JP2004304816A - 多重チャンネル直角位相変調方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数のチャンネルについて、ゲート処理したコヒーレントなＲＦ注入を行って広帯域信号を処理し、チャンネルグループ内の任意のサブセットチャンネルを選択的にスクランブル解除する多重チャンネルテレビアクセス制御装置を提供する。
【解決手段】テレビ信号の少なくとも一部と同位相で同期した複数の高周波信号を生成し、さらに、その複数の高周波信号における直交する成分は、該高周波信号のそれぞれと一意に関係付けられた時変化ベクトルからなる波形に合わせて変調される。
【選択図】 図１

Description

本願発明は一般的なテレビ送信および受信装置に関するものであり、特に、アクティブビデオタイム(active video time)に通常の同期パルスを抑圧して複数の標準テレビ信号にスクランブルをかけたりあるいは変調し、この後、放送が認可されている複数のチャンネルが加入者のテレビ装置でスクランブル解除されるよう正規の加入者の所で選択的にスクランブルを解除するＣＡＴＶまたは無線放送多重チャンネル装置に関するものである。

一般に加入契約テレビ(subscription television) 、すなわち、有料テレビでは、正規に加入してない視聴者つまり特定番組の受信料を支払っていない視聴者のテレビ受信器では送信信号を見ることができないよう有料チャンネル(premium channel) のプログラム信号にスクランブルをかけて送信している。正規加入者にはスクランブル化されたテレビ信号のスクランブルを解除したりあるいはデコードする手段が設けられている。通常、このようなスクランブル解除手段は特定のチャンネルのスクランブルを解除するよう選択的にイネーブルできる。放送サービス業者またはＣＡＴＶのオペレーターがスクランブル化したプログラムの受信料を支払った加入者の各スクランブル解除手段を選択的にアドレス指定して上記のイネーブル動作を遠隔的に行うことができる。

テレビのスクランブル化で一般的に用いられている技術は同期抑圧技術というもので、水平および垂直同期パルスのＲＦレベルを映像のＲＦレベルよりも低くなるよう抑圧して標準的なテレビ受信器では規則正しい同期をとれないようにし、その代わりに受信中の映像のＲＦピークに間違ってロックさせるもので、これによりテレビ受像器に作りだされる映像を読み取り不可能なものにする。また、テレビ受信器の水平同期パルスに関連するカラー基準バーストの使用能力も著しく劣化し、この結果、テレビ装置のカラー再生に歪が生じたり、あるいは、カラー回路が機能しなくなってしまう。特許文献１や特許文献２や特許文献３や特許文献４には同期抑圧装置の従来例が開示されている。これらの装置では、水平同期レベルをグレーレベルまで抑圧または減少させ、さらにキー制御信号をスクランブル化テレビ信号(scrambled television signal) と一緒に送信して正規の加入者の所で正しい同期レベルの再構成または再生するのを制御して受信器にスクランブルが解除された通常のテレビ信号を出力させる。例えば、特許文献２では適当な同期挿入制御信号を用いて音声副搬送波を振幅変調している。特許文献４では、テレビ信号の垂直帰線消去期間（ＶＢＩ）に通常の同期信号を送信して受信器のタイミング回路をテレビ信号の水平成分にロックさせて正規加入者のスクランブル解除装置で水平同期を再構成している。このタイミング回路を用いて水平帰線消去期間（ＨＢＩ）をゲート制御すると複合ベースバンド映像信号中の水平同期パルスの復元が簡略になる。

同期抑圧装置は通常は２通りある方法のうちいずれか１つの方法で動作する。つまり、特許文献２にあるように第１の方法としては、水平帰線消去期間（ＨＢＩ）（場合によっては垂直帰線消去期間ＶＢＩでも）に変調ＲＦテレビ信号を例えば６Ｄｂのように周知な固定値だけ減衰させる方法である。正規のスクランブル解除装置では、実際の映像部分で同じ値だけ受信したＲＦ信号を減衰させて信号のスクランブルを解除する。送信器側での変調処理の後と受信器側での復調処理の前のＲＦステージでスクランブル化処理とスクランブル解除処理が行われるためこの方法は「ＲＦ同期抑圧」方法として知られている。第２の同期抑圧方法は「ベースバンド同期抑圧」方法として知られており、この方法では水平帰線消去期間（ＨＢＩ）に、ゲート制御された周知のオフセットレベルをベースバンド映像信号に付加して水平同期信号を抑圧する。正規のスクランブル解除装置では、水平帰線消去期間（ＨＢＩ）に復調映像信号から同じオフセットレベルを減算して水平同期信号レベルを正常値に復元する。ベースバンド同期抑圧装置の例が特許文献４に開示されている。

上記従来のＲＦとベースバンド同期抑圧スクランブル解除装置はいずれも、加入契約テレビサービス業者(subscription television service provider)で使用しているＣＡＴＶ帯域あるは無線放送チャンネル全体を網羅できるテレビチューナーや復調器（コンバーターと呼ぶ場合もある）にタイミング回路とスクランブル解除回路を組込んだものである。ＲＦ同期抑圧装置では、コンバーターのＩＦ段やテレビチャンネル３または４などの固定ＲＦ出力チャンネル周波数でゲート制御減衰を行うことでスクランブルが解除される。このように、いずれの場合も、１つのチャンネルのチューニングおよびスクランブル解除を一度に行い、かつ、このチャンネルを地方放送局で使用していない３または４のいずれかのチャンネル（出力チャンネル）に変換することが可能なコンバーター・スクランブル解除器が加入者側のテレビに装着されている。加入者のテレビ装置を常にコンバーター・スクランブル解除器の出力チャンネルに同調したままにしてチャンネルの選択をコンバーター・スクランブル解除器で行うようにしてもよい。

加入契約テレビサービスでは、スクランブルのかかったチャンネルを複数同時に幾つものチャンネルで送信している。しかしながら、上述したように、従来のコンバーター・スクランブル解除器では一度に１つのチャンネルしか処理することができない。これはつまり、スクランブルのかかった有料チャンネルを複数受信する資格のある契約家庭でこれら複数のチャンネルサービスを同時にスクランブル解除できないということである。従って、例えば、父親はチャンピオン戦のような「１回の番組視聴毎に料金を支払う(pay-per-view)」イベントを観戦したく、一方、子供達は第２のテレビでディズニーチャンネルを観たいような場合は一家に２台のコンバーター・スクランブル解除器が必要になる。さらに、同じ時に母親がＨＢＯで放映している映画を録画したい場合には、ビデオカセットレコーダー（ＶＣＲ）と一緒に第３のコンバーター・スクランブル解除器を使用しなくてはならない。このように従来の単一チャンネルスクランブル解除技術には明らかに問題がある。

アメリカでテレビのある家庭のほとんどは、「ケーブル対応(Cable ready)」テレビ装置かＶＣＲテレビ装置を備えている。「ケーブル対応装置」とは、加入者側で有線放送チャンネル周波数だけでなく全てのＣＡＴＶチャンネルに同調できる拡張周波数同調能力を備えた消費者用テレビ装置と理解するとよい。アメリカで販売されているケーブル対応装置の大半は、ステレオ放送番組や二重音声放送番組（ＳＡＰ）を受信できる多重音声機能や、チャンネル切換えだけでなく音量や消音が制御できるリモートコントロールなどの機能が付加されている。この他に、ケーブル対応テレビ装置の中には、主画面で１つの番組を観ながら主画面の中にはめ込み表示された別の番組も同時に観ることが可能な子画面（ＰＩＰ）表示能力も備えたものもある。このケーブル対応装置は家の中に引き込まれたケーブル端子(cable drop)に直接接続すると、加入者はコンバーターがなくてもスクランブルがかかっていないチャンネルは全て受信および録画することができ、上述した装置の特別な機能を用いてこのようなスクランブルのかかっていない信号を受信できる。有料チャンネルへのアクセスを制御する手段としてＣＡＴＶ装置で信号にスクランブルをかける方法を用いると問題がある。

このような状況、つまり、テレビ装置にはコンバーター・スクランブル解除器の出力チャンネルが入力されている場合には、コンバーター・スクランブル解除器は所望のチャンネルに合わせながらもテレビ装置は常にチャンネル３（または４）に合わせたままである。このように、テレビ装置の購入時に付いていたリモートコントロール装置は使用されず、コンバーター・スクランブル解除器用に別にリモートコントロールユニットを購入しなくてはならない。また、従来のベースバンドコンバーター・スクランブル解除器の多くは複合ＭＴＳ音声番組データ(program material)を通過させることができず、従って、テレビ装置にはＭＴＳを受信する能力があってもステレオ信号やＳＡＰが失われてしまう。近年、このような問題に対して様々な取り組みがなされており、この中には特許文献５Ｌｏｎｇの米国特許Ｎｏ．４，６３０，１１３に開示されているようにステレオバイパス動作モードが含まれている。これは、残念ながら、コンバーターの遠隔音量制御を不能にするか、あるいは、その代わりにコンバーター側でステレオ信号をデマトリックス処理および再処理し、この結果、ステレオ分離とコンパンダー機能が劣化してしまう。従来のＲＦ同期抑圧スクランブル解除器は水平ラインの周期で別途振幅変調しながら音声副搬送波を通過させ、これによりテレビ装置でＡＭまたはＦＭ効果を出しているため従来のＲＦ同期抑圧スクランブル解除器はＭＴＳ音声機能を劣化させる傾向がある。このような音声の劣化作用は非特許文献１や、非特許文献２で論じられている。最後に、新型のテレビ装置のＰＩＰ機能では複数のチャンネルを同時にテレビで受信できることが要求されるが、このような要件を満たすことは現在の従来型コンバーター／スクランブル解除器には明らかに不可能である。当然のことながら、これら全ての課題も従来の単一チャンネルスクランブル解除技術の問題点になっている。

