JP2004500726A - Method and apparatus for reducing peak to average power ratio of terminal transmission power - Google Patents
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Abstract
本発明は、複素拡散シーケンスで送信データを拡散変調することによって、移動通信システムの端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比を低減する方法及び装置を提供する。前記複素拡散シーケンスは、複数のチップを有し、ＰＮシーケンスの各チップに応答して二つの連続するチップ毎の間の位相差が９０°になるよう発生する。前記装置及び方法によれば、ピーク電力対平均電力比を特定範囲に制限して端末機の送信電力が電力増幅器の特性曲線で線形特性区間にのみ現れるようにすることによって、前記端末機の送信電力を流動的に調節することができる。即ち、前記複素拡散シーケンスの位相差が１８０°（即ち、π）になるのを回避することによって、電力増幅器の特性曲線の線形区間に端末機の送信電力を維持させる。The present invention provides a method and apparatus for reducing a peak power-to-average power ratio at a transmission power of a terminal of a mobile communication system by spread modulating transmission data with a complex spreading sequence. The complex spreading sequence has a plurality of chips and is generated in response to each chip of the PN sequence such that the phase difference between every two consecutive chips is 90 °. According to the apparatus and the method, by limiting the peak power to average power ratio to a specific range so that the transmission power of the terminal appears only in a linear characteristic section in the characteristic curve of the power amplifier, the transmission of the terminal can be performed. The power can be dynamically adjusted. That is, the transmission power of the terminal is maintained in a linear section of the characteristic curve of the power amplifier by avoiding that the phase difference of the complex spreading sequence becomes 180 ° (ie, π).
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動通信システムに関し、特に、逆方向リンクにおいて端末機の送信電力のピーク電力対平均電力比（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）を低減するための方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通常のＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の移動通信システムは音声中心のサービスを提供してきたが、第３世代（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ：３Ｇ）移動通信システムでは、音声の他に、高品質の音声、高速データ、動画像、インターネット検索などのサービス提供が可能である。このような移動通信システムで移動局（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＭＳ）と基地局（Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＢＳ）との間に存在する無線通信線路は、基地局から移動局（即ち、端末機）に向かう順方向リンク（ｆｏｒｗａｒｄ ｌｉｎｋ）と、移動局から基地局に向かう逆方向リンク（ｒｅｖｅｒｓｅ ｌｉｎｋ）とに大別される。
【０００３】
このような構成を有する移動通信システムの逆方向リンクを通じて端末機から基地局に信号を伝送する場合の拡散変調方式において零交差（ｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇ）（位相変化がπである）が発生すると、送信電力のピーク電力対平均電力比が増大してリグロース（ｒｅｇｒｏｗｔｈ）が生じ、従って、他の使用者の通信品質に影響を及ぼすことになる。このように前記ピーク電力対平均電力比は端末機の電力増幅器の設計と性能に大きな影響を与える重要な要素である。
【０００４】
前記リグロースは、端末機の電力増幅器の特性曲線での線形区間と非線形区間の存在に基因する。即ち、端末機の電力を増大させると、端末機の送信信号が非線形区間に現れるために、他の使用者の周波数領域を妨害する。
【０００５】
前記リグロースは、セル領域を縮め、そのセル領域内の端末機が該当基地局に低い送信電力で信号を伝送することによって防止することができる。このため、端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比の範囲を制限することによって送信電力を流動的に調節することができるようになっている。しかし、後で多くのセルが与えられた領域で必要になり、各セルが自分の通信装備を要求するために、物理的なセルの縮小は不経済的であると言える。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、移動通信システムの逆方向リンクにおいて送信電力のピーク電力対平均電力比を低減するための方法及び装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比の範囲を制限して端末機の電力を流動的に調節する方法及び装置を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、移動通信システムにおいてセル大きさを流動的に調節することによってリグロースを和らげる方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、多重経路による自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性及び他の使用者による相互相関（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を向上させる方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、本発明は、複素拡散シーケンスで送信データを拡散変調することによって、移動通信システムの端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比を低減する方法及び装置を提供する。前記複素拡散シーケンスは、複数のチップを有し、ＰＮシーケンスの各チップに応答して二つの連続するチップ毎の間の位相差が９０°になるよう発生する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に従う好適な実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を共通使用するものとする。
【０００９】
そして、以下の説明では、具体的な特定事項が示されているが、これに限られることなく本発明を実施できることは、当技術分野で通常の知識を有する者には自明である。また、関連する周知技術については適宜説明を省略するものとする。
【００１０】
本発明は次のような発明の特徴を有する。
（１）端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比の範囲を制限して端末機の送信電力が電力増幅器の線形特性区間にのみ現れるようにして前記端末機の送信電力を流動的に調節する。
（２）端末機の送信電力を電力増幅器の線形特性区間にのみ維持させて複素拡散シーケンスの位相差が１８０°（即ち、π）に変化するのを回避する。
（３）複素拡散シーケンス（ＰＮＩ，ＰＮＱ）のチップ毎の間の位相差が９０°を有するようにして基底帯域ろ波器（ｂａｓｅｂａｎｄ ｆｉｌｔｅｒ）の出力電力範囲を制限し、これにより、端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比を低減させる。
