JP2004304590A

JP2004304590A - Ofdm demodulator and method therefor

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Publication number: JP2004304590A
Application number: JP2003096132A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Hattori; 雅之服部; Masakuni Miyamoto; 正邦宮本
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2003-03-31
Filing date: 2003-03-31
Publication date: 2004-10-28

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve the problem wherein errors occur in an estimated value for transmission path characteristics due to absence of pilot signals out of bands, during estimation for the transmission path characteristics for all frequency region by interpolation of pilot signals in a frequency direction using an FIR filter within the waveform equalizing circuit of an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) demodulator. <P>SOLUTION: Characteristics for an out of bandpass section at the low frequency side of transmission symbols are copied circularly from characteristics of the tip section at the high frequency side, and characteristics for an out of bandpass section at the high frequency side of transmission symbols are copied circularly from characteristic of the tip section at the low frequency side. Then, transmission symbols with expanded frequency bands are generated to be inputted in an FIR filter. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００５】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＩＳＤＢ−Ｔ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ −Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）といった規格がある。
【０００６】
ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。）は、図６に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。
【０００７】
例えばＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格。非特許文献１参照。）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５／１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データが変調されている。また、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１／４，１／８，１／１６，１／３２のいずれかとなる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、以上のようなＯＦＤＭシンボルを複数集めて１つのＯＦＤＭ伝送フレームという伝送単位を形成することが規定されている。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格においては、２０４ＯＦＤＭシンボルで１ＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。ＯＦＤＭ方式では、このＯＦＤＭ伝送フレーム単位を基準として、例えば、パイロット信号の挿入位置が定められている。
【０００９】
また、各サブキャリアに対する変調方式としてＱＡＭ系の変調を用いるＯＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリアに変調された信号にひずみが生じると、サブキャリア毎に振幅及び位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、受信側では、各サブキャリア毎の振幅及び位相が等しくなるように、受信信号を波形等化をする必要がある。ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及び所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に散在させておき、受信側でこのパイロット信号の振幅及び位相を監視して、伝送路の周波数特性を求め、この求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。ＯＦＤＭ方式では、伝送路の特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（ＳＰ）信号と呼ぶ。
【００１０】
図７に、ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格で採用されているＳＰ信号のＯＦＤＭシンボル内における配置パターンを示す。
【００１１】
ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格では、サブキャリア方向（周波数方向）に１２本のサブキャリアに１本の割合でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号が挿入されている。さらに、ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号の挿入位置をＯＦＤＭシンボル毎に３サブキャリアずつ周波数方向にシフトさせている。その結果、ＯＦＤＭシンボル方向（時間方向）の同一のサブキャリアに対して、４ＯＦＤＭシンボルに１回の割合でＳＰ信号が挿入されることとなる。
【００１２】
このようにＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号を空間的に散在させた状態でＯＦＤＭシンボルに挿入し、本来の情報に対するＳＰ信号の冗長度を低くしている。
【００１３】
ところで、このＳＰ信号を用いて伝送路の特性を算出する場合、ＳＰ信号が挿入されたサブキャリアに対してはその特性を特定することはできるが、それ以外のサブキャリア即ち本来の情報が含まれているその他のサブキャリアに対しては、その特性を直接的に算出することはできない。そのため、受信側では、２次元補間フィルタを用いてＳＰ信号をフィルタリングすることにより、本来の情報が含まれている他のサブキャリアの伝送路の特性を推定している。
【００１４】
通常、２次元補間フィルタを用いた伝送路特性の推定処理は以下のように行われる。
【００１５】
伝送路特性の推定処理を行う場合、まず、受信したＯＦＤＭ信号から、情報成分を取り除き、図７に示した位置に挿入されたＳＰ信号のみを抽出する。
【００１６】
続いて、図８に示すように、抽出したＳＰ信号を時間方向の補間フィルタに入力して時間方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、図９に示すように、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎、伝送路特性を推定することができる。
【００１７】
続いて、図１０に示すように、時間方向に補間したＳＰ信号を周波数方向の補間フィルタに入力して周波数方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、受信したＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアに対して、伝送路特性を推定することができる。
【００１８】
