【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、円偏波アレーアンテナに関するもので、特に、位相制御等によって特定の方向から到来する波に指向性を指向することが可能な円偏波アレーアンテナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の円偏波アレーアンテナとして、円偏波切換形フェーズドアレーアンテナがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２０００−２２３９２７号公報
【０００４】
円偏波アレーアンテナは従来から衛星通信で用いられ、衛星の方向にアンテナの指向性を向けて、偏波面を合わせて通信を行うために用いられている。円偏波には左円偏波と右円偏波があり、どちらかを選択して送受信アンテナをそれにあわせた構造にして通信を行わなければならない。例えば、右円偏波用の構造をもつ送信アンテナからの送信電波は、右円偏波用の受信アンテナで受信しなければならず、これを左円偏波用の受信アンテナで受信すると、感度が著しく劣化し通信ができない。
この円偏波アレーアンテナは、位相を制御する等をして指向性を任意の方向に自動的に向けることも可能である。このアンテナは、円偏波フェーズドアレーアンテナと呼ばれ、ビームを任意の方向に設定することができ、衛星通信においては衛星の方向が変化してもそれに追従することが可能である。
【０００５】
次に、フェーズドアレーアンテナ技術について説明する。従来のフェーズドアレーアンテナの構成例を図４に示す。４１−１から４１−４はアンテナ素子である。ここでは、４素子のアレーアンテナを構成している。４２−１から４２−４は移相器であり、通常予め定めたステップで位相を変化させることが可能である。４３は合波器であり、各移相器素子４２−１乃至４２−４からの高周波信号を重ね合わせる。これはアナログ信号の状態で重ね合わせる回路である。４５は受信器であり、受信信号の電界強度を測定したり、復調したりする。４４は位相制御器であり、受信器４５からの出力を用いて移相器４２−１から４２−４の位相シフト量を制御する。図４において、ＴＨＥＴＡはビーム指向性の方向を説明するための角度である。この位相制御器４４においては、まず各移相器４２−１から４２−４の位相変化量を制御し、受信器４５が電界強度を測定し、その結果を位相制御器４４に取り込むことによって各移相器４２−１から４２−４の位相変化量にフィードバックすることができるので、指向性を制御することができる。
例えば、各移相器４２−１から４２−４の隣り合う移相器の位相差を大きく変化させたとき、ビーム指向性は位相差がないとき正面方向（ＴＨＥＴＡ＝０）へ向き、位相差を大きくしたとき斜め方向（ＴＨＥＴＡが大きくなる方向）へ方向が変わる。この原理を用いて、例えば、隣り合う移相器の位相差を段階的に変化させ受信電界強度が最も大きい位相に固定して受信するなどの方法がある。フェーズドアレーアンテナは、位相を制御するところに特徴があり、各アンテナが円偏波アンテナの場合には円偏波フェーズドアレーアンテナになる。
【０００６】
以上説明したように、フェーズドアレーアンテナ技術はアンテナの位相を任意に変化させてアンテナの指向性を制御する技術であるが、現在ではアンテナの位相だけでなく振幅も任意に変化させる構成も用いられている。これは、アダプティプアレーアンテナ技術と呼ばれるものである。このアンテナ技術の場合、位相ならびに振幅の制御はベースバンドに設けたＡ／Ｄ変換器の後で制御されることが多く、ディジタル信号処理で計算され制御される。位相と振幅をステップ毎ではなく、任意の値に設定することが可能であるため、指向性もさらに精密に制御することができる。
【０００７】
また、一つのビーム指向性の指向方向を変化させるのではなく、複数の異なった固定方向へそれぞれ指向する複数のビーム指向性を持たせておき、それらから所望のビーム指向性を選択するアレーアンテナ技術としてバトラマトリックスによる給電方法がある。これは、比較的簡単な回路で構成することが可能であり、しかも複雑な計算等を行うアルゴリズムが必要ないので、古い技術ながら現在でも研究されている技術である。
【０００８】
図５にバトラマトリックスによるアレーアンテナを、図６にその指向性を示す。これは、４素子アレーアンテナの例である。図５において、５１−１から５１−４はアンテナ素子である。５２−１から５２−４は、ハイブリッド回路（Ｈ）である。５３−１，５３−２は、４５度移相器であり、位相を４５度遅らせる働きをする。各出力は５４−１から５４−４の４個である。ここで、図６の５５−１から５５−４は、各出力５４−１から５４−４のいずれかを選択したときのビーム指向性を表す。出力５４−１の指向性は５５−１である。以下同様に、５４−２と５５−２，５４−３と５５−３，５４−４と５５−４が対応する。
【０００９】
一方、室内無線通信システムにおいては、通常直線偏波が使用されている。これは、直線偏波を送信するアンテナの構造が比較的簡単であって、水平面内無指向性を容易に作り出すことが可能なためである。最近では、室内無線通信でもフェーズドアレーアンテナ、あるいはアダプティブアレーアンテナが用いられ、製品化も進んでいる。これらのアンテナを構成することにより、無線システムのトラフィック容量を増加させることができ、周波数の有効利用を図ることが可能である。
これは、構成するアンテナの指向性をビームにすることにより、希望しない方向への放射を抑制して、同一周波数を用いる隣接ゾーンからの干渉波成分を低減することができるためである。
【００１０】
更に、室内での無線通信システムでは、壁などの反射により、複数の遅延波が受信機に到来するマルチパスが発生する。複数の遅延波（直接波も含む）は、到来する時刻が異なるだけでなく到来する角度も異なるので、アンテナの指向性を制御してビームを希望波の方向に向けることにより、希望しない波を除去することが可能になる。このため、マルチパス抑圧にも効果があり、受信機の誤り率を改善し性能を向上させることができる。
【００１１】
近年、円偏波アンテナを室内無線通信システムの受信アンテナに用いる技術が一般的になっており、製品も出されている。しかしながら、これはアレーアンテナに適用したものではなく、また送信アンテナから出力される電磁波は直線偏波である。円偏波を送信信号として用いて、フェーズドアレーアンテナあるいはアダプティブアレーアンテナ等のビーム指向性を制御できるアンテナで受信するシステムについては、その構成方法，基本原理が明確でなく発展段階にある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
従来例で述べたように、バトラマトリックスによるアレーアンテナ，フェーズドアレーアンテナ技術、あるいはアダプティブアレーアンテナ技術は、室内で無線通信を行う場合に、マルチパスフェージングによる通信品質の劣化を防ぐために用いられている。その理由は、マルチパスフェージングが存在したときには通常到来角度の異なる複数の遅延波が受信アンテナに到達することになるため、従来例で述べたアンテナ技術は、これを空間的に分離することが可能であるからである。ある角度にのみ指向性感度をもつアンテナは、その指向性が制御できれば、希望する到来波と異なる角度から到来する遅延波を分離できるので、マルチパスフェージングの遅延波による劣化を防ぐことができる。
【００１３】
しかしながら、これらのアンテナでは複数の遅延波がほぼ同じ角度方向から到来した場合、希望波と遅延波の分離が困難である。このような場合には、遅延波の影響が避けられないため、遅延波による通信品質の劣化が生じていた。
【００１４】
また、従来例で述べた円偏波フェーズドアレーを室内通信に適用することも考えられるが、この場合、送信アンテナの偏波面と受信アンテナの偏波面の組合せが複数存在するので、受信感度が充分取れない場合があり、問題であった。
【００１５】
