JP2005151635A - Motor driving unit, blower, freezing air-conditioner, and method of driving motor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電動機のロータの回転子位置を検出するための位置センサを用いずに駆動する電動機駆動装置の駆動装置、駆動方法に関する。またそれを用いた送風装置、冷凍空調装置に関する。 The present invention relates to a drive device and a drive method for an electric motor drive device that drives without using a position sensor for detecting a rotor position of a rotor of an electric motor. Moreover, it is related with the air blower and refrigeration air conditioner which used it.
従来、永久磁石型同期電動機を速度・位置センサレスで駆動する電動機駆動システムでは、脱調時においてのみ特徴的に現れる物理量つまり電動機制御の安定化のために行っている回転数指令への補正量あるいは軸誤差(軸ずれ量)の演算値に対して基準値を設定し、これらの補正値あるいは軸誤差が予め設定した基準値を上回った場合に、脱調と判断する機能を設け、あるいは、電動機の印加電圧ならびに電流検出値から電動機の無効電力を演算し、この演算結果に基づいて電動機の脱調の有無を判別する機能を設けていた。(例えば特許文献1参照) Conventionally, in a motor drive system that drives a permanent magnet type synchronous motor without a speed / position sensor, a physical quantity that appears characteristic only at the time of step-out, that is, a correction amount to a rotational speed command that is used to stabilize motor control or A reference value is set for the calculated value of the axis error (axis deviation amount), and when these correction values or the axis error exceeds a preset reference value, a function is provided for determining a step-out, or an electric motor The reactive power of the motor is calculated from the applied voltage and the current detection value, and a function for determining whether or not the motor has stepped out based on the calculation result is provided. (For example, see Patent Document 1)
また従来の永久磁石型同期電動機を用いた送風機の駆動装置では、ブラシレスモータの起動前に、位置検出手段の出力信号に基づいてブラシレスモータの回転方向と回転速度を検出する判別手段と、検出された起動前の回転速度が予め定めた規定値以下で回転方向が逆転のとき、位置検出手段からの検出信号の組合わせモードにスイッチング手段の駆動信号の通電モードを合致させて通電し、ブラシレスモータの回転を停止させる逆転停止手段とを有しているため、起動時の風向が逆転の場合でも、停止させて起動していた。(例えば特許文献2参照) Further, in a conventional fan drive device using a permanent magnet type synchronous motor, before starting the brushless motor, a detection means for detecting the rotation direction and the rotation speed of the brushless motor based on the output signal of the position detection means is detected. When the rotation speed before start-up is below a predetermined value and the rotation direction is reverse, energization is performed by matching the energization mode of the drive signal of the switching means with the combination mode of the detection signals from the position detection means, and the brushless motor Therefore, even if the wind direction at the time of start-up is reverse, it was stopped and started. (For example, see Patent Document 2)
また従来の永久磁石型同期電動機を用いた送風機のモータ誘起電圧による位置検出手段を有する駆動装置では、ブラシレスモータの起動前に、電気子巻き線を短絡した状態を経てから、電気子巻き線の特定相に通電し、回転子の位置決めを行ってから起動していた。(例えば特許文献3参照) Further, in a drive device having a position detecting means based on a motor induced voltage of a blower using a conventional permanent magnet type synchronous motor, after starting the brushless motor, after short-circuiting the coil winding, It started after energizing a specific phase and positioning the rotor. (For example, see Patent Document 3)
文献1に示される、従来のインバータ装置での脱調検出は、確実な検知を行うために電動機制御の安定化のために行っている回転数指令への補正量あるいは軸誤差(軸ずれ量)の演算値に対して基準値を設定し、これらの補正値あるいは軸誤差が予め設定した基準値を上回った場合に、脱調と判断する機能を設け、さらに電動機の印加電圧ならびに電流検出値から電動機の無効電力を演算し、この演算結果に基づいて電動機の脱調の有無を判別する機能を設ける必要があるため、同時に2方式の検知方式が必要で、制御が非常に複雑となり、その実現のためには非常に高性能なマイコンおよび大量のメモリを必要としていた。また電動機制御の安定化のため軸ずれ量を用いているため、出力電圧が飽和し、目標電圧と、出力電圧が一致しない、高出力領域では軸ずれの推定式が成り立たたず、運転が不可能であるといった課題があった。
The out-of-step detection in the conventional inverter device shown in
従来誘導電動機を用いていた換気送風機等の分野においては、市場の省エネ要求に対応するため直流電動機を用いることが効果的であるが、特に製品のコスト自体が安価なため、その駆動装置にも低コスト化強く求められる。このような低コストの製品では異常状態では安定的に制御を行うことが出来ないと言う問題があった。 In the field of ventilation fans that used induction motors in the past, it is effective to use a DC motor to meet the energy-saving demands of the market. Cost reduction is strongly required. Such a low-cost product has a problem that it cannot be stably controlled in an abnormal state.
文献2に示される、従来のインバータ装置の起動方式では、外風時の起動時に位置検知手段が必要となりその実現のために回路部品の追加に伴う、コストおよび、サイズアップとなるといった課題があった。
In the conventional inverter device start-up method shown in
また従来誘導電動機を用いていた換気送風機等の分野においては、省エネ化の推進のためには、既存の誘導電動機の生産設備を流用し直流電動機を生産することが投資の面から効果的である。しかしながらセンサが必要な場合、モータ内にその設置スペースが新たに必要となり、モータの筐体サイズが変更となり、既存生産設備が使えず新たに、おおきな生産設備投資の必要があるといった課題もある。低コストの製品で起動時などでも安定した制御を求められると言う問題があった。 Also, in the field of ventilation fans that used induction motors in the past, it is effective in terms of investment to divert existing induction motor production equipment and produce DC motors in order to promote energy saving. . However, when a sensor is required, there is a problem that a new installation space is required in the motor, the housing size of the motor is changed, the existing production equipment cannot be used, and new production equipment investment is required. There was a problem that low-cost products required stable control even at startup.
文献3に示される、従来のインバータ装置では、外風時の起動性能の改善にはなるが、誘起電圧情報が必要なため外風時の起動時に誘起電圧を用いた位置検知手段が必要となりその実現のために回路部品の追加に伴う、コストおよび、サイズアップといった課題があった。このように負荷によっては起動時など特殊な条件にて安定した制御が出来ないと言う問題があった。
The conventional inverter device shown in
また定常運転時もこの誘起電圧を用いた位置検知手段をのみを用いて運転を行う場合、位置検知のためには検知相の通電を停止する必要があり、巻き線への通電停止および再開時の電圧変動に起因するトルク変動が発生する。そのため共振による騒音が発生しやすく、静音性能が要求される、送風機用にはコストおよび長期の開発評価期間が必要な共振対策が必要といった課題もある。さらに巻き線の電流をモニタしていないため、逆流防止のシャッター異常の等により通常想定される以上のトルクがモータにかかった場合、モータの減磁が発生してしまうといった課題もある。 Also, when operating using only the position detection means using this induced voltage during steady operation, it is necessary to stop the energization of the detection phase for position detection. Torque fluctuation due to the voltage fluctuation occurs. Therefore, there is also a problem that noise due to resonance is likely to be generated and silent performance is required, and that a countermeasure for resonance that requires cost and a long development evaluation period is required for a blower. Further, since the winding current is not monitored, there is a problem in that demagnetization of the motor occurs when a torque higher than normally assumed is applied to the motor due to an abnormal shutter for preventing backflow.