ここで、補間処理を行う場合、一般的にフィルタの減衰特性や遷移特性を向上させるため、フィルタのタップを多くすることが望ましい。しかしながら、ＯＦＤＭ信号の伝送路特性の推定を行う場合、時間方向の補間処理にタップ数が多いフィルタを用いると、遅延線の遅延量が非常に大きくなってしまい実装が困難となってしまう。このような実装上の理由から、伝送路特性の推定を行う場合には、時間方向フィルタに、ハードウェア規模の小さい０次ホールドフィルタが用いられるのが一般的である。
【００１９】
一方、ＯＦＤＭ信号の周波数方向の補間処理を行う場合は、時間方向と比較して遅延線の遅延量が小さい。そのため、時間方向フィルタよりもタップ数が多いフィルタを用いて、減衰特性や遷移特性を向上させることができる。
【００２０】
２１タップのＦＩＲフィルタによって周波数方向フィルタを実現した場合の構成例を図１１に示す。図１１に示すＦＩＲフィルタ２００は、第１から第２０の２０個の遅延素子２０１〜２２０と、０番目から２０番目の２１個の乗算器２３０〜２５０と、加算器２５１とから構成される。
【００２１】
このＦＩＲフィルタ２００には、入力信号として、３サブキャリア間隔で伝送路特性が推定された信号が、時間方向フィルタから周波数方向（サブキャリア方向）に順次入力される。なお、伝送路の特性が推定されていない部分（本来の情報が含まれている部分）では、０が入力される。
【００２２】
第１の遅延素子２０１は、入力信号を１タイミング分遅延させる。第２の遅延素子２０２は、第１の遅延素子２０１の出力信号をさらに１タイミング分遅延させる。第３の遅延素子２０３は、第２の遅延素子２０２の出力信号をさらに１タイミング分遅延させる。以後、各遅延素子は、直前の遅延素子の出力信号を１タイミング分遅延させる。すなわち、各遅延素子２０１〜２２０からは、１〜２０タイミング分遅延された遅延信号が出力される。また、０番目の乗算器２３０は遅延されていない入力信号に係数ｋ０を乗算し、１番目の乗算器２３１は第１の遅延素子２０１の出力信号に係数ｋ１を乗算し、２番目の乗算器２３２は第２の遅延素子２０２の出力信号に係数ｋ２を乗算し、以後、各乗算器２３２〜２５０は対応する遅延素子２０３〜２２０の出力信号に係数ｋ３〜ｋ２０を乗算する。そして、加算器２５１は、全ての乗算器２３０〜２５０の乗算出力を加算して出力する。
【００２３】
そして、各係数ｋ０〜ｋ２０は、遅延素子の中心位置にあるサブキャリアの伝送路特性を３倍補間するように、予め設定されている。
【００２４】
この結果、このＦＩＲフィルタ２００では、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに対する伝送路特性を推定することができる。
【００２５】
以上のように時間方向補間フィルタと周波数方向補間フィルタを用いて２次元的な補間処理を施すことにより、全てのサブキャリアにおける伝送路特性を受信側で推定することができる。
【００２６】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置標準規格（望ましい仕様）ＡＲＩＢＳＴＤ−Ｂ３０１．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日策定，平成１４年３月２８日１．１改定，ｐ．１０−１４
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、周波数方向の補間を行う場合、ＯＦＤＭシンボル単位で、フィルタリング処理を完結させなければならない。すなわち、連続したシーケンシャルなデータではなく、ある一定のデータ単位毎に、フィルタリング処理を行わなければならない。
【００２８】
そのため、周波数方向の補間処理で、ＯＦＤＭシンボル内の端部分（低周波部分或いは高周波部分）のサブキャリアを補間点とするときには、図１２に示すように、ＯＦＤＭシンボルの帯域外の信号成分が補間用のサンプル信号としてフィルタ内に含まれてしまい、実際に受信した信号が入力されていなければならない位置の遅延素子内に真値を供給することができなかった。
【００２９】
一般的に、補間処理を行う場合、所定の位置の遅延素子内に真値を供給できない場合には、そこに適当な値を仮定して補間点を求める。
【００３０】
しかしながら、適当な値を仮定することに伴って補間の誤差が増大してしまう。
【００３１】
従って、伝送路特性の推定値に誤差を生ずることになる。すなわち、図１３に示すように、ＯＦＤＭシンボルの帯域端のサブキャリア（低周波数部分及び高周波数部分のサブキャリア）の伝送路特性の推定値は、ＯＦＤＭシンボルの帯域中心部分のサブキャリアの伝送路特性の推定値と比較して誤差が大きくなってしまう。
【００３２】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、高精度に伝送路の伝達特性を推定して、正確な等化処理を行うことができるＯＦＤＭ復調装置及び方法を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で離散フーリエ変換する離散フーリエ変換手段と、上記離散フーリエ変換手段により離散フーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタ及び周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、算出された各サブキャリアの伝送路特性に基づき上記離散フーリエ変換手段により離散フーリエ変換された信号を波形等化する波形等化手段とを備え、上記波形等化手段は、時間方向補間フィルタにより補間されたのちの伝送路特性に対して、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を上記周波数方向補間フィルタに入力する。
【００３４】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出し、抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて時間方向に補間して伝送路特性を推定し、時間方向補間フィルタにより補間されたのちの伝送路特性に対して、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を生成し、上記周波数範囲が拡大された伝送路特性を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、算出された各サブキャリアの伝送路特性に基づき離散フーリエ変換された信号を波形等化することを特徴とする。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を生成し、上記周波数範囲が拡大された伝送路特性を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより、伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出する。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００３７】
図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のブロック構成図を示す。この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００３８】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィンドウ同期回路７と、等化回路８と、デマッピング回路９と、誤り訂正回路１０とを備えている。
【００３９】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００４０】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【００４１】
デジタル直交復調回路５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００４２】
ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００４３】
ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００４４】
このようにＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ方式等で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、等化回路８に供給される。
【００４５】
ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗｓｙｎｃを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期信号ＷｓｙｎｃをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００４６】
等化回路８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路９に供給される。
【００４７】
デマッピング回路９は、等化回路８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。デマッピング回路９により復号されたデータは、誤り訂正回路１０に供給される。
