JP2004150892A - Time synchronization signal transmitting apparatus, time synchronization signal receiving apparatus, and time synchronization signal carrier system - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、時刻同期信号を搬送するための時刻同期信号送信装置、時刻同期信号受信装置及び時刻同期信号搬送システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
JJY(標準周波数局)やGPS(汎地球測位システム)では、時刻同期信号として1秒毎に1パルスを出力する1PPS[Pulse Per Second]信号を出力している。この1PPS信号は、正確な時刻を得るために様々な分野で利用されている。例えば、NTP[Network Time Protocol]サーバでは、NTPにより1PPS信号を正確な時刻を設定し、ネットワーク上に接続されるコンピュータに時刻を配信している(非特許文献1〜5参照)。また、GPS衛星からの電波を受信し、GPS衛星からの正確な時刻信号を出力する装置もある(非特許文献6〜8参照)。
【0003】
【非特許文献1】
David L. Mills、“Network Time Protocol(Version3) Specification,Implementation and Analysis”、March 1992、インターネット<URL:http://www.cis.ohio−state.edu/cgi−bin/rfc/rfc1305.html>
【非特許文献2】
D. Mills、“Simple Network Time Protocol(SNTP) Version4 for IPv4、IPv6and OSI”、October 1996、インターネット<URL:http://www.cis.ohio−state.edu/cgi−bin/rfc/rfc2030.html>
【非特許文献3】
藤克久、堀合幸次、浅利一善、酒井 俐、石川利昭、金子芳久、“GPS時刻同期型NTPサーバーの時刻精度について1”、インターネット<URL: HYPERLINK ”http://www.miz.nao.ac.jp/staffs/hisa/00fall#1.html#top” http://www.miz.nao.ac.jp/staffs/hisa/00fall_1.html#top>
【非特許文献4】
藤克久、堀合幸次、浅利一善、酒井 俐、石川利昭、金子芳久、松田浩、“GPS時刻同期型NTPサーバーの時刻精度について2”、インターネット<URL: HYPERLINK ”http://www.miz.nao.ac.jp/staffs/hisa/00TEsympo.html#top” http://www.miz.nao.ac.jp/staffs/hisa/00TEsympo.html#top>
【非特許文献5】
佐藤克久、浅利一善、“NTP時刻同期精度のOS依存性について”インターネット<URL: http://www.miz.nao.ac.jp/staffs/hisa/01TEsympo.html#top>
【非特許文献6】
“JJY/GPS時刻・周波数同期受信機”インターネット<URL:http://www.nitsuki.com/japanese/products/catv/jjy_gps_time.html>
【非特許文献7】
“時刻信号発振装置”インターネット<URL:http://www.kinkei.co.jp/product/sr30/index.htm>
【非特許文献8】
“GPS−PCI_2”インターネット<URL: HYPERLINK ”http://www.oyo.co.jp/ ̄truetime/gps−pci2.html” http://www.oyo.co.jp/〜truetime/gps−pci2.html>
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
NTPサーバで1PPS信号を利用するためには、GPSアンテナ等を備える受信機で受信した1PPS信号をNTPサーバ内に取り込まなければならない。そのため、JJYやGPS衛星からの信号の受信状態の良好な場所に受信機を設置し、その受信機近傍にNTPサーバを設置しなければならない。
【0005】
そこで、本発明は、受信機で受信した時刻同期信号を、受信機の設置場所による制限を受けない場所でも利用することができる時刻同期信号送信装置、時刻同期信号受信装置及び時刻同期信号搬送システムを提供することを課題とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る時刻同期信号送信装置は、受信機で受信した時刻同期信号を送信する時刻同期信号送信装置であって、時刻同期信号を拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調し、拡散信号を出力するスペクトラム拡散変調手段と、拡散信号を変調して搬送波に載せ、変調信号を出力する搬送波変調手段と、変調信号を電力線に出力する送信手段とを備えることを特徴とする。
【0007】
この時刻同期信号送信装置では、GPS衛星等から発信され、GPSアンテナ等を備える受信機によって受信された時刻同期信号を受信装置装置内に取り込み、その時刻同期信号を拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調する。さらに、時刻同期信号送信装置では、拡散変調された拡散信号を変調して搬送波に載せる。そして、時刻同期信号送信装置では、電力線に変調信号を出力する。ちなみに、この変調信号の受信装置では、電力線から変調信号を受信し、この変調信号の搬送波から拡散信号を取り出し、さらに、逆スペクトラム拡散することによって時刻同期信号を取得することができる。したがって、時刻同期信号送信装置と受信装置とを電力線を介して別々の場所に設置できるので、時刻同期信号を受信機の設置場所による制限を受けない場所でも利用することができる。また、時刻同期信号をスペクトラム拡散変調しているので、ノイズに強く、ノイズ環境に優れない電力線において変調信号を搬送しても受信装置では正常に復調できる。
【0008】
本発明の上記時刻同期信号送信装置では、搬送波変調手段を、拡散信号に対応させて搬送波の振幅を変化させるように構成してもよい。
【0009】
この時刻同期信号送信装置によれば、拡散信号を振幅変調することによって、変調信号に搬送波成分を含ませている。そのため、この変調信号の受信装置では、その変調信号に直接含まれる搬送波成分を利用して簡単な構成で復調手段を構成することができる。
【0010】
本発明の上記時刻同期信号送信装置では、変調信号の占有周波数帯域を9kHz以下とすると好適である。
【0011】
この時刻同期信号送信装置によれば、変調信号の占有周波数帯域を9kHz以下とすることによって、電波法の規制対象外の周波数帯域の変調信号を電力線に出力することができる。
【0012】
本発明に係る時刻同期信号受信装置は、時刻同期信号の情報を含む変調信号を受信し、該変調信号を復調して時刻同期信号を抽出する時刻同期信号受信装置であって、変調信号を電力線から受信する受信手段と、変調信号を復調し、搬送波から拡散信号を抽出する復調手段と、拡散信号を拡散符号に基づいてスペクトラム逆拡散し、時刻同期信号を抽出する逆拡散手段とを備えることを特徴とする。
【0013】
この時刻同期信号受信装置では、時刻同期信号がスペクトラム拡散変調され、搬送波に載せられた変調信号を電力線から受信する。そして、時刻同期信号受信装置では、変調信号を復調して搬送波から拡散信号を抽出し、その拡散信号をスペクトラム逆拡散して時刻同期信号を抽出する。そのため、時刻同期信号受信装置は、変調信号を送信した送信装置から電力線を介して時刻同期信号を取り込むことができるので、GPS衛星等からの時刻同期信号を受信する受信機の設置場所による制限を受けることなく設置可能である。
【0014】
本発明の上記時刻同期信号受信装置では、復調手段を、変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の同期波を発生する同期波発生手段と、変調信号と同期波発生手段で発生した同期波とを乗算する復調乗算手段とを備える構成としてもよい。
【0015】
この時刻同期信号受信装置では、振幅変調によって変調された変調信号の場合、変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の同期波を発生し、この同期波と変調信号を乗算することによって変調信号を復調することができる。このように、時刻同期信号受信装置では、振幅変調による変調信号の場合には搬送波成分が含まれているので、簡単な構成によって復調手段を構成することができる。
【0016】
本発明の上記時刻同期信号受信装置では、同期波発生手段を、任意の位相に変化させた可変位相波を発生する可変位相波発生手段と、変調信号と可変位相波発生手段で発生した可変位相波とを乗算する可変位相波乗算手段と、可変位相波乗算手段の乗算出力を積分する第1積分手段と、第1積分手段の出力を積分する第2積分手段と、可変位相波発生手段で発生した可変位相波の位相を90°変化させる位相変化手段とを備え、可変位相波発生手段は、第2積分手段の出力が最小となるように可変位相波の位相を変化させ、位相変化手段は、第2積分手段の出力が最小となったときの可変位相波の位相を90°変化させ、該位相を90°変化させた可変位相波を同期波として復調乗算手段に出力するように構成してもよい。
【0017】
この時刻同期信号受信装置では、任意の位相に変化させた可変位相波を発生し、この可変位相波と変調信号とを乗算する。さらに、時刻同期信号受信装置では、乗算出力を積分し、さらに、この積分出力を積分する。そして、時刻同期信号受信装置では、可変位相波と変調信号との乗算及び2回の積分を可変位相波の位相を変えて実行し、2回目の積分の出力が最小となる可変位相波の位相を検出する。このとき積分値が最小時の位相は、変調信号の搬送波の位相と90°又は270°ずれた位相である。そこで、時刻同期信号受信装置では、積分値が最小時の位相を90°変化させることによって、変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の位相からなる同期波を発生する。このように、時刻同期信号受信装置では、振幅変調された変調信号を復調するために変調信号の搬送波の位相を検出すればよいので、可変位相波の位相を変化させ、乗算及び積分するだけの簡単な構成とすることができる。また、時刻同期信号受信装置では、2回の積分によって変調信号における位相に関係のない周波数成分を取り除くことができるので、電力線を搬送中に変調信号にノイズがのった場合でもそのノイズを取り除くことができる。
【0018】
本発明に係る上記時刻同期信号受信装置では、逆拡散手段を、拡散符号を発生する符号発生手段と、拡散信号おける拡散符号の1周期分と符号発生手段で発生した拡散符号とを1ビット毎に乗算し、該1ビット毎の乗算値を1周期分加算して相互相関値を算出する演算を、拡散信号を1ビットづつシフトして実行し、相互相関値を順次出力する相互相関手段と、相互相関手段で算出した1周期分の相互相関値の最大値の位置を検出する最大位置検出手段とを備える構成としてもよい。
【0019】
この時刻同期信号受信装置では、逆拡散手段がスペクトラム逆拡散を行うための拡散符号を発生する。そして、時刻同期信号受信装置では、拡散符号の1周期分の各ビットと拡散信号の各ビットとを乗算し、ビット毎の1周期分の乗算値を加算して相互相関値を求める。さらに、時刻同期信号受信装置では、この相互相関値を求める演算を拡散信号を1ビットづつシフトして繰り返し行い。このように拡散信号を1ビットづつシフトさせて拡散符号と照合することによって、拡散信号の符号パターンと拡散符号の符号パターンとが1周期の中のある位置で一致し、その一致した位置の相互相関値が他の位置と比べて突出して大きくなる。そこで、時刻同期信号受信装置では、1周期分の相互相関値から最大値の位置を検出する(すなわち、拡散信号におけるスペクトラム逆拡散の同期位置を検出する)。そして、時刻同期信号受信装置では、この同期位置を始点として拡散信号を拡散符号によって時刻同期信号を抽出する。