（４）複素拡散器を通過した信号をＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：擬似雑音）発生器から発生されるＰＮ２シーケンスを用いて再拡散することによって、多重経路による自己相関、他の使用者による相互相関特性を向上させる。
【００１１】
本発明の実施形態で、‘π／２ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）’は、一般のＤＰＳＫを意味せず、１チップ期間にπ／２ＤＰＳＫ発生器から発生される複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱがπ／２の位相変化を有することから、そのように呼ばれることが判る。
【００１２】
図１は、本発明の実施形態による端末機の構成図であって、端末機の送信電力のピーク電力対平均電力比を低減するための拡散変調方式を説明するための概略的な構成図である。図１を参照すれば、同位相データ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｄａｔａ）Ｉ−ｄａｔａと直角位相データ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ ｄａｔａ）Ｑ−ｄａｔａとから構成される複素信号は、複素拡散器２に第１入力信号として印加される。また、ＰＮ１発生器４は、π／２ＤＰＳＫ発生器６にＰＮ１シーケンスを発生し、π／２ＤＰＳＫ発生器６は、前記ＰＮ１シーケンスを用いて複素拡散シーケンス（ｃｏｍｐｌｅｘ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）ＰＮＩ，ＰＮＱを発生する。前記発生された複素拡散シーケンスＰＮＩ，ＰＮＱは複素拡散器２に第２入力信号として印加される。本発明の実施形態では、複素拡散シーケンス（ＰＮＩ，ＰＮＱ）の二つの連続するチップ毎の間の位相変化がπ／２になるために、零交差がないという特徴がある。前記π／２ＤＰＳＫ発生器６の構成及びそれに対する詳細な動作は、後述する図２乃至図５Ｂを参照されたい。
【００１３】
図１において、複素拡散器２は複素拡散シーケンスＰＮＩ，ＰＮＱによって複素信号を複素拡散する乗算器８，１０，１２，１４と加算器１６，１８とから構成される。前記複素拡散器２の動作説明は、大韓民国特許出願番号第９８−７６６７号に詳細に開示してある。
【００１４】
複素拡散器２で帯域拡散された同位相帯域拡散信号ＸＩと直角位相帯域拡散信号ＸＱは、乗算器２０−１，２０−２に各々印加される。乗算器２０−１，２０−２は前記同位相帯域拡散信号ＸＩと直角位相帯域拡散信号ＸＱにＰＮ２発生器２１から発生する同一のＰＮ２シーケンスを各々かけて帯域拡散させる。前記ＰＮ１シーケンスとＰＮ２シーケンスは、本発明の実施形態において互いに独立的であるが、いずれも使用者を区分するＰＮコードになり得る。
【００１５】
前記乗算器２０−１，２０−２で再び帯域拡散された同位相帯域拡散信号と直角位相帯域拡散信号は基底帯域ろ波器２２−１，２２−２で基底帯域フィルタリングされ、利得調整器２４−１，２４−２で利得ＧＰが調整される。その後、乗算器２６−１，２６−２で各々の搬送波ｃｏｓ（２πｆｃｔ）、ｓｉｎ（２πｆｃｔ）がかけられて周波数上昇変換され、加算器２８で前記乗算器２６−１，２６−２の出力が加算されて最終出力される。
【００１６】
図１に示すように、本発明の実施形態では、入力された複素信号を、ＰＮ１シーケンスを用いて複素拡散させた後、再びＰＮ２シーケンスを用いて再拡散することによって多重経路による自己相関特性、他の使用者による相互相関特性を向上させる。ここで、ＰＮＩ、ＰＮＱ、ＰＮ１、ＰＮ２のいずれも同一のチップ比率（ｃｈｉｐ ｒａｔｅ）を有する。
【００１７】
通常、拡散シーケンス発生器から出力される複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの位相が急に変化すると（例えば、０°から１８０°に変化すると）、端末機の送信電力のピーク電力対平均電力比が増加してリグロースが生じ、従って、他の使用者の通信品質を低下させてしまう。
【００１８】
従って、本発明の実施形態では、複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱを発生する時、零交差（πの位相変化）が発生しないよう前記拡散シーケンス発生器を具現している。
【００１９】
本発明の実施形態によって具現された拡散シーケンス発生器は図１に示したπ／２ＤＰＳＫ発生器６であって、図２にその一構成例が示してある。図２に示したπ／２ＤＰＳＫ発生器６の特徴は、複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの二つの連続するチップ毎の間の位相変化が最大π／２であるという点にある。
【００２０】
図２を参照すれば、π／２ＤＰＳＫ発生器６は、乗算器３０、複素関数演算部３２、複素乗算器３４、及び遅延レジスタ３６，３８で構成される。乗算器３０はＰＮ１発生器４から発生するＰＮ１シーケンスを構成する各ＰＮチップに±π／２又は±３π／２をかけて複素関数演算部３２に出力する。
【００２１】
複素関数演算部３２は乗算器３０の出力を複素関数ｅｘｐ（ｊ［・］）で演算して複素データＲｅ＋ｊＩｍを出力する。複素乗算器３４は、複素関数演算部３２から出力される複素データＲｅ＋ｊＩｍと遅延レジスタ３６，３８から提供される値（複素データ）を複素演算して複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱを出力する。前記遅延レジスタ３６は複素乗算器３４の出力中ＰＮＩ値を１チップ期間貯蔵し、前記遅延レジスタ３８はＰＮＱ値を１チップ期間貯蔵する。前記レジスタ３６，３８の初期値（複素データ）は次の数１で示される。
【００２２】
【数１】
【００２３】
図１に示したＰＮ１シーケンスの連続する各チップを｛１，−１，１，−１，…｝、ＰＮ２シーケンスの連続する各チップを｛−１，１，−１，１，…｝、遅延レジスタ３６，３８の初期値を１と仮定すれば、図２のπ／２ＤＰＳＫ発生器６から発生する複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの連続する各チップは｛（−１＋ｊ），（１＋ｊ），（−１＋ｊ），（１＋ｊ），…｝になり、従って、図１の基底帯域ろ波器２２−１，２２−２に入力される複素拡散シーケンスの連続する各チップは｛（１−ｊ），（１＋ｊ），（１−ｊ），（１＋ｊ），…｝になる。前記ＰＮ１シーケンスとＰＮ２シーケンスは第３世代ＣＤＭＡシステムで使用者を区分するロングコード（ｌｏｎｇ ｃｏｄｅ）になり得る。
【００２４】
前記π／２ＤＰＳＫ発生器６から発生する複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの信号配置及び位相遷移は図３Ａに示しており、前記基底帯域ろ波器２２−１，２２−２に入力される複素拡散シーケンスの信号配置及び位相遷移は図３Ｂに示してある。図１乃至図３Ｂを参照すれば、まず、ＰＮ１シーケンスの一番目のチップの‘１’である場合、π／２ＤＰＳＫ発生器６の乗算器３０の出力は、乗算器３０の他方の入力端の入力が＋π／２であるために、π／２になり、複素関数演算部３２から出力される複素データはｅｘｐ（ｊπ／２）であり、前記ｅｘｐ（ｊπ／２）を複素数（ｃｏｍｐｌｅｘ ｎｕｍｅｒａｌ）Ｒｅ＋ｊＩｍの形態で表現すると、（０＋１ｊ）である。従って、前記複素乗算器３４から出力される複素データは（０＋ｉｊ）＊（１＋１ｊ）＝（−１＋１ｊ）になる。ここで、（０＋１ｊ）は複素関数演算部３２から出力される複素データであり、（１＋１ｊ）は遅延レジスタ３６，３８の初期値（複素データ）である。
【００２５】
図３Ａにおいて、複素データ（−１＋１ｊ）は、実数軸（Ｒｅ）と虚数軸（Ｉｍ）で表現された直交座標グラフの第２象限（ｓｅｃｏｎｄ ｑｕａｒｄｒａｎｔ）に存在する。前記複素乗算器３４から出力された複素データ（−１＋１ｊ）で実数値の‘−１’は遅延レジスタ３６に１チップ期間貯蔵され、虚数値の‘１’は遅延レジスタ３８に１チップ期間貯蔵される。
【００２６】
次いで、前記ＰＮ１シーケンスでの連続する各チップ中、二番目のＰＮチップである‘−１’の場合、π／２ＤＰＳＫ発生器６の乗算器３０の出力は−（π／２）であり、複素関数演算部３２の出力はｅｘｐ（−ｊπ／２）である。前記ｅｘｐ（−ｊπ／２）を複素数Ｒｅ＋ｊＩｍの形態で表現すると、（０−１ｊ）である。従って、複素乗算器３４から出力される複素データは（０−１ｊ）＊（−１＋１ｊ）＝（１＋１ｊ）になる。ここで、（０−１ｊ）は複素関数演算部３２の出力値であり、（−１＋１ｊ）は遅延レジスタ３６，３８の以前に貯蔵された値（複素データ）である。
【００２７】
図３Ａにおいて、複素データ（１＋１ｊ）は、前記直交座標グラフの第１象限（ｆｉｒｓｔ ｑｕａｒｄｒａｎｔ）に存在する。前記複素乗算器３４の出力（−１＋１ｊ）で実数値の‘１’は遅延レジスタ３６に１チップ期間貯蔵され、虚数値の‘１’は遅延レジスタ３８に１チップ期間貯蔵される。このような方法によれば、前記ＰＮ１シーケンスでの連続する各チップ中、三番目のＰＮチップである‘１’の場合、複素乗算器３４から出力される複素データは（−１＋ｊ）になり、前記ＰＮ１シーケンスでの連続するチップのうち四番目のＰＮチップである‘−１’の場合、複素乗算器３４から出力される複素データは（１＋ｊ）になる。
【００２８】