【００４８】
誤り訂正回路１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いた誤り訂正を行う。誤り訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
【００４９】
つぎに、等化回路８についてさらに詳細に説明する。
【００５０】
等化回路８は、ＳＰ信号抽出回路１１と、時間方向補間フィルタ１２と、周波数方向補間フィルタ１３と、１／Ｘ回路１４と、複素乗算回路１５とを備えている。
【００５１】
ＳＰ信号抽出回路１１は、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。ＳＰ信号抽出回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭシンボル内に離散的に挿入されており、その挿入位置は予め規格により定められている。ＳＰ信号抽出回路１１は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回路１１は、抽出したＳＰ信号を時間方向補間フィルタ１２に供給する。
【００５２】
時間方向補間フィルタ１２は、例えば０ホールドフィルタから構成され、ＳＰ信号を時間軸方向にフィルタリングすることによって補間処理を行い、伝送路特性を推定する。具体的には、この時間方向補間フィルタ１２は、実際に抽出されたＳＰ信号の値を３ＯＦＤＭシンボル分ホールドすることによって補間処理を行う。時間方向補間処理がされたＳＰ信号は、ＯＦＤＭシンボル単位で、周波数方向補間フィルタ１３に供給される。
【００５３】
周波数方向補間フィルタ１３は、ＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタから構成され、ＳＰ信号を周波数方向（サブキャリア方向）に補間し、ＯＦＤＭシンボル内のすべてのサブキャリアに対する振幅及び位相の周波数特性を推定する。
【００５４】
すなわち、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。この周波数方向補間フィルタ１３により求められた全サブキャリアに対する伝送路の周波数特性Ｈ（ω）は、１／Ｘ回路１４に供給される。
【００５５】
１／Ｘ回路１４は、推定された伝送路の周波数特性Ｈ（ω）に対して逆数演算を行う。逆数演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）は、複素乗算回路１５に供給される。
【００５６】
複素乗算回路１５は、ＦＦＴ演算回路６からＯＦＤＭ周波数領域信号と、逆演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）とを複素乗算をし、波形等化を行う。
【００５７】
つぎに、等化回路８内の周波数方向補間フィルタ１３の構成についてさらに説明をする。
【００５８】
周波数方向補間フィルタ１３は、図２に示すように、メモリ２１と、アドレス発生回路２２と、３倍補間を行うＦＩＲフィルタ２３とを備えている。
【００５９】
メモリ２１には、時間方向フィルタ１２で推定された３サブキャリア間隔の伝送路特性値が入力され、この伝送路特性値を伝送シンボル単位で記憶する。伝送シンボル単位で記憶された伝送路特性値は、アドレス発生回路２２のアドレス制御に従い、１サブキャリア毎に順番に、メモリ２１からＦＩＲフィルタ２３に入力される。
【００６０】
ここで、アドレス発生回路２２は、次のようにメモリ２１に対するデータの拡張を行いながら、転送制御を行う。
【００６１】
まず、伝送シンボルの低周波数側の帯域外に、図３に示すように、伝送シンボルの高周波数側の末端部分から巡回的に伝送路特性値をコピーし、低周波数側の帯域外まで周波数特性を拡大する。続いて、伝送シンボルの高周波数側の帯域外に、図４に示すように、伝送シンボルの低周波数側の末端部分から巡回的に伝送路特性値をコピーし、高周波数側の帯域外まで周波数特性を拡大する。そして、アドレス発生回路２４は、周波数帯域を本来の伝送シンボルよりも拡大した周波数範囲で伝送路特性値を読み出し、低周波数側から順番に遅延素子に入力していく。
【００６２】
離散フーリエ変換が行われた信号に対して、このように帯域外の信号を逆側の信号から巡回的にコピーすると、離散フーリエ変換の演算特性上、帯域の端部分での好適な補間を行うことができる。
【００６３】
伝送シンボルの帯域外にコピーをする伝送路特性値の数は、ＦＩＲフィルタ２３のタップ数に応じて定まる。例えば、２１タップのＦＩＲフィルタ２３を用いるものとすれば、伝送シンボルの高周波数側及び低周波数側のそれぞれの末端部分の９つのサブキャリア内に含まれている３つの伝送路特性値とする。
【００６４】
なお、アドレス発生回路２２は、伝送路特性値がまだ推定されていない部分（本来の情報が含まれている部分）には０を入力する。
【００６５】
ＦＩＲフィルタ２３は、従来例において説明をした図１１に示すＦＩＲフィルタ２００と同一のもので構成される。このＦＩＲフィルタ２３には、周波数帯域が拡張された伝送シンボルが、低周波数側から１サンプルずつ入力される。この結果、全サブキャリアに対する伝送路の特性値、すなわち、周波数特性Ｈ（ω）を出力することができる。
【００６６】
以上のように伝送路特性値の周波数帯域を実際の伝送シンボルの周波数範囲よりも拡大することによって、図５に示すように、ＯＦＤＭシンボル内の端部分（低周波部分或いは高周波部分）のサブキャリアを補間点とするときでも、フィルタに実際の受信信号を入力することができるので、正確な補間を行うことができる。
【００６７】
以上のように本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、伝送シンボルの低周波数側及び高周波数側の帯域外に、それぞれ伝送シンボルの高周波数側及び低周波数側の末端部分から巡回的に伝送路特性値をコピーし、伝送路特性を帯域外まで拡大する。
【００６８】
このことにより、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、正確な等化処理を行うことができる。
【００６９】
なお、ＯＦＤＭ受信装置１では、低周波数側の帯域外と高周波数側の帯域外の両者に対して巡回的に伝送路特性値をコピーしているが、低周波数側の帯域外と高周波数側の帯域外のいずれか一方のみに対して行っても良い。また、ＯＦＤＭ受信装置１では、時間方向補間フィルタ１２を用いているが、このフィルタを設けなくてもよい。
【００７０】
【発明の効果】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を生成し、上記周波数範囲が拡大された伝送路特性を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより、伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出する。
【００７１】
このことにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、高精度に伝送路の伝達特性を推定して、正確な等化処理を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置に備えられる周波数方向補間フィルタの構成を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭシンボルの低周波数側の帯域外の伝送路特性値を拡大する方法について説明をする図である。
【図４】ＯＦＤＭシンボルの高周波数側の帯域外の伝送路特性値を拡大する方法について説明をする図である。
【図５】図３、図４に示すように伝送路特性値を拡大した場合における周波数方向フィルタによる補間を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明するための図である。
【図７】ＯＦＤＭ信号のスキャッタードパイロット信号の挿入位置について説明するための図である。
【図８】伝送路特性を推定する際の時間方向の補間フィルタ処理について説明するための図である。
【図９】時間方向補間フィルタにより伝送路特性を推定されたサブキャリアについて説明するための図である。
【図１０】伝送路特性を推定する際の周波数方向の補間フィルタ処理について説明するための図である。
【図１１】２１タップのＦＩＲフィルタの構成を説明するための図である。
【図１２】ＯＦＤＭシンボルの端部部分での周波数方向の補間処理について説明するための図である。
【図１３】仮のデータを推定元として入力したため推定誤差が発生する領域について説明するための図である。
【符号の説明】
１ＯＦＤＭ受信装置、２アンテナ、３チューナ、４Ａ／Ｄ変換回路、５デジタル直交復調回路、６ＦＦＴ演算回路、７ウィンドウ同期回路、８
等化回路、９デマッピング回路、１０誤り訂正回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) demodulation apparatus and method for demodulating an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulated signal.