本発明は上記のような問題を解決するもので、インバータで駆動する電動機の過電流保護では引っかからないような特殊な運転時や定常運転において、速度・位置センサレスで安定した制御が可能な電動機の駆動装置、駆動方法を提供するものである。又このような電動機の駆動装置を使用することにより省エネルギー性能の高い送風装置、冷凍空調装置を提供するものである。 The present invention solves the above-described problems. An electric motor capable of stable control without a speed / position sensor during special operation or steady operation that does not catch on overcurrent protection of an electric motor driven by an inverter. A driving device and a driving method are provided. Further, the present invention provides a blower and a refrigerating and air-conditioning apparatus with high energy saving performance by using such a motor drive device.
本発明の電動機の駆動装置は、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により得られた電流を励磁電流成分であるd軸電流とトルク電流成分であるq軸電流のd−q座標電流に変換する座標変換手段と、座標変換手段により得られたd−q座標電流の値から、電動機を駆動するインバータを制御するように励磁電流成分であるd軸電流が目標値となるような電圧ベクトルを求める電圧ベクトル生成手段と、d軸電流目標値を変動させ、その時のq軸の電流応答により、脱調を検出可能とするd軸電流目標値を生成する目標値発生手段と、を備えたものである。 The motor drive device of the present invention includes a current detection means for detecting a current flowing through the motor, and a current obtained by the current detection means, the d-axis current being an excitation current component and a d-axis of a q-axis current being a torque current component. The d-axis current, which is an excitation current component, becomes a target value so as to control the inverter that drives the motor from the coordinate conversion means for converting to q-coordinate current and the value of the dq coordinate current obtained by the coordinate conversion means. Voltage vector generating means for obtaining such a voltage vector, target value generating means for generating a d-axis current target value that can detect a step-out based on a current response of the q-axis at the time when the d-axis current target value is varied, and , With.
本発明の電動機の駆動装置は、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により得られた電流を励磁電流成分であるd軸電流と、トルク電流成分であるq軸電流のd−q座標電流に変換する座標変換手段と、座標変換手段により得られたd−q座標電流の値から、励磁電流成分であるd軸電流が目標値となるような電圧ベクトルを出力しインバータを駆動する電圧ベクトル生成手段と、d軸電流目標値を変動させた時のq軸の電流応答により脱調を検出する脱調検出手段と、を備えたものである。 The motor drive device of the present invention includes a current detection unit that detects a current flowing through the motor, a d-axis current that is an excitation current component, and a d-axis current that is a torque current component. A coordinate conversion means for converting to -q coordinate current, and a voltage vector such that the d-axis current as an excitation current component becomes a target value from the value of the dq coordinate current obtained by the coordinate conversion means to output an inverter Voltage vector generating means for driving, and step-out detecting means for detecting step-out by the q-axis current response when the d-axis current target value is varied.
本発明の電動機の駆動装置は、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により得られた電流を励磁電流成分であるd軸電流と、トルク電流成分であるq軸電流のd−q座標電流に変換する座標変換手段と、座標変換手段により得られたd−q座標電流の値から、励磁電流成分であるd軸電流が目標値となるような電圧ベクトルを出力しインバータを駆動する電圧ベクトル生成手段と、起動時のインバータに出力する信号設定値を前記インバータを短絡を発生させる電圧ベクトルを出力する信号を供給した後で、電動機のロータを位置固定するための電流出力信号を発生する起動時電流設定手段と、を備え、速度・位置センサレスで運転する電動機を駆動するインバータへ位置固定信号より前にブレーキトルクを発生させる信号を出力させるものである。 The motor drive device of the present invention includes a current detection unit that detects a current flowing through the motor, a d-axis current that is an excitation current component, and a d-axis current that is a torque current component. A coordinate conversion means for converting to -q coordinate current, and a voltage vector such that the d-axis current as an excitation current component becomes a target value from the value of the dq coordinate current obtained by the coordinate conversion means to output an inverter Voltage vector generating means for driving and a current output signal for fixing the position of the rotor of the electric motor after supplying a signal for outputting a voltage vector for causing a short circuit of the inverter as a signal set value to be output to the inverter at start-up And a starting current setting means for generating a brake torque before a position fixing signal to an inverter that drives an electric motor that operates without a speed / position sensor. A signal is output.
本発明の電動機の駆動方法は、同期電動機に流れる電流を検出し、この得られた電流を励磁電流成分であるd軸電流と、トルク電流成分であるq軸電流のd−q座標電流に変換するステップと、得られたd−q座標電流の値から、励磁電流成分であるd軸電流が目標値となるような電圧ベクトルを出力しインバータを駆動するステップと、d軸電流目標値を変動させ、その時のq軸の電流応答により、脱調を検出するステップと、を備えたものである。 The electric motor drive method of the present invention detects the current flowing through the synchronous motor, and converts the obtained current into a d-axis coordinate current that is an excitation current component and a q-axis current that is a torque current component. A step of outputting a voltage vector from which the d-axis current as an exciting current component becomes a target value from the obtained dq coordinate current value, driving the inverter, and fluctuating the d-axis current target value And detecting a step-out by the current response of the q-axis at that time.
本発明は、安価で信頼性が高い電動機の運転状態を実現できる駆動装置、駆動方法が得られる。又この発明は、簡単な構成で安定した制御を可能にするものである。又この発明は信頼性が高く省エネルギー性能の高い送風装置や冷凍空調装置を得るものである。 The present invention provides a driving device and a driving method capable of realizing an operating state of an electric motor that is inexpensive and highly reliable. The present invention also enables stable control with a simple configuration. In addition, the present invention provides a blower or a refrigeration air conditioner with high reliability and high energy saving performance.
実施の形態1.
図1は実施の形態1を示す図で、インバータ装置の構成を示す図である。図において、直流電源部1から直流が、インバータ装置2にて可変周波数の交流に変換され、3相同期電動機6に供給される。インバータ装置2のインバータを形成するスイッチング素子3において、3aはU相上側スイッチング素子、3bはV相上側スイッチング素子、3cはW相上側スイッチング素子、3dはU相下側スイッチング素子、3eはV相下側スイッチング素子、3fはW相下側スイッチング素子である。スイッチング素子3のそれぞれに並列に接続された還流ダイオード4はスイッチング動作に役に立っている。スイッチング素子3およびスイッチング素子3のそれぞれに並列に接続された還流ダイオード4からインバータ主回路5が形成されている。
FIG. 1 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a diagram illustrating a configuration of an inverter device. In the figure, direct current from the direct current
次に制御装置を説明する。7aは同期電動機6に流入する電流のうち一相の電流を検出する電流検出手段、7bは電流検出手段7aと異なる相の電流を検出する電流検出手段、8は電流検出手段7a、7bにより検出された電流に基づきインバータ主回路5内のスイッチング素子3をオン・オフ制御するインバータ制御手段である。
Next, the control device will be described. 7a is a current detection means for detecting one phase of the current flowing into the synchronous motor 6, 7b is a current detection means for detecting a current of a phase different from the current detection means 7a, and 8 is detected by the current detection means 7a and 7b. Inverter control means for controlling on / off of the
9はインバータ制御手段8内に設けられた同期電動機6の駆動制御を行う電動機制御部、10は電流検出手段7a、7bにより検出された2相分の電流から3相の電流を求める相電流演算手段、11は相電流演算手段10より求められた3相の電流をd−q座標の電流に変換する座標変換手段、12は座標変換手段11により求められたd−q座標電流を基に同期電動機6を駆動するためのd−q座標の出力電圧指令値を求める電圧指令値演算手段、13は電圧指令値演算手段12により求められたd−q座標の出力電圧指令値を基に出力電圧ベクトルを求める出力電圧ベクトル演算手段、14はインバータ制御手段8内で求められた出力電圧指令値を基にスイッチング素子3をオン・オフ制御するためのPWM信号を発生させるPWM信号発生手段、15は直流電源部1の直流電圧を検出する直流電圧検出手段、17は現在の周波数に対応した目標励磁電流指令を発生する目標励磁電流(Id*)発生手段である。
Reference numeral 9 denotes an electric motor control unit for controlling the driving of the synchronous motor 6 provided in the inverter control means 8.