本発明は、これら指向性感度を制御するアンテナを用いた送受信システムの欠点を考慮して、マルチパスフェージングにおける遅延波の到来角度に差がない場合でも、あるいは同じ角度で到来しても、これを分離できる確率が高いビーム制御円偏波アレーアンテナ装置を提供するものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この目的を解決するために、本発明による円偏波アレーアンテナ装置は、送信機からの円偏波電磁波を受信するアンテナシステム系において、送信された円偏波と同一方向の偏波面を有する第１の円偏波アンテナシステム系と送信された円偏波と逆方向の偏波面を有する第２の円偏波アンテナシステム系を備え、該第１の円偏波アンテナシステムと第２の円偏波アンテナシステム系はそれぞれ調整可能なビーム指向性を持つアンテナ系であって、複数の到来波の中から１つの到来波を選択することが可能であり、前記第１のアンテナシステム系と第２のアンテナシステム系のどちらかのシステム系を選択して受信信号生成に用いるように構成されている。
ビーム指向性を調整するためにバトラマトリックスを用いた給電方法を採用することができる。
送信機からの円偏波電磁波を受信するアンテナシステム系において、送信された円偏波と同一方向の偏波面を有する第１の円偏波アンテナシステム系と送信された円偏波と逆方向の偏波面を有する第２の円偏波アンテナシステムを持ち、第１の円偏波アンテナシステム系と前記第２の円偏波アンテナシステム系のおのおのはヌル点による干渉波抑圧可能なアンテナシステム系であって、その指向性における低受信感度を任意の方向に設定することが可能であり、前記第１のアンテナシステム系と第２のアンテナシステム系のどちらかのシステム系を選択することができる。
第１のアンテナシステム系と第２のアンテナシステム系を合成して受信信号生成に用いることができる。
さらに、本発明による円偏波アレーアンテナ装置は、一つの放射素子又は一対の放射素子により直交した直線偏波を受信する放射素子ブロックが複数個アレー状に配置され、各ブロックの放射素子のそれぞれの直線偏波に対応する２つの出力が各ブロックの放射素子に対応する各ハイブリッド結合器に入力され、該各ハイブリッド結合器からの２つの出力が２組のバトラマトリックス給電回路に入力され、全てのバトラマトリックス給電回路の出力から１つを選択して受信信号生成に用いるアンテナシステムであって、同じハイブリッド回路からの２つの出力はそれぞれ別のバトラマトリックス給電回路への入力に限定することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施例を示す図面である。図１において、１は金属の板である。金属の板１に、水平方向の空隙２−１から２−４と垂直方向の空隙３−１から３−４とが交互に配置されている。本実施例では、金属の板１上の空隙２−１と空隙３−１とで１対、空隙２−２と空隙３−２とで１対、空隙２−３と空隙３−３とで１対、空隙２−４と空隙３−４とで１対のように、金属の板１と空隙２−１乃至２−４と３−１乃至３−４が４対のスロットアンテナの放射素子よりなる４つの放射素子ブロックを構成している。スロットアンテナの中で、空隙２−１から２−４は垂直偏波を受信して、空隙３−１から３−４は水平偏波を受信する。
【００１８】
９−１から９−４と１０−１から１０−４は同軸ケーブルである。これらの同軸ケーブルで、スロットアンテナを給電する。これら同軸ケーブルの全ては、長さが電気的に等しい。同軸ケーブル９−１から９−４は、それぞれ空隙２−１から２−４を給電している。図には詳しく示していないが、同軸ケーブル９−１から９−４の中心導体がそれぞれ空隙２−１から２−４の上側の部分の金属の板に直結されており、同軸ケーブル９−１から９−４の外被導体がそれぞれの空隙２−１から２−４の下側の金属の板に直結されている。更に、同軸ケーブル１０−１から１０−４の中心導体がそれぞれの空隙３−１から３−４の右側の部分の金属の板に直結されており、同軸ケーブル１０−１から１０−４の外被導体が、それぞれ空隙３−１から３−４の左側の金属の板に直結されている。これらは、同軸ケーブルを用いてスロットアンテナを給電する一般的な構成である。
【００１９】
４−１から４−４は、ハイブリッド回路（Ｈ）である。１１−１から１１−４更に１２−１から１２−４もまた、同軸ケーブルである。ハイブリッド回路４−１のアンテナ側には、同軸ケーブル９−１，１０−１が接続され、ハイブリッド回路４−１の無線機側には同軸ケーブル１１−１，１２−１が接続されている。
ハイブリッド回路４−２も同様にして、それぞれ、アンテナ側には同軸ケーブル９−２，１０−２が接続され、無線機側には同軸ケーブル１１−２，１２−２が接続されており、ハイブリッド回路４−３では、それぞれ、アンテナ側に同軸ケーブル９−３，１０−３が、無線機側に同軸ケーブル１１−３，１２−３が接続され、ハイブリッド回路４−４では、それぞれ、アンテナ側に同軸ケーブル９−４，１０−４が、無線機側に同軸ケーブル１１−４，１２−４が接続されている。
【００２０】
ハイブリッド回路４−１の働きは、同軸ケーブル９−１からの入力に対し同軸ケーブル１０−１からの入力の位相を９０度遅らせて、更に同軸ケーブル９−１からの入力との和を取り同軸ケーブル１１−１に出力する。また、同軸ケーブル１０−１からの入力に対し同軸ケーブル９−１からの入力の位相を９０度遅らせて、更に同軸ケーブル１０−１からの入力との和を取り同軸ケーブル１２−１に出力する。ハイブリッド回路４−２から４−４も、それぞれの入力に対して全く同様に作用して出力する。
【００２１】
ここで、このハイブリッド回路４−１の同軸ケーブル１１−１への出力は、垂直偏波に作用するスロット２−１の出力に対して、スロット３−１の作用する水平偏波が９０度遅れて重ね合わされたものであるので、図１の矢印８の方向から電波が到来するものとすると、左円偏波となる。一方、ハイブリッド回路４−１の同軸ケーブル１２−１への出力は、垂直偏波に作用するスロット２−１の出力に対して、スロット３−１の作用する水平偏波が９０度進んで重ね合わされたものであるので、矢印８の方向からの電波に対して右円偏波となる。全く同様の原理で、ハイブリッド回路４−２の同軸ケーブル１１−２への出力、ハイブリッド回路４−３の同軸ケーブル１１−３への出力と、ハイブリッド回路４−４の同軸ケーブル１１−４への出力は、矢印８の方向からの電波に対して左円偏波となり、ハイブリッド回路４−２の同軸ケーブル１２−２への出力、ハイブリッド回路４−３の同軸ケーブル１２−３への出力と、ハイブリッド回路４−４の同軸ケーブル１２−４への出力は、矢印８からの電波に対して右円偏波となる。ここで、同軸ケーブル１１−１から１１−４と１２−１から１２−４はすべて電気的に同じ長さである。
【００２２】
５−１，５−２は従来例で説明した４入力，４出力のバトラマトリックス給電回路である。これらのバトラマトリックス給電回路５−１，５−２は独立している。バトラマトリックス給電回路５−１は、左円偏波スロットアンテナからの同軸ケーブル１１−１乃至１１−４からの入力に対して、それぞれ、同軸ケーブル１３−１から１３−４に出力する。また、バトラマトリックス給電回路５−２は、右円偏波スロットアンテナからの入力１２−１から１２−４に対して、それぞれ、同軸ケーブル１４−１から１４−４に出力する。ここで、同軸ケーブル１３−１から１３−４と１４−１から１４−４は、すべて電気的に同じ長さである。
【００２３】
４入力，４出力のバトラマトリックス給電回路５−１，５−２は、受信アンテナの場合、従来例でも説明したように、４つのアレーアンテナの作用する４方向の固定した到来角の異なるビームを持つ指向性により受信された信号を、４つの異なる端子に出力する。この実施例では、出力１３−１から１３−４は、左円偏波であり、異なる４方向のビーム状の指向性により受信された信号である。また、出力１４−１から１４−４は、右円偏波であり、異なる４方向のビーム状の指向性により受信された信号である。すなわち、８個の出力は、偏波と方向の異なる８通りの指向性アンテナにより受信された信号である。
【００２４】
６はスイッチング回路であり、本実施例では８個の入力に対しても最も電界強度の大きな信号を選んで同軸ケーブル１５に出力する。７は受信回路であり、これはケーブル１５からの高周波信号が入力し、復調等を行う。１６は受信信号である。スイッチング回路６を切り替えるための電界強度の測定は通常受信回路７で行われ、受信回路７からスイッチング回路６へ制御信号をフィードバックしてスイッチング回路６の中のスイッチを切り替えなければならない。ここで、６ａは制御信号のための信号線である。スイッチング回路の機能は、一般的に用いられている高周波スイッチ素子を複数個組み合わせて構成する。