【0020】
本発明の上記時刻同期信号受信装置では、最大位置検出手段を、最大値を示す位置を拡散符号の1周期の境界から少なくとも2ビット中間よりの位置になるように制御するように構成してもよい。
【0021】
この時刻同期信号受信装置では、1周期分の相互相関値の最大値を示す位置を拡散符号の1周期の境界から少なくとも2ビット中間よりの位置になるように制御することによって、最大位置が1周期の0ビットと最大ビット値との間で激しく変動することがなくなる。
【0022】
本発明に係る時刻同期信号搬送システムは、受信機で受信した時刻同期信号を搬送する時刻同期信号搬送システムであって、時刻同期信号を変調し、変調信号を送信する請求項1〜3のいずれか1項に記載の時刻同期信号送信装置と、時刻同期信号送信装置から送信された変調信号を搬送する電力線と、電力線から変調信号を受信し、変調信号から時刻同期信号を抽出する請求項4〜8のいずれか1項に記載の時刻同期信号受信装置とを備えることを特徴とする。
【0023】
この時刻同期信号搬送システムでは、上記時刻同期信号送信装置で生成した時刻同期信号を変調した変調信号を電力線に送り出し、この変調信号を電力線で搬送する。そして、時刻同期信号搬送システムでは、時刻同期信号送信装置からの変調信号を電力線から上記時刻同期信号受信装置で受信し、この受信装置で変調信号から時刻同期信号を抽出する。そのため、この時刻同期信号搬送システムでは、GPS衛星等からの時刻同期信号を受信する受信機とこの時刻同期信号を利用する各種装置とを電力線を介して配置することができる。
【0024】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明に係る時刻同期信号送信装置、時刻同期信号受信装置及び時刻同期信号搬送システムの実施の形態を説明する。
【0025】
本実施の形態では、本発明に係る時刻同期信号搬送システムを、時刻同期信号としてGPS衛星からの1PPS信号を利用して基準時刻を生成する基準時刻システムに含まれる1PPS信号搬送システムに適用する。本実施の形態に係る基準時刻システムには、GPS衛星からの信号を受信するGPS受信機に1PPS信号送信装置が組み込まれており、基準時刻を配信する基準時刻サーバに1PPS信号受信装置が組み込まれている。本実施の形態に係る1PSS信号搬送システムは、時刻同期信号送信装置としての1PPS信号送信装置、時刻同期信号受信装置としての1PPS信号受信装置、GPS受信機と基準時刻サーバとを接続する電力線から構成される。
【0026】
図1を参照して、基準時刻システム1の構成について説明する。図1は、基本時刻システムの構成図である。
【0027】
基準時刻システム1は、ビルB内に構築されており、GPS衛星から発信された1PPS信号に基づいて正確な時刻を発生する。そのために、基準時刻システム1は、ビルBの屋上にGPS受信機2、ビルB内に基準時刻サーバ3、電力線4を備えており、GPS受信機2と基準時刻サーバ3とは電力線4を介して接続される。
【0028】
GPS受信機2は、アンテナ2aを備えており、GPS衛星からの信号を受信する。GPS受信機2には、GPS衛星からの信号のうちの1PPS信号を電力線4で送信するための送信信号を生成する1PPS信号送信装置7が組み込まれている(図2参照)。GPS受信機2は、電源プラグ(図示せず)を備えており、電源プラグをコンセント(図示せず)に差し込むことにより電力線4から電力(交流100V)が供給される。ちなみに、GPS受信機2は、GPS衛星からの信号の受信感度を良くするために、ビルBの屋上に設置されている。
【0029】
基準時刻サーバ3は、NTPサーバとして動作し、ビルB内のLAN[Local Area Network]3aに接続されている。基準時刻サーバ3では、GPSの1PPS信号に基づいて正確な時刻を生成し、LAN3aに接続される他のコンピュータに正確な時刻を配信する。そのために、基準時刻サーバ3には、1PSS信号送信装置5からの送信信号を受信し、この送信信号から1PSS信号を抽出する1PPS信号受信装置8が組み込まれている(図2参照)。基準時刻サーバ3は、電源プラグ(図示せず)を備えており、電源プラグをコンセント(図示せず)に差し込むことにより電力線4から電力(交流100V)が供給される。ちなみに、基準時刻サーバ3は、GPS受信機2の設置位置に関係なく、ビルBの1階に設置されている。
【0030】
電力線4は、ビルB内の変電設備5に接続され、ビルB内に交流100V(商用周波数50Hz又は60HZ)を供給する電源ラインである。
【0031】
図2を参照して、基準時刻システム1に構成される1PSS信号搬送システム6の構成について説明する。図2は、1PPS信号搬送システムの概略構成図である。
【0032】
1PPS信号搬送システム6は、GPSの1PPS信号を電力線4によって搬送するためのシステムである。そのために、1PPS信号搬送システム6は、1PPS信号送信装置7、1PPS信号受信装置8、電力線4を備えており、1PPS信号送信装置7と1PPS信号受信装置8とが電力線4を介して接続される。以下に、1PPS信号送信装置7における変調方式と1PPS信号受信装置8における1PPS信号の復調方式の概要を説明する。
【0033】
1PPS信号送信装置7では、拡散符号発生器7aで発生させた拡散符号に基づいてSS[Spread Spectrum]変調器7bで1PPS信号をスペクトラム拡散変調し、キャリア信号発生器7cで発生させた搬送波によりASK[Amplitude Shift Keying]変調器7dで拡散信号をASK変調する。そして、1PPS信号送信装置7では、デジタル信号の変調信号をアナログ信号に変換し、送信信号RSとして電力線4に出力する。
【0034】
1PPS信号受信装置8では、電力線4で搬送された送信信号RSを受信し、アナログ信号の送信信号RSをデジタル信号に変換する。そして、1PPS信号受信装置8では、ASK復調器8aで送信信号を復調して拡散信号を取り出す。さらに、1PPS信号受信装置8では、タイミング検出信号発生器8bで拡散信号中の同期位置を検出し、その同期位置と拡散符号発生器8cで発生させた拡散符号とに基づいてSS復調器8dで拡散信号をスペクトラム逆拡散して1PPS信号を抽出する。
【0035】
図3乃至図7を参照して、1PPS信号送信装置7の構成を具体的に説明する。図3は、1PPS信号送信装置の構成図である。図4は、図3のNRZI符号化器の構成図である。図5は、図3のASK変調器の構成図である。図6は、図3の1PPS信号送信装置における各種信号であり、(a)が1PPS信号であり、(b)が時刻信号であり、(c)が拡散信号であり、(d)がバイポーラ拡散信号である。図7は、図3の電力線I/F部の構成図である。
【0036】
1PPS信号送信装置7は、NRZI[Non Return to Zero Invert]符号化器70、スペクトラム拡散変調手段としてのGOLD符号発生器71及び乗算器72、信号複流化器73、波形整形フィルタ74、搬送波変調手段としてのキャリア信号発生器75及びASK変調器76、送信手段としての電力線I/F部77を備えている。
【0037】
1PPS信号PSは、1秒間に1周期(1パルス)を正確に刻む信号であり、1と0からなるデジタル信号である(図6(a)参照)。1PPS信号PSの1周期毎に1又は0の情報が設定されており、60周期分(1分間分)の60個の1と0のデータにより年月日、時間、分の情報を示す時刻信号TSを構成できる(図6(b)参照)。
【0038】
NRZI符号化器70は、入力のビットが1の時のみ出力ビットを変化させる符号変換を行う。NRZI符号化器70は、図4に示すように、Exclusive−OR回路(以下、EOR回路と記載する)70aと1ビット遅延器70bとから構成される。EOR回路70aには、1PPS信号PSの1ビット毎のデータと1ビット遅延器70bの出力データが入力される。1ビット遅延器70bは、EOR回路70aの出力データを1ビット分遅延させてEOR回路70aに入力させる。このように入力ビットが1の時のみ出力ビットを変化させるのは、電源プラグのコンセントへの差し込み方向によって極性が変わるので、極性に関係なく、1PPS信号受信装置8で時刻信号TSの1と0を正しく再生できるようにするためである。
【0039】
GOLD符号発生器71は、符号長1023ビットの2つのM[Maximal length sequences]系列のPN[Pseudo Noise]符号をモジョロ加算することによって得られるGOLD系列の拡散符号SC(1周期が1023ビット)を発生する。GOLD符号発生器71は、シフトレジスタとXOR回路で構成されたM系列のPN符号発生器を2つ備え、一方のPN符号発生器を固定し、他方のPN符号発生器の出力タップ位置を変更することにより符号を変えている。そして、GOLD符号発生器71では、タイミングクロックTC(1/1023秒)が1クロック入力される毎に、拡散符号SCを1ビット毎に乗算器72に出力する。タイミングクロックTCは、1PPS信号PSの各ビットのパルスの立ち上がり(又は立ち下り)に同期したクロックである。
【0040】
乗算器72は、NRZI符号化された1PPS信号PSと拡散符号SCとを1PPS信号PSの各パルスの立ち上がりに同期させて乗算することによって、1PPS信号PSの1周期毎(1秒毎)のデータをスペクトラム拡散変調して1023ビットからなる拡散信号SSを出力する。拡散信号SSは、図6(c)に示すように、1秒毎に1023個の1又は0のデータからなり、1データ当たり978n秒となる。
【0041】
信号複流化器73は、拡散信号SSの0のデータを−1に変換し、1と−1とかなるバイポーラ化した拡散信号BSSに変換する。このようにバイポーラ化するのは、電力線4によって交流で送信するので、交流に対応するためにプラスとマイナスの両極性からなる信号とする。バイポーラ拡散信号BSSは、拡散信号SSの1,0を1,−1に変えただけの信号であり、図6(d)に示すように、1秒毎に1023個の1又は−1のデータからなり、1データ当たり978n秒となる。
【0042】
波形整形フィルタ74は、ローバスフィルタであり、バイポーラ拡散信号BSSにおける隣接ビット同士が干渉しないようにするためにバイポーラ拡散信号BSSから余計な周波数成分を取り除く。
【0043】
キャリア信号発生器75は、搬送波CWを発生する。搬送波CWは、キャリア周波数が6kHzの正弦波である。
【0044】
ASK変調器76は、デジタル信号からなるバイポーラ拡散信号BSSに対応させて搬送波CWの振幅を変化させることによって、バイポーラ拡散信号BSSをASK変調する。ASK変調器76は、図5に示すように、乗算器76aと加算器76bとから構成される。乗算器76aでは、バイポーラ拡散信号BSSと搬送波CWとを乗算する。加算器76bでは、乗算器76aからの出力値を搬送波CWに加算し、変調信号MSを出力する。変調信号MSには、ASK変調によって変調された信号なので、信号中に搬送波CWを直接含んでいる。そのため、1PPS信号受信装置8では、変調信号MSに含まれる搬送波CWの成分を利用し、変調信号MSを簡単な構成で復調することができる。
【0045】
図15には、ASK変調器76に入力されるバイポーラ拡散信号BSSの一例を示している。図15(a)では、横軸が時間(1/24000秒)、縦軸が振幅であり、バイポーラ拡散信号BSSの時間変化を示している。図15(b)では、横軸が周波数(kHz)、縦軸が振幅(dB)であり、図15(a)のバイポーラ拡散信号BSSの周波数スペクトルを示している。図15(b)から判るように、バイポーラ拡散信号BSSの周波数スペクトルは、1023ビットの略2倍の2kHz程度の広がりを有する。なお、図15(b)では、プラス側しか示していないが、マイナス側にも2kHz程度の広がりを有する。
【0046】