16はインバータ制御手段8内に設けられた同期電動機6の脱調を検出する脱調検出手段で、周波数成分抽出手段18、電流比較手段19、回数比較手段20で構成される。なおここで説明する同期電動機はDCブラシレスモータであって、これに対し速度・位置センサレスの安価・簡単な構成で信頼性の高い制御内容を有する電動機の駆動装置を説明する。 Reference numeral 16 denotes a step-out detection means for detecting a step-out of the synchronous motor 6 provided in the inverter control means 8, and includes a frequency component extraction means 18, a current comparison means 19, and a frequency comparison means 20. Note that the synchronous motor described here is a DC brushless motor, and a motor driving apparatus having a highly reliable control content with a low-speed and simple configuration without a speed / position sensor will be described.
周波数成分抽出手段18は座標変換手段11より得られたd−q座標電流と目標励磁電流指令Id*の変調周波数F0からトルク電流成分(Iq)のF0成分を抽出する。これをIqω0と称する。電流比較手段19は18より得られたF0周波数成分のIq電流の絶対値と基準電流となる第一の所定値Ithの絶対値との大小を比較する。回数比較手段20は電流比較の結果、変化するIq電流値が第1の所定値以下である回数Siと第二の所定値NG−Levelを比較し、第二の所定値以上となった場合に脱調と判断する。 The frequency component extraction means 18 extracts the F0 component of the torque current component (Iq) from the dq coordinate current obtained from the coordinate conversion means 11 and the modulation frequency F0 of the target excitation current command Id *. This is referred to as Iqω0. The current comparison means 19 compares the absolute value of the Iq current of the F0 frequency component obtained from 18 with the absolute value of the first predetermined value Ith serving as the reference current. The number comparison means 20 compares the number of times Si whose changing Iq current value is equal to or smaller than the first predetermined value and the second predetermined value NG-Level as a result of the current comparison, Judgment of step-out.
上記のように手段がマイコン内のソフトウエアで構成されたインバータ装置の動作を、図1を用いて説明する。図において、インバータ装置2は同期電動機6に流入する相電流のうち2相分の電流を電流検出手段7a、7bより検出する。検出した2相分の電流、例えばU相電流IuおよびV相電流Ivを用いて、インバータ制御手段8は、同期電動機6を駆動するためにインバータ主回路5が出力する電圧値および電圧位相等の出力電圧指令値を演算により求め、インバータ主回路5内のスイッチング素子3をオン・オフ制御するためのPWM信号を出力する。
The operation of the inverter device whose means is constituted by software in the microcomputer as described above will be described with reference to FIG. In the figure, the
インバータ制御手段8内の電動機制御部9では、インバータ装置の電動機駆動信号の処理を行う。ここでは、以下に記載する動作にて電動機駆動のためのPWM信号を出力する。電流検出手段7a、7bにより検出された相電流Iu、Ivにより相電流演算手段10にて3相分の相電流Iu、Iv、Iwを求め、座標変換手段11により3相分の相電流Iu、Iv、Iwはd−q座標の電流Id、Iqに変換される。目標励磁電流発生手段17において現在の回転周波数fに対応した目標励磁電流指令値Id*を発生する。電圧指令値演算手段12はd−q座標の電流Id、Iq、Id*および回転速度指令値f*に基づき、d−q座標における出力電圧指令値Vd*、Vq*を演算により求める。すなわち現在の周波数fは電圧指令値演算手段12にて、例えば一定の割合で目標周波数f*に収束するように決定され、Id*生成手段17へ送られる。Id*生成手段17では電圧指令値演算手段12で生成されるfと、この現在の周波数fよりも低く設定されるようにあらかじめ電動機の運転周波数範囲よりも大幅に低くあらかじめ設定されId*生成手段17のマイコンに固定データとして登録された周波数F0により、Id*を生成して電圧指令値演算手段12へ送りd−q座標の電流Id、Iq、Id*および回転速度指令値f*に基づき、d−q座標における出力電圧指令値Vd*、Vq*を演算により求めることになる。 The motor control unit 9 in the inverter control means 8 processes the motor drive signal of the inverter device. Here, a PWM signal for driving the motor is output by the operation described below. The phase current calculation means 10 obtains the phase currents Iu, Iv, Iw for three phases from the phase currents Iu, Iv detected by the current detection means 7a, 7b, and the phase current Iu, Iv and Iw are converted into currents Id and Iq in dq coordinates. The target excitation current generating means 17 generates a target excitation current command value Id * corresponding to the current rotation frequency f. The voltage command value calculation means 12 calculates the output voltage command values Vd * and Vq * in the dq coordinates based on the currents Id, Iq and Id * in the dq coordinates and the rotation speed command value f *. That is, the current frequency f is determined by the voltage command value calculation means 12 so as to converge to the target frequency f * at a constant rate, for example, and sent to the Id * generation means 17. In the Id * generation means 17, f generated by the voltage command value calculation means 12 and the Id * generation means are preset in advance so as to be significantly lower than the operating frequency range of the motor so as to be set lower than the current frequency f. Based on the currents Id, Iq, Id * of the dq coordinates and the rotational speed command value f *, Id * is generated by the frequency F0 registered as fixed data in 17 microcomputers and sent to the voltage command value calculation means 12. The output voltage command values Vd * and Vq * in the dq coordinates are obtained by calculation.
ここで、回転速度指令値f*はインバータ装置の上位装置、例えばインバータ装置の搭載されたシステムのメインマイコンや他のインターフェース(マンマシンインターフェースなど)より与えられる。出力電圧ベクトル演算手段13はd−q座標の出力電圧指令値Vd*、Vq*より出力電圧ベクトルVx*を演算により求める。PWM信号発生手段14は直流電圧検出手段15より得られた直流電圧Vdcと出力電圧ベクトルVx*よりスイッチング素子3をオン・オフ制御するためのPWM信号を求め出力する。
Here, the rotational speed command value f * is given from a host device of the inverter device, for example, a main microcomputer of the system in which the inverter device is mounted or another interface (man machine interface or the like). The output voltage vector calculating means 13 calculates the output voltage vector Vx * from the output voltage command values Vd * and Vq * of the dq coordinates. The
PWM信号発生手段14により出力されたPWM信号に基づき、インバータ主回路5内のスイッチング素子3がオン・オフ動作される。スイッチング素子3のオン・オフ動作によりインバータ主回路5より同期電動機6に電力が供給され、ブラシレスモータである同期電動機6が駆動される。
Based on the PWM signal output from the PWM signal generating means 14, the switching
次に、本発明による脱調検出方式の一例を、図1〜図3を用いて詳細に説明する。図2に示す波形図は、同期電動機6が正常に同期運転している場合の各種波形の一例を示すものである。図2において、波形(a)はインバータ制御手段8の中で用いられている位相角(電気角位相)、波形(b)は目標励磁電流発生手段17で得られるd軸電流の目標値Id*、波形(c)は座標変換手段11で得られるd−q座標電流のうちのq軸電流Iq、波形(d)は電流比較手段17でq軸電流Iqと基準電流Ithとを比較した状態を示す。同期電動機が同期運転時、d軸電流の目標値Id*の変動周期に応じてq軸電流は変動する。その周波数成分を含む波形Iqω0は周期的にあらかじめ設定された基準電流Ithを超える。この基準電流Ithと比較した結果である比較結果信号Siは波形(c)で示される周期的なパルス形状となる。すなわち波形(c)は電流比較手段17でq軸電流Iqと基準電流Ithとの比較結果である比較結果信号Siを示す。 Next, an example of the step-out detection method according to the present invention will be described in detail with reference to FIGS. The waveform diagram shown in FIG. 2 shows an example of various waveforms when the synchronous motor 6 is normally synchronously operated. In FIG. 2, the waveform (a) is the phase angle (electrical angle phase) used in the inverter control means 8, and the waveform (b) is the target value Id * of the d-axis current obtained by the target excitation current generating means 17. The waveform (c) shows the q-axis current Iq of the dq coordinate current obtained by the coordinate conversion means 11, and the waveform (d) shows the state where the q-axis current Iq is compared with the reference current Ith by the current comparison means 17. Show. When the synchronous motor is operated synchronously, the q-axis current varies according to the variation period of the target value Id * of the d-axis current. The waveform Iqω0 including the frequency component periodically exceeds a preset reference current Ith. The comparison result signal Si, which is the result of comparison with the reference current Ith, has a periodic pulse shape indicated by the waveform (c). That is, the waveform (c) shows the comparison result signal Si which is a comparison result between the q-axis current Iq and the reference current Ith by the current comparison means 17.