この業界では上述したような問題はひとまとめにして「ＣＡＴＶ消費者インターフェース」問題として知られている。これらの消費者インターフェース問題は消費者と同様にＣＡＴＶのオペレーターにも困難をもたらしていることを示した一連の証拠があり、この証拠の数はますます増加している。この点に関し、大衆の利益についての具体的な証拠としては、「１９９１年ケーブル対応装置法」と呼ばれる法律がある。この法律はアメリカ合衆国上院法案Ｓ．２０６３として上院議員Ｐａｔｒｉｃｋ Ｌｅａｔｈｙが近年提唱したもので、上院議会記録、１９９１年、１１月２６日、１８３７７−１８３８０頁に掲載されている。Ｌｅａｔｈｙの法案は上記のＣＡＴＶ消費者インターフェース問題の解決を促すものと考えられている。

すぐに分かることであるが上記の問題に対する最も望ましい解決策は、スクランブル解除状態（つまり、クリアな状態）で視聴することを認められたチャンネル全てを搬送するケーブル端子を加入者側に設けておくことである。適切な広帯域ＲＦ信号分離手段多重ケーブル対応テレビ装置や多重ケーブル対応ＶＣＲを用いて加入者は接続を行うことができ、テレビ装置等を購入した時に付いている消費者用機能を全て自由に使用できる。ＣＡＴＶ装置では加入者が受信料を支払っていない別のチャンネルも流されているため、加入者に認められたチャンネルと受信料を支払った特別企画だけを加入者がアクセスできるようにする有効な手段が必要である。

従来の単一チャンネルスクランブル解除技術を用いて各加入者に同時に多重チャンネルのスクランブル解除を行おうとすれば、従来のスクランブル解除手段ではスクランブルのかかった１つのチャンネルだけに同調されており、そのチャンネル専用になっているため、各加入者は複数台のスクランブル解除手段を設けておかなくてはならない。このようなスクランブル解除器の出力を別のチャンネル周波数に割当て、ダイプレクサー(diplexer)を用いて解除器の出力をスクランブルのかかっていない全てのチャンネルに結合しなければ加入者宅ではクリアな広帯域多重チャンネル信号サービスは得られない。このような構成では加入者１人当たりの価格 ＝ 処理するチャンネル数 ｘ スクランブル解除器１台当たりのコスト、となり大変高価なものになってしまうことは明かである。

このように、スクランブルのかかった複数のチャンネルの中で加入者が加入契約をしているチャンネル、すなわち、任意のサブセットをスクランブル解除し、同時に、加入契約で認められたチャンネルは全て「クリア」な状態で供給され、また、契約していないスクランブルチャンネルは全てスクランブルのかかった状態で家庭内に送られたり、あるいは、好ましくは「海賊版」装置による不当なアクセスを防ぐよう別の保護手段を講じた状態で供給されるようスクランブルのかかっていない基本チャンネルと一緒に複数のスクランブルのかかった信号を家庭へ供給する低価格の有効な装置が必要とされてきた。
米国特許Ｎｏ．３，１８４，５３７ 米国特許Ｎｏ．３，４７８，１６６ 米国特許Ｎｏ．３，５３０，２３２ 米国特許Ｎｏ．４，２２２，０６８ 米国特許Ｎｏ．４，６３０，１１３ 米国特許Ｎｏ．５，１２５，１００ 米国特許Ｎｏ．４，０９９，１２３ １９８４年６月３−６日にラスベガスで行われた第３３回ＮＣＴＡ年会の技術報告Ｊ．Ｏ．Ｆａｒｍｅｒの「テレビ上に取付ける(set-top) タイプの最新型端末の操作特性」 消費者用電子機器に関するＩＥＥＥの会報Ｖｏｌ．ＣＥ−３０，１９８４年８月、４８９ー５０２頁 Ｔｅｄ Ｒｚｅｓｚｅｗｓｋｉの「カラーテレビジョン」ＩＥＥＥ、１９８４年出版の６３−９１ページの「非線形振幅関係とガンマ補正」の章 Ｒ．Ｌｕｃｋｙ，Ｊ． Ｓａｌｚ ａｎｄ Ｅ．Ｊ．Ｗｅｌｄｏｎらによる「データ通信の基本」ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，１９６８年出版

本願発明は、複数のチャンネルに映像スクランブルをかけた加入テレビシステムに関するものである。加入者の受信権限に従ってアドレス可能な複数の選択チャンネルのスクランブルを解除したり、また、これらのチャンネルに対して他のアクセス制御機能を実行する広帯域多重チャンネル同時処理システムが開示されている。

本願発明の第１の目的は、上記のようなタイプの多重チャンネル同時スクランブル解除システムを提供し、加入者のテレビ装置およびＶＣＲに内蔵されているケーブル対応機能やその他の消費者用機能を加入者が完全に利用できるようにすることにある。

本願発明の第２の目的は、スクランブル解除したチャンネルやスクランブルのかかっていないチャンネルの音声または映像信号のいずれにも雑音成分や歪がほとんど入らない上記のタイプのスクランブル化およびスクランブル解除システム、つまり、映像品質が劣化せず、ＭＴＳステレオなどの機能が低下したり影響を受けることのないシステムを提供することにある。

本願発明の第３の目的は、ＣＡＴＶシステムのオペレーターが、現在使用中の従来型システムから、安全性がさらに向上したヘッドエンドを起点とする(head end originated) 安全機構を備えた記号化を基本とする(encryption based)新規な多重チャンネルビデオスクランブル方法へ移行できるようにする加入テレビアクセス制御装置を提供することにある。このシステムでは、取付けられた本願発明のアクセス制御装置から正規加入者すべてに供給されるチャンネルについて上記の符号化を基本とするセキュリティーシステムへ移行させることができる。

上記およびその他の目的を達成するため、複数の振幅変調テレビ信号からなる広帯域信号の処理方法は、テレビ信号の少なくとも一部と同位相で同期した複数の高周波（ＲＦ）信号を生成する段階であって、生成した前記複数のＲＦ信号の各信号はフェーザー値(phasor value)を有しているところの高周波信号生成段階と、前記広帯域信号を前記生成ＲＦ信号に結合させ、また、前記テレビ信号と前記高周波信号の関係が略一定に保たれるよう前記テレビ信号の対応フェーザー値に応じて前記複数の生成ＲＦ信号の各フェーザー値を調整する段階とからなることを特徴とする。

上記目的および下記の説明で述べるその他の目的を達成するため、本願発明は添付の請求項に請求されており、かつ、以下の詳細な説明で説明されており、また、添付図面から考えられるテレビアクセス制御装置に関するものである。

本願発明の目的は広帯域の形で加入者に全てのチャンネルサービスを提供することにあり、また、特定のチャンネルだけをスクランブル解除および変調することにあるため、本願発明では単一のチャンネルをフィルタ処理したり同調させる技術ではなく、選択したチャンネルだけを変調（スクランブルを解除する）するよう広帯域信号を付加する技術に着目している。まず初めに、ベースバンド同期抑圧とＲＦ同期抑圧の両方のスクランブル化はともに、ＲＦ域において線形な変更プロセスを構成する。この線形なプロセスは抑圧が行われるブランキングの期間だけ機能する。このことは、２つのスクランブル化の各プロセスに対して、適当な開始時間、期間、振幅エンベロープ、周波数および位相を有する付加的なＲＦ信号パルスが存在しており、このためこのＲＦ信号パルスをスクランブル化されたＲＦ信号に付加するとＲＦテレビ信号は通常の同期信号を有したものとなり、スクランブルが解除されることを意味している。

図１ａはベースバンド同期抑圧システムにおける水平帰線期間（ＨＢＩ）のベースバンド映像信号を示している。図からも分かるように、ＨＢＩ期間にスクランブラーで振幅２０のベースバンドオフセット信号を付加することにより通常の同期信号１０は抑圧され、これにより抑圧同期信号１２が生成される。一方、有効映像信号(active video signal)１４は変更されていない。さらに、図１ａから分かるように、カラー基準バースト信号１６は変更されてなく、同図に示す大きさ２０のオフセットレベルに重畳されているだけである。テレビ変調技術に精通した者には周知のことであるが、同期レベル１０（ＩＲＥ単位−４０）はＲＦ振幅のピークに相当しており、一方、映像の白レベル２２（ＩＲＥレベル１００）はＲＦ振幅、すなわち、ＲＦ振幅のピークの１２．５％に相当する。このように、ＲＦ領域の反転変調スケールでは、ベースバンドにおけるＨＢＩ期間にゲート処理されたオフセットレベル２０は、スクランブルがかかっていないＲＦテレビ信号から図１ｂのＲＦパルスを引いた値に等しい。このＲＦパルスの周波数と位相はテレビ信号の画像搬送波のものに等しい。従って、１２に相当するベースバンド同期抑圧信号をスクランブル解除状態に復元するには、図１ｂのＨＢＩと時間的に一致した水平同期反復度を有し、かつ、適切な振幅３０を有し、また、スクランブル解除信号が得られるよう映像搬送波と同相であるコヒーレントなＲＦパルス列を付加することが考えられ、スクランブルが解除された信号のベースバンドを１０で示す。アクティブビデオタイム３４には、ＲＦ信号はほとんど存在しない。

