JP2005150932A - プリディスト−ション装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】予歪を与えるプリディスト−ション部がアナログ回路で構成されたプリディスト−ション装置において、送信信号経路の遅延時間T1と、プリディスト−ション部で発生する歪を制御するための制御信号経路の遅延時間T2との差を、可変遅延手段17、20により動作クロック上の時間分解能で補正する。そのために、送信増幅器11の出力に含まれる歪の量を検出する歪検出手段21〜24と、可変遅延手段17等の遅延時間を、前記歪検出手段の検出する歪が最小になるように設定する遅延時間最適化部26と、を備える。
【選択図】 図1
Description
この背景には従来のフィードフォワード方式では、更なる効率向上、低価格化が望めなくなってきていることが上げられ、さらに近年のディジタル信号処理技術の進歩に伴い、ディジタル信号処理部、IF帯のアナログ部と送信増幅器を一体化したアプリケーションが増えてきており、そのようなアプリケーションには、ディジタル、IF、RFのいかなる信号帯域でも実現可能なプリディストーション技術が最適である(フィードフォワード技術はRFでのみ実現可能)。
ディジタル・プリディストーションにも、フル・ディジタル方式と、ディジタルとアナログ信号処理を用いる方式(セミ・ディジタル方式)の2通りの方式がある。
フル・ディジタル方式において、プリディストーション部の出力信号は、歪を含んだ信号となるため、その帯域幅が広くなり(3次歪で3倍、5次歪まで考慮すると5倍の帯域に広がる)、動作クロック周波数を高く設定する必要がある。一方、セミ・ディジタル方式は、図3に示したように送信信号と、プリディストーション部制御信号は別々に扱い、5次歪まで扱う場合であってもプリディストーション部制御信号の帯域は送信信号の2倍の帯域を扱えることができれば良く、フル・ディジタル方式の1/2.5の動作クロックで間に合う。
またセミ・ディジタル方式では、D/A出力をIF帯へアップコンバートした後、送信信号帯域幅のみ通過させる狭帯域なBPFを用いて、D/Aで発生した雑音を除去可能であるため、送信信号のC/N確保が比較的容易である。一方フル・ディジタル方式は既に帯域が広がった状態であるため、このようなフィルタリングが不可能であり、送信信号のC/N確保が非常に難しい。つまりLPF3’には前置歪は通過してD/Aで発生した雑音を除去するという実現困難な特性が要求される。3GPPカテゴリーBのような帯域外スプリアス規定が厳しいアプリケーションでは、致命的な欠点となる。
また、フル・ディジタル方式のプリディスト−ションにおいて、送信電力増幅器やフィードバックループで生じる遅延時間を相関器により測定し、歪補償係数の更新動作に利用する技術が知られる(例えば特許文献2参照。)。
まず送信信号経路に沿って説明すると、ディジタルのI、Q信号がディジタル回路に入力される。ディジタル回路において、入力されたI、Q信号は変調器1により直交変調され、D/A変換器2にて直交変調されアナログ信号に変換され、アナログ回路に出力される。アナログ回路では、LPF(Low Pass Filter)3によりD/A変換器2で発生する折り返し成分を除去し、ミキサ4にて第2のIFにアップコンバートし、BPF(Band Pass Filter)5にて送信信号帯域以外の雑音、ローカル・リーク等を除去する。その後ミキサ6にてRFへアップコンバートし、BPF(Band Pass Filter)7にて送信信号帯域以外の雑音、ローカル・リーク等を除去する。この信号は遅延線8にて、任意の時間遅延した後、電圧制御可変位相器(VVP)9にて制御電圧に応じて位相シフトを行い、電圧制御可変減衰器(VVA)10にて制御電圧に応じた減衰を行って増幅器11に入力する。VVP9とVVA10は、送信信号と同等の帯域幅を有する制御電圧に十分追従して位相並びに減衰量を制御できる応答性を有している。また、遅延線8は備えなくても良い場合がある。
なお、図4では遅延手段17、20はLPF16、19の後に配置されているが、制御信号の遅延量を変化させることが出きればどこでも良く、D/A変換器15、18の前に配置しても良い。