図3に示す波形図は、同期電動機6が脱調している場合の各種波形の一例を示すものである。図3において、波形(a)はインバータ制御手段8の中で用いられている位相角(電気角位相)、 波形(b)は目標励磁電流発生手段17で得られるd軸電流の目標値Id*、波形(c)は座標変換手段11で得られるd−q座標電流のうちのq軸電流Iq、波形(d)は電流比較手段17でq軸電流Iqと基準電流Ithとの比較した状態を示す。同期電動機が同期運転時、d軸電流の目標値Id*の変動周期に応じてq軸電流は変動する。その周波数成分を含む波形Iqω0は周期的にあらかじめ設定された基準電流Ithを超える。しかし脱調時にはq軸電流はd軸電流の目標値Id*の変動周期とは無関係になり、基準電流Ithを超えない。負荷がファンの場合は波形(d)のようにほとんど変化しない波形Iqω0と成る。負荷が圧縮機のような場合は若干変化するが目標値Id*の変動周期より低い周波数で変動するので基準電流Ithを超える数が少なくなる。この基準電流Ithと比較した結果である比較結果信号Siは波形(c)で示される様に周期的なパルスは発生しない。すなわち波形(c)は電流比較手段17でq軸電流Iqと基準電流Ithとの比較結果である比較結果信号Siが発生していないことを示している。 The waveform diagram shown in FIG. 3 shows an example of various waveforms when the synchronous motor 6 is out of step. In FIG. 3, the waveform (a) is the phase angle (electrical angle phase) used in the inverter control means 8, and the waveform (b) is the target value Id * of the d-axis current obtained by the target excitation current generating means 17. The waveform (c) shows the q-axis current Iq of the dq coordinate current obtained by the coordinate conversion means 11, and the waveform (d) shows the state where the q-axis current Iq is compared with the reference current Ith by the current comparison means 17. Show. When the synchronous motor is operated synchronously, the q-axis current varies according to the variation period of the target value Id * of the d-axis current. The waveform Iqω0 including the frequency component periodically exceeds a preset reference current Ith. However, at the time of step-out, the q-axis current is independent of the fluctuation period of the target value Id * of the d-axis current and does not exceed the reference current Ith. When the load is a fan, the waveform Iqω0 hardly changes like the waveform (d). When the load is a compressor, the number varies slightly, but varies at a frequency lower than the variation period of the target value Id *, so the number exceeding the reference current Ith decreases. The comparison result signal Si, which is the result of comparison with the reference current Ith, does not generate a periodic pulse as shown by the waveform (c). That is, the waveform (c) indicates that the comparison result signal Si, which is the comparison result between the q-axis current Iq and the reference current Ith, is not generated in the current comparison means 17.
ここで、図2、図3、に示す波形図は表面磁石配置型同期電動機6の例として回転子の極数が4極電動機における波形を示している。 Here, the waveform diagrams shown in FIGS. 2 and 3 show waveforms in a motor having a four-pole rotor as an example of the surface magnet arrangement type synchronous motor 6.
図2に示すように、同期電動機は同期運転時であれば、d軸電流Id*の変動周期に応じq軸電流が変動し、そのF0成分IqF0は周期的にIthを超える。このため、基準電流Ithと比較した結果である比較結果信号Siは、基準電流Ithに応じて周期的なパルスとなる。 As shown in FIG. 2, when the synchronous motor is in synchronous operation, the q-axis current varies according to the variation period of the d-axis current Id *, and the F0 component IqF0 periodically exceeds Ith. For this reason, the comparison result signal Si, which is a result of comparison with the reference current Ith, becomes a periodic pulse according to the reference current Ith.
図3に示すように、同期電動機が脱調状態であれば、d軸電流Id*の変動周期に応じq軸電流は変動せず、そのF0成分IqF0はIthを超えない。このため、基準電流Ithと比較した結果である比較結果信号Siはゼロとなる。 As shown in FIG. 3, if the synchronous motor is in a step-out state, the q-axis current does not vary according to the variation period of the d-axis current Id *, and the F0 component IqF0 does not exceed Ith. For this reason, the comparison result signal Si that is the result of comparison with the reference current Ith is zero.
以上から、脱調時と同期時とでは、d−q座標電流のうち、d軸電流の目標値Id*の周期的変動F0に対するq軸電流の応答が異なり、q軸電流のF0成分と基準電流Ithとの交差数に際を生じる。このため、この違いを検出することで脱調を検出することが可能となる。 As described above, the response of the q-axis current to the periodic fluctuation F0 of the target value Id * of the d-axis current in the dq coordinate current differs between the step-out time and the synchronization time, and the F0 component of the q-axis current and the reference The number of crossings with the current Ith is marked. Therefore, it is possible to detect step-out by detecting this difference.
具体的には、所定時間Tm内のq軸電流Iqと基準電流Ithとの交差数Siを計測しSiの合計が、脱調検出回数NG_Level以下となった場合にのみ脱調と判断するようにする。 Specifically, the number of intersections Si between the q-axis current Iq and the reference current Ith within a predetermined time Tm is measured, and it is determined that the step-out is out only when the sum of Si is equal to or less than the number of step-out detection times NG_Level. To do.
一回転中における変動の小さい送風機等の負荷を駆動する電動機では、図2に示すように同期運転時のd−q座標電流に生じる変動成分(交流成分)は大きく、図3に示す脱調時のd−q座標電流に生じる変動成分(交流成分)は同期時に比べて小さい。一回転中における変動が小さい送風機等の負荷を駆動する電動機であれば、d−q座標電流中のIqに含まれるF0成分を検出し、その交流成分の大きさが所定値より少ない場合に脱調とすることで、脱調検出を行ってもよい。 In an electric motor that drives a load such as a blower having a small fluctuation during one rotation, a fluctuation component (alternating current component) generated in a dq coordinate current during synchronous operation is large as shown in FIG. The fluctuation component (alternating current component) generated in the dq coordinate current is smaller than that at the time of synchronization. In the case of an electric motor that drives a load such as a blower with a small fluctuation during one rotation, the F0 component included in Iq in the dq coordinate current is detected, and is removed when the magnitude of the AC component is smaller than a predetermined value. By adjusting the key, step-out detection may be performed.