[0002]
[Prior art]
As a method for transmitting digital signals, a modulation method called an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is used. In the OFDM system, a number of orthogonal subcarriers (subcarriers) are provided in a transmission band, and data is allocated to the amplitude and phase of each subcarrier by PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and digital modulation is performed. It is a method to do.
[0003]
The OFDM system divides the transmission band by a number of subcarriers, so the band per subcarrier wave becomes narrower and the modulation speed becomes slower, but the total transmission speed is the same as that of the conventional modulation system. are doing. Further, in the OFDM system, since a number of subcarriers are transmitted in parallel, the symbol rate is reduced, the time length of the multipath relative to the time length of the symbol can be shortened, and multipath interference is reduced. It has the feature of.
[0004]
In the OFDM system, data is allocated to a plurality of subcarriers. Therefore, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) arithmetic circuit that performs inverse Fourier transform during modulation, and an FFT (Fast Fourier Transform) that performs Fourier transform during demodulation. 3.) It has a feature that a transmission / reception circuit can be configured by using an arithmetic circuit.
[0005]
From the above characteristics, the OFDM system is often applied to terrestrial digital broadcasting that is strongly affected by multipath interference. As such terrestrial digital broadcasting employing the OFDM system, there are, for example, standards such as DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial) and ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial).
[0006]
As shown in FIG. 6, a transmission symbol of the OFDM scheme (hereinafter, referred to as an OFDM symbol) is an effective symbol which is a signal period in which an IFFT is performed at the time of transmission, and a waveform of a part of the latter half of the effective symbol is copied as it is. And a guard interval. The guard interval is provided in the first half of the OFDM symbol. In the OFDM method, by providing such a guard interval, inter-symbol interference due to multipath is allowed, and multipath resistance is improved.
[0007]
For example, in mode 3 of the ISDB- _TSB standard (a terrestrial digital audio broadcasting standard adopted in Japan; see Non-Patent Document 1), 512 subcarriers are included in an effective symbol. The subcarrier interval is 125/126 ≒ 0.992 kHz. In mode 3 of the ISDB- _TSB standard, transmission data is modulated on 433 subcarriers out of 512 subcarriers in an effective symbol. In mode 3 of the ISDB- _TSB standard, the time length of the guard interval is one of １／, ８, 1/16, and 1/32 of the time length of the effective symbol.
[0008]
In the OFDM system, it is specified that a plurality of OFDM symbols as described above are collected to form a transmission unit called one OFDM transmission frame. For example, in the _{ISDB-T SB} standard, to form a 1OFDM transmission frame 204OFDM symbol. In the OFDM system, for example, a pilot signal insertion position is determined based on the OFDM transmission frame unit.
[0009]
Further, in the OFDM method using QAM-based modulation as a modulation method for each subcarrier, if distortion occurs in a signal modulated on each subcarrier due to the influence of multipath or the like during transmission, the amplitude and phase of each subcarrier are changed. The characteristics will be different. Therefore, on the receiving side, it is necessary to equalize the waveform of the received signal so that the amplitude and phase of each subcarrier become equal. In the OFDM system, a pilot signal having a predetermined amplitude and a predetermined phase is scattered in a transmission symbol on a transmission side on a transmission side, and the amplitude and phase of the pilot signal are monitored on a reception side, and the frequency of a transmission path is monitored. The characteristics are determined, and the received signal is equalized based on the determined characteristics of the transmission path. In the OFDM system, a pilot signal used to calculate the characteristics of a transmission path is called a scattered pilot signal (SP) signal.
[0010]
FIG. 7 shows an arrangement pattern of an SP signal in an OFDM symbol adopted in the DVB-T standard or the ISDB-T standard.
[0011]
According to the DVB-T standard or the ISDB-T standard, an SP signal that is BPSK-modulated is inserted at a rate of one per 12 subcarriers in the subcarrier direction (frequency direction). Further, in the DVB-T standard or the ISDB-T standard, the insertion position of the SP signal is shifted in the frequency direction by three subcarriers for each OFDM symbol. As a result, the SP signal is inserted once every four OFDM symbols for the same subcarrier in the OFDM symbol direction (time direction).
[0012]
As described above, according to the DVB-T standard and the ISDB-T standard, SP signals are inserted into OFDM symbols in a state of being scattered spatially, so that the redundancy of the SP signals with respect to the original information is reduced.
[0013]
By the way, when the characteristics of the transmission path are calculated using this SP signal, the characteristics can be specified for the subcarrier into which the SP signal is inserted, but the other subcarriers, that is, the original information is not included. The characteristics of other subcarriers cannot be calculated directly. Therefore, the receiving side estimates the characteristics of the transmission path of another subcarrier including the original information by filtering the SP signal using a two-dimensional interpolation filter.
[0014]
Normally, the processing of estimating transmission path characteristics using a two-dimensional interpolation filter is performed as follows.
[0015]
When performing transmission path characteristic estimation processing, first, information components are removed from the received OFDM signal, and only the SP signal inserted at the position shown in FIG. 7 is extracted.
[0016]
Subsequently, as shown in FIG. 8, the extracted SP signal is input to a time-direction interpolation filter to perform time-direction interpolation processing, and for each OFDM symbol, the transmission path characteristics of the subcarrier on which the SP signal is arranged are determined. presume. As a result, as shown in FIG. 9, the transmission path characteristics can be estimated for every three subcarriers in the frequency direction for all OFDM symbols.
[0017]
Subsequently, as shown in FIG. 10, the SP signal interpolated in the time direction is input to an interpolation filter in the frequency direction to perform frequency direction interpolation processing, thereby estimating the transmission path characteristics of all subcarriers in the OFDM symbol. As a result, transmission path characteristics can be estimated for all subcarriers of the received OFDM signal.