プリディストーション方式では電力検出器23で包絡線情報を検出した信号に対応する予歪を与える必要があり、デジタル回路の出力を送信信号経路と制御経路との間で同期させている場合、アナログ回路における夫々の経路の遅延時間についても基本的にT1=T2の必要があり、この時間関係がずれると歪補償特性が劣化する。しかし送信信号経路と制御経路の一部がアナログ素子で構成されるため、温度変化や経年変化によりT1およびT2の遅延時間が変化し、歪補償特性が劣化する。
遅延手段19についても同様の処理を行い、2つの遅延時間TAを最適化するようにしても良いが、VVP9による遅延時間の変動が無視できるときは、VVP9の遅延時間を固定値として遅延手段17の遅延時間TAに加算したものを遅延手段19に与えてもよい。上記の遅延最適化手段26の制御は、DSP25によるLUTの更新制御の合間に行うと良い。つまりLUTの更新制御と遅延最適化手段26の制御は同時並行では行われないので、遅延最適化手段26はハードウェアとしてはDSP25により実現することもできる。遅延最適化手段26が上記ステップ1〜3の処理を行う周期は、送信増幅器11の温度変化に追従できる程度の速度で十分である。またステップ2の検波信号の測定は、加算前と加算後の2回で行うよりも、加算前と加算後のTAで交互に複数回測定しそれらの平均値を用いるようにすると、送信信号の変動の影響を受けにくいので良い。上述した方法の他に、遅延最適化手段26の制御方法は多数考えられ、例えばLMSを用いてもよい。
なお、遅延時間TMが入力信号のレベルに依存していることが明らかな場合、遅延最適化手段26に電力検出器12が出力する包絡線情報を入力し、遅延最適化手段26が内部に包絡線情報と遅延時間TMを対応付ける簡易的なLUTを備えるなどして、包絡線情報に基づいてT1とT2とに遅延時間差を動的に与えても良い。
また、メモリ効果に拠る歪(メモリ効果歪)と拠らない歪(通常歪)とを夫々独立に補償するためにLUTを夫々設け、夫々の制御経路の遅延時間T2を別個に遅延最適化手段により最適化し、メモリ効果歪用の制御経路の遅延時間が、通常歪用のそれに比べ約TM遅れるようにしてもよい。或いは本願と同一出願人による特願2003−333082(本江の特許)に記載されているように、メモリ効果歪と通常歪で共通のLUTを1つ設け、LUTへの入力信号の時点でTM’遅らせた入力信号を重畳する構成とし、このTM’を遅延最適化手段で制御するようにしても良い。
6…ミキサ、 7…BPF、 8…遅延線、 9…電圧制御可変位相回路(VVP)、
10…電圧制御可変減衰回路(VVA)、 11…送信増幅器、 12…電力検出器、
13、14…LUT(ルックアップテーブル)、 15、18…D/A変換器、
16、19…LPF、 17、20…可変遅延手段、 21…ミキサ、 22…BPF、
23…電力検波回路、 24…A/D変換器、 25…DSP、 26…遅延最適化
Claims (2)
- 予歪を与えるプリディスト−ション部がアナログ回路で構成されたプリディスト−ション装置において、
送信信号経路の遅延時間と、プリディスト−ション部で発生する歪を制御するための制御信号経路の遅延時間との差を、可変遅延手段で補正することを特徴とするプリディスト−ション装置。 - 送信するデジタルIQ信号をデジタル直交変調する変調器と、
前記デジタルIQ信号の包絡線情報を計算する電力検出器と、
包絡線情報に基づいて予歪の制御信号を与えるルックアップテーブルと、
前記変調器の出力をD/A変換する第1のD/A変換器と、
前記ルックアップテーブルの出力をD/A変換する第2のD/A変換器と、
前記第1のD/A変換器の出力に基づく送信信号に、前記第2のD/A変換器の出力に基づく予歪を与えて送信増幅器に出力するプリディスト−ション部と、前記送信増幅器の出力に含まれる歪の量を検出する歪検出手段と、
前記第1のD/A変換器を経由して前記プリディスト−ション部に到達する前記送信信号経路の遅延時間と、前記第2のD/A変換器を経由して前記プリディスト−ション部に到達する前記制御信号経路の遅延時間との差を、第1のD/A変換器の動作周期よりも短い時間単位で調整する可変遅延手段と、前記可変遅延手段の遅延時間を、前記歪検出手段の検出する歪が最小になるように設定する遅延時間最適化部と、を備えることを特徴とする請求項1記載のプリディスト−ション装置。
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