また一回転中における変動が大きい圧縮機のような負荷を駆動する電動機では、同期運転中においてもd−q座標電流に大きな変動が生じる。この場合はあらかじめ設定するId*の変動周期F0を負荷変動の周期と違う周期を選択すればS/N比が大きく取れ、大きい負荷を駆動する電動機の場合でも精度良く脱調を検出することができる。 In addition, in an electric motor that drives a load such as a compressor having a large variation during one rotation, a large variation occurs in the dq coordinate current even during synchronous operation. In this case, the S / N ratio can be increased by selecting a preset fluctuation cycle F0 of Id * different from the load fluctuation cycle, and even in the case of an electric motor that drives a large load, step-out can be detected with high accuracy. it can.
ここで、図2〜図3のようにd軸電流Id*の変動に応じq軸電流Iqに同期時と脱調時に差異が現れる現象について、図4〜図7を用いて以下に説明する。 Here, a phenomenon in which a difference appears in the q-axis current Iq at the time of synchronization and step-out according to the fluctuation of the d-axis current Id * as shown in FIGS. 2 to 3 will be described below with reference to FIGS.
図5に永久磁石型同期電動機の回転子とインバータ制御手段8上の座標の関係を示す。図5において、回転子上でN極側をd軸とし、回転方向に90度進んだ位相をq軸とするのが一般的である。 FIG. 5 shows the relationship between the rotor of the permanent magnet type synchronous motor and the coordinates on the inverter control means 8. In FIG. 5, the N pole side on the rotor is generally d-axis, and the phase advanced 90 degrees in the rotation direction is generally q-axis.
同期電動機の駆動に回転子の位置を検出する位置センサを用いない場合、インバータ制御手段8では回転子のd−q軸を正確に捉えることができないため、インバータ制御手段8側では、推測したd−q軸としてγ−δ軸を定義する。また、3相固定座標のU相から見たインバータ制御手段のγ−δ軸と定義した角度に対し位相角を電気角位相θeとする。 When the position sensor for detecting the position of the rotor is not used for driving the synchronous motor, the inverter control means 8 cannot accurately capture the dq axis of the rotor. The γ-δ axis is defined as the −q axis. In addition, the phase angle is defined as the electrical angle phase θe with respect to the angle defined as the γ-δ axis of the inverter control means viewed from the U phase of the three-phase fixed coordinates.
ここで同期電動機として、表面磁石配置形同期電動機のようなd軸とq軸のインダクタンスが略同じ値の非突極形電動機について説明する。同期運転状態では、電動機回転子とインバータの出力電圧位相とに同期が取れている状態である。このため回転子位相(d−q軸)とインバータの出力電圧位相(γ−δ軸)との関係が一定の位相差Δθを保った状態、つまりインバータの出力電圧位相γ−δ軸を基準とした場合、図4のようにγ−δ軸から見たインダクタンスLγ、Lδが等しく、d軸電流Id(Iγ)とq軸電流Iq(Iδ)はほぼ直流となる。 Here, as the synchronous motor, a non-salient pole type motor having substantially the same value of the d-axis and q-axis inductances as in the surface magnet arrangement type synchronous motor will be described. In the synchronous operation state, the motor rotor and the output voltage phase of the inverter are synchronized. For this reason, the relationship between the rotor phase (dq axis) and the inverter output voltage phase (γ-δ axis) maintains a constant phase difference Δθ, that is, the inverter output voltage phase γ-δ axis as a reference. In this case, as shown in FIG. 4, the inductances Lγ and Lδ viewed from the γ-δ axis are equal, and the d-axis current Id (Iγ) and the q-axis current Iq (Iδ) are substantially DC.
しかしながら、目標d軸電流指令Id*を周期的に変動させた場合、その変動に応じて電気角位相θeおよび電気角位相差ΔθがId*の変動周期に応じて変動する。これはロータに周期的なムラが発生した状態である。この回転ムラ対しローターおよび負荷にはイナーシャが存在するため、回転トルクを発生するq軸電流Iq(Iδ)の変動が発生する。即ちd軸電流が時間的に変動しその変動に応じて回転むらが生じる。このためインバータの出力電圧位相γ−δ軸と回転子位相d−q軸とが一回転中に変動を起こすため非制御量であるq軸電流Iq(Iδ)に変動が発生する。 However, when the target d-axis current command Id * is periodically changed, the electrical angle phase θe and the electrical angle phase difference Δθ vary according to the variation period of Id *. This is a state in which periodic unevenness has occurred in the rotor. Since there is inertia in the rotor and load against this rotation unevenness, fluctuations in the q-axis current Iq (Iδ) that generates rotation torque occur. That is, the d-axis current fluctuates with time, and uneven rotation occurs according to the fluctuation. For this reason, since the output voltage phase γ-δ axis and the rotor phase dq axis of the inverter change during one rotation, the q-axis current Iq (Iδ), which is a non-control amount, changes.
一方、脱調状態では、ロータは停止しており誘起電圧を発生しないため目標d軸電流指令Id*を変動に応じた回転むらは発生せず、トルク電流であるq軸電流Iq(Iδ)に回転むらに応じた変動を発生しない。 On the other hand, in the step-out state, since the rotor is stopped and no induced voltage is generated, the target d-axis current command Id * does not generate uneven rotation according to the fluctuation, and the q-axis current Iq (Iδ) which is the torque current is not generated. No fluctuations according to rotation unevenness.
このように、回転子一回転中のd−q座標電流Idのd軸電流指令Id*を変動させ、Iqの変動数を検出することで、回転子の動作状態を把握することができ、同期電動機の脱調が検出可能となる。 In this way, by changing the d-axis current command Id * of the dq coordinate current Id during one rotation of the rotor and detecting the number of fluctuations of Iq, the operating state of the rotor can be grasped. The step-out of the electric motor can be detected.
本発明による脱調検出の流れを、図5を用いて説明する。図5において、STP101は脱調検出処理を開始する脱調検出開始ステップ、STP102は同期電動機6に流入する電流を検出する相電流検出ステップであり、図1の相電流検出手段7a,7bで行う動作に相当する。STP103は3相分の相電流を演算する相電流演算ステップであり、図1の相電流演算手段10で行う動作に相当する。STP104は3相電流をd−q座標電流に変換する座標変換ステップであり、図1の座標変換手段11で行う動作に相当する。 A flow of step-out detection according to the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 5, STP 101 is a step-out detection start step for starting out-of-step detection processing, and STP 102 is a phase current detection step for detecting current flowing into the synchronous motor 6, which is performed by the phase current detection means 7a and 7b in FIG. Corresponds to the action. STP 103 is a phase current calculation step for calculating phase currents for three phases, and corresponds to an operation performed by the phase current calculation means 10 in FIG. STP 104 is a coordinate conversion step for converting a three-phase current into a dq coordinate current, and corresponds to an operation performed by the coordinate conversion means 11 in FIG.
STEP105は座標変換後のq軸電流のうちF0周波数成分を抽出するステップであり、図1の18で行う周波数成分抽出動作に相当する。STP106はd−q座標電流と第一の所定値である基準電流とを比較し、比較結果出力信号を出力する電流比較ステップであり、図1の電流比較手段19で行う動作に相当する。 STEP 105 is a step of extracting the F0 frequency component from the q-axis current after the coordinate conversion, and corresponds to the frequency component extraction operation performed at 18 in FIG. STP 106 is a current comparison step of comparing the dq coordinate current with a reference current that is a first predetermined value and outputting a comparison result output signal, and corresponds to the operation performed by the current comparison means 19 of FIG.
STP107は電流比較ステップSTP106ので得られる比較結果信号から所定時間におけるd−q座標電流と第一の所定値である基準電流Ithとの交差数と単位時間あたりの所定値である脱調検出回数Nerrと比較し、脱調の発生の有り無しを検出する比較ステップであり、図1の回数比較手段20での処理に相当する。 The STP 107 calculates the number of step-out detections Nerr that is a predetermined value per unit time and the number of intersections between the dq coordinate current and the reference current Ith that is the first predetermined value from the comparison result signal obtained in the current comparison step STP106. Is a comparison step for detecting the presence or absence of occurrence of step-out and corresponds to the processing in the number comparison means 20 of FIG.