[0018]
Here, when performing the interpolation processing, it is generally desirable to increase the number of filter taps in order to improve the attenuation characteristics and transition characteristics of the filter. However, when estimating the transmission path characteristics of an OFDM signal, if a filter having a large number of taps is used in the interpolation process in the time direction, the delay amount of the delay line becomes extremely large, and mounting becomes difficult. For such reasons of mounting, when estimating transmission path characteristics, it is common to use a zero-order hold filter with a small hardware scale as the time direction filter.
[0019]
On the other hand, when performing interpolation processing in the frequency direction of the OFDM signal, the delay amount of the delay line is smaller than in the time direction. Therefore, a filter having a larger number of taps than the time direction filter can be used to improve the attenuation characteristics and the transition characteristics.
[0020]
FIG. 11 shows a configuration example when a frequency direction filter is realized by a 21-tap FIR filter. The FIR filter 200 shown in FIG. 11 includes first to twentieth twenty delay elements 201 to 220, zeroth to twentieth twenty-one multipliers 230 to 250, and an adder 251.
[0021]
To the FIR filter 200, signals whose transmission path characteristics are estimated at three subcarrier intervals are sequentially input from the time direction filter in the frequency direction (subcarrier direction) as input signals. Note that 0 is input to a portion where the characteristics of the transmission path are not estimated (a portion where the original information is included).
[0022]
The first delay element 201 delays an input signal by one timing. The second delay element 202 further delays the output signal of the first delay element 201 by one timing. The third delay element 203 further delays the output signal of the second delay element 202 by one timing. Thereafter, each delay element delays the output signal of the immediately preceding delay element by one timing. That is, each of the delay elements 201 to 220 outputs a delayed signal delayed by 1 to 20 timings. The zeroth multiplier 230 multiplies the undelayed input signal by a coefficient k0, the first multiplier 231 multiplies the output signal of the first delay element 201 by a coefficient k1, and the second multiplier 230 232 multiplies the output signal of the second delay element 202 by a coefficient k2, and thereafter, the multipliers 232 to 250 multiply the output signals of the corresponding delay elements 203 to 220 by coefficients k3 to k20. Then, the adder 251 adds and outputs the multiplied outputs of all the multipliers 230 to 250.
[0023]
The coefficients k0 to k20 are set in advance so that the transmission path characteristics of the subcarrier at the center position of the delay element are tripled.
[0024]
As a result, the FIR filter 200 can estimate the transmission path characteristics for each subcarrier in the OFDM symbol.
[0025]
As described above, by performing two-dimensional interpolation processing using the time direction interpolation filter and the frequency direction interpolation filter, it is possible to estimate the transmission path characteristics of all subcarriers on the receiving side.
[0026]
[Non-patent document 1]
"Digital Terrestrial Audio Broadcasting Receiver Standard (ARIB STD-B30 Version 1.1)", Established on May 31, 2001, Revised on March 28, 2002, 1.1 , P. 10-14
[0027]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, when performing interpolation in the frequency direction, the filtering process must be completed in OFDM symbol units. That is, it is necessary to perform the filtering process not for continuous sequential data but for each certain data unit.
[0028]
Therefore, when the sub-carrier at the end portion (low-frequency portion or high-frequency portion) in the OFDM symbol is used as the interpolation point in the interpolation process in the frequency direction, the signal component outside the band of the OFDM symbol is interpolated as shown in FIG. And a true value cannot be supplied to a delay element at a position where an actually received signal must be input.
[0029]
Generally, when an interpolation process is performed, if a true value cannot be supplied to a delay element at a predetermined position, an interpolation point is determined by assuming an appropriate value there.
[0030]
However, assuming an appropriate value increases the interpolation error.
[0031]
Therefore, an error occurs in the estimated value of the transmission path characteristic. That is, as shown in FIG. 13, the estimated value of the channel characteristics of the subcarriers at the band edge of the OFDM symbol (the subcarriers at the low frequency portion and the high frequency portion) is calculated based on the transmission channel of the subcarrier at the band center portion of the OFDM symbol. The error becomes larger than the estimated value of the characteristic.
[0032]
The present invention has been proposed in view of such a conventional situation, and provides an OFDM demodulator and a method capable of accurately estimating a transfer characteristic of a transmission path and performing an accurate equalization process. The purpose is to do.
[0033]
[Means for Solving the Problems]
The OFDM demodulator according to the present invention uses a transmission symbol generated by dividing and orthogonally modulating information on a plurality of subcarriers within a predetermined band as a transmission unit, and has a specific power and a specific An OFDM demodulator demodulates an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal in which a pilot signal having a phase of .pi. Is discretely inserted into a predetermined subcarrier in the transmission symbol. Discrete Fourier transform means for performing a discrete Fourier transform on, pilot signal extracting means for extracting the pilot signal for each transmission symbol from the signal subjected to the discrete Fourier transform by the discrete Fourier transform means, and the pilot signal extracting means Complement the pilot signal using the time direction interpolation filter and the frequency direction interpolation filter. By calculating the channel characteristics of all the subcarriers in the transmission symbol, a waveform for equalizing the waveform of the signal subjected to the discrete Fourier transform by the discrete Fourier transform means based on the calculated channel characteristics of each subcarrier, etc. The waveform equalization means transmits the transmission path characteristic of the low frequency side outside the band to the transmission path characteristic after interpolation by the time direction interpolation filter at the end portion of the high frequency side. The transmission path characteristics are copied cyclically from the transmission path characteristics, and the transmission path characteristics for the outside of the band on the high frequency side are cyclically copied from the transmission path characteristics at the end portion on the low frequency side. Input to the interpolation filter.