【００２５】
本発明の第１の実施例が、本発明の課題を解決する原理について説明する。図１に示したアンテナシステムは、受信アンテナであり、送信アンテナは別に存在する。ここで、送信アンテナは右円偏波であるとする。室内無線通信でありマルチパスが存在する場合、遅延波は壁等で反射した波である。ここで、右円偏波の波が壁で一回反射したとすると左円偏波となり、ある程度減衰する。更に、２回以上の反射をするに従って偏波の方向が左から右そしてまた左と切り替わり、減衰量がますます増えてくる。ここで、マルチパスを壁等と３回までの反射による波に仮定する。すなわち、それ以上は減衰が大きく考慮する必要がない場合である。このとき、受信アンテナに右円偏波の波として到達するのは０回（直接波）、２回の反射波である。一方、受信アンテナに左円偏波の波として到達するのは、１回，３回の反射波である。
【００２６】
本発明の実施例では、８個のバトラマトリックス出力の中で、４個が右偏波用、４個が左偏波用であるので、直接波を含む４つの反射波から０回，２回の反射波を４つの指向性をもつ右偏波用受信アンテナで分離して、１回，３回の反射波を４つの指向性をもつ左偏波用受信アンテナで分離することになる。仮に、１回，２回の反射波がバトラマトリックス給電回路により形成される指向性のほぼ同じ方向から到来したとしても、偏波の向きが異なるので左偏波用のアンテナは、１回反射波を受信し、２回反射波を抑圧する。また、右偏波用のアンテナは２回反射波を受信し、１回反射を抑圧する。このようにほぼ同じ方向から到来した後でも反射回数が奇数回と偶数回に異なれば、二つの波の分離が可能であり、更に両方の波の電界強度の大きい方を選択することが可能である。本発明により、ほぼ同じ方向から到来した遅延波を分離できる確率が向上する。更に分離するだけでなく、選択回路を用いることにより送信信号の円偏波と逆の向きの偏波の方が通信品質を向上させる場合でも、その逆向きの偏波を使用して通信することが可能なので、より一層通信性能を高めることが可能である。これは、見通し外で１回反射波のみが強く、それ以上の反射波の減衰が大きい場合などが相当する。
【００２７】
第１の実施例では、バトラマトリックスを用いた給電回路の場合を例にして説明したが、ビーム指向性による選択性、すなわちマルチパスにおける複数の遅延波（直接波を含む）の選択機能があれば、他のアンテナシステムにも適応可能である。これには、フェーズドアレーアンテナシステム、あるいはアダプティブアレーアンテナシステムも含まれる。
【００２８】
図２に、本発明をアダプティブアレーアンテナシステムに適用した第２の実施例を示す。図２において、２１−１から２１−４は、４素子アレーアンテナを構成している。これらのアンテナは、例えば、直線上に配置する。２２−１から２２−４は、ダウンコンバータ回路である。各アンテナから入力した高周波信号を増幅し、更にベースバンド信号に変換する働きをする。各ベースバンド信号は、２３−１から２３−４のＡ／Ｄ変換回路に入力する。これらのＡ／Ｄ変換回路２３−１〜２３−４によってディジタル信号に変換されたベースバンド信号は、ＤＳＰ（Digtal Signal Processor ）あるいはＦＰＧＡ（Field Programable Logic Devise）などでディジタル信号処理によって計算される。２４−１から２４−４は、複素掛け算器である。ここでは、各ベースバンド信号の振幅と位相を変化させる。２５は足し算器であり、各複素掛け算器２４−１〜２４−４の出力を足し合わせる。２６は制御回路であり、足し算器２５からの出力信号に基づいて、あるアルゴリズムを用いている場合、足し算器２５からの入力信号と各複素掛け算器２４−１〜２４−４への出力信号はフィードバックループを形成し、適応処理を行う。適応処理が収束すると、このときの足し算器２５の出力は、アンテナ２１−１から２１−４がある任意の指向性を構成したときの受信データになる。
どのような指向性を構成するかは、制御回路２６のアルゴリズムに基づいており、様々なアルゴリズムが存在する。この中には、ビームの指向性を構成しそれを希望波に向けるものや、ヌル点を作ってそれを干渉波に向けるものなどがある。
ヌル点とは、アンテナ感度を低減させる方向のことであり、これにより干渉波を抑圧する。
【００２９】
以上を第１のアレーアンテナ系とすると、ほぼ同じ構成の第２のアレーアンテナ系をもう１つ用意する。図２において、第２のアレーアンテナ系は、アンテナ３１−１から３１−４から高周波信号を取り込み、ダウンコンバータ回路３２−１から３２−４でベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器３３−１から３３−４でディジタル信号にする。更に、複素掛け算器３４−１から３４−４，足し算器３５，制御回路３６でフィードバックループを形成して適応処理を行う。これら第２のアレーアンテナ系の各素子の働きは、アンテナ部３１−１から３１−４を除いて第１のアレーアンテナ系と全く同じである。
【００３０】
アンテナ２１−１から２１−４は一つの円偏波アレーアンテナ系を構成し、アンテナ３１−１から３１−４はもう一つの円偏波アレーアンテナを構成する。２つのアレーアンテナ系のアンテナは、円偏波の向きを逆にする。例えば、第１のアレーアンテナ系の各アンテナ素子２１−１から２１−４が左円偏波用のアンテナであれば、第２のアレーアンテナ系の各アンテナ素子３１−１から３１−４は、右円偏波用のアンテナである。これら２つのアレーアンテナ系の各アンテナ素子は、全く異なる素子を用いて構成してもよいし、各アレーアンテナ系の２つの組の全て、例えば、２１−１と３１−１等を同じパッチアンテナを用いて、給電系のみを変えて、４つのパッチアンテナと８個の給電線で構成してもよい。また、更に実施例１で説明したように、８個のスロットアンテナと４個のハイブリッド回路を用いて構成してもかまわない。これらは、全て左円偏波アレーアンテナと右円偏波アレーアンテナを構成するもので、これを実現することのできるアレーアンテナであれば、本発明に適用可能である。
【００３１】
更に、図２において、２７はスイッチング回路であり、第１のアレーアンテナ系からの出力と第２のアレーアンテナ系からの出力のどちらかを選択する。２８はベースバンド処理回路であり、出力端子２９に受信信号が出力される。スイッチング回路２７でどちらのアレーアンテナ系からの出力を選択するかは、例えば、電界強度の大きい方を選択したり、ベースバンド処理回路２８から通信品質を表す量をスイッチング回路２７にフィードバックさせて、通信品質の良好な方を選択するように、切り替えてもよい。
【００３２】
この実施例では、第１のアレーアンテナシステムは、例えば、左円偏波の到来波の適応信号処理を行って、左円偏波の到来波における最適な信号を取り出している。その場合、第２のアレーアンテナシステムは、右円偏波の到来波の適応信号処理を行って、右円偏波の到来波における最適な信号を取り出している。実施例１についても述べたように、右円偏波で送信した場合、右円偏波と左円偏波はそれぞれ独立した波として到来し、その全体の到来する波の数は、直線偏波送信の場合と同じと考えられる。また、右円偏波のみ又は左円偏波のみで到来する波の数は、直線偏波で到来する波より少ないので、従来の直線偏波によるアダプティブアレーよりも、希望波と干渉波の到来角度の差が大きくなる可能性が高く、干渉波の抑圧能力が高まり、受信性能が向上する。また、左円偏波の到来波の最適解と右円偏波の到来波の最適解を比べてよい方を選択するので、更に受信性能は向上する。
【００３３】
また、本実施例では、４本のアレーアンテナを２系統用いて、アダプティブアレーを実現したが、これは８本のアレーアンテナ１系統を使用したアレーアンテナに比べて、前述したように、右円偏波と左円偏波はそれぞれ独立した波として取り扱えるので、干渉波の抑圧能力が高い。
【００３４】
第２の実施例でもわかるように、アンテナシステムにおいてビーム指向性による干渉波の抑圧を機能として持つものは、第１の実施例と全く同じ原理で、最適な信号を選ぶことが可能である。
【００３５】