STP108は一致回数を比較するステップの結果が脱調であった場合PWMの出力を停止させるPWM出力停止ステップ、STP109は脱調異常としてインバータを停止される停止ステップである。 STP 108 is a PWM output stop step for stopping PWM output when the result of the step of comparing the number of coincidence is step out, and STP 109 is a stop step for stopping the inverter as a step out abnormality.
脱調検出の流れは以下のようになる。STP101の脱調検出開始ステップで、電動機の駆動制御とともに脱調検出処理が開始される。STP102以降の脱調検出処理を実行する。STP102の相電流検出ステップでは電流検出手段7a、7bにより同期電動機6に流入する電流の少なくとも2相分例えばU相電流Iu、V相電流Ivを検出する。STP103の相電流演算ステップでは相電流検出ステップSTP2で得られた相電流Iu、Ivから相電流演算手段10より3相分の相電流Iu、Iv、Iwを演算する。STP104の座標変換ステップは相電流演算ステップSTP104で得られた3相電流Iu、Iv、Iwを座標変換手段11によりd−q座標電流Id、Iqに座標変換する。ここで、相電流演算ステップSTP103は省略可能、例えば2相の電流から直接dq軸の電流を演算することにより、であり、電流検出ステップSTP102から座標変換ステップSTP104へ進むことも可能である。 The flow of step-out detection is as follows. In the step-out detection start step of STP 101, step-out detection processing is started together with the drive control of the electric motor. Step-out detection processing after STP102 is executed. In the phase current detection step of STP 102, current detection means 7a and 7b detect at least two phases of current flowing into synchronous motor 6, for example, U-phase current Iu and V-phase current Iv. In the phase current calculation step of STP103, phase currents Iu, Iv, Iw for three phases are calculated by the phase current calculation means 10 from the phase currents Iu, Iv obtained in the phase current detection step STP2. In the coordinate conversion step of the STP 104, the three-phase currents Iu, Iv, Iw obtained in the phase current calculation step STP104 are converted into dq coordinate currents Id, Iq by the coordinate conversion means 11. Here, the phase current calculation step STP103 can be omitted, for example, by directly calculating the dq-axis current from the two-phase current, and it is also possible to proceed from the current detection step STP102 to the coordinate conversion step STP104.
STP106の電流比較ステップでは、電流比較手段19にて座標変換ステップSTP105で得られたd−q座標電流IqのF0周波数成分を所定値である基準電流Ithと比較し比較結果信号Siを求める。詳しくは、STP106aの電流比較判断ステップで、d−q座標電流の例えばq軸電流IqF0と第一の所定値による基準電流Ithと大小を比較する。|IqF0|>Ithの場合STP6bに進みそれ以外の場合はSTP6cに進む。STP6bの比較結果信号出力ステップ1では比較結果信号SiをSi=1と出力し、STP6cの比較結果信号出力ステップ2では比較結果信号SiをSi=0と出力する。
In the current comparison step of STP 106, the current comparison means 19 compares the F0 frequency component of the dq coordinate current Iq obtained in the coordinate conversion step STP105 with a reference current Ith which is a predetermined value to obtain a comparison result signal Si. Specifically, in the current comparison determination step of the STP 106a, for example, the q-axis current IqF0 of the dq coordinate current is compared with the reference current Ith based on the first predetermined value. If | IqF0 |> Ith, the process proceeds to STP6b. Otherwise, the process proceeds to STP6c. In the comparison result
STP107の回数比較ステップでは、比較手段20にて電流比較ステップSTP106で得られた比較結果信号Siの単位時間あたりの変化数と所定値である脱調検出回数NG_Levelを比較し、脱調か同期かを判断する。詳しくは一致回数比較判断ステップSTP107aにて電流比較ステップSTP106で得られた比較結果信号Siの、単位時間あたりの変化数所定値である脱調検出回数NG_Levelを比較しSi<=NG_Levelとなった場合に脱調と判断し、STP8に進む。これ以外の場合は、STP2の相電流検出ステップに戻る。 In the number comparison step of STP 107, the comparison means 20 compares the number of changes per unit time of the comparison result signal Si obtained in the current comparison step STP 106 with the predetermined number of step-out detection times NG_Level to determine whether the step is out of sync. Judging. Specifically, when the comparison result signal Si obtained at the current comparison step STP106 at the coincidence number comparison determination step STP107a is compared with the step-out detection number NG_Level which is a predetermined value of the number of changes per unit time, Si <= NG_Level. Step S8 is determined. In other cases, the process returns to the phase current detection step of STP2.
STP108のPWM停止ステップでは、回数比較ステップSTP107にて脱調を検出した場合にインバータの電圧出力を停止するため、PWM信号発生手段14のPWM信号出力を停止させる。 In the PWM stop step of STP 108, in order to stop the voltage output of the inverter when the step-out is detected in the number comparison step STP107, the PWM signal output of the PWM signal generating means 14 is stopped.
STP109のインバータ停止ステップでは、インバータ制御手段8の動作も停止させ、異常表示、異常状態報知音を発生するなどしてインバータ装置の動作を停止させる。 In the inverter stop step of STP 109, the operation of the inverter control means 8 is also stopped, and the operation of the inverter device is stopped by generating an abnormal display, an abnormal state notification sound, or the like.
また、本発明による同期電動機の脱調検出方法をインバータ装置に適用することで、精度良く脱調検出が可能な信頼性の高い安価なインバータ装置が実現できる。このようなインバータ駆動の同期電動機の駆動に回転子の位置を検出する位置センサを用いない換気などを行う送風機に使用した場合、インバータにて回転数を変化させ省エネルギー運転を行うことが出来るとともに安定した信頼性の高い運転を安価に行うことが出来る。個別住宅の室内換気扇からビル用換気扇、工場扇等多くの送風機がこのシステムを使用することで電力を大幅に減らすことも出来地球環境保護にも有用である。 Also, by applying the synchronous motor step-out detection method according to the present invention to an inverter device, a highly reliable and inexpensive inverter device capable of detecting step-out with high accuracy can be realized. When used in a fan that performs ventilation without using a position sensor that detects the position of the rotor to drive such an inverter-driven synchronous motor, the inverter can change the number of revolutions and perform energy-saving operation and be stable. And reliable operation can be performed at low cost. Many fans, such as indoor ventilation fans for buildings, building ventilation fans, factory fans, etc., can use this system to significantly reduce electric power, which is also useful for protecting the global environment.
又冷凍空調装置において、送風機用電動機が脱調を継続すると冷凍空調装置の能力、例えば冷蔵庫では冷却能力が低下し庫内の食品が冷えなくなったり、エアコンでは冷房が効かなくなるなど、が得られず、また、圧縮機や電動機、冷媒配管、インバータ回路など、過電流検出機能に引っかからない状態での過負荷が継続して、各機器や部品に損傷を与えるなど装置に悪影響を与える場合がある。本発明による同期電動機の脱調検出方式を冷凍空調装置の送風機駆動用インバータに適用することで、送風機の脱調を精度良く検出することが可能となり、前記のような冷凍空調装置に対する悪影響を抑制することが可能となる。これにより冷凍空調装置の信頼性を向上することが可能となる。 Also, in the refrigeration air conditioner, if the blower motor continues to step out, the capacity of the refrigeration air conditioner, for example, the cooling capacity of the refrigerator will decrease and the food in the refrigerator will not cool, or the air conditioner will not be cooled will not be obtained. In addition, an overload in a state where the overcurrent detection function is not caught by a compressor, an electric motor, a refrigerant pipe, an inverter circuit, or the like may continue to cause damage to each device or part. By applying the synchronous motor step-out detection method according to the present invention to the fan drive inverter of the refrigeration air conditioner, it becomes possible to detect the step out of the fan with high accuracy and suppress the adverse effects on the refrigeration air conditioner as described above. It becomes possible to do. This can improve the reliability of the refrigeration air conditioner.