また、図16には、ASK変調器76から出力される変調信号MSの一例を示している。図16(a)では、横軸が時間(1/24000秒)、縦軸が振幅であり、図15(a)のバイポーラ拡散信号BSSをASK変調した変調信号MSの時間変化を示している。図16(a)に示す変調信号MSでは、図15に示すバイポーラ拡散信号BSSの振幅が±1以上の時に振幅として出力され、振幅が±1以上のバイポーラ拡散信号BSSを100%ASK変調するとキャリアレベルが2倍となっている。図16(b)では、横軸が周波数(kHz)、縦軸が振幅(dB)であり、図16(a)の変調信号MSの周波数スペクトルを示している。変調信号MSの周波数スペクトルは、搬送波CSのキャリア周波数(6kHz)を中心として±2KHz程度の広がりを有している。したがって、変調信号MSの占有周波数帯域は、4kHzから8kHzとなる。そのため、変調信号MSは、電波法で規定されている9KHz以内の周波数帯域となり、電力線4で供給される交流100Vの周波数帯(50kHz又は60kHz)から十分に離れた周波数帯域である。その結果、1PPS信号受信装置8では、変調信号MSと交流100Vとを分離する急峻なフィルタを必要としないので、コストを低減できる。
【0047】
なお、スペクトラム拡散変調における拡散符号の1周期のビット数を多くした場合、例えば、2047ビットとすると、変調信号MSの占有周波数帯域が6kHz±4kHzで2kHzから10kHz程度となり、帯域幅が大きくなる。そのため、電波法で規定されている9KHz超えた周波数帯域となるとともに、低周波側も電力線4で供給される交流100Vの周波数帯(50kHz又は60kHz)に近づいた周波数帯域となるので、急峻なフィルタも必要となる。ちなみに、ビット数を多くすると、スペクトラム拡散変調では利得が大きくなるので、1023ビットの場合よりも電力線4で受けるノイズに対して有利となる。一方、スペクトラム拡散変調における拡散符号の1周期のビット数を少なくした場合、例えば、511ビットとすると、変調信号MSの占有周波数帯域は6kHz±1kHzで5kHzから7kHzとなる。そのため、電波法で規定されている9KHz以内の周波数帯域となり、低周波側では電力線4で供給される交流100Vの周波数帯(50kHz又は60kHz)から十分に離れた周波数帯域となるので、急峻なフィルタを必要としない。しかし、ビット数を少なくすると、スペクトラム拡散変調では利得が小さくなるので、1023ビットの場合よりも電力線4で受けるノイズに対して不利となる。つまり、1PPS信号搬送システム6では、スペクトラム拡散変調のビット数を1023とすることにより、電波法の規定を満たしかつ最大の利得特性を得ている。
【0048】
電力線I/F部77は、変調信号MSを電力線4で搬送可能な送信信号RSに変換するインターフェース部である。電力線I/F部77では、図7に示すように、D/A変換器77aでデジタル信号である変調信号MSをアナログ信号に変換し、電力増幅器77bでそのアナログ化された変調信号MSを電力増幅する。さらに、電力線I/F部77では、増幅された変調信号MSをコンデンサ77c,77eで直流成分をカットし、パルストランス77dによって電力線4側と絶縁するともに一次側回路のインピーダンスと二次側電力線のインピーダンスとのマッチングをとり、送信信号RSを出力する。コンデンサ77eの容量値とパルストランス77d及び一次側の線路の合成インピーダンスとによる時定数からなるハイパスフィルタが構成される。つまり、その容量値と合成インピーダンスとは交流100Vの50Hz又は60Hzの商用周波数成分をパルストランス77dの一次側に対して十分に減衰する値に設定され、50Hz又は60Hzの商用周波数成分の混入を防止する。そして、電力線I/F部77では、電源プラグから送信信号RSを電力線4に出力する。
【0049】
次に、図8乃至図14を参照して、1PPS信号受信装置8の構成を具体的に説明する。図8は、1PPS信号受信装置の構成図である。図9は、図8の電力線I/F部の構成図である。図10は、図8のASK同期復調器及びキャリア再生DPLL回路の構成図である。図11は、図8のマッチドフィルタの構成図である。図12は、図8のピーク検出器の構成図である。図13は、図8のNRZI復号化器の構成図である。図14は、図8の1PPS信号受信装置における信号であり、(a)が拡散符号であり、(b)がバイポーラ復調信号であり、(c)がマッチドフィルタ信号であり、(d)が復調した1PPS信号であり、(e)が復調した時刻信号である。
【0050】
1PPS信号受信装置8は、受信手段としての電力線I/F部80、同期波発生手段としてのキャリア再生DPLL[Digital Phase Locked Loop]回路81、復調乗算手段としてのASK同期復調器82、波形整形フィルタ83、符号発生手段としてのGOLD符号発生器84、相互相関手段としてのマッチドフィルタ85、最大位置検出手段としてのピーク検出器86、データ判定器87、NRZI復号化器88を備えている。復調手段としては、キャリア再生DPLL回路81及びASK同期復調器82が相当する。逆拡散手段としては、GOLD符号発生器84、マッチドフィルタ85、ピーク検出器86及びデータ判定器87が相当する。
【0051】
電力線I/F部80は、電力線4によって搬送された送信信号RSを変調信号MSに変換するインターフェース部である。電力線I/F部80では、電力線4で搬送された送信信号RSを電源プラグで受信する。そして、電力線I/F部80では、図9に示すように、送信信号RSをコンデンサ80a,80cで直流成分をカットし、パルストランス80bによって電力線4側と絶縁するともに一次側電力線のインピーダンスと二次側回路とのマッチングをとる。コンデンサ80aの容量とパルストランス80b及び一次側の合成インピーダンスとによってハイパスフィルタが構成される。つまり、その容量と合成インピーダンスとは交流100Vの50Hz又は60Hzの商用周波数成分をパルストランス80bの2次側に対して十分に減衰する値に設定され、50Hz又は60Hzの商用周波数成分の混入を防止する。さらに、電力線I/F部80では、アンチェイリアスフィルタ80dでフィルタリング後、A/D変換器80eでデジタル信号に変換し、変調信号MSを出力する。A/D変換器80eでのサンプリング周波数は、24kHzである。アンチェイリアスフィルタ80dは、サンプリング周波数24kHzの1/2より高い周波数(すなわち、12kHz以上)を除去するローパスフィルタである。ちなみに、サンプリング周波数の1/2より高い周波数は、折り返し雑音となり、システムに悪影響を及ぼす。
【0052】
キャリア再生DPLL回路81は、変調信号MSの搬送波CWと正確に同期した正弦波からなる同期波SWを発生する。そのために、キャリア再生DPLL回路81は、図10に示すように、可変位相制御正弦波発生器81a、乗算器81b、第1積分器81c、第2積分器81d、90°位相シフト器81eを備えている。可変位相制御正弦波発生器81aでは、搬送波CWと同様の正弦波で同じキャリア周波数(6kHz)からなり、位相を変化させた可変位相波を発生する。乗算器81bでは、変調信号MSと可変位相制御正弦波発生器81aからの可変位相波とを乗算する。第1積分器81cでは、乗算器81bからの乗算出力を一定期間積分し、一定期間経過するとリセットする。第2積分器81dは、第1積分器81dからの積分出力を積分し、可変位相制御正弦波発生器81aで可変位相波の位相を変化させた時にリセットする。この2つの積分器81c、81dによる積分により、変調信号MSに含まれる搬送波CW成分と可変位相制御正弦波発生器81aからの可変位相波との位相差に応じた積分出力が得られるとともに、変調信号MSに含まれるその他の周波数成分は2回の積分によって相殺されので、その他の周波数成分は積分出力として殆ど表れない。このように、2つの積分器81c、81dは、一種のローパスフィルタとしても機能し、電力線4で受けるノイズを取り除く。さらに、可変位相制御正弦波発生器81aでは、第2積分器81dの積分出力を取り入れ、その積分出力が最小値となるように可変位相波の位相を変化させ、可変位相波の位相をフィードバック制御する。ちなみに、変調信号MSに含まれる搬送波CW成分と可変位相波との位相差が90°又は270°の場合、積分出力が最小となる。そして、90°位相シフト器81eでは、第2積分器81dの積分出力が最小値となった時の可変位相制御正弦波発生器81aで発生させた可変位相波の位相を90°シフトし、この90°シフトさせた可変位相波を同期波SWとして出力する。同期波SWは、信号MSに含まれる搬送波CW成分と位相が同相又は逆相であり、同期検波が可能となる。なお、逆相の場合、ASK復調後には極性が反転するが、NRZI復号化器88によって正しい極性となる。
【0053】
図17には、キャリア再生DPLL回路81におけるフィードバック制御を行った場合の各積分器81c,81dの積分出力の一例を示している。図17は、横軸が時間(1/24000秒)、縦軸が位相誤差(積分出力)であり、1PPS信号送信装置と1PPS信号受信装置とでの周波数ずれが100ppmの場合であり、実線が第1積分器81cの積分出力の時間変化を示し、破線が第2積分器81dの積分出力の時間変化を示す。図17から判るように、第1積分器81cの積分出力及び第2積分器81dの積分出力は、フィードバック制御によって可変位相波の位相と変調信号MSの搬送波CW成分の位相との位相差が90°又は270°に収束していくので、0に収束していっている。
【0054】
図18には、キャリア再生DPLL回路81におけるフィードバック制御を行わなかった場合の各積分器81c,81dの積分出力の一例を示している。図18では、横軸が時間(250μ秒)、縦軸が位相誤差(積分出力)であり、(a)が1PPS信号送信装置と1PPS信号受信装置との周波数ずれが+100ppmの場合であり、(b)が周波数ずれが−100ppmの場合であり、実線が第1積分器81cの積分出力の時間変化を示し、破線が第2積分器81dの積分出力の時間変化を示す。図18から判るように、第1積分器81cの積分出力及び第2積分器81dの積分出力は、フィードバック制御していないので、0に収束することなく正弦状に周期的に変化する。ちなみに、キャリア周波数6kHzで位相ずれが100ppmの場合、1周期ずれるのに要する時間は1.667秒(=1/6000×100×10−6)となるので、正弦状に変化する積分出力も1.667秒周期となる。
【0055】
ASK同期復調器82は、同期検波により、変調信号MSをASK復調する。ASK同期復調器82は、図10に示すように、乗算器からなり、変調信号MSと90°位相シフト器81eからの同期波SWとを乗算し、バイポーラ拡散信号BSSを出力する(図14(b)参照)。
【0056】
波形整形フィルタ83は、ローバスフィルタであり、バイポーラ拡散信号BSSにおける隣接ビット同士が干渉しないようにするためにバイポーラ拡散信号BSSから余計な周波数成分を取り除く。
【0057】
図19には、波形整形フィルタ83から出力されるバイポーラ拡散信号BSSの一例を示す。図19は、横軸が時間(1/24000秒)、縦軸が振幅であり、(a)がキャリア再生DPLL回路81においてフィードバック制御を行った場合の波形整形フィルタ83からの出力信号であり、(b)がキャリア再生DPLL回路81においてフィードバック制御を行わなかった場合の波形フィルタ83からの出力信号である。(a)の場合、変調信号MS(破線)も示しており、波形整形フィルタ83からの出力信号(バイポーラ拡散信号BSS)(実線)は、変調信号MSに対して極性が反転し、直流成分がのっているが、変調信号MSが正常に復調されている。(b)の場合、波形整形フィルタ83からの出力信号(実線)は、振幅が変動し、変調信号MSが正常に復調されていない。
【0058】
GOLD符号発生器84は、1PPS信号送信装置7のGOLD符号発生器77と同様の発生器であり、GOLD系列の拡散符号SCを発生する(図14(a)参照)。
【0059】
マッチドフィルタ85は、バイポーラ拡散信号BSSと拡散符号SCとを1周期(1023ビット)分の畳み込み積分を実行して相互相関値を算出し、この相互相関値をバイポーラ拡散信号BSSを1ビット分シフトして順次算出するFIR[Finite Impulse Response]型フィルタである。そのため、マッチドフィルタ85は、図11に示すように、符号パターンレジスタ85a、1022個の1ビット遅延器85b,・・・、1023個の乗算器85c,・・・、1022個の加算器85d,・・・を備えている。符号パターンレジスタ85aでは、フィルタ係数としてGOLD符号発生器84で発生した拡散符号SCを保持する。1ビット遅延器85b,・・・は、直列に接続されており、バイポーラ拡散信号BSSからの1ビット毎のデータ又は上流側の1ビット遅延器85b,・・・から出力されたデータを順次遅延させる。乗算器85c,・・・は、バイポーラ拡散信号BSSからの1ビット毎のデータ又は1ビット遅延器85b,・・・から出力される1ビット毎の各データと符号パターンレジスタ85aで保持している1023ビット分の各データとを各々乗算する。加算器85d,・・・は、直列に接続されており、乗算器85c,・・・からの各乗算値と上流側の加算器85d,・・・からの各加算値とを順次加算する。したがって、最下流の加算器85dの加算値は、バイポーラ拡散信号BSSにおける1023ビットの1ビット毎の各データと拡散符号SCの1ビット毎の各データとを乗算した1023個の乗算値を全て加算した値となり、相互相関値である。そして、マッチドフィルタ85では、バイポーラ拡散信号BSSの1ビット毎のデータが入力される毎に相互相関値を出力する。