図３Ａから判るように、複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱのチップ毎の間の位相変化が実数軸（Ｒｅ）と虚数軸（Ｉｍ）で表現された直交座標グラフの第２象限と第１象限にπ／２だけ変化しながら存在する。従って、本発明の実施形態による複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱのチップ毎の間の位相変化はπ／２である。
【００２９】
また、前記複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱでのチップ毎の間のπ／２位相変化は、ＰＮ２シーケンスで再拡散された後の複素拡散シーケンスでもそのまま維持される。これを図１を参照して説明すれば、図２のπ／２ＤＰＳＫ発生器６から発生する複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの連続する各チップ｛（−１＋ｊ），（１＋ｊ），（−１＋ｊ），（１＋ｊ），…｝をＰＮ２シーケンスの連続する各チップ｛−１，１，−１，１，…｝と各々かけると、｛（１−ｊ），（１＋ｊ），（１−ｊ），（１＋ｊ），…｝のような拡散シーケンスが得られる。図３Ｂから判るように、基底帯域ろ波器２２−１，２２−２に入力される前記複素拡散シーケンスも図３Ａに示した複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱのチップ毎の間の位相変化と同様に、チップ毎の間にπ／２の位相変化を有する。
【００３０】
前記図３Ａ及び図３Ｂから判るように、本発明の実施形態による複素拡散シーケンスの位相変化はπ／２である。このように１チップ期間に発生する複素拡散シーケンスのチップ毎の間の位相変化が少ないために、図１の基底帯域ろ波器２２−１，２２−２を通過すると、端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比が減少されてリグロースの影響が減少される。その結果、通信品質及び性能が向上される。
【００３１】
一方、π／２ＤＰＳＫ発生器６の乗算器３０に提供される予め定められたラジアン（ｒａｄｉａｎ）値が−３π／２である場合、前記と同様な方法を適用すれば、π／２ＤＰＳＫ発生器６の複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱは図３の信号配置と同一になり、前記予め定められたラジアン値が−π／２又は３π／２である場合、π／２ＤＰＳＫ発生器６の複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱは、図３Ａでそのチップ位置は同一であるが、その順序は反対になる。即ち、−π／２又は３π／２の場合、複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの一番目のチップは第１象限、二番目のチップは第２象限、三番目のチップは第１象限、四番目のチップは第２象限…になる。
【００３２】
図４は、図１のπ／２ＤＰＳＫ発生器６の他の構成図である。図４に示したπ／２ＤＰＳＫ発生器６も、図２に示したπ／２ＤＰＳＫ発生器６と同じ特徴を有し、従って１チップ期間に前記π／２ＤＰＳＫ発生器６から発生する複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱのチップ毎の間の位相変化がπ／２である。図４のＤＰＳＫ発生器６は、加算器４０、遅延レジスタ４２、複素関数演算器４４で構成される。加算器４０は、ＰＮ１発生器４から発生するＰＮ１シーケンスを構成するＰＮチップの値を遅延レジスタ４２に貯蔵された加算器４０の直前の出力に加えて出力する。前記遅延レジスタの初期値は１／２に設定するのが望ましい。複素関数演算部４４は加算器４０の出力を複素関数ｅｘｐ［ｊ（π／２（・）］で演算して複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱを出力する。
【００３３】
前記複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの位相変化は下記の数２で示される。
【数２】
前記数２の式から判るように、現在の複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの位相は１チップ期間過去の位相と現在入力されているＰＮ１シーケンスにπ／２をかけたものとの和に定められる。
【００３５】
ＰＮ１シーケンスの連続する各チップを｛１，−１，１，−１，…｝、ＰＮ２シーケンスの連続する各チップを｛−１，１，−１，１，…｝、遅延レジスタ４２の初期値を１／２に仮定すれば、図４のπ／２ＤＰＳＫ発生器６から発生する複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの連続する各チップは｛（−１＋ｊ），（１＋ｊ），（−１＋ｊ），（１＋ｊ），…｝になり、従って、図１の基底帯域ろ波器２２−１，２２−２に入力される複素拡散シーケンスの連続する各チップは｛（１−ｊ），（１＋ｊ），（１−ｊ），（１＋ｊ），…｝になる。前記ＰＮ１シーケンスとＰＮ２シーケンスは第３世代ＣＤＭＡシステムで使用者を区分するロングコードになり得る。
【００３６】
前記図４のπ／２ＤＰＳＫ発生器６から発生する複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの信号配置及び位相遷移は図５Ａに示しており、前記基底帯域ろ波器２２−１，２２−２に入力される複素拡散シーケンスの信号配置及び位相遷移は図５Ｂに示してある。図１、図４乃至図５Ｂを参照すれば、まず、ＰＮ１シーケンスの連続するチップ中、一番目のチップである‘１’の場合、加算器４０の出力は‘３／２（＝１＋１／２）’である。前記加算器４０の出力値‘３／２’は遅延レジスタ４２に１チップ期間貯蔵され、複素関数演算部４４に印加される。これによる複素関数演算部４４の出力はｅｘｐ（ｊ３π／４）であり、前記ｅｘｐ（ｊ３π／４）を複素数Ｒｅ＋ｊＩｍの形態で表現すると、（−１＋１ｊ）になり、π／２ＤＰＳＫ発生器６の複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの各チップになる。前記複素関数演算部４４から出力される複素データ（−１＋１ｊ）は図５Ａの直交座標グラフの第２象限に存在する。
【００３７】
次いで、前記ＰＮ１シーケンスでの連続する各チップ中、二番目のＰＮチップである‘−１’の場合、加算器４０の出力は‘１／２（＝−１＋３／２）’である。前記加算器４０の出力値‘１／２’は遅延レジスタ４２に１チップ期間貯蔵され、複素関数演算部４４に印加される。これによる複素関数演算部４４の出力はｅｘｐ（ｊπ／４）であり、前記ｅｘｐ（ｊπ／４）を複素数Ｒｅ＋ｊＩｍの形態で表現すると、（１＋１ｊ）になり、π／２ＤＰＳＫ発生器６の複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの各チップになる。前記複素関数演算部４４から出力される複素データ（１＋１ｊ）は図５Ａの直交座標グラフの第１象限に存在する。このような方法によれば、前記ＰＮ１シーケンスでの連続する各チップ中、三番目のＰＮチップである‘１’の場合、複素関数演算部４４から出力される複素データは（−１＋ｊ）になり、前記ＰＮ１シーケンスでの連続するチップ中、四番目のＰＮチップである‘−１’の場合、複素関数演算部４４から出力される複素データは（１＋ｊ）になる。
【００３８】
図５Ａから判るように、複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱのチップ毎の間の位相変化が実数軸（Ｒｅ）と虚数軸（Ｉｍ）で表現された直交座標グラフの第２象限と第１象限にπ／２だけ変化しながら存在する。
【００３９】
また、前記複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱでのチップ毎の間のπ／２位相変化は、ＰＮ２シーケンスで再拡散された後の複素拡散シーケンスでもそのまま維持される（また、前記複素拡散シーケンスは元のＰＮシーケンス又は他のＰＮシーケンスによって再拡散されることができる）。これを図１を参照して説明すれば、図４のπ／２ＤＰＳＫ発生器６から発生する複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱの連続する各チップ｛（−１＋ｊ），（１＋ｊ），（−１＋ｊ），（１＋ｊ），…｝をＰＮ２シーケンスの連続する各チップ｛−１，１，−１，１，…｝と各々かけると、｛（１−ｊ），（１＋ｊ），（１−ｊ），（１＋ｊ），…｝のような複素拡散シーケンスが得られる。図５Ｂから判るように、基底帯域ろ波器２２−１，２２−２に入力される前記複素拡散シーケンスも、前記複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱのように二つの連続するチップ毎の間にπ／２の位相変化を有する。
【００４０】
前記図５Ａ及び図５Ｂから判るように、本発明の実施形態による複素拡散シーケンスの位相変化はπ／２である。このように１チップ期間に発生する複素拡散シーケンスのチップ毎の間の位相変化が少ないために、図１の基底帯域ろ波器２２−１，２２−２を通過すると、端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比が減少されてリグロースの影響が低減される。その結果、通信品質及び性能が向上される。