また、ヌル点を用いて干渉波を抑圧する場合でも、干渉波と希望波が右偏波用受信アンテナと左偏波用受信アンテナで異なる場合があり、さらに最適な受信信号を得ることが可能である。これは右円偏波送信で１回までの反射波が存在する場合（２波モデル）を仮定すると、右円偏波用受信アンテナでは０回反射波（直接波）が希望波、１回反射波が干渉波、そして左円偏波用受信アンテナでは１回反射波が希望波、０回反射波（直接波）が干渉波となる可能性が高い。この場合には、両方の希望波の電界強度の大きさで最適な信号を選択することが可能でより柔軟な通信システムを構築することが可能である。これらの考え方は、反射波の反射回数が増えた場合でも全く同様に考えることができる。
【００３６】
形成できるヌル点の数は（アンテナ本数−１）であるので、４本のアンテナでは３つまでである。２系統の４アレーアンテナが独立していると考えると、抑圧できる干渉波の数（ヌル点の数）は６である。一方、８本のアレーアンテナ１系統の場合、ヌル点の数は７である。しかしながら、２系統の４アレーアンテナは、１系統の８アレーアンテナに比べて収束時間が短く、アルゴリズムの計算量も少なくなる。さらに、前記のようにこの場合も、２系統の４アレーアンテナのそれぞれにおいて、希望波と干渉波が同じ方向から到来した場合に１系統の８アレーアンテナよりも分離し得る確率が高い。
【００３７】
以上の実施例では、右円偏波アレーアンテナと左円偏波アレーアンテナの出力の大きい方を選択して受信器に入力していた。しかしながら、本発明では、これら２つのアンテナ系の出力を合成することも可能である。通常のビーム指向性を制御するアダプティブアンテナなどはそのアルゴリズムにおいて、基準となる参照信号をもつ。参照信号は、それぞれのアンテナ系においては必ず希望波と特定することができ、アダプティブアンテナのアルゴリズムはこの参照信号と最も相関の高い信号の方向にビーム指向性を向けるので、希望しない波（遅延波または干渉波）を選択することはない。参照信号は、通常トレーニング信号などに含まれるある特定のビットパターンで認識される。また、信号合成のときには、２つのアンテナ系の出力の位相を合わせなければならないが、この位相合わせもこのビットパターンを用いて合わせている。
【００３８】
図３（ａ）は本発明の第３の実施例を示す図面である。第３の実施例は第１の実施例において放射素子をスロットアンテナからパッチアンテナに置き換えたものである。図３（ａ）において、２０−５は誘電体板であり、誘電体板２０−５上に金属の板２０−１乃至２０−４が配置されている。２０−６はグランド板であり、誘電体板２０−５の背面に位置する。金属の板２０−１，２０−２，２０−３，２０−４の大きさはアンテナの周波数に共振する長さであり、縦方向が垂直偏波、横方向が水平偏波である。本実施例ではこの誘電体板２０−５上の金属の板２０−１，２０−２，２０−３，２０−４のおのおのがパッチアンテナの放射素子ブロックを構成している。ここでは４個のパッチアンテナが構成され、１つのパッチアンテナに給電されている各組２つの同軸ケーブル（９−１，１０−１）、（９−２，１０−２）、（９−３，１０−３）及び（９−４，１０−４）が、それぞれ垂直偏波，水平偏波を受信することができる。図３（ａ）において、９−１乃至９−４と１０−１乃至１０−４は同軸ケーブルである。これらの同軸ケーブルでパッチアンテナを給電する。これら同軸ケーブルは長さが電気的に相等しい。同軸ケーブル９−１乃至９−４はそれぞれ空パッチアンテナ２０−１乃至２０−４の垂直偏波を給電している。
【００３９】
図３（ｂ）に放射素子２０−１について代表して示しているように、同軸ケーブル９−１，１０−１の中心導体２０−７，２０−８がそれぞれ誘電体板２０−５上の金属の板２０−１に直結されており、同軸ケーブル９−１，１０−１の外被導体がそれぞれ背面のグランド板２０−６に直結している。他の金属の板２０−２，２０−３，２０−４についても、同様の構成である。誘電体板２０−５上の金属の板２０−１乃至２０−５のおのおのにおける同軸ケーブルの中心導体及び外被導体の位置は、偏波面とアンテナの入力インピーダンスにおいて最適な位置があり、この位置は理論的計算または実験によって求めることが可能である。
これらは同軸ケーブルを使用してパッチアンテナを給電する一般的な構成である。図３（ａ）において矢印８は本アレーアンテナが感度をもつ受信信号の入射方向である。
【００４０】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明を用いれば、左円偏波と右円偏波の独立性を利用して、マルチパスにおける反射波を左円偏波と右円偏波で分離して取り扱うことができる。そのため到来波の分離、例えばビームを用いた希望波の取得、あるいはヌル点による遅延波（干渉波）の抑圧が、従来のアンテナシステムよりも確実に行うことが可能である。
本発明は、希望波と遅延波（干渉波）がほぼ同じ到来方向から到達する場合に特に有効であり、アンテナの本数を増やしただけでは達成できなかったことを可能にするシステムである。
【図面の簡単な説明】
【図１】バトラマトリックスを用いた場合の本発明の第１の実施例を示すブロック構成図である。
【図２】アダプティブアレーアンテナシステムに本発明を適応した第２の実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施例の主要部を示す斜視図（ａ）と細部説明用斜視図（ｂ）である。
【図４】従来技術であるフェーズドアレーアンテナシステムの構成例を示すブロック図である。
【図５】従来技術であるバトラマトリックス給電回路を用いた４素子アレーアンテナの構成例を示すブロック図である。
【図６】従来技術であるバトラマトリックス給電回路を用いた４素子アレーアンテナの指向性例を示す特性図である。
【符号の説明】
１ 金属の板
２−１，２−２，２−３，２−４ 水平方向の空隙
３−１，３−２，３−３，３−４ 垂直方向の空隙
４−１，４−２，４−３，４−４ ハイブリッド回路
５−１，５−２ バトラマトリックス給電回路
６ スイッチング回路
７ 受信回路
８ 矢印
９−１，９−２，９−３，９−４ 同軸ケーブル
１０−１，１０−２，１０−３，１０−４ 同軸ケーブル
１１−１，１１−２，１１−３，１１−４ 同軸ケーブル
１２−１，１２−２，１２−３，１２−４ 同軸ケーブル
１３−１，１３−２，１３−３，１３−４ 同軸ケーブル
１４−１，１４−２，１４−３，１４−４ 同軸ケーブル
１５ 同軸ケーブル
１６ 受信信号
２０−１，２０−２，２０−３，２０−４ 金属の板
２０−５ 誘電体板
２０−６ グランド板
２０−７，２０−８ 中心導体
２１−１，２１−２，２１−３，２１−４ アンテナ素子
２２−１，２２−２，２２−３，２２−４ ダウンコンバータ回路
２３−１，２３−２，２３−３，２３−４ Ａ／Ｄ変換器
２４−１，２４−２，２４−３，２４−４ 複素掛け算器
２５ 足し算器
２６ 制御回路
２７ スイッチング回路
２８ ベースバンド処理回路
２９ 出力端子
３１−１，３１−２，３１−３，３１−４ アンテナ素子
３２−１，３２−２，３２−３，３２−４ ダウンコンバータ回路
３３−１，３３−２，３３−３，３３−４ Ａ／Ｄ変換器
３４−１，３４−２，３４−３，３４−４ 複素掛け算器
３５ 足し算器
３６ 制御回路
４１−１，４１−２，４１−３，４１−４ アンテナ素子
４２−１，４２−２，４２−３，４２−４ 移相器
４３ 合波器
４４ 位相制御器
４５ 受信器
５１−１，５１−２，５１−３，５１−４ アンテナ素子
５２−１，５２−２，５２−３，５２−４ ハイブリッド回路
５３−１，５３−２ ４５度移相器
５４−１，５４−２，５４−３，５４−４ 出力
５５−１，５５−２，５５−３，５５−４ 指向性[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a circularly polarized array antenna, and more particularly, to a circularly polarized array antenna capable of directing a wave arriving from a specific direction by phase control or the like.