【0060】
バイポーラ拡散信号BSSの1023ビットのデータと拡散符号SWとの同期がとれている場合(つまり、2つの符号パターンが一致した場合)の相互相関値は、同期がとれていない場合の相互相関値と比較すると極端に大きくなり、ピーク値として表れる。1ビット分シフトさせて相互相関値を算出した場合、1周期分の1023個の相互相関値のうち1個の相互相関値がそのピーク値を示す。図14(c)には、相互相関値の時間変化を示すマッチドフィルタ信号MFSが示されており、1周期(1023ビット)毎にピーク値が表れる。このピーク値が表れる位置が1PPS信号PSのパルスの立ち上がり位置であり(図14(d)参照)、ピーク値の極性が時刻信号TSの1又は0を示す。
【0061】
図20には、マッチドフィルタ85から出力されるマッチドフィルタ信号MFSの一例を示す。図20は、横軸が時間(1/2000秒)、縦軸が振幅であり、マッチドフィルタ信号MFSを示しており、ピーク値が一定時間毎にプラス側又はマイナス側に表れることが判る。ちなみに、このピーク値は、1分間に60個表れる。
【0062】
ピーク検出器86は、マッチドフィルタ85から出力されるマッチドフィルタ信号MFSの相互相関値がピークを示す位置(同期位置)を検出する。ピーク検出器86は、図12に示すように、絶対値器86a、1ビット遅延器86b、比較器86c、セレクタ86d、ラッチ86e、セレクタ86f、ラッチ86g、ダウンカウンタ86h、セレクタ86i、比較器86jを備えている。絶対値器86aでは、入力されたマッチドフィルタ信号MFSの1ビット毎のデータ(1サンプルデータ)を絶対値化する。1ビット遅延器86bでは、絶対値器86aからの絶対値を1ビット分遅延する。そして、比較器86cでは、絶対値器86aからの絶対値(今回サンプルデータ)と1ビット遅延器86bからの遅延させた絶対値(前回サンプルデータ)とを比較し、その2つの絶対値から大きい方の絶対値を判定する。セレクタ86dでは、比較器86cで判定された大きい方の絶対値が今回サンプルデータの場合には今回入力されたマッチドフィルタ信号MFSの1ビット毎のデータを選択してそのデータを記憶し、比較器86cで判定された大きい方の絶対値が前回サンプルデータの場合には記憶しているデータを選択する。ラッチ86eでは、セレクタ86dで選択したデータを記憶し、ダウンカウンタ86hからのカウント値Qが0の時(すなわち、一定周期毎[1022または1024サンプル毎])に記憶しているデータをリセットする。したがって、ラッチ86eでは、リセットするまで、一定周期毎のピーク値のデータを記憶する。セレクタ86fでは、セレクタ86dと同じタイミングで動作し、比較器86cで判定された大きい方の絶対値が今回サンプルデータの場合にはダウンカウンタ86hにおけるその時のカウント値Qを選択してそのカウント値Qを記憶し、比較器86cで判定された大きい方の絶対値が前回サンプルデータの場合には記憶しているカウント値Qを選択する。ラッチ86gでは、ラッチ86eと同じタイミングで動作し、セレクタ86fで選択したカウント値Qを記憶し、ダウンカウンタ86hからのカウント値Qが0の時に記憶しているカウント値Qをリセットする。したがって、ラッチ86gでは、リセットするまで、一定周期毎のピーク値を与えるカウント値Qを記憶する。ダウンカウンタ86hは、ピークを検出する周期を決定するカウンタであり、セレクタ86jからの設定値LDにより1周期が1022又は1024で変わる。本来、1周期は1023であるが、1周期を1022又は1024としてカウントする。このように1周期を変えるのは、例えば、1回目のピーク位置が100であった場合、1周期が1023であるので、1023カウント毎にピーク検出を行うと、ピーク位置が常時100となってしまう。しかし、1022カウント毎にピーク検出を行うと、次に検出されるピーク位置が1増えて101となる。逆に、1024カウント毎にピーク検出を行うと、次に検出されるピーク位置が1減って99となる。つまり、1023ではなく、1022又は1024をカウントすることによって、ピーク位置を移動させることができる。ダウンカウンタ86hでは、サンプルクロックに基づいてカウントしてカウント値Qを出力し、1022又は1024をカウントする毎に0にリセットする。サンプルクロックは、マッチドフィルタ信号MFSの1ビット毎のデータが入力されるタイミングである。セレクタ86iでは、ダウンカウンタ86hの周期を変えるために、比較器86jによりピーク位置が511より大きい場合には1024を選択し、大きくない場合には1022を選択し、その選択した値を設定値LDとしてダウンカウンタ86hに出力する。この出力するタイミングは、ダウンカウンタ86hのカウント値Qが0の時である。比較器86jでは、511(1周期の中間値)とラッチ86gに記憶しているピーク位置とを比較し、ピーク位置が511より大きいか判定する。ここで、ピーク位置が大きいと判定した場合にはピーク検出の周期を大きく(1024)してピーク位置が小さくなるように制御し、大きくないと判定した場合にはピーク検出の周期を小さく(1022)してピーク位置が大きくなるように制御する。つまり、ピーク検出器86では、1022又は1024のサンプルデータ毎に、今回サンプルデータと前回サンプルデータとを比較しながらより一番大きいサンプルデータ(ピーク値)及びその時のカウント値Q(ピーク位置)を記憶する。さらに、ピーク検出器86では、ピーク位置となるカウント値が511に収束するように、動作周期を1022又は1024に変更する。このピーク位置(同期位置)が、1PPS信号PSのパルスの立ち上がり位置となる(図14(c)(d)参照)。
【0063】
図21には、ピーク検出器86で検出したピーク位置の時間変化を示している。図21は、横軸が時間(1/1.955秒)、縦軸がピーク位置であり、時間が経過するにともなってピーク位置が511に徐々に近づき、最終的に511に固定されることが判る。このように、ピーク検出器86では、ピーク位置(カウント値)が511になるように制御することによって、ピーク位置が1周期の境界付近において0と1023との間で激しく変動するのを防止している。
【0064】
データ判定器87では、1周期毎に、マッチドフィルタ信号MFSにおけるピーク位置のデータの極性を判定する。この極性がプラスの場合には時刻信号TSの値が1であり、マイナスの場合には時刻信号TSの値が0である(図14(c)(e)参照)。
【0065】
このように、マッチドフィルタ85によって算出された相互相関値からなるマッチドフィルタ信号MFSにおけるピークの位置と極性とを検出することによって、1PPS信号送信装置7から送信された1PPS信号PSの各パルスの立ち上がり位置と1PPS信号PSの1パルス毎に設定された1又は0の値(時刻信号TSの1又は0)を特定している。この特定に基づいて、データ判定器87では、1PPS信号PS及び時刻信号TSを再生し、出力する。
【0066】
NRZI復号化器88は、1PPS信号送信装置7のNRZI符号化器70における符号化されたデータを復号化する復号器であり、複合化された1PPS信号PS及び時刻信号RSを出力する。NRZI復号化器88は、図13に示すように、EOR回路88aと1ビット遅延器88bとから構成される。EOR回路88aには、データ判定器87からの1PPS信号PSの1ビット毎のデータと1ビット遅延器70bの出力データが入力される。1ビット遅延器88bは、データ判定器87からの1PPS信号信号PSの1ビット毎のデータが入力され、そのデータを1ビット分遅延させてEOR回路88aに入力させる。
【0067】
以上の処理により、1PPS信号受信装置8では、送信信号RSからGPSからの1PPS信号PS及び時刻信号RSを再生する(図14(d)(e)参照)。
【0068】
図1〜図14を参照して、基準時刻システム1の動作について説明する。
【0069】
GPS受信機2では、常時、アンテナ2aでGPS衛星からの信号を受信している。GPS受信機2内の1PPS信号送信装置7には、GPS受信機2で受信した信号のうちの1PPS信号PS(時刻信号TS)が入力される(図6(a)(b)参照)。
【0070】
1PPS信号送信装置7では、入力された1PPS信号PSをNRZI符号化する。また、1PPS信号送信装置7では、GOLD系列の拡散符号SCを発生する。そして、1PPS信号送信装置7では、NRZI符号化された1PPS信号PSと拡散符号SCとを1PPS信号PSの各パルスの立ち上がりに同期させて乗算し、1PPS信号PSを1周期毎にスペクトラム拡散変調して拡散信号SSを出力する(図6(c)参照)。
【0071】
スペクトラム拡散後、1PPS信号送信装置7では、0と1からなる拡散信号SSを複流化(バイポーラ化)し、1と−1からなるバイポーラ拡散信号BSSを出力する(図6(d)参照)。複流化後、1PPS信号送信装置7では、バイポーラ拡散信号BSSから余分が周波数成分を取り除く。
【0072】
また、1PPS信号送信装置7では、キャリア周波数が6kHzで正弦波からなる搬送波CWを発生する。そして、1PPS信号送信装置7では、バイポーラ拡散信号BSSをASK変調して搬送波CWにのせ、変調信号MSを出力する。
【0073】
1PPS信号PSをデジタル変調後、1PPS信号送信装置7では、電力線4に出力するために、デジタル信号の変調信号MSをアナログ信号に変換し、電力増幅した後、電源プラグからコンセントを介して送信信号RSを電力線4に出力する。
【0074】
送信信号RSは、電力線4によって搬送され、コンセントを介して電源プラグから基準時刻サーバ3(1PPS信号受信装置8)で受信される。
【0075】
受信後、1PPS信号受信装置8では、アナログ信号からなる送信信号RSをデジタル信号に変換し、デジタル信号からなる変調信号MSとする。
【0076】
1PPS信号受信装置8では、DPLLによるフィードバック制御によって変調信号MSの搬送波CWに同期する同期波SWを発生する。そして、1PPS信号受信装置8では、変調信号MSと同期波SWとを乗算し、変調信号MSをASK復調してバイポーラ拡散信号BSSを出力する(図14(b)参照)。復調後、1PPS信号受信装置8では、バイポーラ拡散信号BSSから余分が周波数成分を取り除く。
【0077】
続いて、1PPS信号受信装置8では、GOLD系列の拡散符号SCを発生する(図14(a)参照)。そして、1PPS信号受信装置8では、バイポーラ拡散信号BSSと拡散符号SCとを1周期(1023ビット)分の畳み込み積分を実行して相互相関値を算出し、1ビット分シフトして順次算出した相互相関値からなるマッチドフィルタ信号MFSを出力する(図14(c)参照)。
【0078】
さらに、1PPS信号受信装置8では、マッチドフィルタ信号MFSにおけるピーク値の位置(同期位置)及び極性を検出する。そして、1PPS信号受信装置8では、ピーク値の位置と極性により、1PPS信号PS及び時刻信号TSを再生する(図14(d)(e)参照)。
【0079】
さらに、1PPS信号受信装置8では、再生された1PPS信号PS及び時刻信号TSをNRZI復号化する。
【0080】
基準時刻サーバ3では、この1PPS信号PS及び時刻信号TSに基づいて正確な時刻を生成し、LAN(図示せず)に接続されるコンピュータに配信する。
【0081】