【００４１】
図６は、本発明の実施形態による拡散変調方式を３Ｇ ＩＳ−９５システムに適用した場合の端末機の構成図である。逆方向通話チャネルは、常に活性化してあるパイロットチャネル、制御チャネル、特定フレームでは活性化しない基本チャネル、付加チャネルで構成される。パイロットチャネルは変調されず、初期捕捉（ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）、時間同期（ｔｉｍｅ ｔｒａｃｋｉｎｇ）、レーク受信器（ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）同期を行う上で用いられる。これは、逆方向リンクで閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ）電力制御を可能にする。専用制御チャネルはコード化しない速い電力制御ビット（ｆａｓｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｂｉｔ）とフレーム毎にコード化された制御情報を送信する時に使用される。前記２形態の情報は多重化されて一つの制御チャネルを通じて伝送される。基本チャネルを通じて伝送される情報はＲＬＰ（Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）フレーム、パケットデータなどである。
【００４２】
前記各チャネルは、互いにチャネル直交化（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ）のためにウォールシコード（Ｗａｌｓｈ ｃｏｄｅ）で拡散される。制御チャネルの信号は乗算器５０でウォールシコードとかけられ、付加チャネル信号は乗算器５２でウォールシコードとかけられ、基本チャネルの信号は乗算器５４でウォールシコードとかけられる。前記乗算器５０の出力は相対利得調節器５６で相対利得ＧＣが調節されて加算器６２に印加され、前記乗算器５２，５４の各出力は相対利得調節器５８，６０で各々相対利得ＧＣが調節されて加算器６４に印加される。加算器６２ではパイロットチャネルの信号と相対利得調節器５６から出力された制御チャネルの信号とを加算する。前記加算器６２で加算された情報はＩチャネルに割当てられる。加算器６４では相対利得調整器５８から出力された付加チャネル信号と相対利得調節器６０から出力された基本チャネル信号とを加算する。前記加算器６４で加算された情報はＱチャネルに割当てられる。
【００４３】
即ち、パイロットチャネル、専用制御チャネル、基本チャネル、付加チャネルを通じて伝送される信号は、前記図１のように複素信号で構成される。パイロットチャネルと制御チャネルとの和はＩチャネルに割当てられ、基本チャネルと付加チャネルとの和はＱチャネルに割当てられる。Ｉ及びＱチャネルの複素信号は、複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱと共に図６の複素拡散器２に印加されて複素拡散される。複素拡散された信号は再び図６のＰＮ２発生器２１から発生された使用者を区分するＰＮ２シーケンス、即ちロングコードとかけられる。このように発生された複素拡散シーケンスは基底帯域ろ波器２２−１，２２−２を通過し、利得調節器２４−１，２４−２，乗算器２６−１，２６−２、加算器２８を通じて低いピーク電力対平均電力比で伝送される。
【００４４】
図７は、本発明の実施形態による拡散変調方法をＷ−ＣＤＭＡシステムに適用した場合の端末機の構成図である。図７で、トラヒック信号はＤＰＤＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄａｔａ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて伝送され、制御信号はＤＰＣＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて伝送される。前記ＤＰＤＣＨは乗算器７０でチャネル化コードＣＤとチップ比率でかけられてＩチャネルとして割当てられ、ＤＰＣＣＨは乗算器７２でチャネル化コードＣＣとチップ比率でかけられ、虚数演算部（＊ｊ）７４によって虚数形態に変換されてＱチャネルとして割当てられる。ここで、ＣＤとＣＣは互いに直交性を有するコードである。前記ＩチャネルとＱチャネルは複素信号で構成される。この複素信号は、複素拡散シーケンスＰＮＩ＋ｊＰＮＱと共に図７の複素拡散器２に印加されて複素拡散される。複素拡散された信号は再び図７のＰＮ２発生器２１から発生された使用者を区分するＰＮ２シーケンス、即ちロングコードとかけられる。このように発生された複素拡散シーケンスは基底帯域ろ波器２２−１，２２−２を通過し、利得調節器２４−１，２４−２、乗算器２６−１，２６−２、加算器２８を通じて低いピーク電力対平均電力比で伝送される。
【００４５】
前述の如く、本発明は、複素拡散シーケンスの位相差が９０°を有するようにして端末機の送信電力でピーク電力対平均電力比の範囲を制限する。これにより、端末機の送信電力を電力増幅器の線形特性区間にのみ維持させて端末機の送信電力及びセルの大きさを流動的に調節する。また、複素拡散器を通過した信号をＰＮ発生器から発生する他のＰＮシーケンスで再拡散することによって多重経路による自己相関特性、他の使用者による相互相関特性を向上させる。
【００４６】
一方、前記本発明の詳細な説明では具体的な実施形態を上げて説明してきたが、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは勿論である。従って、本発明の範囲は前記実施形態によって限定されるべきではなく、特許請求の範囲とそれに均等なものによって定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態による拡散変調方式を行うための端末機の概略構成図。
【図２】図１のπ／２ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）発生器の一構成図。
【図３】Ａ及びＢは、図２のπ／２ＤＰＳＫ発生器の構造による複素拡散シーケンスの信号配置及び位相遷移を示すグラフ。
【図４】図１のπ／２ＤＰＳＫ発生器の他の構成図。
【図５】Ａ及びＢは、図４のπ／２ＤＰＳＫ発生器の構造による複素拡散シーケンスの信号配置及び位相遷移を示すグラフ。
【図６】本発明の実施形態による拡散変調方法を３Ｇ ＩＳ−９５システムに適用した場合の端末機の構成図。
【図７】本発明の実施形態による拡散変調方法をＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ
Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）システムに適用した場合の端末機の構成図。
【符号の説明】
２ 複素拡散器
４ ＰＮ１発生器
６ π／２ＤＰＳＫ発生器
８、１０、１２、１４ 乗算器
１６、１８ 加算器
２０−１、２０−２ 乗算器
２１ ＰＮ２発生器
３０ 乗算器
３２ 複素関数演算部
３４ 複素乗算器
３６、３８ 遅延レジスタ
４０ 加算器
４２ 遅延レジスタ
４４ 複素関数演算器
５０、５２、５４ 乗算器
５６、５８、６０ 相対利得調節器
７０、７２ 乗算器
７４ 虚数演算部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a mobile communication system, and more particularly, to a method and apparatus for reducing a peak-to-average power ratio of transmission power of a terminal in a reverse link.
[0002]
[Prior art]
A normal CDMA (Code Division Multiple Access) type mobile communication system has provided voice-centric services. However, in a third generation (3rd Generation: 3G) mobile communication system, in addition to voice, high quality voice and high speed It is possible to provide services such as data, moving images, and Internet search. In such a mobile communication system, a radio communication line existing between a mobile station (Mobile Station: MS) and a base station (Base Station: BS) has a forward direction from the base station to the mobile station (ie, terminal). The link is roughly divided into a forward link and a reverse link from a mobile station to a base station.