[0034]
In the OFDM demodulation method according to the present invention, a transmission symbol generated by dividing and orthogonally modulating information on a plurality of subcarriers within a predetermined band is used as a transmission unit, and has a specific power and a specific An OFDM demodulation method for demodulating an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal in which a pilot signal having a phase of (i) is discretely inserted into predetermined subcarriers in the transmission symbol, wherein the OFDM signal is divided into transmission symbol units Discrete Fourier transform, extract the pilot signal for each transmission symbol from the discrete Fourier transformed signal, and estimate the transmission path characteristics by interpolating the extracted pilot signal in the time direction using a time direction interpolation filter In contrast to the transmission path characteristics interpolated by the time-direction interpolation filter, The frequency range is expanded by cyclically copying from the transmission path characteristics at the terminal part on the number side and the transmission path characteristics outside the band on the high frequency side from the transmission path characteristic at the terminal part on the low frequency side. The transmission path characteristics are generated, and the transmission path characteristics of all the subcarriers in the transmission symbol are calculated by interpolating the transmission path characteristics with the expanded frequency range using a frequency direction interpolation filter. It is characterized in that the signal subjected to discrete Fourier transform is equalized in waveform based on the transmission path characteristics of the carrier.
[0035]
In the OFDM demodulation apparatus and method according to the present invention, the transmission path characteristics for the outside of the band on the low frequency side are cyclically copied from the transmission path characteristics at the end portion on the high frequency side, and the transmission path for the outside of the band on the high frequency side is copied. The characteristics are cyclically copied from the transmission path characteristics at the end portion on the low frequency side, a transmission path characteristic with an expanded frequency range is generated, and the transmission path characteristics with the expanded frequency range are interpolated using a frequency direction interpolation filter. By doing so, the transmission path characteristics of all subcarriers in the transmission symbol are calculated.
[0036]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an OFDM receiving apparatus to which the present invention is applied will be described as an embodiment of the present invention.
[0037]
FIG. 1 shows a block diagram of an OFDM receiver 1 according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, when the signal transmitted between the blocks is a complex signal, the signal component is represented by a thick line, and when the signal transmitted between the blocks is a real number signal, the signal component is represented by a thin line. .
[0038]
As shown in FIG. 1, the OFDM receiver 1 includes an antenna 2, a tuner 3, an A / D conversion circuit 4, a digital quadrature demodulation circuit 5, an FFT operation circuit 6, a window synchronization circuit 7, The circuit includes a circuit 8, a demapping circuit 9, and an error correction circuit 10.
[0039]
A broadcast wave of a digital television broadcast broadcast from a broadcast station is received by the antenna 2 of the OFDM receiver 1 and supplied to the tuner 3 as an RF signal.
[0040]
The RF signal received by the antenna 2 is frequency-converted into an IF signal by the tuner 3 and supplied to the A / D conversion circuit 4. The IF signal is digitized by the A / D conversion circuit 4 and supplied to the digital quadrature demodulation circuit 5. In the DVB-T standard (2K mode), the A / D conversion circuit 4 quantizes the effective symbol of the OFDM time domain signal with a clock that samples 2048 samples and a guard interval with, for example, 512 samples. .
[0041]
The digital orthogonal demodulation circuit 5 orthogonally demodulates the digitized IF signal using a carrier signal of a predetermined frequency (carrier frequency), and outputs a baseband OFDM signal. The baseband OFDM signal output from the digital quadrature demodulation circuit 5 is a so-called time domain signal before the FFT operation. For this reason, the baseband signal after the digital quadrature demodulation and before the FFT operation is hereinafter referred to as an OFDM time domain signal. As a result of orthogonal demodulation, the OFDM time domain signal becomes a complex signal including a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal). The OFDM time domain signal output from the digital orthogonal demodulation circuit 5 is supplied to an FFT operation circuit 6 and a window synchronization circuit 7.
[0042]
The FFT operation circuit 6 performs an FFT operation on the OFDM time domain signal, and extracts and outputs data orthogonally modulated on each subcarrier. The signal output from the FFT operation circuit 6 is a so-called frequency domain signal after the FFT. Therefore, the signal after the FFT operation is hereinafter referred to as an OFDM frequency domain signal.
[0043]
The FFT operation circuit 6 extracts a signal within a range of an effective symbol length (for example, 2048 samples) from one OFDM symbol, that is, removes a range of a guard interval from one OFDM symbol and extracts the extracted OFDM time domain signal of 2048 samples. Perform an FFT operation on. Specifically, the calculation start position is any position from the boundary of the OFDM symbol to the end position of the guard interval. This calculation range is called an FFT window.
[0044]
The OFDM frequency domain signal output from the FFT operation circuit 6 is a complex signal including a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal), like the OFDM time domain signal. ing. This complex signal is, for example, a signal that has been subjected to quadrature amplitude modulation by the 16 QAM method, the 64 QAM method, or the like. The OFDM frequency domain signal is supplied to the equalization circuit 8.
[0045]
The window synchronization circuit 7 delays the input OFDM time-domain signal by an effective symbol period, obtains a correlation between a guard interval portion and a signal from which the guard interval is copied, and based on the portion having a high correlation. A boundary position of the OFDM symbol is calculated, and a window synchronization signal Wsync indicating the boundary position is generated. The FFT window synchronization circuit 7 supplies the generated window synchronization signal Wsync to the FFT operation circuit 6.
[0046]
The equalization circuit 8 performs phase equalization and amplitude equalization of the OFDM frequency domain signal using the scattered pilot signal (SP signal). The OFDM frequency domain signal subjected to the phase equalization and the amplitude equalization is supplied to the demapping circuit 9.
[0047]
The demapping circuit 9 decodes data by performing demapping on the OFDM frequency domain signal that has been amplitude-equalized and phase-equalized by the equalization circuit 8 according to the 16QAM method. The data decoded by the demapping circuit 9 is supplied to an error correction circuit 10.