当然のことながら、このようなＲＦでの付加（以下、「コヒーレントＲＦ注入」と称す）は、信号のスクランブルがほぼ解除されるよう振幅、位相、タイミングをかなり正確にして行わなくてはならない。例えば、アメリカのＣＡＴＶマーケットで用いられている共通ベースバンド同期抑圧システムは特許文献４にほぼ準じたものであり、このシステムではベースバンドの同期レベルシフト２０は７０ＩＲＥ単位に設定されている。このように、標準的なテレビ変調スケールを用いている場合には、スクランブルを解除するのに必要な同相コヒーレントＲＦ注入レベル３０は、信号の中のスクランブルのかかっていない部分のピークＲＦレベルの４４．７５％に相当する振幅を有していなくてはならないことが分かる。このような注入ＲＦパルスのレベルに多少のエラーがあってもテレビ受信器の同期には影響がなくスクランブル解除された番組は満足して見ることができる。しかしながら、テレビ装置の黒レベルにエラーが発生する可能性がある。これは、ほとんどのテレビ装置は、カラーバースト１６の期間に０ＩＲＥレベル２４をサンプリングすることによりテレビ装置の映像基準黒レベル(black vide reference level)を設定するためである。しかし、周知のＲＳ−１７０Ａ規格に具体的に記載されている一般的な映像仕様では黒レベルの誤差を最大±２ＩＲＥまでの一定のエラーを考慮している。このエラーレベルは許容できるもので、実用的な目的では検出されないレベルである。

同様に、ＲＦパルスの注入位相は、画像搬送波の位相の約±６゜の範囲でなくてはならない。注入ＲＦ振幅は抑圧された同期信号の振幅にほぼ等しいため、注入位相のエラーによりＨＢＩ期間の映像搬送波の全体的な疑似位相変調の誤差は±３゜以下となる。位相誤差を±３゜以内にしなくてはならないのは次の２つの別々の理由による。すなわち、まず第１の理由としては、テレビ放送工業技術の実務では、はっきりと分かる程度のインターキャリヤー可聴バズあるいはＭＣＳステレオ歪を発生させないよう「寄生位相変調(incidental phase modulation) 」（ＩＣＰＭ）は３゜を越えないようにしているためである。第２の理由としては、位相エラーが発生するのはＨＢＩ期間、つまり、カラー基準バースト信号１６が受信される期間だけでアクティブビデオタイム１４の期間ではない。ＨＢＩ期間のＲＦ位相シフトは検出カラー基準信号に同等のベースバンド位相シフトを引き起こすため、アクティブビデオの期間に検出された色信号にカラーエラーが発生してしまう。Ｈａｚｅｌｔｉｎｅ ＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎのＤ．ＬｏｕｇｈｌｉｎはＮＴＳＣテレビ信号において許容できるカラー基準位相エラーを評価する主観試験を行っており、非特許文献３にこの試験が報告されている。この非特許文献３の図１１−２７には、（少なくとも約８０％の観測者は）±３゜の位相エラーを認めることができなかったことが示されている。

上述の許容振幅および位相エラーの大きさに基づいて、必要な正確さを有し、かつ、コヒーレントに注入されたスクランブル解除用ＲＦ信号は、所望の注入ＲＦ信号に比べて−２０Ｄｂを越えない大きさの、注入ＲＦのフェーザーエラーを有する理想的なエラーレス注入信号であることを特徴としている。後から分かるように、この許容エラーレベルにより複数のチャンネルの同時注入を行う本願発明の低価格実施例の実現が容易になる。

次に図１ａを参照する。この図では、ベースバンドでの水平映像ラインごとに同期抑圧の開始および終了をレベル変動２６、２７でそれぞれ示している。スクランブラ側でのこのようなベースバンドの変動が起こる期間は２００ナノ秒を越えない程度であり、４．２ＭＨｚの標準的なテレビ映像帯域幅に許容されている。このような信号のスクランブルの解除においては、図１ｂのＲＦパルスをコヒーレントに注入して本願発明のスクランブル解除器で同期オフセットレベルが取り除かれる時に前記変動時間を整合させるのが好ましい。ここで、注入ＲＦパルスの開始および終了期間は３２と３３でそれぞれ示している。このように、これらの期間はそれぞれ２００ナノ秒を越えないのが好ましい。

図１ｂの注入ＲＦエンベロープのパルス整形を画像帯域幅を有した振幅パルス変調器で行う場合は、高速立ち上がり時間(fast rise-times) ３２と３３で映像搬送波周波数の上および下へ最大４．２ＭＨｚの幅の２つの側波帯スペクトルが生成される。この注入信号の上側側波帯は、残留側波帯変調（ＶＳＢ）で送信される所望の通常のテレビ帯域幅内に納まる。しかし、この注入信号は広帯域結合器の受信信号と結合していると考えられているため、注入信号の下側側波帯は下側の隣接テレビチャンネル、特に、スクランブル解除したチャンネルの映像搬送波よりもわずかに１．５ＭＨｚだけ低い帯域にある下側隣接テレビチャンネルの音声副搬送波に干渉している可能性がある。仮に、３２と３３の変動時間を逆に長くして振幅変調パルスのスペクトルの幅を１．５ＭＨｚ以下にしたとすると、スクランブル解除した映像信号にはマイクロ秒のレンジのフロントおよびバックポーチ変動部(front and back porch transients) が含まれることになり、このフロントおよびバックポーチ部分は水平同期信号１２の先端部またはスクランブル解除した信号のアクティブビデオタイム１４を干渉してしまい、このため、加入者には低品質の映像信号が出力されてテレビ装置での水平同期が狂ったり、あるいは、映像クランピング動作が安定しないといった問題が起こる。

周波数領域や時間領域でのこれら２つの相反する要求は、下側側波帯スペクトルの広がりを除いたテレビ送信において、高速に画像を遷移できる、すなわち、スクランブルがかかった信号にＲＦが結合する前に遷移点３２と３３でＶＳＢ変調技術を用いることができる方法へ切り換えることで解決できる。この方法により、高速ベースバンド変動に関連した最大４．２ＭＨｚの広いエネルギーを含む上側側波帯をテレビ受信器で処理することができ、下側隣接チャンネルに接することがなくなる。注入信号のＶＳＢスペクトル整形を容易にするデジタル装置は以下の項で詳細に説明する。

上記のゲート処理したコヒーレントＲＦの注入は、スクランブルの解除以外の目的にも利用することができる。本願出願では、正規の加入者でない者に対してチャンネル単位で信号を拒絶する技術を実行する対策も講じている。スクランブル解除の場合とは対照的に、信号を拒絶する場合は、図１ｂに示すゲート処理したコヒーレントＲＦの注入をテレビ信号の映像搬送波の位相とは逆の位相で行うことができ、これにより同期信号は抑圧されたりあるいは無効になり、もしＲＦ注入が十分なレベルで行われる場合は、ＨＢＩ期間に受信したテレビ信号のＲＦ位相は逆になる。この方法では、「海賊版」デコーダーが同期信号を再構成するのを防ぎ、また、テレビ装置のインターキャリヤー音声検出器の位相が不連続になるため、不正加入者に対する安全性が向上する。これにより、テレビ装置によっては可聴バズやさらには可聴ノイズマスキングが流入する。上記のタイプの信号拒絶を行うためのコヒーレントＲＦ注入も、もしかしたらスクランブルのないクリアな状態、あるいは、スクランブルの解除が認められているかもしれない下側隣接チャンネルが干渉されないようＶＳＢ遷移変調(VSB transition modulation) を用いてＨＢＩ期間にゲート処理をしなくてはならない。

上記のように、コヒーレント注入によるＲＦでのテレビ信号の処理は、単一チャンネル環境(context) で論じてきた。ＲＦ注入技術を使用する主な理由は、この新規な同時処理を複数のチャンネルに対して行うことにある。これは、スクランブル解除または同期拒絶(sync denial) のいずれかが必要な周波数でコヒーレント注入を行うということである。

図２ａは、ＣＡＴＶシステム上を搬送されて本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器に入力される入力信号の広帯域スペクトルの一部を示している。各テレビチャンネルは、映像搬送波４０と映像搬送波４０から４．５ＭＨｚ離れた音声副搬送波４２で構成されている。チャンネルの間隔４８は６ＭＨｚである。図から分かるように、テレビ信号のスペクトルは、上側の側波帯ＶＳＢが変調されてるので映像搬送波周波数を中心にして非対象的になっている。図２ａでは、ＣＡＴＶ配線を２種類のチャンネルが送信されているのが分かる。第１の種類のチャンネルは、スクランブルのかかっていないチャンネル４６で、このチャンネルはどの加入者でも見ることができ、従って、処理は不要であることが分かる。第２の種類のチャンネルは同期抑圧スクランブル化チャンネル４４でＳの文字が付与されている。この場合、有料チャンネル４４の一部を加入者が購入していると仮定する。この購入した部分のチャンネルは４４’で表す。従って、図２ｂにはこの加入構成(subscription configuration)に相当する必要なＲＦ注入スペクトルが概略的に示されている。図２ｂの各信号は本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器で生成され、また、図２ａと同じ周波数の各伝送映像搬送波に位相同期結合されているものとする。図２ｂの広帯域複合信号はコヒーレントに注入され、図２ａの広帯域入力信号と線形に結合して図２ｃに示す複合広帯域信号を生成する。この複合広帯域信号は加入者に送られ、加入者はこのチャンネルを楽しむことになる。注入信号５０と５２は、図１ｂに示したタイプの時間領域プロフィール(time domain profile) を有したＶＳＢ注入信号で構成されている。注入ＲＦ信号５０は、対応するスクランブルのかかった入力信号４４’に同相で注入され、これにより、スクランブルの解除が行われ、同時に図２ｃのクリアなチャンネル６０が生成され加入者に出力される。これに対して、注入ＲＦ信号５２は、異なる位相で注入されるため、同期が無効になったり、あるいは、同期位相反転(sync phase reversal) のような他の信号拒絶効果が生じる。このため、テレビ信号６２は目でみることができず、不正加入者には利用できなくなる。しかし、この結合システムの広帯域特性のため、他のクリアな信号６０は全て加入者に供給される。