ここで、電力線4で搬送中の送信信号RSにノイズがのった場合について説明する。電力線4には各種電気機器が接続されたりするので、電力線4には蛍光灯のインバータからのノイズ等の様々なノイズが混入する。そのノイズの一例を図22(a)に示す。図22(a)は、横軸がノイズの瞬時値、縦軸がノイズの出現頻度であり、ガウス性ノイズのヒストグラムの一例を示している。このヒストグラムは、ほぼガウス分布となっている。図22(b)には、横軸が時間(1/24000秒)、縦軸が振幅であり、1PPS信号送信装置7から電力線4に出力された送信信号RS1の一例を示している。図22(b)に示す送信信号RS1に、SNR[Signal to Noise Ratio]=−10dBで図22(a)のガウス性ノイズがのると、図22(c)に示すような送信信号RS2となる。図22(c)から判るように、送信信号RS2は、原信号である送信信号RS1に比べて振幅が大きくなり、波形もかなり乱れている。また、図22(d)には、送信信号RS1の周波数スペクトラムFS1とノイズがのった送信信号RS2の周波数スペクトラムFS2とを示している。SNR=−10dBの場合、原信号である送信信号RS1の周波数スペクトラムFS1は、キャリア周波数(6kHz)成分以外では、周波数スペクトラムFS2のノイズ成分に埋もれてしまう。
【0082】
しかし、電力線4で搬送中の送信信号RSに上記のようにノイズがのった場合でも、1PPS信号送信装置7ではスペクトラム拡散変調を施した送信信号RSを出力しており、また、1PPS信号受信装置8ではキャリア再生DPLL回路81において2回の積分を行っているので、ノイズに対する耐性がある。特に、電波法の範囲内で最大の拡散符号の符号長である1023ビットとしているので、高い利得を得ることができる。そのため、1PPS信号受信装置8では、電力線4でのったノイズを殆ど取り除くことができ、1PPS信号PSの再生が可能である。
【0083】
図23には、電力線4を搬送中の送信信号RSにガウス性ノイズがのった場合のビット誤り率特性の一例を示している。図23は、横軸がSNR、縦軸がビット誤り率であり、(a)が1PPS信号送信装置と1PPS信号受信装置との周波数ずれが0ppmの場合であり、(b)が周波数ずれが+100ppmの場合である。図23から判るように、SNRが−18dB付近でビット誤り率が10−3以下となっている。したがって、1PPS信号受信装置8では、周波数の変動が±100ppm程度であれば、1PPS信号PSの再生が十分に可能である。
【0084】
1PPS信号搬送システム6によれば、GPS衛星からの1PPS信号PS(時刻信号TS)にスペクトラム拡散変調による一次変調及びASK変調による二次変調を施すことによって電力線4による1PPS信号PSの搬送を可能としているので、GPS受信機2を受信感度の良い屋外に設置できるとともに、基準時刻サーバ3をGPS受信機2の設置場所に関係なく任意の場所に設置することができる。
【0085】
また、1PPS信号搬送システム6によれば、拡散符号SCの符号長を1023ビットとし、搬送波CWのキャリア周波数を6kHzとすることによって、変調信号MSの占有周波数帯域を4kHzから8kHZの範囲内とし、電波法の範囲内で電力線4に送信信号RSを出力できる。特に、電波法の範囲内で最大の符号長である1023としているので、高い利得を得ることができる。そのため、1PPS信号搬送システム6では、ノイズ環境としては良くない電力線4で信号を搬送するが、出来る限り長い符号長の拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調しているので耐ノイズ性に優れ、1PPS信号受信装置8で1PPS信号PSを再生することができる。
【0086】
また、1PPS信号搬送システム6によれば、ASK変調とすることによって変調信号MSに搬送波CWの成分が直接含まれるようにしているので、ASK復調では変調信号MSと位相だけを合わせて復調を行えばよく、位相を変えるだけの簡単な回路構成となっている。さらに、1PPS信号搬送システム6によれば、ASK復調において2回の積分を行うことによって一種のローパスフィルタを構成しているので、位相検出に関係のない周波数ノイズ成分を取り除くことができる。
【0087】
また、1PPS信号搬送システム6によれば、相互相関値のピーク検出においてピーク位置がカウンタの中間値(511)に収束するように制御しているので、ピーク位置がカウンタの0と最大カウント値(1023)との間で激しく変動しない。
【0088】
以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。
例えば、本実施の形態では基準時刻サーバで1PPS信号を利用する場合に適用したが、電波時計等の他の用途で利用する場合にも適用可能である。
また、本実施の形態ではGPSの1PPS信号を電力線で搬送する場合に適用したが、JJYの時刻同期信号等の他の時刻同期信号を電力線で搬送する場合にも適用可能である。
また、本実施の形態では交流100Vを供給する電力線を適用したがが、交流200Vを供給する電力線等の他の電力線を適用してもよい。
また、本実施の形態では電力線によって1つのチャネルの信号を送信したが、CDMA方式により多数のチャネルを多重化して送信してもよい。
また、本実施の形態では二次変調としてASK変調を行ったが、FSK変調やPSK変調等の他の変調方式でもよい。
また、本実施の形態ではピーク検出において周期カウンタの中間値(511)になるように制御したが、周期カウンタが0と最大カウンタ値(1023)との間で変動しなければよいので、周期カウンタが2〜1021のいずれかの値になるように制御してもよい。
【0089】
【発明の効果】
本発明によれば、受信機で受信した時刻同期信号を電力線によって搬送することができるので、受信機の設置場所による制限を受けることなく、時刻同期信号を利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本実施の形態に係る基本時刻システムの構成図である。
【図2】本実施の形態に係る1PPS信号搬送システムの概略構成図である。
【図3】図2の1PPS信号送信装置の構成図である。
【図4】図3のNRZI符号化器の構成図である。
【図5】図3のASK変調器の構成図である。
【図6】図3の1PPS信号送信装置における信号であり、(a)が1PPS信号であり、(b)が時刻信号であり、(c)が拡散信号であり、(d)がバイポーラ拡散信号である。
【図7】図3の電力線I/F部の構成図である。
【図8】図2の1PPS信号受信装置の構成図である。
【図9】図8の電力線I/F部の構成図である。
【図10】図8のASK同期復調器及びキャリア再生DPLL回路の構成図である。
【図11】図8のマッチドフィルタの構成図である。
【図12】図8のピーク検出器の構成図である。
【図13】図8のNRZI復号化器の構成図である。
【図14】図8の1PPS信号受信装置における信号であり、(a)が拡散符号であり、(b)がバイポーラ拡散信号であり、(c)がマッチドフィルタ信号であり、(d)が復調した1PPS信号であり、(e)が復調した時刻信号である。
【図15】図3のASK変調器に入力されるバイポーラ拡散信号の一例であり、(a)が信号波形であり、(b)が周波数スペクトルである。
【図16】図3のASK変調器から出力される変調信号の一例であり、(a)が信号波形であり、(b)が周波数スペクトルである。
【図17】図10のキャリア再生DPLL回路におけるフィードバック制御を行った場合の各積分器の積分出力の一例である。
【図18】図10のキャリア再生DPLL回路におけるフィードバック制御を行わなかった場合の各積分器の出力波形の一例であり、(a)が周波数ずれが+100ppmの場合であり、(b)が周波数ずれが−100ppmの場合である。
【図19】図10の波形整形フィルタの出力波形の一例であり、(a)がキャリア再生DPLL回路においてフィードバック制御を行った場合であり、(b)がキャリア再生DPLL回路においてフィードバック制御を行わなかった場合である。
【図20】図10のマッチドフィルタの出力波形の一例である。
【図21】図10のピーク検出器で検出したピーク位置を示すグラフの一例である。
【図22】電力線で搬送中の送信信号とノイズとを示す一例であり、(a)がガウス性ノイズのヒストグラムであり、(b)が電力線に送信された送信信号の波形であり、(c)が(b)の送信信号に(a)のガウス性ノイズがのった場合の送信信号の波形であり、(d)が(b)の送信信号と(c)のノイズがのった送信信号との周波数スペクトラムである。
【図23】電力線を搬送中の送信信号にガウス性ノイズがのった場合のビット誤り率特性の一例であり、(a)が周波数ずれが0ppmの場合であり、(b)が周波数ずれが+100ppmの場合である。
【符号の説明】
1…基準時刻システム、2…GPS受信機、2a…アンテナ、3…基準時刻サーバ、3a…LAN、4…電力線、5…変電設備、6…1PPS信号搬送システム、7…1PPS信号受信装置、7a…拡散符号発生器、7b…SS変調器、7c…キャリア信号発生器、7d…ASK変調器、8…1PPS信号受信装置、8a…ASK復調器、8b…タイミング検出信号発生器、8c…拡散符号発生器、8d…SS復調器、70…NRZI符号化器、70a…EOR回路、70b…1ビット遅延器、71…GOLD符号発生器、72…乗算器、73…信号複流化器、74…波形整形フィルタ、75…キャリア信号発生器、76…ASK変調器、76a…乗算器、76b…加算器、77…電力線I/F部、77a…D/A変換器、77b…電力増幅器、77c,77e…コンデンサ、77d…パルストランス、80…電力線I/F部、80a,80c…コンデンサ、80b…パルストランス、80d…アンチェイリアスフィルタ、80e…A/D変換器、81…キャリア再生DPLL回路、81a…可変位相制御正弦波発生器、81b…乗算器、81c…第1積分器、81d…第2積分器、81e…90°位相シフト器、82…ASK同期復調器、83…波形整形フィルタ、84…GOLD符号発生器、85…マッチドフィルタ、85a…符号パターンレジスタ、85b…1ビット遅延器、85c…乗算器、85d…加算器、86…ピーク検出器、86a…絶対値器、86b…1ビット遅延器、86c,86j…比較器、86d,86f,86i…セレクタ、86e,86g…ラッチ、86h…ダウンカウンタ、87…データ判定器、88…NRZI復号化器、88a…EOR回路、88b…1ビット遅延器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a time synchronization signal transmitting device, a time synchronization signal receiving device, and a time synchronization signal carrying system for carrying a time synchronization signal.
[0002]
[Prior art]
JJY (standard frequency station) and GPS (global positioning system) output a 1PPS [Pulse Per Second] signal that outputs one pulse every second as a time synchronization signal. This 1PPS signal is used in various fields to obtain accurate time. For example, in an NTP (Network Time Protocol) server, an accurate time is set for a 1PPS signal by NTP, and the time is distributed to a computer connected on a network (see Non-Patent
[0003]
[Non-patent document 1]
David L. Mills, "Network Time Protocol (Version 3) Specification, Implementation and Analysis", March 1992, Internet <URL: http: // www. cis. ohio-state. edu / cgi-bin / rfc / rfc1305. html>
[Non-patent document 2]
D. Mills, "Simple Network Time Protocol (SNTP)
[Non-Patent Document 3]
