ１２が形成されている。

また、第１および第２ＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２の両者のドレインの接続点には、ツェナーダイオードＺＤのアノードが接続され、そのカソードは、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のゲートに接続されている。また、この第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のゲートには、他端がグランドに接続された抵抗Ｒと、他端が第２Ｎチャネルトランジスタのゲートに接続されたコンデンサＣの一端がそれぞれ接続されている。

そして、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のゲートには、トランジスタＱ１のゲートに供給される駆動信号Ｖｇとは、逆相の駆動信号（Ｖｇアッパーバー）が供給されている。

この回路において、矩形波である駆動信号Ｖｇおよびその反転信号Ｖｇ（アッパーバー）がトランジスタＱ１、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のゲートに入力されると、上述の従来例と同様に、トランジスタＱ１のオンにより、出力端１０から電流が吐き出される。

このとき、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のゲートにはＬレベルが入力されるため、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２はオフとなる。また、出力端１０の電圧が高い（電源電圧）ため、出力端から第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のボディーダイオードＤ１０、およびツェナーダイオードＺＤを介し、コンデンサＣに電流が流れ込む。また、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０は、ボディーダイオードＤ１０にソースからドレインへ向けて電流が流れているために、これらの間に電位差がなくオフとなっている。従って、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のゲート電圧は出力端の電圧、すなわち電源電圧になっている。なお、抵抗Ｒを介し電流がグランドに流れるが、出力端１０からの電流量が大きいため、この電流量は問題にならない。

次に、駆動信号ＶｇがＬになると、トランジスタＱ１はオフとなり、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のゲートがＨレベルになり、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２がオンする。また、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のゲートはコンデンサＣがあるため電源電圧に入力信号Ｖｇ（アッパーバー）のＨ分の電圧が加算された電圧になると共に、ドレインがグランド電位となり、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０もオンする。これによって、出力端１０からの電流が、第１および第２ＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２を介し、グランドに向けて流れる。

このように、出力端からの吸い込み電流は、オン状態のＮチャネルトランジスタＱ１０を介しグランドに向けて流れ、そのオン抵抗は５０ｍΩ程度とダイオードに比べ十分小さくできる。

なお、コンデンサＣは、２００ｎＦ、抵抗Ｒは、１０Ω程度とできる。

ここで、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のドレイン電圧はグランド電位であり、コンデンサＣへの充電電流はなく、従ってコンデンサＣの充電電圧は、抵抗Ｒを介し、グランドに流れる。従って、所定時間後には、駆動信号Ｖｇの変化前に第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のゲート電圧が十分グランド電圧に近づき、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０がオフする。

このように、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のゲート電圧は、徐々に変化するため、比較的ソフトなスイッチングを達成することができ、出力端に接続されたトランスの一次側コイルによる逆起電力の発生を比較的小さなものにできる。そして、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のオフと共に、そのボディーダイオードＤ１０によって、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２のボディーダイオードＤ１２を介しグランドからトランスの一次側コイルに向けての逆流電流を防止することができるため、別のダイオード等を必要としない。

なお、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０のオフによって、そのソース側電圧は振動するが、ドレイン側電圧はグランド電位に保たれる。なお、第１ＮチャネルトランジスタＱ１０がオフになったときには、第２ＮチャネルトランジスタＱ１２がまだオンしているため、出力端からグランドへの電流を流すことができ、トランスにおける余剰の電流を吐き出すことができる。

本実施形態の回路によれば、第１および第２ＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２、コンデンサＣ、抵抗Ｒ、ツェナーダイオードＺＤなどを１つの銅フレーム上に搭載し、他の部品は、ワイヤーで配線し、これを樹脂モールドして１つのパッケージにすることができる。

これによって、サイズを小さくでき、またオン抵抗が小さいため発熱を抑えることができる。これによって、部品実装面積、工数を低減することができ、全体のコストを低減できるという効果が得られる。

図２には、第１および第２ＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２に好適なトランジスタの構成が示してある。半導体基板２０の裏面にはドレイン電極２２が形成されている。半導体基板２０の下部には、Ｎ＋領域が形成され、その上にＮ−領域、Ｐ領域が形成されている。