以上に示した様に本発明では、同期電動機として表面磁石型同期電動機(SPMSM)の例を示したが、同様に用いられる他の同期電動機として、ブラシレスDCモータ(BLDCM)、リラクタンスモータ(RM)、シンクロナスリラクタンスモータ(SyRM)、スイッチドリラクタンスモータ(SRM)などの電動機であれば同様の構成にて脱調検出が可能である。 As described above, in the present invention, the example of the surface magnet type synchronous motor (SPMSM) is shown as the synchronous motor, but as other synchronous motors used in the same manner, a brushless DC motor (BLDCM), a reluctance motor (RM) are used. Any motor such as a synchronous reluctance motor (SyRM) or a switched reluctance motor (SRM) can detect step-out with the same configuration.
図6は本発明の制御フローを示す図で、インバータ装置の起動の流れ図である。図において、STEP1はブレーキ出力処理、STEP2はロータ位置固定処理、STEP3は起動電圧出力処理、STEP4は通常制御処理である。 FIG. 6 is a flowchart showing the control flow of the present invention, and is a flowchart for starting up the inverter device. In the figure, STEP1 is a brake output process, STEP2 is a rotor position fixing process, STEP3 is a starting voltage output process, and STEP4 is a normal control process.
次に、本発明の同期電動機の起動方式について述べる。インバータ装置の構成は図1のものを用いる。まず図6のSTEP1において、図1のPWM出力手段より3a、3e、3fの下側IGBTを同時ONとする。このときモータが外風等で回転している場合、モータに短絡電流が発生し、ブレーキモードとなりロータの回転数が低下する。
Next, the starting method of the synchronous motor of the present invention will be described. The configuration of the inverter device is the same as that shown in FIG. First, in
次にSTEP2において図1のPWM出力手段より3a,3fの上下2つのIGBTをONして固定相に励磁を行い回転数が下がり、イナーシャのエネルギーが小さくなったロータを特定位置に固定する。次にSTEP3において固定位置に対し、最大のトルクを発生する位置から目的の回転方向に回転磁界を発生させ、加速を行い、ロータの回転を上げる。次にSTEP4において、所定の回転数を超えたところで本発明で示される通常の制御を行う。
Next, in
図7を用いて本発明についてさらに詳細に述べる。図7は図6のSTEP1の詳細な流れ図である。図7に示される様に、STEP10にてブレーキ出力後、STEP11に示される様にモータに流れる電流をモニタして、減磁電流より小さい場合は、STEP12に示される様にブレーキ時間が終了判定を行い、規定時間ブレーキ出力し、次ステップに移行する。
The present invention will be described in more detail with reference to FIG. FIG. 7 is a detailed flowchart of
図7でブレーキ中に電流増加が発生し、モータの永久磁石に対して減磁電流に到達しそうな場合はSTEP13に移行し、ブレーキ出力を停止し減磁電流の発生を防ぐ。モーターの相巻線に流れる電流が大きくなり、永久磁石の抗磁力以上を誘起する状態になれば磁石の発生電圧を下げるという問題がある。さらにSTEP14にて起動の異常情報を不揮発性のメモリに記録する。STEP15にて起動の異常を使用者に報知する。製品動作の表示用の単体LEDに点滅、もしくは8セグメントLEDもしくは液晶等の表示デバイスを備えていればそれを用いて視覚的に報知しても良い。またブザーにより聴覚的に報知しても良い。その後STEP16にに示す様に再起動の指令があるまで待機する。
In FIG. 7, when a current increase occurs during braking and a demagnetizing current is likely to be reached with respect to the permanent magnet of the motor, the process proceeds to STEP 13 to stop the brake output and prevent the generation of the demagnetizing current. There is a problem that the generated voltage of the magnet is lowered when the current flowing through the phase winding of the motor becomes large and induces a coercive force higher than that of the permanent magnet. Further, in
換気扇などの送風機に本実施の形態を適用した場合に起動の異常は、すなわち送風装置の逆流防止シャッターの異常であり、それを使用者もしくはサービスマンに報知することができ、施工時のシャッター取付け不良、異物の挟まり等によるシャッターの故障の発見が可能である。 When this embodiment is applied to a blower such as a ventilation fan, the start-up abnormality is an abnormality in the backflow prevention shutter of the blower, which can be notified to the user or serviceman, and the shutter is attached during construction. It is possible to detect a shutter failure due to a defect or a foreign object.
また、異常情報を記録しておくことで、サービスマンが異常の回数等の状況を、時間経過をした後にも確認することが可能となり、異常の原因の判断がしやすくなる。 Further, by recording the abnormality information, it becomes possible for the service person to check the situation such as the number of times of abnormality after a lapse of time, and it becomes easy to determine the cause of the abnormality.
図8を用いて本発明についてさらに詳細に述べる。図8は図6のSTEP2の詳細な流れ図である。図8に示される様に、STEP20にてロータ位置固定出力後、STEP21に示される様にモータに流れる電流をモニタして、減磁電流より小さい場合は、STEP22に示される様にロータ位置固定時間が終了判定を行い、規定時間ロータ位置固定出力し、次ステップであるSTEP3に移行する。
The present invention will be described in more detail with reference to FIG. FIG. 8 is a detailed flowchart of STEP2 in FIG. As shown in FIG. 8, after the rotor position is fixed and output in
図8でロータ位置固定中に電流増加が発生し、モータの減磁電流に到達しそうな場合はSTEP23に移行し、ロータ位置固定出力を停止し減磁電流の発生を防ぐ。さらにSTEP24にて起動の異常情報を不揮発性のメモリに記録する。STEP25にて起動の異常を使用者に報知する。製品動作の表示用の単体LEDに点滅、もしくは8セグメントLEDもしくは液晶等の表示デバイスを備えていればそれを用いて視覚的に報知しても良い。またブザーにより聴覚的に報知しても良い。その後STEP26に示す様に再起動の指令があるまで待機する。
In FIG. 8, when the current increase occurs while the rotor position is fixed and the motor demagnetizing current is likely to be reached, the process proceeds to STEP 23 to stop the rotor position fixing output and prevent the generation of the demagnetizing current. Further, in STEP 24, the abnormality information of the start is recorded in the nonvolatile memory. In
換気扇などの送風機に本発明の構成を適用した場合における起動の異常は、すなわち送風装置の逆流防止シャッターの異常であり、それを使用者もしくはサービスマンに報知することができ、施工時のシャッター取付け不良、異物の挟まり等によるシャッターの故障の発見が可能である。また、異常情報を記録しておくことで、サービスマンが異常の回数等の状況を、時間経過をした後にも確認することが可能となり、異常の原因の判断がしやすくなる。 When the configuration of the present invention is applied to a blower such as a ventilating fan, the start-up abnormality is an abnormality in the backflow prevention shutter of the blower, which can be notified to the user or serviceman, and the shutter is attached during construction It is possible to detect a shutter failure due to a defect or a foreign object. Further, by recording the abnormality information, it becomes possible for the service person to check the situation such as the number of times of abnormality after a lapse of time, and it becomes easy to determine the cause of the abnormality.