注入信号５０と５２は、図１ｂに示すように、時間プロフィール（temporal profile) が全て同じであるため、もしこれらの信号全てが同時に必要な場合、つまり、図２ａのチャンネルグループの全テレビ信号のＨＢＩが時間的に何度も一致するような場合は、グループとして簡単に同時生成することができる。映像チャンネルのグループ内で相対時間がこのように一致する現象は「フレーム同期」映像ソース("frame synchronous" video sources) と言って当業者には良く知られているものである。この状態は、マスター映像同期ソースにゲンロックされた(genlocked) 映像を出力する映像フレーム同期化回路で各チャンネルを変調する前にＣＡＴＶヘッドエンドで得ることができる。

本願発明の好適実施例を以下に説明する。この例では、増分関連搬送波（ＩＲＣ、incrementally related carrier ）または調和関連搬送波（ＨＲＣ、 harmonically related carrier ）チャンネル計画に従って映像搬送波周波数割当(picture carrier frequency assignments) や制御を行うＣＡＴＶシステムにおいて、少なくとも本願発明により現在処理中の帯域のチャンネル部分内では他の加入者注入発生器(subscriber injection generator)をかなり簡略化できることが分かる。本願明細書では、このような状況のもとで、グループ内で最も近接したいずれか２つのチャンネルを分割する増分周波数(incremental frequency) ４８に等しい基本周期を有した周期信号から図２ｂの複合ＲＦ信号を生成することについて説明する。本願発明者の特許文献６やこの中で引用しているＦｉｎｌａｙ ｅｔ ａｌ．の特許文献７に開示されているように、このような位相同期状態は、適切なＩＲＣまたはＨＲＣ櫛形信号にチャンネルグループ内の全ての変調器を位相同期させることによりＣＡＴＶヘッドエンドで得ることができる。

本願発明の第１の好適な態様を図３に示す。ヘッドエンド映像フレーム同期やＩＲＣまたはＨＲＣ搬送波位相同期を上述したように行っているものと仮定する。全ての送信チャンネルが含まれた広帯域入力信号がライン１００に到達する。広帯域信号のパワーの一部はパワースプリッター１０２を介して広帯域増幅器１０４に接続される。加入者に正当な権利がある場合は、ＲＦスィッチ１０６は閉になり、図２ａに相当する増幅広帯域信号が方向性結合器１０７に供給される。図１ｂに相当する時間プロフィールをそれぞれ有した図２ｂに相当する注入信号はライン１１４を介して方向性結合器１０８により増幅広帯域信号に結合され、その結果、図２ｃの複合信号がライン１０９に出力される。ライン１０９上の広帯域信号は指向性タップ１１０を経て加入者ポート１１２に出力される。ライン１１４に注入される複合信号を構成している図２ｂの注入信号５０と５２はデジタル広帯域信号発生器１３６で生成されてＲＦスィッチ１１６に供給される。注入が必要な期間は、ＲＦスィッチ１１６は図に示すように１１７の位置にある。

デジタル広帯域信号発生器１３６は、ライン１４６に出力される中心ローカル発振器周波数(a center local oscillator frequency)を中心とする６ＭＨｚグリッド(grid) 上の周波数点からなる任意のサブセット（組合せ）に位置する信号５０と５２を生成することができる。これらの信号は、直角位相変調器１３８で生成され、適切なベースバンド信号と共にライン１６１と１６２へ出力される。また、これらの信号は、ローパスフィルター１６４と１６６の遮断周波数を越えない、片側の帯域幅を有している。このようにして生成された信号は、広帯域増幅器１２４で増幅され、バンドパスフィルター１７４の中の適切なＳＡＷバンドパスフィルターを介して広帯域増幅器１２０とＲＦスィッチ１１６へ供給される。ライン１６１と１６２に供給されるベースバンド信号は時間関数であり、以下Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）で表す。これらのベースバンド信号は、ＲＡＭ１７１と１７２の内容に基づいてデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１６８と１７０のそれぞれによりデジタル生成される。ローパスフィルター１６４と１６６は、バンド調和阻止(band harmonic rejection)とエイリアジング防止フィルター処理(antialiasing filtering) を行う。ＤＡＣ１６８、１７０とＲＡＭ１７１、１７２のクロックを駆動するクロック周波数がライン１４８に供給される。このクロック信号によりＲＡＭアドレス発生器１５０も進み、これにより適当なＲＡＭデータ内容がＤＡＣ１６８と１７０にそれぞれ順次ロードされる。隣接する２つのチャンネル間の基本周波数の増分(fundamental frequency increment) ４８の十分な大きさの整数倍となるようクロック周波数を設定する。６ＭＨｚのチャンネル間隔の場合は、クロック周波数を７２ＭＨｚになるよう選択することができる。これによりナイキスト周波数３６ＭＨｚに近いベースバンド信号のデジタル生成を行うことができる。実際のローパスフィルター設計では、図２に示すような９チャンネルからなるグループ用の注入信号を簡単に生成することができる。

図１ｂにおいて、期間３０では注入信号の振幅と位相は一定であり、ＲＦ信号の付加処理が必要な各搬送周波数を有する搬送波にＣＷ正弦信号を注入しなくてはならない。ライン１４６上の直角位相変調器１３８へ出力しているローカル発振器は、サブシステム１４２に内蔵されている注入同期発振器（ＩＬＯ，injetcion locked oscillator)または位相同期ループ（ＰＬＬ、phase locked loop)発振器によりライン１４０に到達するチャンネルのグループのセンター搬送波に位相同期されるものと仮定する。さらに、ライン１４８上のクロック信号（この例では７２ＭＨｚ）も同様に、基本増分周波数４８（この例では６ＭＨｚ）の整数倍であるライン１４０上のパイロット信号に位相同期されるものと仮定する。直角位相変調器１３８での直角位相変調処理の線形性により、必要な信号Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）は、それぞれ６ＭＨｚの整数倍の周波数を有した正弦波を線形に結合させたものでなくてはならない。従って、この期間は、Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）は６ＭＨｚの周波を有した周期波形であり、このため、各信号を、Ｍ個のサンプル（本願の例ではＭ＝７２ＭＨｚ／６ＭＨｚ＝１２）を用いて、離散的な時間で表現することができる。従って、１３４に任意のＣＷ周波数グリッドを生成するには、ＲＡＭアドレス発生器１５０は期間３０のあいだにＲＡＭアドレスを繰り返し走査するだけでよい。生成された注入搬送波の固有振幅と位相は、Ｂ１ＲＡＭ内の１２個の走査されたサンプルとＢ２ＲＡＭ内の１２個の走査されたサンプルの値に基づいている。

ＲＦ域では、ライン１３４の生成された各搬送波出力は２つの直角位相成分(quadrature components)ＩとＱに分解できる。グループのローカル発振器に同期しているセンター搬送波から分離した、問題になっている特定の搬送波に相当する６ＭＨｚの高調波のベースバンドの次数を係数”k”を用いて示す。このように、いずれの所定”k”（最大Ｎ値まで）の場合にも、生成することができる２つの側波帯成分があり、これらは２つの別々のチャンネルに相当する。４項の列ベクトルによって表される、所望の直角位相成分(quadrature components) Ｉk^＋、Ｑk^＋、Ｉk⁻、Ｑk⁻が与えられると、ベースバンド信号Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）（各サンプル時間ｔにおける２項の列ベクトルによって表される）は次のベクトル式のように求められる。

式１

式（１）の任意のＲＦ位相基準座標系を用いれば、Ｉk^＋とＱk^＋はそれぞれ周波数係数”k”における上側側波帯のＲＦ注入信号の同相直角位相成分に相当し、一方、Ｉk⁻とＱk⁻は周波数計数”k”における下側側波帯の同相直角位相成分に相当する。パラメーター”ｔ”は離散的な時間変数であり、１からＭまでの整数値をとるものとする。k = 0 の場合、両側波帯は単一センター搬送波の１／２づつが縮重し、この両側波帯について式（１）は２項ベクトル(2 entry vector)と２ｘ２行列の式に減縮される。