[0048]
The error correction circuit 10 performs error correction on the supplied data using, for example, Viterbi decoding or Reed-Solomon code. The error-corrected data is supplied to, for example, a subsequent MPEG decoding circuit.
[0049]
Next, the equalizing circuit 8 will be described in more detail.
[0050]
The equalization circuit 8 includes an SP signal extraction circuit 11, a time direction interpolation filter 12, a frequency direction interpolation filter 13, a 1 / X circuit 14, and a complex multiplication circuit 15.
[0051]
The SP signal extraction circuit 11 is supplied with the OFDM frequency domain signal output from the FFT operation circuit 6. The SP signal extraction circuit 11 extracts only the SP signal from the OFDM frequency domain signal. The SP signal is discretely inserted into each OFDM symbol, and the insertion position is predetermined by a standard. Since the SP signal is inserted at a different subcarrier position for each symbol, the SP signal extraction circuit 11 refers to the symbol number of the supplied OFDM frequency domain signal, and determines the index number of the subcarrier from the symbol number. Whether the SP signal is inserted is calculated based on the standard, and the SP signal is extracted. The SP signal extraction circuit 11 supplies the extracted SP signal to the time direction interpolation filter 12.
[0052]
The time direction interpolation filter 12 is constituted by, for example, a 0 hold filter, performs interpolation by filtering the SP signal in the time axis direction, and estimates transmission path characteristics. Specifically, the time-direction interpolation filter 12 performs an interpolation process by holding the value of the actually extracted SP signal for three OFDM symbols. The SP signal subjected to the time direction interpolation processing is supplied to the frequency direction interpolation filter 13 in OFDM symbol units.
[0053]
The frequency direction interpolation filter 13 is composed of an FIR (Finite Impulse Response) filter, interpolates the SP signal in the frequency direction (subcarrier direction), and estimates the frequency characteristics of amplitude and phase for all subcarriers in the OFDM symbol. .
[0054]
That is, the frequency characteristic H (ω) of the transmission path is estimated. The frequency characteristics H (ω) of the transmission path for all subcarriers obtained by the frequency direction interpolation filter 13 are supplied to a 1 / X circuit 14.
[0055]
The 1 / X circuit 14 performs a reciprocal operation on the estimated frequency characteristic H (ω) of the transmission path. The frequency characteristic 1 / H (ω) of the transmission line on which the reciprocal operation has been performed is supplied to the complex multiplication circuit 15.
[0056]
The complex multiplication circuit 15 performs a complex multiplication of the OFDM frequency domain signal from the FFT operation circuit 6 and the frequency characteristic 1 / H (ω) of the transmission line on which the inverse operation has been performed, and performs waveform equalization.
[0057]
Next, the configuration of the frequency direction interpolation filter 13 in the equalization circuit 8 will be further described.
[0058]
As shown in FIG. 2, the frequency direction interpolation filter 13 includes a memory 21, an address generation circuit 22, and an FIR filter 23 that performs triple interpolation.
[0059]
The transmission path characteristic values at three subcarrier intervals estimated by the time direction filter 12 are input to the memory 21, and the transmission path characteristic values are stored in transmission symbol units. The transmission path characteristic values stored in transmission symbol units are sequentially input from the memory 21 to the FIR filter 23 for each subcarrier according to the address control of the address generation circuit 22.
[0060]
Here, the address generation circuit 22 performs transfer control while expanding data to the memory 21 as follows.
[0061]
First, as shown in FIG. 3, the transmission line characteristic values are cyclically copied from the end portion of the transmission symbol on the high frequency side to the outside of the band on the low frequency side of the transmission symbol, and the frequency characteristic is copied out of the band on the low frequency side. To enlarge. Subsequently, as shown in FIG. 4, the transmission path characteristic values are cyclically copied from the lower end of the transmission symbol to the outside of the high frequency side of the transmission symbol. Expand the characteristics. Then, the address generation circuit 24 reads out the transmission path characteristic value in a frequency range in which the frequency band is wider than the original transmission symbol, and inputs the transmission path characteristic value to the delay element in order from the low frequency side.
[0062]
When the signal out of the band is cyclically copied from the signal on the opposite side to the signal on which the discrete Fourier transform has been performed, a suitable interpolation is performed at an end portion of the band due to the operation characteristics of the discrete Fourier transform. be able to.
[0063]
The number of transmission path characteristic values that are copied outside the transmission symbol band is determined according to the number of taps of the FIR filter 23. For example, assuming that a 21-tap FIR filter 23 is used, three transmission path characteristic values included in nine subcarriers at the end portions of the transmission symbol on the high frequency side and the low frequency side are used.
[0064]
The address generation circuit 22 inputs 0 to a portion where the transmission path characteristic value has not been estimated yet (a portion where the original information is included).
[0065]
The FIR filter 23 is the same as the FIR filter 200 shown in FIG. 11 described in the conventional example. The transmission symbol whose frequency band has been extended is input to the FIR filter 23 one sample at a time from the low frequency side. As a result, it is possible to output the characteristic value of the transmission path for all subcarriers, that is, the frequency characteristic H (ω).
[0066]
As described above, by expanding the frequency band of the transmission path characteristic value from the frequency range of the actual transmission symbol, as shown in FIG. 5, the subcarrier at the end portion (low-frequency portion or high-frequency portion) in the OFDM symbol Can be used as an interpolation point, an actual received signal can be input to the filter, so that accurate interpolation can be performed.
[0067]
As described above, in the OFDM receiving apparatus 1 according to the embodiment of the present invention, out of the low-frequency side and the high-frequency side of the transmission symbol, the transmission symbol is cyclically shifted from the high-frequency side and the low-frequency side end portion of the transmission symbol, respectively. The transmission path characteristic value is copied, and the transmission path characteristic is expanded out of the band.
[0068]
Thus, the OFDM receiver 1 according to the embodiment of the present invention can perform an accurate equalization process.