[0002]
[Prior art]
As this kind of circularly polarized array antenna, there is a circularly polarized wave switching type phased array antenna (for example, see Patent Document 1).
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2000-223927 A
[0004]
2. Description of the Related Art Circularly polarized array antennas have been conventionally used in satellite communications, and are used to direct the antenna directivity toward a satellite and to perform communications with matching polarization planes. Circularly polarized light includes left circularly polarized light and right circularly polarized light, and communication must be performed by selecting one of them and making the transmitting and receiving antenna have a structure corresponding to it. For example, a transmission radio wave from a transmission antenna having a structure for right circular polarization must be received by a receiving antenna for right circular polarization, and if this is received by a receiving antenna for left circular polarization, the sensitivity becomes high. Is severely deteriorated and communication is not possible.
This circularly polarized array antenna can automatically direct the directivity to an arbitrary direction by controlling the phase or the like. This antenna is called a circularly polarized phased array antenna, and can set a beam to an arbitrary direction. In satellite communication, it can follow the direction of the satellite even if it changes.
[0005]
Next, the phased array antenna technology will be described. FIG. 4 shows a configuration example of a conventional phased array antenna. 41-1 to 41-4 are antenna elements. Here, a four-element array antenna is configured. Reference numerals 42-1 to 42-4 denote phase shifters, which can usually change the phase in predetermined steps. Reference numeral 43 denotes a multiplexer, which superimposes high-frequency signals from the phase shifter elements 42-1 to 42-4. This is a circuit for superimposing in the state of an analog signal. A receiver 45 measures the electric field strength of the received signal and demodulates it. Reference numeral 44 denotes a phase controller, which controls the amount of phase shift of the phase shifters 42-1 to 42-4 using the output from the receiver 45. In FIG. 4, THETA is an angle for describing the direction of the beam directivity. In this phase controller 44, first, the phase change amount of each of the phase shifters 42-1 to 42-4 is controlled, the receiver 45 measures the electric field strength, and the result is taken into the phase controller 44 so that Since feedback can be made to the phase change amount of the phase shifters 42-1 to 42-4, the directivity can be controlled.
For example, when the phase difference between the adjacent phase shifters of the phase shifters 42-1 to 42-4 is largely changed, the beam directivity turns to the front direction (THETA = 0) when there is no phase difference, and the phase difference Is increased, the direction changes in an oblique direction (a direction in which THETA increases). Using this principle, for example, there is a method of changing the phase difference between adjacent phase shifters in a stepwise manner and fixing the phase at which the received electric field intensity is the largest to receive the signal. The phased array antenna is characterized in that it controls the phase. If each antenna is a circularly polarized antenna, it becomes a circularly polarized phased array antenna.
[0006]
As described above, the phased array antenna technology is a technology for controlling the directivity of the antenna by arbitrarily changing the phase of the antenna.Currently, however, a configuration in which not only the phase of the antenna but also the amplitude is arbitrarily changed is also used. ing. This is called adaptive array antenna technology. In the case of this antenna technology, the control of the phase and the amplitude is often controlled after the A / D converter provided in the baseband, and is calculated and controlled by digital signal processing. Since the phase and the amplitude can be set to arbitrary values instead of each step, the directivity can be controlled more precisely.
[0007]
Also, instead of changing the direction of a single beam directivity, an array antenna is provided which has a plurality of beam directivities for directing in a plurality of different fixed directions, respectively, and selects a desired beam directivity therefrom. As a technique, there is a power feeding method using a butler matrix. This is a technology that is still being studied even though it is an old technology, since it can be configured with a relatively simple circuit and does not require an algorithm for performing complicated calculations.
[0008]
FIG. 5 shows an array antenna using a butler matrix, and FIG. 6 shows its directivity. This is an example of a four-element array antenna. In FIG. 5, 51-1 to 51-4 are antenna elements. 52-1 to 52-4 are hybrid circuits (H). Reference numerals 53-1 and 53-2 denote 45-degree phase shifters, which function to delay the phase by 45 degrees. There are four outputs 54-1 to 54-4. Here, 55-1 to 55-4 in FIG. 6 represent the beam directivity when any one of the outputs 54-1 to 54-4 is selected. The directivity of the output 54-1 is 55-1. Similarly, 54-2 and 55-2, 54-3 and 55-3, and 54-4 and 55-4 correspond in the same manner.
[0009]
On the other hand, in an indoor wireless communication system, linear polarization is usually used. This is because the structure of the antenna that transmits linearly polarized waves is relatively simple, and omnidirectionality in a horizontal plane can be easily created. Recently, phased array antennas or adaptive array antennas have been used in indoor wireless communication, and their commercialization has been progressing. By configuring these antennas, it is possible to increase the traffic capacity of the wireless system, and it is possible to effectively use the frequency.
This is because, by making the directivity of the antenna to be a beam, radiation in an undesired direction can be suppressed, and interference wave components from adjacent zones using the same frequency can be reduced.
[0010]
Furthermore, in an indoor wireless communication system, a multipath in which a plurality of delayed waves arrive at a receiver occurs due to reflection from a wall or the like. Since a plurality of delayed waves (including direct waves) not only arrive at different times but also arrive at different angles, by controlling the directivity of the antenna and directing the beam in the direction of the desired wave, the undesired wave is eliminated. It becomes possible to remove. For this reason, the multipath suppression is also effective, and the error rate of the receiver can be improved and the performance can be improved.
[0011]
In recent years, a technique of using a circularly polarized antenna as a receiving antenna of an indoor wireless communication system has become common, and products have been released. However, this is not applied to the array antenna, and the electromagnetic wave output from the transmitting antenna is linearly polarized. The configuration method and basic principle of a system that uses a circularly polarized wave as a transmission signal and receives the signal with an antenna such as a phased array antenna or an adaptive array antenna that can control the beam directivity are not clear, and are in a development stage.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
As described in the related art, an array antenna, a phased array antenna technology, or an adaptive array antenna technology using a butler matrix is used to prevent deterioration of communication quality due to multipath fading when performing wireless communication indoors. . The reason is that in the presence of multipath fading, a plurality of delayed waves with different arrival angles usually arrive at the receiving antenna, and the antenna technology described in the conventional example can spatially separate this. Because it is. An antenna having directivity sensitivity only at a certain angle can separate a delayed wave arriving from an angle different from that of a desired arriving wave if its directivity can be controlled, so that it is possible to prevent multipath fading from being deteriorated by a delayed wave.
[0013]
However, in these antennas, when a plurality of delayed waves arrive from substantially the same angular direction, it is difficult to separate the desired wave and the delayed wave. In such a case, the influence of the delay wave is inevitable, so that the communication quality is deteriorated due to the delay wave.