Ｉk^＋、Ｑk^＋、Ｉk⁻、Ｑk⁻の必要な生成値に基づいて式（１）にほぼ準じて演算を行うことにより、デジタル信号プロセッサーとマイクロコントローラー（ＤＳＰ／ｕＣ）１５２は必要なサンプルＢ１（ｔ）とＢ２（ｔ）を評価し、データバス１５４を介してＲＡＭ１７１、１７２へこれらを格納する。先に示したように、式（１）の一番右端側の列ベクトルに相当する注入信号が、正しい位相および振幅で供給される必要があり、そうすればライン１０９に着目した場合に注入信号は同じライン１０９への入力信号とフェーザー値が等しくなる。このため、本願発明は、フェーザーの測定および分析の手段を提供するものであり、この手段はコヒーレント注入を行う装置と同じ装置手段、すなわち、デジタル広帯域信号発生器１３６で構成するのが好ましい。これにより、これら２つの機能は、所定のビデオタイミングスケジュールに従って時分割され、時分割および測定は、スクランブル解除すなわちＲＦ注入の必要ない期間に行うことができる。このような測定やフェーザー分析は、有効なビデオ情報が存在しないＶＢＩの期間内に行うのが好ましい。この結果、映像搬送波の振幅レベルと位相に対して固定受信基準が生成される。

次に、注入が必要とされないフェーザー分析期間になると、ＲＦスィッチ１１６は１１８の位置にセットされ、ＲＦスィッチ１２６は１２８の位置になる。このように、ライン１０９上の分析すべき信号サンプルは指向性タップ１１０を介して供給され、広帯域増幅器１３２、１２４で増幅され、バンドパスフィルター１７４内の適したフィルターに供給される。フィルター処理されたこの信号は広帯域増幅器１２０、１３０でさらに増幅され、ライン１３４上の直角位相変調器１３８に供給される。ついでではあるが、直角位相変調器１３８は可逆性のもの、すなわち、内部パワー結合器(internal power combiner) をパワースプリッターとして機能することができる受動素子で構成されており、また、その平衡ミキサー(balanced mixers)は両方向性であると仮定していることに注意しなくてはならない。このような仮定においては、装置１３８も直角位相変調器ということができ、直角位相出力がライン１６１、１６２に出力される。本願発明において使用が可能な可逆性直角位相変調器１３８の一例として、ニューヨーク州ブルックリンのＭｉｎｉ−Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｃｏｐｒｏｒａｔｉｏｎで製造しているモデルＱＭＣ−１７０がある。所定の周波数係数“k”における周波数の特定の正弦波対をローパスフィルター１６４と１６６の出力端に供給し、これらの正弦波対をライン１６１と１６２の直角位相復調器１３８のミキサーへそれぞれ供給すると、ミキシングが二重に行われ、その結果、ベースバンドでの第２番目のミキシングに関連する直流成分がライン１６１と１６２に現れる。この二重ミキシングは、ライン１４６に第１ローカル発振器から出力が供給され、一方、第２「ローカル発振器」の出力は、ＤＡＣ１６８と１７０でデジタル的に生成された純粋な正弦波信号により直角位相の状態で(in quadrature) ライン１６１と１６２を介して供給される、二重変換直角位相受信器(double conversion quadrature receiver)の処理に略等しい。これら同じラインの直流成分は、高インピーダンス１７６と１７８を介してゲート処理積分・ダンプ（Ｉ＆Ｄ、Integrate and Dump）回路１８０と１８２へ接続された検出信号を構成しており、この回路の出力は、ライン１８５を介してアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１８８に接続されているスィッチ１８４を順次用いてサンプル処理することができる。Ａ／Ｄ変換器１８８で求められた値はデータバス１９０を経てＤＳＰ／ｕＣ１５２へ送出される。ローパスフィルター１６４と１６６の出力インピーダンスは、１３８の平衡ミキサーで生成された直流成分を測定できるよう十分な大きさになるよう注意する。各周波数係数”k”毎にＲＡＭの内容を設定して個別に測定を２回行う。すると、ＤＡＣ１６８と１７９は第１回目の測定では

また、第２回目の測定では

の値をそれぞれ生成する。ここで、”ａ”はＤＡＣのダイナミックレンジに適合した適当な振幅の尺度係数である。

第１の測定期間にＩ＆Ｄ回路１８０と１８２で求めた（スィッチ１８４の各状態で順次求めた）測定スカラーはここではｘｋ、ｖｋでそれぞれ表し、これと同様に、第２の測定で求めた測定スカラーはｙk、ｕkでそれぞれ表す。第１の測定は上側側波帯の分析に相当し、このステップは以下ＡＮ＋で示す。これに対して第２の測定は下側側波帯チャンネルの分析に相当し、以下、ＡＮ−で示す。従って、各周波数係数”k”における各周波数に対して４つのパラメーターが求められており、これにより入力されてくる信号のフェーザー値を上側（＋）と下側（−）側波帯チャンネルで求めることができる。これらのパラメーターは、式（１）の逆数に関する式、すなわち、以下の式から求められる。

式２

ＡＮ＋とＡＮ−の測定期間（以下分析期間と称す）に式（２）で求めたフェーザー値は、ＨＢＩ期間での注入信号に必要とされる正確な位相および振幅が供給されるよう、以下に述べるような方法で、受け取ったフェーザー値分析(received phasor analysis)に基づいて、注入期間に対応するＲＡＭ１７１と１７２の内容を演算および調整するために、ＤＳＰ／ｕＣ１５２で使用される。センター搬送波の分析(k = 0)の場合は、このシステムは、Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）の値に０（ゼロ）を適用すると単一測定機能を有した単一変換受信器となり、２つの直角位相成分の推定値がＩ＆Ｄ回路１８０と１８２の出力端で直接得られる。

グループのビデオタイミングと共に注入と分析を行うには、グループ内のチャンネルの全てまたは少なくとも１つにおけるＶＢＩ期間に垂直フレーム基準データシーケンス(vertcial frame reference data sequence)を挿入する。図３の装置は、整合フィルター１９４と同期およびデータの検出器１９６を用いて垂直フレーム同期を生成するものであり、これにより同期検出ライン２０２を介してタイミング連鎖回路２１０がリセットされる。タイミング連鎖回路２１０は、ＲＦスィッチ、Ｉ＆Ｄ回路やＡ／Ｄ変換器のストローブを制御するための全てのタイミング信号（ｔ１からｔ７）を出力している。アドレス発生器１５０には、必要な注入信号や分析信号の合成用の適当なデータレコードが納められた正しいＲＡＭメモリーの場所を走査するようタイミング連鎖回路２１０からの適切なリセットおよびプリロード信号(rest and preload signals)が供給されている。以上説明したように、広帯域信号発生器１３６は、その可逆性によって、選択されたチャンネルでのフェーザー値分析やデータおよび同期の獲得(data and sync acquisition) に使用する広帯域直角位相同期受信器(broadband quadrature synchronous receiver) としても機能する。従って、ライン１６１と１６２における直角位相信号が整合フィルター１９４に接続された加算抵抗１９３と１９２を介して付加的に結合されることにより特定のチャンネルを受信することができる。受信するチャンネルは、ＤＡＣ対１６８と１７０で生成される正弦成分の中から正しい選択をすることで決定することができ、この結果、受信中のものが上側側波帯または下側側波帯チャンネルであるかによって、ＡＮ＋またはＡＮ−分析測定で説明したようにライン１６１と１６２に適切な正弦波がそれぞれ直角位相の状態で印加される。例えば、受信中のものが周波数係数“k”における周波数に相当する上側側波帯チャンネルのＶＢＩ期間のデータの場合は、Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）のＲＡＭ値は次のように設定される。

ここで、Θは、測定された成分ＡＩk^＋とＡＱk^＋に基づいて前記チャンネルを同相で受信するのに必要な位相角である。受信モードで必要なＲＡＭ値用の上記三角法による表現(trigonometric expression)は、合計値（周波数係数”k”における周波数に相当）の１つの項だけを用いて式（１）から求められる値に相当することが分かる。ここで、Ｉk⁻とＱk⁻はゼロに設定されている。言い替えれば、選択されたチャンネルを受信するのに必要なＲＡＭの内容は、チャンネルの受信搬送波と同相かつコヒーレントな単一搬送波を生成するのに必要なＲＡＭの内容と同じである。

上記のように設定された適切なＲＡＭ信号の組合せを用いれば、グループ内のどのチャンネルのＶＢＩに挿入されるデータも、整合フィルター１９４とデータ検出器１９６で選択的に検出できる。この検出されたデータのストリームを用いて、アドレス指定可能な加入者の承諾制御の分野では周知な方法により加入者のユニットをアドレス指定する。スクランブル解除が認められている特定のチャンネルと加入者に認められていないチャンネルの識別は、各加入者のマイクロコントローラー部１５２に送信される。このような加入構成情報(subscription configuration information)に基づいて、ＤＳＰ／ｕＣ部１５２では各周波数係数”k”における各周波数に対して式（１）に従ってＢ１（ｔ）とＢ２（ｔ）に必要な固有線形結合(specific linear combination)の演算を行う。

図２の例では、周波数係数”k”における周波数に相当する下側側波帯のチャンネルを”−Ｋ”とし、また、この周波数係数の上側側波帯のチャンネルを”＋Ｋ”としている。従って、図２には−４、−３、−２、−１、０、＋１、＋２、＋３、＋４の符号の９つのチャンネルが示されている。このチャンネル表示方法が与えられたとすると、図２ｂには注入信号５０で示すチャンネル−３、−１、＋３のスクランブルを解除し（同相注入）、注入信号５２で示すチャンネル−２、＋２を拒絶（位相はずれ注入）し、５４で示すチャンネル−４、０、＋１、＋４を処理しない（注入を行わない）特定加入構成が示されている。注入が必要なチャンネルのＡＩk^＋，ＡＱk^＋、ＡＩk⁻、ＡＱk⁻の値は上述したＡＮ＋，ＡＮ−の分析測定期間に式（２）に従って求められているものとする。この加入構成に基づいて、図２の要求される加入構成を生成するため式（１）の右辺の各”k”に対して次の項ベクトル(vector entries)を用いる。