Katsuhisa Fuji, Koji Horiai, Kazuyoshi Asari, Li Sakai, Toshiaki Ishikawa, Yoshihisa Kaneko, "Time Accuracy of GPS Time Synchronous NTP
[Non-patent document 4]
Katsuhisa Fuji, Koji Horiai, Kazuyoshi Asari, Li Sakai, Toshiaki Ishikawa, Yoshihisa Kaneko, Hiroshi Matsuda, "About the Time Accuracy of GPS Time Synchronous NTP
[Non-Patent Document 5]
Katsuhisa Sato, Kazuyoshi Asari, "On OS Dependence of NTP Time Synchronization Accuracy" Internet <URL: http: // www. miz. nao. ac. jp / staffs / hisa / 01TEsympo. html # top>
[Non-Patent Document 6]
"JJY / GPS time / frequency synchronous receiver" Internet <URL: http: // www. nitsuki. com / japanese / products / catv / jji_gps_time. html>
[Non-Patent Document 7]
"Time signal oscillator" Internet <URL: http: // www. Kinkei. co. jp / product / sr30 / index. htm>
[Non-Patent Document 8]
"GPS-PCI_2" Internet <URL: HYPERLINK "http://www.oyo.co.jp/\truetime/gps-pci2.html" http: // www. oyo. co. jp / ~ truetime / gps-pci2. html>
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In order to use the 1PPS signal in the NTP server, the 1PPS signal received by a receiver having a GPS antenna or the like must be loaded into the NTP server. Therefore, it is necessary to install a receiver in a place where signals from JJY and GPS satellites are well received, and to install an NTP server near the receiver.
[0005]
Therefore, the present invention provides a time synchronization signal transmission device, a time synchronization signal reception device, and a time synchronization signal transport system that can use a time synchronization signal received by a receiver even in a place where there is no restriction due to the installation location of the receiver. The task is to provide
[0006]
[Means for Solving the Problems]
A time synchronization signal transmitting apparatus according to the present invention is a time synchronization signal transmitting apparatus for transmitting a time synchronization signal received by a receiver, and performs spread spectrum modulation on the time synchronization signal based on a spreading code to output a spread signal. It is characterized by comprising a spread spectrum modulating means, a carrier modulating means for modulating a spread signal and mounting it on a carrier wave and outputting a modulated signal, and a transmitting means for outputting the modulated signal to a power line.
[0007]
In this time synchronization signal transmitting device, a time synchronization signal transmitted from a GPS satellite or the like and received by a receiver having a GPS antenna or the like is taken into the receiving device, and the time synchronization signal is spread spectrum modulated based on a spreading code. I do. Further, in the time synchronization signal transmitting apparatus, the spread signal that has been spread modulated is modulated and mounted on a carrier wave. Then, the time synchronization signal transmission device outputs the modulation signal to the power line. Incidentally, the receiving apparatus for the modulated signal can receive the modulated signal from the power line, extract the spread signal from the carrier wave of the modulated signal, and further perform the inverse spectrum spreading to obtain the time synchronization signal. Therefore, the time synchronization signal transmitting device and the receiving device can be installed at different places via the power line, so that the time synchronization signal can be used even in a place where there is no restriction due to the installation location of the receiver. Further, since the time synchronization signal is spread spectrum modulated, the receiving apparatus can normally demodulate even if the modulated signal is carried on a power line that is resistant to noise and is not excellent in a noise environment.
[0008]
In the time synchronization signal transmitting apparatus of the present invention, the carrier modulating means may be configured to change the amplitude of the carrier in correspondence with the spread signal.
[0009]
According to this time synchronization signal transmitting apparatus, the modulated signal contains a carrier component by amplitude-modulating the spread signal. Therefore, in the receiving apparatus for the modulated signal, the demodulating means can be configured with a simple configuration by using the carrier component directly included in the modulated signal.
[0010]
In the time synchronization signal transmitting apparatus according to the present invention, it is preferable that the occupied frequency band of the modulation signal be 9 kHz or less.
[0011]
According to this time synchronization signal transmitting apparatus, by setting the occupied frequency band of the modulation signal to 9 kHz or less, it is possible to output the modulation signal of the frequency band not regulated by the Radio Law to the power line.
[0012]
A time synchronization signal receiving apparatus according to the present invention is a time synchronization signal receiving apparatus that receives a modulation signal including information of a time synchronization signal, and demodulates the modulation signal to extract a time synchronization signal. , A demodulation means for demodulating a modulated signal and extracting a spread signal from a carrier, and a despreading means for despreading the spread signal based on a spread code and extracting a time synchronization signal. It is characterized by.