[0003]
When a zero-crossing (phase change is π) occurs in a spread modulation scheme when a signal is transmitted from a terminal to a base station through a reverse link of a mobile communication system having such a configuration, transmission is performed. The peak power-to-average power ratio of the power increases and regrowth occurs, thus affecting the communication quality of other users. As described above, the peak power-to-average power ratio is an important factor that greatly affects the design and performance of a power amplifier of a terminal.
[0004]
The regrowth is caused by the presence of a linear section and a non-linear section in the characteristic curve of the power amplifier of the terminal. That is, when the power of the terminal is increased, the transmission signal of the terminal appears in a non-linear section, thereby disturbing the frequency domain of another user.
[0005]
The regrowth can be prevented by shrinking a cell area and transmitting a signal from a terminal in the cell area to a corresponding base station with low transmission power. Therefore, the transmission power can be dynamically adjusted by limiting the range of the peak power to average power ratio with the transmission power of the terminal. However, physical cell shrinkage can be uneconomical as many cells will be needed later in a given area and each cell will require its own communication equipment.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a method and apparatus for reducing a peak power to average power ratio of transmission power in a reverse link of a mobile communication system.
It is another object of the present invention to provide a method and apparatus for dynamically adjusting the power of a terminal by limiting the range of the peak power to average power ratio with the transmission power of the terminal.
It is still another object of the present invention to provide a method for reducing regrowth by dynamically adjusting a cell size in a mobile communication system.
It is still another object of the present invention to provide a method for improving auto-correlation characteristics by multipath and cross-correlation characteristics by other users.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the present invention provides a method and apparatus for reducing peak power-to-average power ratio at a transmission power of a terminal of a mobile communication system by spreading and modulating transmission data with a complex spreading sequence. I do. The complex spreading sequence has a plurality of chips and is generated in response to each chip of the PN sequence such that the phase difference between every two consecutive chips is 90 °.
[0008]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the drawings, the same reference numerals and numbers are used for the same constituent elements and portions as much as possible.
[0009]
In the following description, specific specific items are shown, but it is obvious to those having ordinary knowledge in the art that the present invention can be practiced without being limited thereto. In addition, description of related well-known techniques will be appropriately omitted.
[0010]
The present invention has the following features of the invention.
(1) The transmission power of the terminal is fluidly adjusted by limiting the range of the peak power to average power ratio with the transmission power of the terminal so that the transmission power of the terminal appears only in the linear characteristic section of the power amplifier. I do.
(2) The transmission power of the terminal is maintained only in the linear characteristic section of the power amplifier to prevent the phase difference of the complex spreading sequence from changing to 180 ° (ie, π).
(3) Complex spreading sequence (PN I , PN Q ) Has a phase difference of 90 ° between the chips, thereby limiting the output power range of the baseband filter, thereby reducing the peak power to average power ratio at the transmission power of the terminal. Reduce.
(4) The signal passed through the complex spreader is converted to a PN (Pseudo Noise: pseudo noise) generated by a PN generator. 2 By performing re-spreading using a sequence, the auto-correlation by multipath and the cross-correlation characteristics by other users are improved.
[0011]
In the embodiment of the present invention, “π / 2 DPSK (Differential Phase Shift Keying)” does not mean general DPSK, but a complex spreading sequence PN generated from a π / 2 DPSK generator in one chip period. I + JPN Q Has a phase change of π / 2, which indicates that it is so called.
[0012]
FIG. 1 is a block diagram of a terminal according to an embodiment of the present invention, which is a schematic configuration diagram illustrating a spread modulation scheme for reducing a peak power to average power ratio of transmission power of the terminal. is there. Referring to FIG. 1, a complex signal composed of in-phase data I-data and quadrature-phase data Q-data is supplied to a complex spreader 2 by a first input signal. Is applied. Also, PN 1 The generator 4 has a PN / 2 DPSK generator 6 1 A π / 2 DPSK generator 6 generates the sequence 1 A complex spreading sequence (PN) using a sequence I , PN Q Occurs. The generated complex spreading sequence PN I , PN Q Is applied to the complex spreader 2 as a second input signal. In an embodiment of the present invention, the complex spreading sequence (PN I , PN Q Since the phase change between two consecutive chips becomes π / 2, there is no zero crossing. The configuration of the π / 2 DPSK generator 6 and the detailed operation thereof will be described later with reference to FIGS. 2 to 5B.
[0013]
In FIG. 1, a complex spreader 2 includes a complex spread sequence PN I , PN Q , And multipliers 8, 10, 12, and 14, and adders 16 and 18 for complexly spreading the complex signal. The operation of the complex diffuser 2 is disclosed in detail in Korean Patent Application No. 98-7667.
[0014]
The in-phase spread-spectrum signal XI and the quadrature-phase spread-spectrum signal XQ spread by the complex spreader 2 are applied to multipliers 20-1 and 20-2, respectively. The multipliers 20-1 and 20-2 convert the in-phase spread signal XI and the quadrature phase spread signal XQ into PN signals. 2 Same PN generated from generator 21 2 The sequence is spread over each band. The PN 1 Sequence and PN 2 The sequences are independent of each other in the embodiment of the present invention, but may be PN codes for distinguishing users.
[0015]
The in-phase and quadrature-phase spread signals re-spread by the multipliers 20-1 and 20-2 are base-band filtered by base-band filters 22-1 and 22-2, and gain adjuster 24 is used. Gain G at -1,24-2 P Is adjusted. Thereafter, the respective carrier waves cos (2πf) are output from multipliers 26-1 and 26-2. c t), sin (2πf) c t) is multiplied and frequency up-converted, and the outputs of the multipliers 26-1 and 26-2 are added by the adder 28 and the final output is obtained.
[0016]
As shown in FIG. 1, in the embodiment of the present invention, the input complex signal is 1 After complex spreading using the sequence, 2 By performing re-spreading using a sequence, the auto-correlation characteristics due to multiple paths and the cross-correlation characteristics due to other users are improved. Where PN I , PN Q , PN 1 , PN 2 Have the same chip rate.
[0017]
Usually, the complex spreading sequence PN output from the spreading sequence generator I + JPN Q Suddenly changes (for example, from 0 ° to 180 °), the peak power-to-average power ratio of the transmission power of the terminal increases and regrowth occurs, and therefore, the communication quality of other users decreases. Lower it.
[0018]
Therefore, in an embodiment of the present invention, the complex spreading sequence PN I + JPN Q The spread sequence generator is implemented to prevent zero crossings (π phase change) from occurring when.
[0019]
The spreading sequence generator implemented according to the embodiment of the present invention is the π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. 1, and FIG. 2 shows an example of the configuration. The feature of the π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. I + JPN Q Is that the phase change between every two successive chips is at most π / 2.
[0020]
Referring to FIG. 2, the π / 2 DPSK generator 6 includes a multiplier 30, a complex function operation unit 32, a complex multiplier 34, and delay registers 36 and 38. The multiplier 30 is PN 1 PN generated from generator 4 1 Each PN chip constituting the sequence is multiplied by ± π / 2 or ± 3π / 2 and output to the complex function operation unit 32.
[0021]
The complex function operation unit 32 operates the output of the multiplier 30 with a complex function exp (j [•]) and outputs complex data Re + jIm. The complex multiplier 34 performs a complex operation on the complex data Re + jIm output from the complex function operation unit 32 and the values (complex data) provided from the delay registers 36 and 38 to perform a complex diffusion sequence PN I + JPN Q Is output. The delay register 36 outputs the PN signal during the output of the complex multiplier 34. I The value is stored for one chip period, and the delay register 38 stores PN Q The value is stored for one chip period. The initial values (complex data) of the registers 36 and 38 are shown by the following equation (1).