前記の構成の様な起動方式としたことで、電動機制御の安定化のため軸ずれ量を用いず目標電圧と出力電圧が一致しない高出力領域での運転が可能な本発明で示した制御方式を用いた製品において課題であった外風時の起動時に、モータ内にロータ磁極位置検知センサ追加の必要なく、しかも外風によるイナーシャのエネルギーを低減させ、位置固定をすることで、必ず正転方向にトルクを発生でき確実な起動を行うことができる。また逆流防止のシャッター異常のような状態で通常想定される以上のトルクがモータにかかった場合でも、モータの減磁を防ぐことが可能で、さらに異常の発生を使用者もしくはサービスマンに確実に報知することができる。なお本発明の図6、図7、図8で説明してきた起動方式は送風ファン以外の各種用途にも適用でき、確実な起動が得られるという効果が得られる。 The control method shown in the present invention is capable of operation in a high output region in which the target voltage and the output voltage do not coincide with each other without using the axis deviation amount for stabilizing the motor control by adopting the starting method as described above. When starting in the case of outside wind, which was a problem in products that use the sensor, there is no need to add a rotor magnetic pole position detection sensor in the motor, and by reducing the energy of inertia caused by the outside wind and fixing the position, Torque can be generated in the direction and reliable start-up can be performed. In addition, even when a torque higher than normally assumed in a state such as an abnormal shutter for preventing backflow is applied to the motor, it is possible to prevent the demagnetization of the motor and to ensure the occurrence of the abnormality to the user or service person. Can be notified. In addition, the starting system demonstrated in FIG.6, FIG.7, FIG.8 of this invention is applicable also to various uses other than a ventilation fan, and the effect that a reliable starting is obtained is acquired.
この発明に係る同期電動機の脱調検出方式は、回転子位置を検出するための位置センサを用いずに、同期電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により得られた電流を励磁電流成分であるd軸電流と、トルク電流成分であるq軸電流のd−q座標電流に変換する座標変換手段と、座標変換手段により得られたd−q座標電流の値から、励磁電流成分であるd軸電流が目標値となるような電圧ベクトルを出力しインバータを駆動する電圧ベクトル生成手段を有する同期電動機を駆動するインバータ装置において、d軸電流目標値を周期的に変動させ、その時のq軸の電流応答により、脱調を検出することを特徴とする。 The synchronous motor step-out detection method according to the present invention uses a current detection means for detecting a current flowing through the synchronous motor without using a position sensor for detecting the rotor position, and a current obtained by the current detection means. Based on the d-axis current that is the excitation current component, the coordinate conversion means for converting the d-q coordinate current of the q-axis current that is the torque current component, and the value of the dq coordinate current obtained by the coordinate conversion means, the excitation current In an inverter device for driving a synchronous motor having a voltage vector generating means for outputting a voltage vector that makes the component d-axis current a target value and driving the inverter, the d-axis current target value is periodically varied, The step-out is detected by the current response of the q-axis.
また、この発明に係る同期電動機の脱調検出方式は、電流検出手段から得られるq軸電流における前記d軸電流目標値の変動周期の成分を抽出する抽出手段と、前記でで得られたq軸電流の変動周期成分を周期所定の値と比較する比較手段を備え、所定値以下となった回数を比較し脱調を検出する回数比較手段を備えたことを特徴とする。 Further, the synchronous motor step-out detection method according to the present invention includes an extraction means for extracting a fluctuation period component of the d-axis current target value in the q-axis current obtained from the current detection means, and the q obtained above. Comparing means for comparing the fluctuation period component of the shaft current with a predetermined value of the period is provided, and the number of times comparing means for detecting the step-out by comparing the number of times when it becomes equal to or less than the predetermined value is provided.
また、この発明に係る同期電動機の起動装置は、回転子位置を検出するための位置センサを用いずに、同期電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により得られた電流を励磁電流成分であるd軸電流と、トルク電流成分であるq軸電流のd−q座標電流に変換する座標変換手段と、座標変換手段により得られたd−q座標電流の値から、励磁電流成分であるd軸電流が目標値となるような電圧ベクトルを出力しインバータを駆動する電圧ベクトル生成手段を有する同期電動機を駆動するインバータ装置において、起動時三相短絡となる電圧ベクトルを出力することで回転中のロータにブレーキトルクをかけ減速しその後ロータの位置を固定する電圧出力を行い起動するすることを特徴とする。また起動時発生する電流がモータの減磁レベルに達する場合は、速やかに通電を停止することを特徴とする。またあわせて停止時に、停止の履歴を記録することを特徴とする。また停止時に、停止したことを報知することを特徴とする。又この起動装置を送風機に使用すれば逆転減少が起こっている送風装置でも安全に、確実に起動することが出来る。送風機は室内換気など換気扇として単独で用いられていても、セパレート形エアコンの室外機に用いられている室外ファンであっても、あるいは、工場やトンネルに使用される大型の送風機であっても信頼性の高い起動が行われることは上記説明の通りである。 Further, the synchronous motor starter according to the present invention includes a current detection means for detecting a current flowing through the synchronous motor without using a position sensor for detecting the rotor position, and a current obtained by the current detection means. Based on the d-axis current that is the excitation current component, the coordinate conversion means for converting the d-q coordinate current of the q-axis current that is the torque current component, and the value of the dq coordinate current obtained by the coordinate conversion means, the excitation current A voltage vector that causes a three-phase short circuit at start-up is output in an inverter device that drives a synchronous motor having a voltage vector generating means that outputs a voltage vector whose component d-axis current becomes a target value and drives the inverter. Then, a brake torque is applied to the rotating rotor to decelerate, and then the voltage is output to fix the position of the rotor to start. Further, when the current generated at the start reaches the demagnetization level of the motor, the energization is immediately stopped. In addition, a stop history is recorded at the time of stop. In addition, when stopping, it is notified that it has stopped. If this activation device is used for a blower, it is possible to safely and reliably start even a blower device in which a decrease in reverse rotation occurs. Whether the blower is used alone as a ventilation fan such as indoor ventilation, an outdoor fan used in an outdoor unit of a separate air conditioner, or a large blower used in a factory or tunnel As described above, the highly efficient activation is performed.
1 直流電源部、2 インバータ装置、3 スイッチング素子、3a U相上側スイッチング素子、3b V相上側スイッチング素子、3c W相上側スイッチング素子、3d U相下側スイッチング素子、3e V相下側スイッチング素子、3f W相下側スイッチング素子、4 還流ダイオード、5 インバータ主回路、6 埋込磁石型同期電動機、7a、7b電流検出手段、8 インバータ制御手段、9 電動機駆動手段、10 相電流演算手段、11 座標座標変換手段、12 電圧指令値演算手段、13 出力電圧ベクトル演算手段、14 PWM信号発生手段、15 直流電圧検出手段、16 脱調検出手段、17 Id*生成手段、18 電流比較手段、20 回数比較手段、21 基準電流演算手段、22 ノイズ除去手段、30 過電流検出手段。 1 DC power supply unit, 2 inverter device, 3 switching element, 3a U-phase upper switching element, 3b V-phase upper switching element, 3c W-phase upper switching element, 3d U-phase lower switching element, 3e V-phase lower switching element, 3f W-phase lower switching element, 4 freewheeling diode, 5 inverter main circuit, 6 embedded magnet type synchronous motor, 7a, 7b current detection means, 8 inverter control means, 9 motor drive means, 10 phase current calculation means, 11 coordinates Coordinate conversion means, 12 voltage command value calculation means, 13 output voltage vector calculation means, 14 PWM signal generation means, 15 DC voltage detection means, 16 step-out detection means, 17 Id * generation means, 18 current comparison means, 20 number comparison Means, 21 reference current calculation means, 22 noise elimination means, 30 overcurrent detection Stage.
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