[0014]
It is also conceivable to apply the circularly polarized phased array described in the conventional example to indoor communication, but in this case, since there are a plurality of combinations of the polarization plane of the transmission antenna and the polarization plane of the reception antenna, the reception sensitivity is not sufficient. There was a case that I could not get it, which was a problem.
[0015]
The present invention takes into account the drawbacks of the transmission / reception system using the antenna for controlling the directivity sensitivity, even if the arrival angles of the delayed waves in multipath fading have no difference or even if they arrive at the same angle. To provide a beam-controlled circularly polarized array antenna device having a high probability of separating the antenna.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this object, a circularly polarized array antenna device according to the present invention has an antenna system for receiving a circularly polarized electromagnetic wave from a transmitter, which has a polarization plane in the same direction as the transmitted circularly polarized wave. A first circularly polarized antenna system and a second circularly polarized antenna system having a plane of polarization opposite to that of the transmitted circularly polarized wave. The wave antenna system system is an antenna system having an adjustable beam directivity, and is capable of selecting one arriving wave from a plurality of arriving waves. Is configured to select one of the antenna system systems and use the selected system system for generating a received signal.
A power feeding method using a butler matrix can be adopted to adjust the beam directivity.
In an antenna system for receiving a circularly polarized electromagnetic wave from a transmitter, a first circularly polarized antenna system having a plane of polarization in the same direction as the transmitted circularly polarized wave and a direction opposite to the transmitted circularly polarized wave. It has a second circularly polarized antenna system having a polarization plane, and each of the first circularly polarized antenna system and the second circularly polarized antenna system is an antenna system capable of suppressing an interference wave by a null point. Therefore, it is possible to set the low receiving sensitivity in the directivity to an arbitrary direction, and it is possible to select either the first antenna system or the second antenna system.
The first antenna system and the second antenna system can be combined and used for generating a received signal.
Furthermore, in the circularly polarized array antenna device according to the present invention, a plurality of radiating element blocks for receiving linearly polarized waves orthogonal to each other by one radiating element or a pair of radiating elements are arranged in an array, and each of the radiating elements of each block is arranged. Are output to the respective hybrid couplers corresponding to the radiating elements of each block, and the two outputs from the respective hybrid couplers are input to two sets of butler matrix feeding circuits. An antenna system for selecting one output from the outputs of the butler matrix feed circuit for generating a received signal, wherein two outputs from the same hybrid circuit can be limited to inputs to different butler matrix feed circuits, respectively. .
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a drawing showing a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a metal plate. In the metal plate 1, horizontal gaps 2-1 to 2-4 and vertical gaps 3-1 to 3-4 are alternately arranged. In the present embodiment, one pair of the gap 2-1 and the gap 3-1 on the metal plate 1, one pair of the gap 2-2 and the gap 3-2, and the pair of the gap 2-3 and the gap 3-3 on the metal plate 1. Radiating element of a slot antenna having four pairs of metal plate 1 and gaps 2-1 to 2-4 and 3-1 to 3-4, such as one pair, gap 2-4 and gap 3-4. And four radiating element blocks. In the slot antenna, air gaps 2-1 to 2-4 receive vertical polarization, and air gaps 3-1 to 3-4 receive horizontal polarization.
[0018]
9-1 to 9-4 and 10-1 to 10-4 are coaxial cables. These coaxial cables feed the slot antenna. All of these coaxial cables are electrically equal in length. The coaxial cables 9-1 to 9-4 feed the gaps 2-1 to 2-4, respectively. Although not shown in detail in the figure, the central conductors of the coaxial cables 9-1 to 9-4 are directly connected to the metal plates on the upper portions of the gaps 2-1 to 2-4, respectively. To 9-4 are directly connected to the metal plates below the respective gaps 2-1 to 2-4. Further, the center conductors of the coaxial cables 10-1 to 10-4 are directly connected to the metal plates on the right side of the respective gaps 3-1 to 3-4, and the outer conductors of the coaxial cables 10-1 to 10-4. The conductors are directly connected to the metal plates on the left side of the gaps 3-1 to 3-4, respectively. These are general configurations for feeding a slot antenna using a coaxial cable.
[0019]
Reference numerals 4-1 to 4-4 denote hybrid circuits (H). 11-1 to 11-4 and 12-1 to 12-4 are also coaxial cables. The coaxial cables 9-1 and 10-1 are connected to the antenna side of the hybrid circuit 4-1, and the coaxial cables 11-1 and 12-1 are connected to the wireless device side of the hybrid circuit 4-1.
Similarly, the hybrid circuit 4-2 has coaxial cables 9-2 and 10-2 connected to the antenna side, and coaxial cables 11-2 and 12-2 connected to the radio side, respectively. In the circuit 4-3, the coaxial cables 9-3 and 10-3 are connected to the antenna side, and the coaxial cables 11-3 and 12-3 are connected to the wireless device side. In the hybrid circuit 4-4, the antenna side is connected. And coaxial cables 11-4 and 12-4 on the wireless device side.
[0020]
The function of the hybrid circuit 4-1 is to delay the phase of the input from the coaxial cable 10-1 by 90 degrees with respect to the input from the coaxial cable 9-1, and further take the sum with the input from the coaxial cable 9-1 to obtain the coaxial Output to the cable 11-1. Further, the input from the coaxial cable 9-1 is delayed by 90 degrees with respect to the input from the coaxial cable 10-1, and the sum of the input and the input from the coaxial cable 10-1 is obtained and output to the coaxial cable 12-1. . The hybrid circuits 4-2 to 4-4 operate in exactly the same manner with respect to their respective inputs and output the same.
[0021]
Here, the output of the hybrid circuit 4-1 to the coaxial cable 11-1 is such that the horizontal polarization acting on the slot 3-1 is delayed by 90 degrees from the output of the slot 2-1 acting on the vertical polarization. Since the radio waves arrive from the direction of arrow 8 in FIG. 1, the waves become left-handed circularly polarized waves. On the other hand, the output of the hybrid circuit 4-1 to the coaxial cable 12-1 is obtained by superimposing the output of the slot 2-1 acting on the vertical polarization by the horizontal polarization acting on the slot 3-1 by 90 degrees. Therefore, it becomes a right circularly polarized wave with respect to the radio wave from the direction of arrow 8. By exactly the same principle, the output of the hybrid circuit 4-2 to the coaxial cable 11-2, the output of the hybrid circuit 4-3 to the coaxial cable 11-3, and the output of the hybrid circuit 4-4 to the coaxial cable 11-4. The output is a left-hand circularly polarized wave with respect to the radio wave from the direction of arrow 8, and the output to the coaxial cable 12-2 of the hybrid circuit 4-2, the output to the coaxial cable 12-3 of the hybrid circuit 4-3, The output of the hybrid circuit 4-4 to the coaxial cable 12-4 is right circularly polarized with respect to the radio wave from the arrow 8. Here, the coaxial cables 11-1 to 11-4 and 12-1 to 12-4 are all electrically the same length.
[0022]
Reference numerals 5-1 and 5-2 denote the four-input, four-output butler matrix power supply circuit described in the conventional example. These butler matrix feed circuits 5-1 and 5-2 are independent. The butler matrix power supply circuit 5-1 outputs the input from the coaxial cables 11-1 to 11-4 from the left circular polarization slot antenna to the coaxial cables 13-1 to 13-4, respectively. In addition, the butler matrix feed circuit 5-2 outputs the inputs 12-1 to 12-4 from the right circular polarization slot antenna to the coaxial cables 14-1 to 14-4, respectively. Here, the coaxial cables 13-1 to 13-4 and 14-1 to 14-4 are all electrically the same length.