ここで、ｄとｇは、分析期間での測定搬送波の相対的な大きさと、スクランブル解除および位相はずれ注入拒絶に必要な注入フェーザーの大きさのそれぞれに対する適切な正の尺度係数である。

上記説明で覚えているように、注入信号はＶＳＢ変調されていなくてはならない。ＶＳＢスペクトルと共に特に注入パルスの開始や終了を行う予めデジタル演算したシーケンスに従って、ＤＡＣ１６８と１７０へデジタルサンプルを出力させることによりこのＶＳＢ変調を行うことができる。単一搬送波システムの場合は、２つの直角位相成分を一定の関係にしてＶＳＢ変調信号を生成する周知の方法がある。このような方法は非特許文献４の中で説明されている。所望のＶＳＢパルス整形を行う搬送波の直角位相変調に使用するこのような２つの信号を図４ではＣ（ｔ）とＳ（ｔ）を用いて数学的に示すことができる。ここで、Ｃ（ｔ）は同相成分の変調関数であり、Ｓ（ｔ）は直角位相成分の変調関数である。図１ｂのＣＷ注入３０の場合は、式（１）の右辺の時間的に不変なフェーザーの列ベクトル(a time invariant column phasor vector)によって特徴付けられていることを思い出されたい。このように、ＶＳＢ遷移３２、３３を含ませるには、式（１）の時間的に不変なフェーザーの列ベクトルを時変ベクトルＲk（ｔ）で置換しなくてはならず、このＲk（ｔ）は次の通りである。

式３

この表現は各周波数係数”k”における各周波数に対して式（１）で使用されており、また、Ｃ（ｔ）とＳ（ｔ）は周期関数ではないため、一般的に、Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）の値は１２個のサンプルでは周期的にはならず、これらスペクトル整形された信号の合成にはもっと長いデータレコードが必要になる。従って、サンプル番号Ｍと、ＤＳＰ／ｕＣ回路１５２の内部のＲＯＭに格納されている関数Ｃ（ｔ）とＳ（ｔ）の数値とを適当に増加させた状態では、ＲＡＭレコードの値Ｂ１（ｔ）とＢ２（ｔ）は式（１−Ａ）に従ってＤＳＰ／ｕＣ回路１５２で演算される。

式４

図２ｂの信号と同じく増加方向に間隔のあいた複数のＶＳＢ信号をライン１３４に生成することに注意しなくてはならない。例えば、Ｎ＝４の時、式（１−Ａ）からは、k ＝０、１、２、３、４の場合に式（３）の選択されたフェーザー注入値Ｉk^＋，Ｑk^＋，Ｉk⁻，Ｑk⁻で決定される公称フェーザー値を用いて生成された、９つの個別のＶＳＢ変調されたフェーザー値が得られる。これらのフェーザー値は、加入者の加入状態に基づいて各チャンネルでの所望の処理動作に応じて設定される。

図１ｂの遷移点３２と３４を表すのに必要なＲＡＭレコード長とＶＳＢスペクトルの等価チャンネル通過域周波数レスポンスと遷移帯域幅の間には相対関係がある。本願発明の第１の好適実施例では、図４の遷移期間４０２と４０３は、それぞれレコード３２と３３の場合に７２ＭＳｐｓで１０９のサンプルのレコード長に相当する。図５には、図４のベースバンド直角位相関数Ｃ（ｔ）とＳ（ｔ）を求めるもとになる矩形変調パルスへコンピュータ演算で適用される等価のデジタルフィルターの周波数応答５００が示されている。図５から分かるように、比較的短いサンプルシーケンスを有した映像搬送波の両側で許容可能なＶＳＢスペクトル整形を行うことができる。本願発明のデジタル信号処理能力から得られるその他の特徴としては、図５の正確な演算デジタルフィルターに基づく関数Ｃ（ｔ）とＳ（ｔ）の設計能力がある。ここで、音声副搬送波周波数５０１の近傍に特別にゼロスペクトルを設けて広帯域の注入されたＶＳＢ信号がその音声部分を干渉しないようにしている。結果的に発生するクロストーク作用は、隣接グループのチャンネルの場合に映像フレーム同期しており(video frame synchronous) 、また、見ることができないＨＢＩ期間のエッジで極めてわずかながら遷移雑音成分を発生させるため、隣接チャンネルの映像部分にだけ影響を及ぼす周波数には一般的にはこのような強力な減衰機能は必要ない。再び図５において、フレーム同期グループのチャンネルに接している下側隣接チャンネルに対する色信号の干渉が最小限になるよう、下側隣接チャンネルの色副搬送波周波数５０２にゼロスペクトルを特別に設ける。映像スタガ(video staggering)法に従ってゼロスペクトルのビデオタイミングを水平方向に移動すべきかどうかを以下で説明する。

上記の説明をまとめると、ほぼ映像同期した任意の振幅および位相を有し、入力信号にＲＦコヒーレントな状態にある多重チャンネルを生成するといった特別な能力であり、この能力によりチャンネルの１グループを同時に処理することが可能になる。

実際には、ＤＡＣクロック速度やＤＡＣダナミックレンジや線形性といった制限があるため、図３の１３６で同時に正確に生成できるチャンネル数は限られている。このため、広帯域信号発生器１３６を時分割モードで使用するのが望ましく、こうすると複数のチャンネルグループを順次処理することが可能になり、これにより広帯域信号発生器１３６に信号を出力するローカル発振器を各グループの中心周波数チャンネルに切り替えることにより処理するチャンネルの全体数が増加する。ライン毎に必要な処理（および注入）時間は全体水平ライン時間の１／４以下であるＨＢＩに制限されているため、ビデオ分野ではこのような操作モードは可能である。このように、ヘッドエンド側では、チャンネルグループのＨＢＩが重複しないようチャンネルグループをスタガ状に映像同期させている。図６ａにはこの様子が概略的に示されている。期間６００は注入の必要がない保護期間であり、スィッチ１２２を用いて４つのチャンネルグループＡ−Ｄのうちの中央搬送波ローカル発振器とバンドパスフィルター１７４内の適切なグループバンドパスフィルターを切り替える（図３のスィッチ１４４）。図６ｂ、６ｃには、各チャンネルグループへのチャンネル割当に関して２つの可能な周波数構成が示されている。図３の第１の好適な実施例では、グループ当たりのチャンネル数が同じ場合はＤＡＣ速度を低くする必要があるため、図６ｂの周波数ブロックグループ化を利用する。しかし、高速ＤＡＣとＲＡＭを犠牲にすれば、この場合は単一（および幅の広い）調和フィルターしか必要でないため図６ｃの周波数飛越しグループ化によりバンドパスフィルターを節約できるかもしれない。図６ｂのチャンネル周波数のグループ化の好適例においては、周波数Ｆａ６０２のローカル発振器を図６ａのグループＡの期間にスィッチ１４４で選択する。次に、同様にスィッチ１４４を移動して周波数Ｆｂ６０４ではチャンネルグループＢの中央チャンネルに相当するローカル発振器を選択し、同様にチャンネルグループＣとＤでも発振器が選択されて水平ビデオタイムの残りを埋められ、これによりＨＢＩの期間に相当する等しい時間だけ順次周波数Ｆｃ６０６とＦｄ６０８が引き延ばされる。このように、各チャンネルのＨＢＩ期間にコヒーレント注入を行うことで、４つのグループの各チャンネルに必要な処理を同じ広帯域信号発生器で実行する。

図７には、全てのチャンネルグループについて一本の水平映像ラインの期間に注入波形をデジタル生成する方法が示されている。図から分かるように、各チャンネルグループの期間には、図１ｂの時間セグメント３２、３０、３３が必要とするサンプルシーケンスにそれぞれ相当する３つのＲＡＭセグメントがある。アドレス発生器１５０で生成するアドレス値スケジュールを７００で示す。各時間のＲＡＭアドレス値は垂直軸レンジ７０２に示されている。このアドレス値はアドレス発生器１５０で生成され、ＲＡＭアドレスバス１５６を経てＢ１ＲＡＭ１７１とＢ２ＲＡＭ１７２へ同時に供給される。ライン１４８のクロック信号がアドレス発生器１５０を進めており、このクロック信号周波数は北米では６ＭＨｚのチャンネル増加周波数(channel incremental frequency) の整数倍であるのが好ましい。従って、本願発明の場合は、クロック周波数は７２ＭＨｚとなる。

Ｂ１ＲＡＭとＢ２ＲＡＭに格納されて、ＤＡＣ１６８と１７０へ供給される数値は、各チャンネルグループにおいて式（１−Ａ）で規定した演算値に基づいてＤＳＰ／ｕＣ１５２で作成し、こうしてチャンネルグループＡのＲＡＭ ＶＳＢの「立上がり」部分７３２、ＣＷ部７３０、ＶＳＢ「立下がり」部７３３の値が埋まり、同様に他の３つのチャンネルグループの値も埋まる。