Ｐ領域の表面部には、Ｎ＋のソース領域が形成され、ここにソース電極２４が形成されている。また、このソース領域に平面的に隣接する領域にＰ領域を上面から貫通してＮ−領域にいたるトレンチ型のゲート電極２６が形成されている。なお、ゲート電極２６のトレンチ部の表面には、ゲート絶縁膜が形成されている。このような構成において、ソース、ドレイン間に所定の電圧を印加して、ゲート電極に正の電圧を印加することで、ゲート電極に近いＰ領域（チャネル領域ＣＨに）に反転領域が形成されソースドレイン間に電流が流れる。そして、この構成において、Ｐ領域がソース領域と同電位に維持されることで、ソースドレイン間にボディーダイオードが形成される。

本実施形態では、例えばこのような構成のＮチャネルトランジスタを利用する。なお、トレンチタイプでなくても、同様のボディーダイオードが形成されるため、本実施形態のＮチャネルトランジスタＱ１０、Ｑ１２がトレンチタイプに限定されるわけではない。

実施形態の構成を示す図である。Ｎチャネルトランジスタの構成例を示す図である。従来例の構成を示す図である。

符号の説明

１０出力端、２０半導体基板、２２ドレイン電極、Ｃコンデンサ、Ｄ１，Ｄ１０，Ｄ１２ボディーダイオード、Ｑ１Ｐチャネルトランジスタ、Ｑ２，Ｑ１０，Ｑ１２Ｎチャネルトランジスタ、Ｒ抵抗、ＳＢＤダイオード、ＺＤツェナーダイオード。

Claims

トランス一次側コイルが接続される電流引き込み端子と、
ソースが前記電流引き込み端子に接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有する第１Ｎチャネルトランジスタと、
ドレインが前記第１Ｎチャネルトランジスタのドレインに接続され、ソースがグランドに接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有する第２Ｎチャネルトランジスタと、
を有し、
前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタをオンすることで、前記電流引き込み端子からの電流を前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタを介し、グランドに流し、前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタをオフすることで前記電流引き込み端子からの電流を停止させると共に、グランドからトランス一次側コイルに向けて流れる電流を前記第１Ｎチャネルトランジスタのボディーダイオードによって阻止することを特徴とする電流制御回路。
トランス一次側コイルが接続される電流引き込み端子と、
ソースが前記電流引き込み端子に接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有する第１Ｎチャネルトランジスタと、
ドレインが前記第１Ｎチャネルトランジスタのドレインに接続され、ソースがグランドに接続され、ソースからドレインに向けて電流を流すボディーダイオードを有するとともに、ゲートに入力信号を受け入れる第２Ｎチャネルトランジスタと、
前記第１Ｎチャネルトランジスタのゲートとグランドの間に接続された抵抗と、
前記第１Ｎチャネルトランジスタのゲートと前記第２Ｎチャネルトランジスタのゲートとの間に接続されたコンデンサと、
前記第１Ｎチャネルトランジスタのドレインからそのゲートへの電流を許容するダイオードと、
を有し、
入力信号をＨレベルにすることにより第２Ｎチャネルトランジスタをオンすると共に、第１Ｎチャネルトランジスタのドレインをグランド電位にして第１Ｎチャネルトランジスタもオンし、前記電流引き込み端子からの電流を前記第１および第２Ｎチャネルトランジスタを介しグランドに流し、その後コンデンサの充電電圧が抵抗を介し放電されることによって第１Ｎチャネルトランジスタをオフし、前記電流引き込み端子からの電流を停止させる共に、グランドからトランス一次側コイルに向けて流れる電流を前記第１Ｎチャネルトランジスタのボディーダイオードによって阻止し、
入力信号をＬレベルとすることにより前記第２Ｎチャネルトランジスタをオフすると共に、前記第１Ｎチャネルトランジスタのボディーダイオードを介する前記電流引き込み端子からの電流でコンデンサを充電した状態することを特徴とする電流制御回路。