[0023]
In the case of a receiving antenna, the four-input, four-output butler matrix feeding circuits 5-1 and 5-2 provide, as described in the conventional example, beams with fixed arrival angles in four directions on which the four array antennas operate. The signal received by the directivity possessed is output to four different terminals. In this embodiment, the outputs 13-1 to 13-4 are left circularly polarized waves, and are signals received with beam directivities in four different directions. Outputs 14-1 to 14-4 are right circularly polarized waves and are signals received with beam directivities in four different directions. That is, the eight outputs are signals received by eight directional antennas having different polarizations and directions.
[0024]
Reference numeral 6 denotes a switching circuit. In this embodiment, a signal having the highest electric field strength is selected for eight inputs and output to the coaxial cable 15. A receiving circuit 7 receives a high-frequency signal from the cable 15 and performs demodulation and the like. 16 is a received signal. The measurement of the electric field strength for switching the switching circuit 6 is usually performed by the receiving circuit 7, and a control signal must be fed back from the receiving circuit 7 to the switching circuit 6 to switch the switches in the switching circuit 6. Here, 6a is a signal line for a control signal. The function of the switching circuit is configured by combining a plurality of commonly used high-frequency switch elements.
[0025]
The principle by which the first embodiment of the present invention solves the problem of the present invention will be described. The antenna system shown in FIG. 1 is a receiving antenna, and a transmitting antenna exists separately. Here, it is assumed that the transmission antenna has right circular polarization. In the case of indoor wireless communication and multipath, a delayed wave is a wave reflected by a wall or the like. Here, if the right circularly polarized wave is reflected once by the wall, it becomes left circularly polarized wave and attenuates to some extent. Further, as the light is reflected two or more times, the direction of polarization is switched from left to right and left again, and the amount of attenuation is further increased. Here, it is assumed that the multipath is a wave caused by reflection on a wall or the like and up to three times. In other words, there is no need to consider the attenuation greatly after that. At this time, the reflected wave that reaches the receiving antenna as a right circularly polarized wave is 0 times (direct wave) and 2 times. On the other hand, the reflected wave that reaches the receiving antenna as a left circularly polarized wave is once and three times.
[0026]
In the embodiment of the present invention, among the eight butler matrix outputs, four are for right-polarization and four are for left-polarization. Are reflected by the right-polarization receiving antenna having four directivities, and the reflected waves once and three times are separated by the left-polarizing receiving antenna having four directivities. Even if the reflected waves once and twice arrive from almost the same direction of the directivity formed by the butler matrix feed circuit, the direction of the polarization is different. And the reflected wave is suppressed twice. The right-polarized antenna receives the reflected wave twice and suppresses the reflected once. If the number of reflections is different from the odd number and the even number even after arriving from almost the same direction, it is possible to separate the two waves, and it is possible to select the one having the larger electric field strength of both waves. is there. According to the present invention, the probability of separating delayed waves arriving from almost the same direction is improved. In addition to separating the signal, even if the selection circuit uses a polarization opposite to the circular polarization of the transmission signal to improve the communication quality, communication using the polarization of the reverse polarization is required. Therefore, the communication performance can be further improved. This corresponds to a case where only one reflected wave is strong outside the line of sight and the attenuation of the reflected wave is large.
[0027]
In the first embodiment, the case of the feeder circuit using the butler matrix has been described as an example. However, the selectivity based on the beam directivity, that is, the function of selecting a plurality of delay waves (including direct waves) in a multipath may be provided. For example, it can be applied to other antenna systems. This includes a phased array antenna system or an adaptive array antenna system.
[0028]
FIG. 2 shows a second embodiment in which the present invention is applied to an adaptive array antenna system. In FIG. 2, 21-1 to 21-4 constitute a four-element array antenna. These antennas are arranged, for example, on a straight line. 22-1 to 22-4 are down-converter circuits. It functions to amplify the high frequency signal input from each antenna and convert it to a baseband signal. Each baseband signal is input to A / D conversion circuits 23-1 to 23-4. The baseband signals converted into digital signals by the A / D conversion circuits 23-1 to 23-4 are calculated by digital signal processing using a DSP (Digital Signal Processor) or an FPGA (Field Programmable Logic Devise). 24-1 to 24-4 are complex multipliers. Here, the amplitude and phase of each baseband signal are changed. 25 is an adder, which adds the outputs of the complex multipliers 24-1 to 24-4. Reference numeral 26 denotes a control circuit. When a certain algorithm is used based on an output signal from the adder 25, an input signal from the adder 25 and an output signal to each of the complex multipliers 24-1 to 24-4 are Form a feedback loop and perform adaptive processing. When the adaptation process converges, the output of the adder 25 at this time becomes reception data when the antennas 21-1 to 21-4 constitute a certain directivity.
What kind of directivity is configured is based on the algorithm of the control circuit 26, and there are various algorithms. These include those that configure the beam directivity and direct it to the desired wave, and those that create a null point and direct it to the interference wave.
The null point is a direction in which the antenna sensitivity is reduced, thereby suppressing an interference wave.
[0029]
Assuming that the above is the first array antenna system, another second array antenna system having substantially the same configuration is prepared. In FIG. 2, the second array antenna system takes in high-frequency signals from antennas 31-1 to 31-4, converts them into baseband signals with down-converter circuits 32-1 to 32-4, and converts them into A / D converters 33. A digital signal is formed from -1 to 33-4. Further, the complex multipliers 34-1 to 34-4, the adder 35, and the control circuit 36 form a feedback loop to perform adaptive processing. The function of each element of the second array antenna system is exactly the same as that of the first array antenna system except for the antenna units 31-1 to 31-4.
[0030]
The antennas 21-1 to 21-4 constitute one circularly polarized array antenna system, and the antennas 31-1 to 31-4 constitute another circularly polarized array antenna. The antennas of the two array antenna systems reverse the directions of the circularly polarized waves. For example, if each of the antenna elements 21-1 to 21-4 of the first array antenna system is an antenna for left circular polarization, each of the antenna elements 31-1 to 31-4 of the second array antenna system is Antenna for right circular polarization. Each antenna element of these two array antenna systems may be configured using completely different elements, or all two sets of each array antenna system, for example, 21-1 and 31-1, etc., may have the same patch antenna. May be used to change only the power supply system, and may be configured with four patch antennas and eight power supply lines. Further, as described in the first embodiment, a configuration using eight slot antennas and four hybrid circuits may be used. All of them constitute a left circular polarized array antenna and a right circular polarized array antenna, and any array antenna that can realize these can be applied to the present invention.
[0031]
Further, in FIG. 2, reference numeral 27 denotes a switching circuit, which selects one of an output from the first array antenna system and an output from the second array antenna system. Reference numeral 28 denotes a baseband processing circuit, which outputs a reception signal to an output terminal 29. Which output from which array antenna system is to be selected by the switching circuit 27 is selected, for example, by selecting the one having the larger electric field strength, or by feeding back the amount representing the communication quality from the baseband processing circuit 28 to the switching circuit 27, The switching may be performed so as to select the one with the better communication quality.
[0032]
In this embodiment, the first array antenna system performs, for example, adaptive signal processing of an incoming wave of a left circular polarization to extract an optimal signal in an incoming wave of a left circular polarization. In that case, the second array antenna system performs adaptive signal processing on the right circularly polarized incoming wave to extract an optimal signal in the right circularly polarized incoming wave. As described in the first embodiment, when transmission is performed with the right circular polarization, the right circular polarization and the left circular polarization each arrive as independent waves, and the total number of arriving waves is linear polarization. It is considered the same as in the case of transmission. Also, since the number of waves arriving with only right circular polarization or only left circular polarization is smaller than the number of waves arriving with linear polarization, the arrival of the desired wave and the interference wave is smaller than the conventional adaptive array with linear polarization. There is a high possibility that the angle difference becomes large, the interference wave suppressing ability is enhanced, and the receiving performance is improved. Further, since the best solution for comparing the optimal solution of the arriving wave of the left circular polarization and the optimal solution of the arriving wave of the right circular polarization is selected, the receiving performance is further improved.