[0013]
In the time synchronization signal receiving apparatus, the time synchronization signal is subjected to spread spectrum modulation, and receives a modulated signal mounted on a carrier from a power line. Then, the time synchronization signal receiving apparatus demodulates the modulated signal, extracts a spread signal from the carrier, and despreads the spread signal to extract a time synchronization signal. Therefore, the time synchronization signal receiving device can take in the time synchronization signal via the power line from the transmitting device that has transmitted the modulated signal. Can be installed without receiving.
[0014]
In the above time synchronization signal receiving apparatus of the present invention, the demodulation means includes: a synchronization wave generation means for generating a synchronization wave having the same phase as or opposite to the phase of the carrier of the modulation signal; and a synchronization wave generated by the modulation signal and the synchronization wave generation means. And a demodulation and multiplying means for multiplying by.
[0015]
In this time synchronization signal receiving apparatus, in the case of a modulation signal modulated by amplitude modulation, a synchronization wave having the same phase or the opposite phase as the phase of a carrier of the modulation signal is generated, and the modulation signal is multiplied by the synchronization wave. Can be demodulated. As described above, in the time synchronization signal receiving apparatus, the demodulation means can be configured with a simple configuration because the modulated signal by the amplitude modulation includes the carrier component.
[0016]
In the above time synchronization signal receiving apparatus of the present invention, the synchronous wave generating means includes a variable phase wave generating means for generating a variable phase wave having an arbitrary phase, a variable phase wave generated by the modulated signal and the variable phase wave generating means. A variable phase wave multiplying means for multiplying the wave by a wave; a first integrating means for integrating a multiplied output of the variable phase wave multiplying means; a second integrating means for integrating an output of the first integrating means; Phase changing means for changing the phase of the generated variable phase wave by 90 °, wherein the variable phase wave generating means changes the phase of the variable phase wave so that the output of the second integrating means is minimized, Is configured to change the phase of the variable phase wave by 90 ° when the output of the second integration means is minimized, and to output the variable phase wave whose phase is changed by 90 ° to the demodulation and multiplication means as a synchronization wave. May be.
[0017]
This time synchronization signal receiving apparatus generates a variable phase wave changed to an arbitrary phase, and multiplies the variable phase wave by a modulation signal. Further, the time synchronization signal receiving device integrates the multiplied output, and further integrates the integrated output. In the time synchronization signal receiving apparatus, the multiplication of the variable phase wave and the modulation signal and the second integration are executed by changing the phase of the variable phase wave, and the phase of the variable phase wave at which the output of the second integration becomes minimum is obtained. Is detected. At this time, the phase with the minimum integrated value is a phase shifted by 90 ° or 270 ° from the phase of the carrier of the modulated signal. Therefore, the time synchronization signal receiving apparatus generates a synchronization wave having the same phase as or the opposite phase to the phase of the carrier of the modulation signal by changing the phase when the integration value is minimum by 90 °. As described above, in the time synchronization signal receiving apparatus, it is only necessary to detect the phase of the carrier of the modulated signal in order to demodulate the amplitude-modulated modulated signal. A simple configuration can be provided. Further, in the time synchronization signal receiving device, the frequency component irrelevant to the phase in the modulation signal can be removed by the two integrations. Therefore, even if the modulation signal has noise while being carried on the power line, the noise is removed. be able to.
[0018]
In the time synchronization signal receiving apparatus according to the present invention, the despreading means includes: a code generation means for generating a spread code; and a one-period of the spread code in the spread signal and the spread code generated by the code generation means for each bit. A cross-correlation means for shifting the spread signal by one bit and executing the operation of calculating the cross-correlation value by multiplying the multiplied value for each bit by one period to calculate the cross-correlation value, and sequentially outputting the cross-correlation value. A maximum position detecting means for detecting the position of the maximum value of the cross-correlation value for one cycle calculated by the cross-correlation means.
[0019]
In this time synchronization signal receiving apparatus, the despreading means generates a spread code for performing spectrum despreading. Then, the time synchronization signal receiving apparatus multiplies each bit of one cycle of the spread code by each bit of the spread signal, and adds a multiplication value of one cycle for each bit to obtain a cross-correlation value. Further, the time synchronization signal receiving apparatus repeatedly performs the operation for obtaining the cross-correlation value by shifting the spread signal by one bit. By shifting the spread signal one bit at a time and comparing it with the spread code, the code pattern of the spread signal and the code pattern of the spread code match at a certain position in one cycle, and The correlation value protrudes and becomes larger than other positions. Therefore, the time synchronization signal receiving device detects the position of the maximum value from the cross-correlation values for one cycle (that is, detects the synchronous position of spectrum despreading in the spread signal). Then, in the time synchronization signal receiving apparatus, the time synchronization signal is extracted from the spread signal using the spreading code with the synchronization position as a starting point.
[0020]
In the above time synchronization signal receiving apparatus of the present invention, the maximum position detecting means may be configured to control the position indicating the maximum value to be at least two bits intermediate from the boundary of one cycle of the spreading code. Good.
[0021]
In this time synchronization signal receiving apparatus, the position indicating the maximum value of the cross-correlation value for one cycle is controlled so as to be at least two bits intermediate from the boundary of one cycle of the spreading code, so that the maximum position is one. The frequency does not fluctuate sharply between the zero bit and the maximum bit value.
[0022]
The time synchronization signal carrier system according to the present invention is a time synchronization signal carrier system for carrying a time synchronization signal received by a receiver, wherein the time synchronization signal is modulated and the modulated signal is transmitted. 5. The time synchronization signal transmitting device according to
[0023]
In this time synchronization signal carrier system, a modulated signal obtained by modulating the time synchronization signal generated by the time synchronization signal transmitter is sent out to a power line, and the modulated signal is carried on the power line. In the time synchronization signal carrier system, the modulation signal from the time synchronization signal transmission device is received from the power line by the time synchronization signal reception device, and the reception device extracts the time synchronization signal from the modulation signal. Therefore, in this time synchronization signal transport system, a receiver that receives a time synchronization signal from a GPS satellite or the like and various devices that use the time synchronization signal can be arranged via a power line.
[0024]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a time synchronization signal transmitting apparatus, a time synchronization signal receiving apparatus, and a time synchronization signal transport system according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0025]
In the present embodiment, the time synchronization signal carrier system according to the present invention is applied to a 1PPS signal carrier system included in a reference time system that generates a reference time using a 1PPS signal from a GPS satellite as a time synchronization signal. In the reference time system according to the present embodiment, a 1PPS signal transmission device is incorporated in a GPS receiver that receives a signal from a GPS satellite, and a 1PPS signal reception device is incorporated in a reference time server that distributes a reference time. ing. The 1PSS signal transport system according to the present embodiment includes a 1PPS signal transmission device as a time synchronization signal transmission device, a 1PPS signal reception device as a time synchronization signal reception device, and a power line connecting a GPS receiver and a reference time server. Is done.
[0026]
The configuration of the
[0027]
The
[0028]
The
[0029]
The
[0030]
The
[0031]
With reference to FIG. 2, the configuration of the 1PSS
[0032]
The 1PPS
[0033]
In the 1PPS
[0034]
The 1PPS
[0035]
The configuration of the 1PPS
[0036]
The 1PPS
[0037]
The 1PPS signal PS is a signal that accurately ticks one cycle (one pulse) per second, and is a digital signal composed of 1 and 0 (see FIG. 6A). Information of 1 or 0 is set for each cycle of the 1PPS signal PS, and a time signal indicating information of year, month, day, hour, and minute by 60 pieces of 1 and 0 data for 60 cycles (for 1 minute). A TS can be configured (see FIG. 6B).
[0038]
The
[0039]
The
[0040]
The
[0041]
The
[0042]
The
[0043]
[0044]
The ASK modulator 76 ASK modulates the bipolar spread signal BSS by changing the amplitude of the carrier wave CW in accordance with the bipolar spread signal BSS formed of a digital signal. As shown in FIG. 5, the
[0045]
FIG. 15 shows an example of the bipolar spread signal BSS input to the
[0046]
FIG. 16 shows an example of the modulation signal MS output from the
[0047]
When the number of bits in one cycle of the spread code in the spread spectrum modulation is increased to, for example, 2047 bits, the occupied frequency band of the modulation signal MS is 6 kHz ± 4 kHz, from about 2 kHz to about 10 kHz, and the bandwidth becomes large. Therefore, the frequency band exceeds 9 KHz defined by the Radio Law, and the low frequency side also becomes a frequency band close to the AC 100 V frequency band (50 kHz or 60 kHz) supplied by the
[0048]
The power line I /
[0049]
Next, the configuration of the 1PPS
[0050]
The 1PPS
[0051]
The power line I /
[0052]
The carrier
[0053]
FIG. 17 shows an example of the integrated output of each of the
[0054]
FIG. 18 shows an example of the integrated output of each of the
[0055]
The ASK
[0056]
The
[0057]
FIG. 19 shows an example of the bipolar spread signal BSS output from the
[0058]
The
[0059]
The matched
[0060]
The cross-correlation value when the 1023-bit data of the bipolar spread signal BSS and the spreading code SW are synchronized (that is, when the two code patterns match) is equal to the cross-correlation value when the synchronization is not obtained. When compared, they become extremely large and appear as peak values. When the cross-correlation value is calculated by shifting by one bit, one of the 1023 cross-correlation values for one cycle indicates its peak value. FIG. 14C shows a matched filter signal MFS indicating a time change of the cross-correlation value, and a peak value appears every one cycle (1023 bits). The position where the peak value appears is the rising position of the pulse of the 1PPS signal PS (see FIG. 14D), and the polarity of the peak value indicates 1 or 0 of the time signal TS.
[0061]
FIG. 20 shows an example of the matched filter signal MFS output from the matched
[0062]
The
[0063]
FIG. 21 shows a temporal change of the peak position detected by the
[0064]
The data determiner 87 determines the polarity of the data at the peak position in the matched filter signal MFS for each cycle. When the polarity is positive, the value of the time signal TS is 1, and when the polarity is negative, the value of the time signal TS is 0 (see FIGS. 14C and 14E).