本願発明の第１態様に戻る。図３のシステムの注入分析波形(injection and analysis waveforms)の位相と振幅は、処理されるチャンネル毎にフェーザー制御ループ(phasor control loop) を閉じ、また、分析と補正を続けて行うことにより入力信号に対して一定の関係に保たれている。これにより、ＣＡＴＶ配線システムにおける比較的遅い位相または振幅のドリフトや、パワースプリッター１０２、方向性結合器１０８または広帯域増幅器１０４などの加入者側ユニット内の成分や、入力チャンネルのフェーザー値に比べて相対的な注入フェーザー値に影響を及ぼす可能性のある広帯域信号発生器１３６内の成分が追跡される。

本願発明のフェーザー値のトラッキングおよび校正方法をよく理解するため図８を参照する。図８のフェーザーダイアグラムは、制御自在なチャンネルグループ内の任意のチャンネルに対して上述の分析方法を使用しながらライン１０９で観察したフェーザーに相当すると仮定する。Ｓ１、すなわち、フェーザー３００は、注入が不要なＶＢＩのライン部分の期間に０ＩＲＥの黒レベル送信をしている入力搬送波の画像搬送波のフェーザーを表している。この時点で、分析期間が開始され、フェーザーＳの推定値が生成される。同期信号が７０ＩＲＥのベースバンド等価シフトによって抑圧されていると仮定すると、注入による再構成が不要なライン部分以外の場所で同一抑圧を行う信号の一部の測定が望まれ、これにより、広帯域信号発生器をフェーザー分析器として利用可能になる。帰線消去レベルが０ＩＲＥかもしれないＶＢＩのライン部分が７０ＩＲＥグレーペデスタルとなるようヘッドエンドの映像信号を変更することによりフェーザー分析器としての利用が可能になる。この状態が、ＲＦ振幅の合計値３０３に相当する７０ＩＲＥペデスタルだけ抑圧されたＳ２（フェーザー３０２）として示されている。理論的には、広帯域信号発生器１３６でフェーザーの差を生成および注入できるようＳ１とＳ２の分析でフェーザーの差を十分に測定しなくてはならない。この方法の問題は、測定信号と注入信号の信号路が等しくなく、このため、ライン１０９に与えられている注入フェーザーを直接測定することができないといったことにその原因がある。そもそもこれは、フェーザー分析またはその逆に使用することができない複数の信号を発生器で生成しなくてはならないからである。つまり、一度に１つの機能しか得ることができないのである。Ｓ、すなわち、入力フェーザーＳ２と注入フェーザーＳｉｎｊとの結合を測定するのが好ましく、このＳはさらにＳ１と比較される。これら２つの測定値を用いて、次のベクトル等式に基づいてエラーフェーザーΔＳを求める。

ΔＳ ＝ Ｓ１ − Ｓ （４）
この式から、フェーザーの増加分をＤＳＰ／ｕＣ１５２で算出し、注入用ＲＡＭレコードを変更するよう蓄積する。この処理を繰り返し構成すると、フェーザーマッチングがなされるべく収れんされる。

Ｓの可測性について、注入ソースと分析ソースが同時に存在すると仮定する。バンドパスフィルター１７４の内部のＳＡＷフィルターによる遅延を十分に利用すれば順次Ｓを測定することができる。この方法は、広帯域信号発生器が分析器として機能している間に行われる、短いパルス期間での必要な複合ＲＦ信号の注入とその後の遅延パルスの受取りによっている。この方法は、ヘッドエンドで７０ＩＲＥのペデスタルを挿入するＶＢＩの１期間全体にＲＦスィッチ１１６と１２６を操作することにより行われる。第１の好適実施例において、ビデオライン１７と２８０の期間にこのような校正と分析が行われる。図９にはＲＦスィッチ１１６と１２６の状態スケジュール(state schedule)の他にパルス注入分析タイミングが示されている。図１０には、Ｒｅｃ Ａ，Ｂ，Ｃで示した注入部とＡＮ＋，ＡＮ−の分析部がアドレス発生器１５０の制御によって周期的に変化する関連ＲＡＭアドレススケージュールが示されている。こうして求めたフェーザー推定値をさらに正確にするため、このプロセスにおいてＡ／Ｄ変換器１８８で得たサンプルをＤＳＰ／ｕＣ１５２で平均する。上記の手続きは、注入が必要な全てのチャンネルについて順次適用できる。

上のパラグラフは図８の結合フェーザーＳの測定についてのものである。式（４）に従って調整を行うには、ＶＢＩの０ＩＲＥ帰線消去期間レベルのほとんどの部分でＳ１を自由に得ることができる。この場合、多重チャンネルとチャンネルグループは１つのＶＢＩフレームの中で処理することができる。この処理は、図１１の多重グループで示しているように、装置をＣＷ分析期間ＡＮ＋、ＡＮ−で順次処理することにより簡単に行える。

図１２には本願発明の第１実施例のビデオタイミングスケジュールの全体が示されている。図から分かるように、注入、分析、同期とデータの検出の期間は重複しておらず、このため、広帯域信号発生器は効率よく使用されている。各ビデオフィールドまたはフレームが終了すると、全ての周波数に対してＢ１（ｔ）、Ｂ２（ｔ）に対する次の増加分を生成する増分ΔＳに従って注入フェーザーは全て補正される。

式５

図１３は、本願発明に従って構成されたＣＡＴＶヘッドエンドの概略図であり、ここで、２つのチャンネルグループ（グループＢとＤ）だけが図３の加入者側ユニットで処理すべきスクランブル化チャンネルを含んでいる。櫛形信号発生器(comb generator)からは、各チャンネルグループに櫛形信号(comb signals)が個別に出力される。これにより、ＩＲＣ動作を部分的に行わせることが可能になる。図１４には櫛形発生器がより詳細に示されている。グループＢとＤの櫛(comb)に信号を出力している２台の広帯域櫛形信号発生器は、加入者側広帯域信号発生器１３６と同じ構造をしている。しかしながら、ここで、搬送波は全てＣＷ周期モードで構成されている。このように、７２ＭＨｚクロック周波数の場合、アドレス発生器は６ＭＨｚの周期を生成するモジュール１２カウンターである。加入者側ユニット全てに同期クロックを供給するため、ＣＡＴＶシステムへ７２ＭＨｚパイロット信号も供給する。ゲンロック基準信号から供給されるマスタービデオタイミングは７２ＭＨｚクロックに同期されており、これにより、加入者側ユニットのビデオライン毎に行っていたＲＦ ＲＡＭレコードの変更を不要にするライン速度(line rate) とＲＦクロック速度（RF clock rate)の間の厳密な関係が保証される。櫛形信号の相対位相は、データバスＷＢとＷＤを介して他のＲＡＭレコードをダウンロードすることで変化させることができる。これらの位相値は、本願発明のシステムの動作には実際には無関係であるが、本願発明者の前述の米国特許で説明しているように伝送歪を全体的に低減させるにはこれらを調整するのが望ましい。

図１５ａは、ＲＦ同期抑圧ＨＢＩのベースバンドを示したものである。また、図１５ｂは、スクランブル解除に必要なコヒーレント注入信号を示している。ここで、ＲＦでの減衰によって、カラーバーストの部分を含む信号成分全てに注入が必要となる。図からも分かるように、注入信号の映像搬送波の部分を生成するには６つのＲＡＭレコードが必要である。つまり、１０３２，１０４０，１０３８，１０３０，１０３６，１０３３である。映像搬送波を中心としてＶＳＢ生成を行うことにより損失したバースト信号を生成することは可能であるが、色副搬送波周波数と６ＭＨｚの適合性が乏しいためこの方法ではメモリーのコストがけた外れに高くなってしまう。

これに代わる解決手段としては、フレーム同期映像ソース内の上側側波帯色副搬送波は全て６ＭＨｚと増加方向に関係しているといった事実に基づく解決手段がある。従って、図１６と図１７の本願発明の第２実施例の説明から分かるように、中央搬送波チャンネルのカラーバーストに３．５８ＭＨｚオフセットローカル発振器を同期させた状態で上側側波帯色副搬送波を別々に生成することができる。第１実施例と同様に、注入フェーザーは全てＶＢＩの期間に測定および追跡するのが好ましい。図１７は多重住戸ユニット（ＭＤＵ，multiple dwelling unit）用の構成が示されている。ここで、副搬送波Ａのデジタル広帯域信号発生器は、加入者Ｂの校正注入期間に分析機能を提供したりその逆を行ったりする。

最後に、映像ライン期間中に広帯域信号発生器を単一グループの専用とすれば、ランダム「映像折返し(video folding)」に基づく拒絶保証を追加して行えるよう有効ビデオ時間(active video time) に可変レベルの固定注入信号をさらに生成することができる。この方法は、暗号キーストリーム制御で決まる幾つかの固定注入値を用いてヘッドエンドでコヒーレント注入をゲート処理し、正確なフェーザー調整に基づいて加入者の場所でこれらを選択的に無効に（従って、スクランブルが解除される）して実行することができる。ヘッドエンドで注入した信号は位相が反対であるため、スクリーン部においてのみ映像が反転する、このため、従来の「海賊版」スクランブル解除器にはますます障害が多くなる。図１８は、映像折返しスクランブル解除および信号拒絶技術を用いたスクランブル解除器用ＲＡＭタイミング図である。