[0069]
In the OFDM receiver 1, the transmission line characteristic values are cyclically copied for both the out-of-band on the low frequency side and the out-of-band on the high frequency side. May be performed for only one of the out-of-bands. Further, the OFDM receiver 1 uses the time-direction interpolation filter 12, but this filter need not be provided.
[0070]
【The invention's effect】
In the OFDM demodulation apparatus and method according to the present invention, the transmission path characteristics for the outside of the band on the low frequency side are cyclically copied from the transmission path characteristics at the end portion on the high frequency side, and the transmission path for the outside of the band on the high frequency side is copied. The characteristics are cyclically copied from the transmission path characteristics at the end portion on the low frequency side, a transmission path characteristic with an expanded frequency range is generated, and the transmission path characteristics with the expanded frequency range are interpolated using a frequency direction interpolation filter. By doing so, the transmission path characteristics of all subcarriers in the transmission symbol are calculated.
[0071]
Thus, the OFDM demodulation apparatus and method according to the present invention can accurately estimate the transfer characteristics of the transmission path and perform accurate equalization processing.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an OFDM receiver according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a frequency direction interpolation filter provided in the OFDM receiver.
FIG. 3 is a diagram illustrating a method of expanding a transmission path characteristic value outside a band on a low frequency side of an OFDM symbol.
FIG. 4 is a diagram illustrating a method of expanding a transmission path characteristic value outside a band on the high frequency side of an OFDM symbol.
FIG. 5 is a diagram showing interpolation by a frequency direction filter when the transmission path characteristic value is expanded as shown in FIGS. 3 and 4;
FIG. 6 is a diagram illustrating a transmission symbol of an OFDM signal.
FIG. 7 is a diagram illustrating an insertion position of a scattered pilot signal of an OFDM signal.
FIG. 8 is a diagram for describing a time-direction interpolation filter process when estimating a transmission path characteristic;
FIG. 9 is a diagram for describing subcarriers whose transmission path characteristics have been estimated by a time-direction interpolation filter.
FIG. 10 is a diagram for describing interpolation filter processing in the frequency direction when estimating transmission path characteristics.
FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a 21-tap FIR filter.
FIG. 12 is a diagram for describing interpolation processing in the frequency direction at an end portion of an OFDM symbol.
FIG. 13 is a diagram for describing an area where an estimation error occurs because temporary data is input as an estimation source.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 OFDM receiver, 2 antenna, 3 tuner, 4 A / D conversion circuit, 5 digital quadrature demodulation circuit, 6 FFT operation circuit, 7 window synchronization circuit, 8
Equalization circuit, 9 demapping circuit, 10 error correction circuit

Claims

A transmission symbol generated by dividing and orthogonally modulating information for a plurality of subcarriers within a predetermined band is used as a transmission unit, and a pilot signal having a specific power and a specific phase is transmitted as described above. In an OFDM demodulator for demodulating an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal discretely inserted into a predetermined subcarrier in a transmission symbol,
Discrete Fourier transform means for performing a discrete Fourier transform of the OFDM signal in units of the transmission symbol;
Pilot signal extracting means for extracting the pilot signal for each transmission symbol from the signal subjected to discrete Fourier transform by the discrete Fourier transform means,
The pilot signal extracted by the pilot signal extracting means is interpolated using a frequency direction interpolation filter to calculate the channel characteristics of all subcarriers in the transmission symbol, and the calculated channel characteristics of each subcarrier are calculated. Waveform equalizing means for equalizing the waveform of the signal subjected to discrete Fourier transform by the discrete Fourier transform means based on
The waveform equalizing means includes:
An OFDM demodulator characterized in that, at the time of inputting the frequency direction interpolation filter, a transmission path characteristic in the predetermined band is cyclically used as a transmission path characteristic of a frequency outside the predetermined band.

The waveform equalizing means cyclically copies the transmission path characteristics outside the band on the low frequency side from the pilot signal at the end portion on the high frequency side, and transmits the transmission path characteristics having an expanded frequency range to the frequency direction interpolation filter. 2. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the signal is input to the OFDM demodulator.

The waveform equalizing means cyclically copies the transmission path characteristics for the outside of the band on the high frequency side from the pilot signal at the end portion on the low frequency side, and transmits the transmission path characteristics with the expanded frequency range to the frequency direction interpolation filter. 2. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the signal is input to the OFDM demodulator.

A transmission symbol generated by dividing and orthogonally modulating information for a plurality of subcarriers within a predetermined band is used as a transmission unit, and a pilot signal having a specific power and a specific phase is transmitted as described above. In an OFDM demodulation method for demodulating an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal discretely inserted into a predetermined subcarrier in a transmission symbol,
Performing a discrete Fourier transform of the OFDM signal in units of the transmission symbol;
Extracting the pilot signal for each transmission symbol from the signal subjected to discrete Fourier transform,
As a transmission path characteristic of a frequency outside the predetermined band, a frequency range is expanded by cyclically using the pilot signal within the predetermined band,
The transmission path characteristics of all the subcarriers in the transmission symbol are calculated by interpolating the transmission path characteristics whose frequency range has been expanded using a frequency direction interpolation filter,
An OFDM demodulation method characterized by equalizing the waveform of a signal subjected to discrete Fourier transform based on the calculated channel characteristics of each subcarrier.

It is characterized in that the transmission line characteristics for the outside of the band on the low frequency side are cyclically copied from the pilot signal at the end portion on the high frequency side, and the transmission line characteristics with an expanded frequency range are input to the frequency direction interpolation filter. The OFDM demodulation method according to claim 4, wherein

It is characterized in that the transmission line characteristics of the high frequency side outside the band are cyclically copied from the pilot signal at the lower end of the low frequency side, and the transmission line characteristics with an expanded frequency range are input to the frequency direction interpolation filter. The OFDM demodulation method according to claim 4, wherein