[0065]
As described above, by detecting the position and the polarity of the peak in the matched filter signal MFS composed of the cross-correlation value calculated by the matched
[0066]
The
[0067]
With the above processing, the 1PPS
[0068]
The operation of the
[0069]
In the
[0070]
The 1PPS
[0071]
After the spread spectrum, the 1PPS
[0072]
Further, the 1PPS
[0073]
After digitally modulating the 1PPS signal PS, the 1PPS
[0074]
The transmission signal RS is carried by the
[0075]
After the reception, the 1PPS
[0076]
The 1PPS
[0077]
Subsequently, the 1PPS
[0078]
Further, the 1PPS
[0079]
Further, the 1PPS
[0080]
The
[0081]
Here, a case will be described in which the transmission signal RS being carried on the
[0082]
However, even if the transmission signal RS being carried on the
[0083]
FIG. 23 shows an example of a bit error rate characteristic when Gaussian noise is superimposed on the transmission signal RS carrying the
[0084]
According to the 1PPS
[0085]
Further, according to the 1PPS
[0086]
Further, according to the 1PPS
[0087]
Further, according to the 1PPS
[0088]
As described above, the embodiments according to the present invention have been described, but the present invention is not limited to the above embodiments, but may be embodied in various forms.
For example, although the present embodiment has been applied to the case where the reference time server uses the 1PPS signal, the present invention is also applicable to the case where the reference time server is used for other purposes such as a radio clock.
Further, although the present embodiment is applied to the case where the GPS 1PPS signal is carried on the power line, the present invention is also applicable to the case where another time synchronization signal such as a JJY time synchronization signal is carried on the power line.
In the present embodiment, a power line that supplies AC 100 V is applied, but another power line such as a power line that supplies AC 200 V may be applied.
Further, in the present embodiment, a signal of one channel is transmitted by the power line, but a number of channels may be multiplexed and transmitted by the CDMA method.
Also, in the present embodiment, ASK modulation is performed as secondary modulation, but another modulation method such as FSK modulation or PSK modulation may be used.
In the present embodiment, the peak detection is controlled so as to be the intermediate value (511) of the cycle counter. However, the cycle counter need not fluctuate between 0 and the maximum counter value (1023). May be controlled to be any value of 2 to 1021.
[0089]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the time synchronization signal received by the receiver can be carried by the power line, the time synchronization signal can be used without being restricted by the installation location of the receiver.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a basic time system according to the present embodiment.
FIG. 2 is a schematic configuration diagram of a 1PPS signal transport system according to the present embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram of the 1PPS signal transmission device of FIG. 2;
FIG. 4 is a configuration diagram of the NRZI encoder of FIG. 3;
FIG. 5 is a configuration diagram of the ASK modulator of FIG. 3;
6A and 6B are signals in the 1PPS signal transmitting apparatus of FIG. 3, wherein FIG. 6A is a 1PPS signal, FIG. 6B is a time signal, FIG. 6C is a spread signal, and FIG. 6D is a bipolar spread signal. It is.
FIG. 7 is a configuration diagram of a power line I / F unit in FIG. 3;
FIG. 8 is a configuration diagram of the 1PPS signal receiving apparatus of FIG. 2;
9 is a configuration diagram of a power line I / F unit in FIG.
FIG. 10 is a configuration diagram of an ASK synchronous demodulator and a carrier recovery DPLL circuit of FIG. 8;
FIG. 11 is a configuration diagram of the matched filter of FIG. 8;
FIG. 12 is a configuration diagram of the peak detector of FIG. 8;
FIG. 13 is a configuration diagram of the NRZI decoder of FIG. 8;
14 is a signal in the 1PPS signal receiving apparatus of FIG. 8, (a) is a spreading code, (b) is a bipolar spread signal, (c) is a matched filter signal, and (d) is a demodulated signal. (E) is a demodulated time signal.
15 shows an example of a bipolar spread signal input to the ASK modulator shown in FIG. 3, wherein (a) shows a signal waveform and (b) shows a frequency spectrum.
16 is an example of a modulation signal output from the ASK modulator of FIG. 3, in which (a) shows a signal waveform and (b) shows a frequency spectrum.
17 is an example of an integrated output of each integrator when performing feedback control in the carrier regeneration DPLL circuit of FIG. 10;
18A and 18B are examples of output waveforms of each integrator when feedback control is not performed in the carrier regeneration DPLL circuit of FIG. 10; FIG. 18A shows a case where the frequency shift is +100 ppm; Is -100 ppm.
19A and 19B are examples of output waveforms of the waveform shaping filter of FIG. 10, wherein FIG. 19A shows a case where feedback control is performed in a carrier reproduction DPLL circuit, and FIG. Is the case.
FIG. 20 is an example of an output waveform of the matched filter of FIG. 10;
FIG. 21 is an example of a graph showing peak positions detected by the peak detector of FIG.
FIG. 22 is an example showing a transmission signal and noise being carried on the power line, where (a) is a histogram of Gaussian noise, (b) is a waveform of the transmission signal transmitted to the power line, and (c) ) Shows the waveform of the transmission signal when the Gaussian noise of (a) is added to the transmission signal of (b), and (d) shows the transmission signal with the transmission signal of (b) and the noise of (c). It is a frequency spectrum with a signal.
23A and 23B are examples of bit error rate characteristics when Gaussian noise is superimposed on a transmission signal carrying a power line, where FIG. 23A shows a case where the frequency shift is 0 ppm, and FIG. It is the case of +100 ppm.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記時刻同期信号を拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調し、拡散信号を出力するスペクトラム拡散変調手段と、
前記拡散信号を変調して搬送波に載せ、変調信号を出力する搬送波変調手段と、
前記変調信号を電力線に出力する送信手段と
を備えることを特徴とする時刻同期信号送信装置。A time synchronization signal transmitting device for transmitting a time synchronization signal received by a receiver,
Spread spectrum modulation of the time synchronization signal based on a spread code, spread spectrum modulation means for outputting a spread signal,
Carrier modulation means for modulating the spread signal and mounting it on a carrier, and outputting a modulated signal,
A transmission unit that outputs the modulated signal to a power line.
前記変調信号を電力線から受信する受信手段と、
前記変調信号を復調し、搬送波から拡散信号を抽出する復調手段と、
前記拡散信号を拡散符号に基づいてスペクトラム逆拡散し、時刻同期信号を抽出する逆拡散手段と
を備えることを特徴とする時刻同期信号受信装置。A time synchronization signal receiving apparatus for receiving a modulation signal including information of a time synchronization signal, demodulating the modulation signal and extracting a time synchronization signal,
Receiving means for receiving the modulated signal from a power line,
Demodulation means for demodulating the modulated signal and extracting a spread signal from a carrier wave,
A time synchronizing signal receiving device comprising: a despreading means for despreading the spread signal based on a spreading code and extracting a time synchronizing signal.
前記変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の同期波を発生する同期波発生手段と、
前記変調信号と前記同期波発生手段で発生した同期波とを乗算する復調乗算手段と
を備えることを特徴とする請求項4に記載する時刻同期信号受信装置。The demodulation means,
Synchronous wave generating means for generating a synchronous wave of the same phase or opposite phase to the phase of the carrier of the modulation signal,
5. The time synchronization signal receiving apparatus according to claim 4, further comprising a demodulation and multiplication unit that multiplies the modulation signal by a synchronization wave generated by the synchronization wave generation unit.
任意の位相に変化させた可変位相波を発生する可変位相波発生手段と、
前記変調信号と前記可変位相波発生手段で発生した可変位相波とを乗算する可変位相波乗算手段と、
前記可変位相波乗算手段の乗算出力を積分する第1積分手段と、
前記第1積分手段の出力を積分する第2積分手段と、
前記可変位相波発生手段で発生した可変位相波の位相を90°変化させる位相変化手段と
を備え、
前記可変位相波発生手段は、前記第2積分手段の出力が最小となるように可変位相波の位相を変化させ、
前記位相変化手段は、前記第2積分手段の出力が最小となったときの可変位相波の位相を90°変化させ、該位相を90°変化させた可変位相波を前記同期波として前記復調乗算手段に出力すること
を特徴とする請求項5に記載する時刻同期信号受信装置。The synchronous wave generating means,
Variable phase wave generating means for generating a variable phase wave changed to an arbitrary phase,
Variable phase wave multiplying means for multiplying the modulation signal and the variable phase wave generated by the variable phase wave generating means,
First integration means for integrating the multiplication output of the variable phase wave multiplication means,
Second integration means for integrating the output of the first integration means,
Phase changing means for changing the phase of the variable phase wave generated by the variable phase wave generating means by 90 °,
The variable phase wave generating means changes the phase of the variable phase wave so that the output of the second integration means is minimized,
The phase change means changes the phase of the variable phase wave when the output of the second integration means is minimized by 90 °, and uses the variable phase wave whose phase is changed by 90 ° as the synchronization wave as the synchronous wave. The time synchronization signal receiving apparatus according to claim 5, wherein the time synchronization signal is output to a means.
前記拡散符号を発生する符号発生手段と、
前記拡散信号おける拡散符号の1周期分と前記符号発生手段で発生した拡散符号とを1ビット毎に乗算し、該1ビット毎の乗算値を1周期分加算して相互相関値を算出する演算を、前記拡散信号を1ビットづつシフトして実行し、相互相関値を順次出力する相互相関手段と、
前記相互相関手段で算出した1周期分の相互相関値の最大値の位置を検出する最大位置検出手段と
を備えることを特徴とする請求項4〜6のいずれか1項に記載する時刻同期信号受信装置。The despreading means,
Code generation means for generating the spread code;
An operation of multiplying one cycle of a spread code in the spread signal by a spread code generated by the code generating means for each bit, and adding the multiplied value for each bit for one cycle to calculate a cross-correlation value. Cross-correlation means for executing the spread signal by shifting one bit at a time, and sequentially outputting a cross-correlation value;
The time synchronization signal according to any one of claims 4 to 6, further comprising: maximum position detection means for detecting a position of a maximum value of the cross-correlation value for one cycle calculated by the cross-correlation means. Receiver.
前記時刻同期信号を変調し、変調信号を送信する請求項1〜3のいずれか1項に記載の時刻同期信号送信装置と、
前記時刻同期信号送信装置から送信された変調信号を搬送する電力線と、
前記電力線から変調信号を受信し、前記変調信号から前記時刻同期信号を抽出する請求項4〜8のいずれか1項に記載の時刻同期信号受信装置と
を備えることを特徴とする時刻同期信号搬送システム。A time synchronization signal carrier system that carries a time synchronization signal received by a receiver,
The time synchronization signal transmitting apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the time synchronization signal is modulated, and the modulated signal is transmitted.
A power line that carries the modulated signal transmitted from the time synchronization signal transmitting device,
A time synchronization signal carrier, comprising: a time synchronization signal receiving device according to any one of claims 4 to 8, which receives a modulation signal from the power line and extracts the time synchronization signal from the modulation signal. system.
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