図１ａはベースバンド同期抑圧波形を示す図、図１ｂは、本願発明に係る図１ａの信号のスクランブルを解除するコヒーレントなＲＦ注入信号を示す図 本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器に入力されるテレビ信号のスペクトルを示す図 本願発明の広帯域信号発生器で生成された注入信号のスペクトルを示す図 本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器から加入者に供給されるスクランブルが解除された広帯域スペクトルを示す図 本願発明の第１の好適態様を示す図 本願発明に係る多重チャンネルスクランブル解除用注入信号のＶＳＢスペクトル整形に必要な２つの直角位相ベースバンド成分を示すグラフ 図４の直角位相成分を生成するために使用する演算デジタルフィルターを示す図 本願発明の注入信号のチャンネルグループ時分割による広帯域範囲を示す図 チャンネルブロックをグループ化することにより周波数スペクトル分割(frequency spectrum partioning) した様子を示す図 周波数飛越しグループ化(frequency interlaced grouping) による周波数スペクトル分割を示す図 コヒーレント注入グループと各グループのＲＡＭアドレススケジュールのタイミング図 受信した信号と注入信号を説明したフェーザー図 本願発明の好適態様の能動校正分析(active calibration and analysis) タイミング図 ＲＡＭアドレススペース軌跡を含む別の能動校正分析タイミング図 フェーザートラッキング機構を説明する分析測定タイミング図 本願発明で使用されている関連事象とプロセスを説明する映像タイミングの全体図 本願発明を実施する場合に望ましいＣＡＴＶヘッドエンド構成の例を示す図 ヘッドエンドで利用している櫛形信号発生装置をさらに詳細に説明した図 図１５ａはＲＦ同期抑圧波形のベースバンドを表す図、図１５ｂは、本願発明に係る図１５ａの信号のスクランブルを解除するコヒーレントＲＦ注入信号を示す図 本願発明の第２の好適態様のためのデジタルベースバンド発生器を示す図 複数の住居ユニットでの使用を目的とする本願発明の第２の好適態様を示す図 本願発明の注入方法を用いた安全性の高いビデオスクランブル化用タイミングメモリー図

符号の説明

１０２ パワースプリッター
１０４ 広帯域増幅器
１０８ 方向性結合器
１０９ ライン
１１０ 指向性タップ
１１４ ライン
１１６ ＲＦスイッチ
１３６ デジタル広帯域発生器

Claims (24)

1. 複数のＲＦ信号の各々における直交する両成分を、該ＲＦ信号の各々と一意に関係付けられる時変化ベクトルからなる波形に合わせて変調する装置であって、
   前記ＲＦ信号は中心周波数Ｆを実質的に中心とした周波数範囲に及ぶ多重チャンネル信号からなり、
   中心周波数Ｆに等しい周波数を有するＣＷ信号を発生する手段と、
   第一複合ベースバンド信号と第二複合ベースバンド信号とのデジタル表現を生成する手段と、
   前記第一複合ベースバンド信号および第二複合ベースバンド信号のデジタル表現を、それぞれ第一アナログ複合ベースバンド信号および第二アナログ複合ベースバンド信号に変換する手段と、
   前記多重チャンネル信号を発生させるために、前記第一アナログ複合ベースバンド信号および第二アナログ複合ベースバンド信号に合わせて前記ＣＷ信号を直交変調する手段とを備え、
   前記第一複合ベースバンド信号および第二複合ベースバンド信号の各々が、波形に合わせて直交変調される少なくとも１つの正弦波からなり、
   前記波形は、中心周波数Ｆより高い周波数を有するＲＦ信号の少なくとも１つと一意に関係付けられる時変化ベクトルからなる波形と、中心周波数Ｆより低い周波数を有するＲＦ信号の少なくとも１つの一意に関係付けられる時変化ベクトルからなる波形との線形結合であり、
   前記第一複合ベースバンド信号および第二複合ベースバンド信号の各々が、前記多重チャンネル信号により振られた周波数範囲のほぼ半分のベースバンド周波数スパンを有することを特徴とする装置。
2. 前記時変化ベクトルの少なくとも１つはインパルス応答に従って得られ、該インパルス応答は前記ＲＦ信号の各々と一意に関係づけられ、前記多重チャンネル信号の隣接するチャンネル分離周波数と実質的に等しい周波数領域上に拡張するスペクトル密度を有することを特徴とする請求項１記載の装置。
3. 前記複数のＲＦ信号の各々と一意に関係づけられる前記時変化ベクトルは共通インパルス応答から得られることを特徴とする請求項１記載の装置。
4. 前記多重チャンネル信号の隣接するチャンネル分離周波数が６ＭＨｚであることを特徴とする請求項２記載の装置。
5. 前記多重チャンネル信号の隣接するチャンネル分離周波数が６ＭＨｚであることを特徴とする請求項３記載の装置。
6. 前記時変化ベクトルは、所定の値の組合せから選択された変化レベルに従って得られることを特徴とする請求項１記載の装置。
7. 前記時変化ベクトルは、周期信号の変化レベルに従って得られることを特徴とする請求項１記載の装置。
8. 前記時変化ベクトルの少なくとも１つは、インパルス応答に従って得られ、該インパルス応答はＶＳＢ変調されるようＲＦ信号を時変化ベクトルと一意に関連付けることを特徴とする請求項１記載の装置。
9. 前記ＣＷ信号を発生する手段は、請求項１記載の前記装置と請求項１記載の少なくとも１つの他の装置との共通の手段であることを特徴とする請求項１記載の装置。
10. 請求項９記載の装置からの前記多重チャンネル信号と、請求項１記載の少なくとも１つの他の装置からの前記多重チャンネル信号は、それぞれ別のＲＦ出力ポートに送られることを特徴とする請求項９記載の装置。
11. 請求項９記載の装置からの多重チャンネル信号と、請求項１記載の少なくとも１つの他の装置からの多重チャンネル信号は、結合され、広帯域信号を形成することを特徴とする請求項９記載の装置。
12. 前記広帯域信号が共通の増幅器により増幅されることを特徴とする請求項１１記載の装置。
13. 複数のＲＦ信号の各々における直交する両成分を、該ＲＦ信号の各々と一意に関係付けられる時変化ベクトルからなる波形に合わせて変調する方法であって、
    前記ＲＦ信号は中心周波数Ｆを実質的に中心とした周波数範囲に及ぶ多重チャンネル信号からなり、
    中心周波数Ｆに等しい周波数を有するＣＷ信号を発生するステップと、
    第一複合ベースバンド信号と第二複合ベースバンド信号とのデジタル表現を生成するステップと、
    前記第一複合ベースバンド信号および第二複合ベースバンド信号のデジタル表現を、それぞれ第一アナログ複合ベースバンド信号および第二アナログ複合ベースバンド信号に変換するステップと、
    前記多重チャンネル信号を発生させるために、前記第一アナログ複合ベースバンド信号および第二アナログ複合ベースバンド信号に合わせて前記ＣＷ信号を直交変調するステップとからなり、
    前記第一複合ベースバンド信号および第二複合ベースバンド信号の各々が、波形に合わせて直交変調される少なくとも１つの正弦波からなり、
    前記波形は、中心周波数Ｆより高い周波数を有するＲＦ信号の少なくとも１つと一意に関係付けられる時変化ベクトルからなる波形と、中心周波数Ｆより低い周波数を有するＲＦ信号の少なくとも１つの一意に関係付けられる時変化ベクトルからなる波形との線形結合であり、
    前記第一複合ベースバンド信号および第二複合ベースバンド信号の各々が、前記多重チャンネル信号により振られた周波数範囲のほぼ半分のベースバンド周波数スパンを有することを特徴とする方法。
14. 前記時変化ベクトルの少なくとも１つはインパルス応答に従って得られ、該インパルス応答は前記ＲＦ信号の各々と一意に関係づけられ、前記多重チャンネル信号の隣接するチャンネル分離周波数と実質的に等しい周波数領域上に拡張するスペクトル密度を有することを特徴とする請求項１３記載の方法。
15. 前記複数のＲＦ信号の各々と一意に関係づけられる前記時変化ベクトルは共通インパルス応答から得られることを特徴とする請求項１３記載の方法。
16. 前記多重チャンネル信号の隣接するチャンネル分離周波数が６ＭＨｚであることを特徴とする請求項１４記載の方法。
17. 前記多重チャンネル信号の隣接するチャンネル分離周波数が６ＭＨｚであることを特徴とする請求項１５記載の方法。
18. 前記時変化ベクトルは、所定の値の組合せから選択された変化レベルに従って得られることを特徴とする請求項１３記載の方法。
19. 前記時変化ベクトルは、周期信号の変化レベルに従って得られることを特徴とする請求項１３記載の方法。
20. インパルス応答に従って前記時変化ベクトルの少なくとも１つを得、該インパルス応答はＶＳＢ変調されるようＲＦ信号を時変化ベクトルと一意に関連付けることを特徴とする請求項１３記載の方法。
21. さらに、前記発生したＣＷ信号を複数の変調器に分配するステップを有することを特徴とする請求項１３記載の方法。
22. さらに、複数の多重チャンネル信号を発生させるステップと、該発生した複数の多重チャンネル信号の各々をそれぞれ別のＲＦ出力ポートに送るステップとを有することを特徴とする請求項２１記載の方法。
23. さらに、複数の多重チャンネル信号を発生させるステップと、該複数の多重チャンネル信号を結合し、広帯域信号を形成するステップとを有することを特徴とする請求項２１記載の方法。
24. さらに、前記広帯域信号が共通の増幅器により増幅されるステップを有することを特徴とする請求項２３記載の方法。

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