[0022]
(Equation 1)
[0023]
The PN shown in FIG. 1 Each successive chip in the sequence is denoted by {1, -1,1, -1, ...}, PN 2 Assuming that each successive chip in the sequence is {-1, 1, -1, 1,...} And the initial value of the delay registers 36 and 38 is 1, the complex spreading generated from the π / 2 DPSK generator 6 in FIG. Sequence PN I + JPN Q Become {(-1 + j), (1 + j), (-1 + j), (1 + j),...}, And are therefore input to the baseband filters 22-1 and 22-2 in FIG. Each successive chip of the complex spreading sequence is {(1-j), (1 + j), (1-j), (1 + j),. The PN 1 Sequence and PN 2 The sequence may be a long code for distinguishing users in a third generation CDMA system.
[0024]
Complex spread sequence PN generated from the π / 2 DPSK generator 6 I + JPN Q 3A is shown in FIG. 3A, and the signal arrangement and phase transition of the complex spread sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2 are shown in FIG. 3B. Referring to FIGS. 1 to 3B, first, PN 1 If the first chip of the sequence is “1”, the output of the multiplier 30 of the π / 2 DPSK generator 6 is π / 2 because the input of the other input terminal of the multiplier 30 is + π / 2. The complex data output from the complex function operation unit 32 is exp (jπ / 2), and when the exp (jπ / 2) is expressed in the form of a complex number Re + jIm, it is (0 + 1j). Therefore, the complex data output from the complex multiplier 34 is (0 + ij) * (1 + 1j) = (-1 + 1j). Here, (0 + 1j) is the complex data output from the complex function operation unit 32, and (1 + 1j) is the initial value (complex data) of the delay registers 36 and 38.
[0025]
In FIG. 3A, the complex data (−1 + 1j) exists in a second quadrant of a rectangular coordinate graph represented by a real axis (Re) and an imaginary axis (Im). In the complex data (-1 + 1j) output from the complex multiplier 34, the real value "-1" is stored in the delay register 36 for one chip period, and the imaginary value "1" is stored in the delay register 38 for one chip period. You.
[0026]
Then, the PN 1 In the case of “−1” which is the second PN chip among the consecutive chips in the sequence, the output of the multiplier 30 of the π / 2 DPSK generator 6 is − (π / 2), and the complex function operation unit 32 Is exp (-jπ / 2). Expressing the exp (-jπ / 2) in the form of a complex number Re + jIm is (0-1j). Therefore, the complex data output from the complex multiplier 34 is (0-1j) * (-1 + 1j) = (1 + 1j). Here, (0-1j) is an output value of the complex function operation unit 32, and (-1 + 1j) is a value (complex data) previously stored in the delay registers 36 and 38.
[0027]
In FIG. 3A, the complex data (1 + 1j) exists in a first quadrant of the rectangular coordinate graph. At the output (-1 + 1j) of the complex multiplier 34, the real value "1" is stored in the delay register 36 for one chip period, and the imaginary value "1" is stored in the delay register 38 for one chip period. According to such a method, the PN 1 In the case of “1”, which is the third PN chip among successive chips in the sequence, the complex data output from the complex multiplier 34 is (−1 + j), and 1 In the case of “−1” which is the fourth PN chip among the consecutive chips in the sequence, the complex data output from the complex multiplier 34 is (1 + j).
[0028]
As can be seen from FIG. 3A, the complex spreading sequence PN I + JPN Q Is present while changing by π / 2 in the second quadrant and the first quadrant of the orthogonal coordinate graph represented by the real axis (Re) and the imaginary axis (Im). Therefore, the complex spreading sequence PN according to an embodiment of the invention I + JPN Q The phase change between each chip is π / 2.
[0029]
Further, the complex spreading sequence PN I + JPN Q Π / 2 phase change between chips at 2 The complex spreading sequence after being re-spread in the sequence is maintained as it is. This will be described with reference to FIG. 1. The complex spread sequence PN generated from the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. I + JPN Q {(-1 + j), (1 + j), (-1 + j), (1 + j),. 2 Multiplying each successive chip of the sequence {-1, 1, -1, 1,...} Gives {(1-j), (1 + j), (1-j), (1 + j),. A spreading sequence is obtained. As can be seen from FIG. 3B, the complex spreading sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2 is also the complex spreading sequence PN shown in FIG. 3A. I + JPN Q Has a phase change of π / 2 between each chip.
[0030]
As can be seen from FIGS. 3A and 3B, the phase change of the complex spreading sequence according to the embodiment of the present invention is π / 2. As described above, since the phase change between the chips of the complex spreading sequence occurring in one chip period is small, when the signal passes through the baseband filters 22-1 and 22-2 of FIG. The peak power to average power ratio is reduced to reduce the effects of regrowth. As a result, communication quality and performance are improved.
[0031]
On the other hand, when the predetermined radian value provided to the multiplier 30 of the π / 2 DPSK generator 6 is −3π / 2, if the same method as described above is applied, the π / 2 DPSK generator 6 Complex spreading sequence PN I + JPN Q Is the same as the signal constellation of FIG. 3, and if the predetermined radian value is -π / 2 or 3π / 2, the complex spreading sequence PN of the π / 2 DPSK generator 6 I + JPN Q In FIG. 3A, the chip locations are the same, but the order is reversed. That is, in the case of -π / 2 or 3π / 2, the complex spreading sequence PN I + JPN Q The first chip is in the first quadrant, the second chip is in the second quadrant, the third chip is in the first quadrant, the fourth chip is in the second quadrant, and so on.
[0032]
FIG. 4 is another configuration diagram of the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. The π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. 4 also has the same features as the π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. 2, and therefore, the complex spread sequence PN generated from the π / 2 DPSK generator 6 in one chip period. I + JPN Q Is π / 2. The DPSK generator 6 in FIG. 4 includes an adder 40, a delay register 42, and a complex function calculator 44. The adder 40 has a PN 1 PN generated from generator 4 1 The value of the PN chip constituting the sequence is added to the output immediately before the adder 40 stored in the delay register 42 and output. Preferably, the initial value of the delay register is set to 1/2. The complex function calculator 44 calculates the complex output expr. I + JPN Q Is output.
[0033]
The complex spreading sequence PN I + JPN Q Is expressed by the following equation (2).
(Equation 2)
As can be seen from Equation 2, the current complex spreading sequence PN I + JPN Q Is the phase in the past one chip period and the currently input PN 1 It is determined as the sum of the sequence multiplied by π / 2.
[0035]
PN 1 Each successive chip in the sequence is denoted by {1, -1,1, -1, ...}, PN 2 Assuming that each successive chip in the sequence is {-1, 1, -1, 1,...} And the initial value of the delay register 42 is ２, the complex spread generated from the π / 2 DPSK generator 6 in FIG. Sequence PN I + JPN Q Become {(-1 + j), (1 + j), (-1 + j), (1 + j),...}, And are therefore input to the baseband filters 22-1 and 22-2 in FIG. Each successive chip of the complex spreading sequence is {(1-j), (1 + j), (1-j), (1 + j),. The PN 1 Sequence and PN 2 The sequence can be a long code that distinguishes users in a third generation CDMA system.