[0033]
Further, in the present embodiment, an adaptive array is realized using two systems of four array antennas. However, as compared with an array antenna using one system of eight array antennas, the right Since the polarized wave and the left circular polarized wave can be handled as independent waves, the ability to suppress the interference wave is high.
[0034]
As can be seen from the second embodiment, an antenna system having a function of suppressing an interference wave by beam directivity in an antenna system can select an optimal signal based on exactly the same principle as in the first embodiment.
[0035]
Also, even when the interference wave is suppressed using the null point, the interference wave and the desired wave may be different between the right-polarized receiving antenna and the left-polarized receiving antenna, and it is possible to obtain an optimal received signal. It is. This is based on the assumption that there is a reflected wave up to one time in right circular polarization transmission (two-wave model). In the receiving antenna for right circular polarization, the reflected wave zero times (direct wave) is a desired wave and reflected once. It is highly possible that a wave is an interference wave, and that a left reflection wave is a desired wave and a zero reflection wave (direct wave) is an interference wave in the left circular polarization receiving antenna. In this case, it is possible to select an optimal signal according to the magnitude of the electric field strength of both desired waves, and it is possible to construct a more flexible communication system. These ideas can be considered exactly the same even when the number of times of reflection of the reflected wave increases.
[0036]
Since the number of null points that can be formed is (the number of antennas minus 1), up to three with four antennas. Assuming that two 4-array antennas are independent, the number of interference waves that can be suppressed (the number of null points) is six. On the other hand, in the case of eight array antennas, the number of null points is seven. However, the two-system four-array antenna has a shorter convergence time than the one-system eight-array antenna, and the amount of calculation of the algorithm is smaller. Further, as described above, in this case as well, in each of the two systems of four array antennas, when the desired wave and the interference wave arrive from the same direction, there is a higher probability that they can be separated from the one system of eight array antennas.
[0037]
In the above embodiment, the larger output of the right circular polarization array antenna and the left circular polarization array antenna is selected and input to the receiver. However, in the present invention, it is also possible to combine the outputs of these two antenna systems. An adaptive antenna or the like that controls a normal beam directivity has a reference signal serving as a reference in the algorithm. The reference signal can always be specified as a desired signal in each antenna system, and the algorithm of the adaptive antenna directs the beam directivity toward the signal having the highest correlation with the reference signal. Or interference wave). The reference signal is generally recognized by a specific bit pattern included in a training signal or the like. Also, when synthesizing signals, the phases of the outputs of the two antenna systems must be matched, and this phase matching is also performed using this bit pattern.
[0038]
FIG. 3A is a drawing showing a third embodiment of the present invention. The third embodiment is obtained by replacing the radiating element in the first embodiment with a patch antenna from a slot antenna. In FIG. 3A, reference numeral 20-5 denotes a dielectric plate, and metal plates 20-1 to 20-4 are arranged on the dielectric plate 20-5. Reference numeral 20-6 denotes a ground plate, which is located on the back of the dielectric plate 20-5. The size of the metal plates 20-1, 20-2, 20-3, and 20-4 is a length that resonates with the frequency of the antenna. The vertical direction is vertical polarization, and the horizontal direction is horizontal polarization. In this embodiment, each of the metal plates 20-1, 20-2, 20-3, and 20-4 on the dielectric plate 20-5 constitutes a radiating element block of the patch antenna. Here, four patch antennas are configured, and two coaxial cables (9-1, 10-1), (9-2, 10-2), and (9-3) are supplied to one patch antenna. , 10-3) and (9-4, 10-4) can receive vertically polarized waves and horizontally polarized waves, respectively. In FIG. 3A, 9-1 to 9-4 and 10-1 to 10-4 are coaxial cables. These coaxial cables feed a patch antenna. These coaxial cables are electrically equal in length. The coaxial cables 9-1 to 9-4 feed the vertically polarized waves of the empty patch antennas 20-1 to 20-4, respectively.
[0039]
As representatively shown in FIG. 3B for the radiating element 20-1, the center conductors 20-7 and 20-8 of the coaxial cables 9-1 and 10-1 are respectively disposed on the dielectric plate 20-5. The outer conductors of the coaxial cables 9-1 and 10-1 are directly connected to the ground plate 20-6 on the back, respectively. The other metal plates 20-2, 20-3, and 20-4 have the same configuration. The position of the center conductor and the jacket conductor of the coaxial cable in each of the metal plates 20-1 to 20-5 on the dielectric plate 20-5 has an optimum position in the plane of polarization and the input impedance of the antenna. Can be determined by theoretical calculation or experiment.
These are general configurations for feeding a patch antenna using a coaxial cable. In FIG. 3A, an arrow 8 indicates an incident direction of a received signal to which the present array antenna has sensitivity.
[0040]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the present invention, the reflected wave in multipath is separated into left circular polarization and right circular polarization by utilizing the independence of left circular polarization and right circular polarization. Can handle. Therefore, separation of an incoming wave, for example, acquisition of a desired wave using a beam, or suppression of a delayed wave (interference wave) by a null point can be performed more reliably than in a conventional antenna system.
The present invention is particularly effective when a desired wave and a delayed wave (interfering wave) arrive from almost the same arrival direction, and is a system that makes it impossible to achieve by simply increasing the number of antennas.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention when a Butler matrix is used.
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment in which the present invention is applied to an adaptive array antenna system.
FIG. 3A is a perspective view showing a main part of a third embodiment of the present invention, and FIG.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional phased array antenna system.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a four-element array antenna using a conventional butler matrix feed circuit.
FIG. 6 is a characteristic diagram showing an example of directivity of a four-element array antenna using a conventional butler matrix feed circuit.
[Explanation of symbols]
1 Metal plate
2-1, 2-2, 2-3, 2-4 Horizontal gap
3-1, 3-2,3-3,3-4 Vertical gap
4-1, 4-2, 4-3, 4-4 hybrid circuit
5-1 and 5-2 Butler matrix power supply circuit
6 Switching circuit
7 Receiver circuit
8 arrow
9-1, 9-2, 9-3, 9-4 Coaxial cable
10-1, 10-2, 10-3, 10-4 Coaxial cable
11-1, 11-2, 11-3, 11-4 Coaxial cable
12-1, 12-2, 12-3, 12-4 Coaxial cable
13-1, 13-2, 13-3, 13-4 Coaxial cable
14-1, 14-2, 14-3, 14-4 Coaxial cable
15 Coaxial cable
16 Received signal
20-1, 20-2, 20-3, 20-4 Metal plate
20-5 dielectric plate
20-6 Ground plate
20-7, 20-8 center conductor
21-1, 21-2, 21-3, 21-4 Antenna element
22-1,22-2,22-3,22-4 Down Converter Circuit
23-1, 23-2, 23-3, 23-4 A / D converter
24-1, 24-2, 24-3, 24-4 Complex Multiplier
25 adder
26 Control circuit
27 Switching circuit
28 Baseband processing circuit
29 output terminal
31-1, 31-2, 31-3, 31-4 antenna element
32-1, 32-2, 32-3, 32-4 Down Converter Circuit
33-1, 33-2, 33-3, 33-4 A / D converter
34-1, 34-2, 34-3, 34-4 Complex Multiplier
35 Adder
36 Control circuit
41-1, 41-2, 41-3, 41-4 antenna element
42-1, 42-2, 42-3, 42-4 Phase shifter
43 multiplexer
44 Phase controller
45 receiver
51-1, 51-2, 51-3, 51-4 Antenna element
52-1, 52-2, 52-3, 52-4 Hybrid Circuit
53-1 and 53-2 45-degree phase shifters
54-1, 54-2, 54-3, 54-4 output
55-1, 55-2, 55-3, 55-4 Directivity