[0036]
The complex spread sequence PN generated from the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. I + JPN Q 5A is shown in FIG. 5A, and the signal layout and phase transition of the complex spread sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2 are shown in FIG. 5B. Referring to FIGS. 1, 4 and 5B, first, PN 1 In the case of “1”, which is the first chip in the consecutive chips of the sequence, the output of the adder 40 is “3/2 (= 1 + 1/2)”. The output value '3/2' of the adder 40 is stored in the delay register 42 for one chip period and applied to the complex function operation unit 44. The output of the complex function calculator 44 is exp (j3π / 4), and when exp (j3π / 4) is expressed in the form of a complex number Re + jIm, it becomes (−1 + 1j), and the complex of the π / 2 DPSK generator 6 Spread sequence PN I + JPN Q Of each chip. The complex data (−1 + 1j) output from the complex function calculator 44 exists in the second quadrant of the orthogonal coordinate graph of FIG. 5A.
[0037]
Then, the PN 1 In the case of “−1” which is the second PN chip among the consecutive chips in the sequence, the output of the adder 40 is “１ ／ (= − 1 + 3/2)”. The output value '1/2' of the adder 40 is stored in the delay register 42 for one chip period and applied to the complex function operation unit 44. The output of the complex function calculator 44 is exp (jπ / 4), and when exp (jπ / 4) is expressed in the form of a complex number Re + jIm, it becomes (1 + 1j), and the complex diffusion of the π / 2 DPSK generator 6 Sequence PN I + JPN Q Of each chip. The complex data (1 + 1j) output from the complex function calculator 44 exists in the first quadrant of the orthogonal coordinate graph of FIG. 5A. According to such a method, the PN 1 In the case of “1”, which is the third PN chip among the consecutive chips in the sequence, the complex data output from the complex function calculator 44 is (−1 + j), and the PN 1 In the case of “−1”, which is the fourth PN chip among consecutive chips in the sequence, the complex data output from the complex function operation unit 44 is (1 + j).
[0038]
As can be seen from FIG. 5A, the complex spreading sequence PN I + JPN Q Is present while changing by π / 2 in the second quadrant and the first quadrant of the orthogonal coordinate graph represented by the real axis (Re) and the imaginary axis (Im).
[0039]
Further, the complex spreading sequence PN I + JPN Q Π / 2 phase change between chips at 2 The complex spreading sequence after being re-spread in the sequence is maintained as it is (and the complex spreading sequence can be re-spread by the original PN sequence or another PN sequence). This will be described with reference to FIG. 1. The complex spread sequence PN generated from the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. I + JPN Q {(-1 + j), (1 + j), (-1 + j), (1 + j),. 2 Multiplying each successive chip of the sequence {-1, 1, -1, 1,...} Gives {(1-j), (1 + j), (1-j), (1 + j),. A complex spreading sequence is obtained. As can be seen from FIG. 5B, the complex spreading sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2 is also the complex spreading sequence PN. I + JPN Q Has a phase change of π / 2 between every two consecutive chips.
[0040]
As can be seen from FIGS. 5A and 5B, the phase change of the complex spreading sequence according to the embodiment of the present invention is π / 2. As described above, since the phase change between the chips of the complex spreading sequence occurring in one chip period is small, when the signal passes through the baseband filters 22-1 and 22-2 of FIG. The peak power to average power ratio is reduced to reduce the effects of regrowth. As a result, communication quality and performance are improved.
[0041]
FIG. 6 is a configuration diagram of a terminal when the spread modulation scheme according to the embodiment of the present invention is applied to a 3G IS-95 system. The reverse traffic channel is composed of a pilot channel, a control channel, a basic channel which is not activated in a specific frame, and an additional channel which are always activated. The pilot channel is not modulated and is used to perform initial acquisition, time tracking, and rake receiver synchronization. This allows for closed loop power control on the reverse link. The dedicated control channel is used when transmitting fast power control bits that are not coded and control information coded for each frame. The two types of information are multiplexed and transmitted through one control channel. Information transmitted through the basic channel is an RLP (Radio Link Protocol) frame, packet data, or the like.
[0042]
Each of the channels is spread with a Walsh code for orthogonal channelization. The signal of the control channel is multiplied by a wall code in a multiplier 50, the additional channel signal is multiplied by a wall code in a multiplier 52, and the signal of the basic channel is multiplied by a wall code in a multiplier 54. The output of the multiplier 50 is supplied to a relative gain controller 56 by a relative gain G. C Is adjusted and applied to the adder 62, and the outputs of the multipliers 52 and 54 are output from the relative gain adjusters 58 and 60 to the relative gain G, respectively. C Is adjusted and applied to the adder 64. The adder 62 adds the pilot channel signal and the control channel signal output from the relative gain adjuster 56. The information added by the adder 62 is assigned to the I channel. The adder 64 adds the additional channel signal output from the relative gain adjuster 58 and the basic channel signal output from the relative gain adjuster 60. The information added by the adder 64 is assigned to the Q channel.
[0043]
That is, the signals transmitted through the pilot channel, the dedicated control channel, the basic channel, and the additional channel are composed of complex signals as shown in FIG. The sum of the pilot channel and the control channel is assigned to the I channel, and the sum of the basic channel and the additional channel is assigned to the Q channel. The complex signals of the I and Q channels are represented by a complex spreading sequence PN I + JPN Q At the same time, it is applied to the complex diffuser 2 in FIG. The complex-spread signal is again used as the PN in FIG. 2 PN for distinguishing users generated from generator 21 2 Multiplied by a sequence, a long code. The complex spreading sequence generated in this way passes through baseband filters 22-1 and 22-2, and gain adjusters 24-1, 24-2, multipliers 26-1, 26-2, and adder 28. At a low peak power to average power ratio.
[0044]
FIG. 7 is a block diagram of a terminal when the spread modulation method according to an embodiment of the present invention is applied to a W-CDMA system. In FIG. 7, a traffic signal is transmitted through a DPDCH (Dedicated Physical Data Channel), and a control signal is transmitted through a DPCCH (Dedicated Physical Control Channel). The DPDCH is converted by a multiplier 70 into a channelization code C. D And DPCCH are multiplied by the chip ratio and assigned as an I channel, and the DPCCH is C And a chip ratio, converted into an imaginary number form by an imaginary number calculation unit (* j) 74, and assigned as a Q channel. Where C D And C C Are codes having orthogonality to each other. The I and Q channels are composed of complex signals. This complex signal is represented by the complex spreading sequence PN I + JPN Q 7 is applied to the complex diffuser 2 in FIG. The complex-spread signal is again used as the PN signal in FIG. 2 PN for distinguishing users generated from generator 21 2 Multiplied by a sequence, a long code. The complex spreading sequence generated in this way passes through baseband filters 22-1 and 22-2, gain adjusters 24-1 and 24-2, multipliers 26-1 and 26-2, and adder 28. At a low peak power to average power ratio.
[0045]
As described above, the present invention limits the range of the peak power to average power ratio in the transmission power of the terminal such that the phase difference of the complex spreading sequence has 90 °. Accordingly, the transmission power of the terminal is maintained only in the linear characteristic section of the power amplifier, and the transmission power of the terminal and the size of the cell are dynamically adjusted. Also, the signal that has passed through the complex spreader is re-spread with another PN sequence generated from the PN generator, thereby improving the autocorrelation characteristics due to multiple paths and the cross-correlation characteristics due to other users.
[0046]
On the other hand, in the detailed description of the present invention, specific embodiments have been described. However, it goes without saying that various modifications are possible within the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited by the above embodiments, but should be defined by the appended claims and equivalents thereof.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a terminal for performing a spread modulation method according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a π / 2 DPSK (Differential Phase Shift Keying) generator of FIG. 1;
3A and 3B are graphs showing a signal arrangement and a phase transition of a complex spreading sequence according to the structure of the π / 2 DPSK generator of FIG. 2;
FIG. 4 is another configuration diagram of the π / 2 DPSK generator of FIG. 1;
5A and 5B are graphs showing a signal arrangement and a phase transition of a complex spreading sequence according to the structure of the π / 2 DPSK generator of FIG. 4;
FIG. 6 is a block diagram of a terminal when a spread modulation method according to an embodiment of the present invention is applied to a 3G IS-95 system.
FIG. 7 is a diagram illustrating a spread modulation method according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a terminal when applied to a code division multiple access (Code Division Multiple Access) system.
[Explanation of symbols]
2 Complex diffuser
4 PN 1 Generator
6 π / 2 DPSK generator
8, 10, 12, 14 multiplier
16, 18 adder
20-1 and 20-2 multipliers
21 PN 2 Generator
30 multiplier
32 Complex function operation unit
34 Complex Multiplier
36, 38 Delay register
40 adder
42 Delay Register
44 Complex function calculator
50, 52, 54 multiplier
56, 58, 60 relative gain adjuster
70, 72 Multiplier
74 Imaginary operation unit
Claims (20)
擬似雑音シーケンスの各チップに応答して二つの連続するチップ毎の間の位相差が９０°になるよう複数のチップを有する複素拡散シーケンスを発生する第１過程と、
前記複素拡散シーケンスを用いて前記端末機の送信データを拡散変調する第２過程と、からなることを特徴とする方法。A method for reducing a peak power to average power ratio in a transmission power of a terminal of a mobile communication system,
A first step of generating a complex spread sequence having a plurality of chips in response to each chip of the pseudo-noise sequence such that the phase difference between every two successive chips is 90 °;
A second step of spreading and modulating transmission data of the terminal using the complex spreading sequence.
前記擬似雑音シーケンス内のチップに予め定められた位相値をかけて位相変換されたチップを提供する段階と、
前記位相変換された各チップを位相として前記位相変換されたチップを複素データに変換する段階と、
前記変換された各複素データにそれらの直前の前記変換された複素データをかけて前記複素拡散シーケンス内の前記複数のチップを発生する段階と、からなることを特徴とする請求項１記載の方法。The first step includes:
Providing a phase-converted chip by multiplying a chip in the pseudo-noise sequence by a predetermined phase value;
Converting the phase-converted chips into complex data with each phase-converted chip as a phase,
2. The method of claim 1, further comprising: multiplying each of the transformed complex data by its immediately preceding transformed complex data to generate the plurality of chips in the complex spread sequence. .
擬似雑音シーケンス内の各チップにそれらの直前に貯蔵された各チップを加算して加算されたチップを提供する段階と、
前記加算されたチップを複素データに変換して前記複素拡散シーケンス内の前記複数のチップを発生する段階と、からなることを特徴とする請求項１記載の方法。The first step includes:
Adding each chip stored immediately prior to each chip in the pseudo-noise sequence to provide an added chip;
Converting the summed chips to complex data to generate the plurality of chips in the complex spreading sequence.
擬似雑音シーケンスの各チップに応答して二つの連続するチップ毎の間の位相差が９０°になるよう複数のチップを有する複素拡散シーケンスを発生する複素拡散シーケンス発生器と、
前記複素拡散シーケンスを用いて前記端末機の送信データを拡散変調する拡散器と、を備えることを特徴とする装置。In an apparatus for reducing the peak power to average power ratio in the transmission power of the terminal of the mobile communication system,
A complex spreading sequence generator responsive to each chip of the pseudo-noise sequence to generate a complex spreading sequence having a plurality of chips such that the phase difference between every two successive chips is 90 °;
A spreader for spreading and modulating transmission data of the terminal using the complex spreading sequence.
前記擬似雑音シーケンス内のチップ毎に予め定められた位相値をかけて位相変換されたチップを提供する乗算器と、
前記位相変換された各チップを位相として前記位相変換されたチップを複素データに変換する複素データ生成器と、
前記変換された各複素データにそれらの直前の前記変換された複素データをかけて前記複素拡散シーケンス内の前記複数のチップを発生する複素乗算器と、から構成されることを特徴とする請求項８記載の装置。The complex spreading sequence generator comprises:
A multiplier that provides a phase-converted chip by multiplying a predetermined phase value for each chip in the pseudo-noise sequence;
A complex data generator that converts the phase-converted chip into complex data with each phase-converted chip as a phase,
A complex multiplier for multiplying each of the transformed complex data by the transformed complex data immediately before them to generate the plurality of chips in the complex spread sequence. An apparatus according to claim 8.
擬似雑音シーケンス内の各チップにそれらの直前に貯蔵された各チップを加算して加算されたチップを提供する加算器と、
前記加算されたチップを複素データに変換して前記複素拡散シーケンス内の前記複数のチップを発生する複素データ生成器と、を備えることを特徴とする請求項８記載の装置。The complex spreading sequence generator comprises:
An adder for adding each chip stored immediately before each chip in the pseudo-noise sequence to provide an added chip;
9. The apparatus of claim 8, further comprising: a complex data generator that converts the added chips to complex data to generate the plurality of chips in the complex spread sequence.
擬似雑音シーケンスの各チップに応答して二つの連続するチップ毎の間の位相差が９０°になるよう複数のチップを有する複素拡散シーケンスを発生する複素拡散シーケンス発生手段と、
前記複素拡散シーケンスを用いて前記端末機の送信データを拡散変調する拡散手段と、を備えることを特徴とする装置。In an apparatus for reducing the peak power to average power ratio in the transmission power of the terminal of the mobile communication system,
Complex spreading sequence generating means for generating a complex spreading sequence having a plurality of chips such that a phase difference between two consecutive chips is 90 ° in response to each chip of the pseudo-noise sequence;
Spreading means for spreading and modulating transmission data of the terminal using the complex spreading sequence.
前記擬似雑音シーケンス内のチップ毎に予め定められた位相値をかけて位相変換されたチップを提供する乗算手段と、
前記位相変換された各チップを位相として前記位相変換されたチップを複素データに変換する複素データ生成手段と、
前記変換された各複素データにそれらの直前の前記変換された複素データをかけて前記複素拡散シーケンス内の前記複数のチップを発生する複素乗算手段と、から構成されることを特徴とする請求項１６記載の装置。The complex spreading sequence generating means,
Multiplying means for providing a phase-converted chip by multiplying a predetermined phase value for each chip in the pseudo-noise sequence,
Complex data generation means for converting the phase-converted chips into complex data with each phase-converted chip as a phase,
Complex multiplying means for multiplying each of the converted complex data by the converted complex data immediately before them to generate the plurality of chips in the complex spread sequence. The apparatus according to claim 16,
擬似雑音シーケンス内の各チップにそれらの直前に貯蔵された各チップを加算して加算されたチップを提供する加算手段と、
前記加算されたチップを複素データに変換して前記複素拡散シーケンス内の前記複数のチップを発生する複素データ生成手段と、を備えることを特徴とする請求項１６記載の装置。The complex spreading sequence generating means,
Adding means for adding each chip stored immediately before them to each chip in the pseudo-noise sequence to provide an added chip;
17. The apparatus of claim 16, further comprising: complex data generating means for converting the added chips into complex data to generate the plurality of chips in the complex spread sequence.
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