JP2004104744A

JP2004104744A - Phase error compensation apparatus and its method as well as receiving apparatus and receiving method

Info

Publication number: JP2004104744A
Application number: JP2002323106A
Authority: JP
Inventors: Tomonari Yamagata; 山縣　智成
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-07-15
Filing date: 2002-11-06
Publication date: 2004-04-02

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a phase error compensation apparatus and its method as well as receiving apparatus and receiving method for suppressing deterioration in compensation accuracy of a phase error due to discontinuity produced in a value detected a phase error of a pilot subcarrier signal of an OFDM (orthogonal frequency division multiplex) symbol. <P>SOLUTION: A known pilot subcarrier signal is extracted from the OFDM signal in a first demodulating part 10, and the phase error is detected in a phase error detecting part 30. If a determination part 50 determines that the discontinuity is not produced in the detected value, the coefficient calculated in a coefficient calculating part is supplied as it is to a phase compensation part 70. If the determination part 50 determines that the discontinuity is produced, the coefficient used for the last phase compensation for the OFDM symbol is supplied to the compensation part 70. In the compensation part 70, the supplied coefficient is applied to a linear interpolation formula, the phase error of other subcarrier signal is calculated by using the formula and phase compensation is executed so as to cancel the calculated phase error. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア変調信号を復調して生成される複数のサブキャリア信号を含んだシンボル信号の信号列の位相誤差を補正する位相誤差補正装置とその方法ならびに受信装置とその方法に係り、たとえば、ＯＦＤＭ方式の変調信号を復調して生成されるシンボル信号の信号列の位相誤差を補正する位相誤差補正装置とその方法ならびにＯＦＤＭ方式の受信装置とその方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）は、複数の直交する副搬送波（以下、サブキャリアと呼ぶ）周波数において伝送情報を変調し、これにより生成される複数のサブキャリア信号を多重化する変調方式であり、一般にマルチキャリア変調方式に含まれる。伝送信号の周波数スペクトルが矩形に近い特性を有しているため周波数資源を非常に有効に利用でき、また、情報が周波数領域で分散されるためマルチパス現象に対して優れた耐性を有するなどの特徴がある。
【０００３】
例として、ＯＦＤＭを用いた通信規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａの受信装置について、図１８のブロック図を参照して説明する。
図１８に示す受信装置９は、ＲＦ処理部１、Ａ／Ｄ変換器２、同期検出部３、周波数補正部４、ＦＦＴ部５、伝送路補正部６、位相誤差補正部７および復調部８を有する。
【０００４】
ＲＦ処理部１は、アンテナＡＴにおいて受信された信号を増幅し、数ＧＨｚ程度の高周波信号から数１０ＭＨｚ程度のベースバンド周波数へ周波数変換を行うとともに直交検波を行って、複素ベースバンド信号を生成する。
【０００５】
Ａ／Ｄ変換器２は、ＲＦ処理部１において生成された複素ベースバンド信号を一定の周期でサンプリングし、デジタル信号に変換する。
【０００６】
同期検出部３は、Ａ／Ｄ変換器２においてデジタル化された複素ベースバンド信号から後述する既知のプリアンブル信号を検出し、その検出タイミングの情報を生成する。生成されたタイミング情報は、ＦＦＴ部５において離散フーリエ変換処理を行うタイミングの決定に用いられる。
【０００７】
周波数補正部４は、同期検出部３において検出された既知のプリアンブル信号を用いて、サブキャリア周波数の誤差を検出し、この周波数誤差を補正した複素ベースバンド信号を出力する。
【０００８】
ＦＦＴ部５は、周波数補正部４において周波数補正された複素ベースバンド信号に対し、同期検出部３のタイミング情報に応じたタイミングで離散フーリエ変換を行ない、１回の離散フーリエ変換処理ごとに１つのＯＦＤＭシンボル信号を生成する。ＯＦＤＭシンボル信号には、サブキャリアの数に応じた複数のサブキャリア信号が含まれる。
【０００９】
伝送路補正部６は、ＦＦＴ部５で生成されたＯＦＤＭシンボル信号の中から、同期検出部３で検出された既知のプリアンブル信号に対応するＯＦＤＭシンボル信号を抽出し、その各サブキャリア信号の振幅および位相が既定値に対して有する誤差を検出する。検出した誤差は、電波が伝播する周囲の環境や送受信装置の移動状況などの伝送路状態を反映している。伝送路補正部６は、この検出した誤差に基づいて、プリアンブル信号以降に続くＯＦＤＭシンボル信号の伝送路の状態を推定し、各サブキャリアの振幅および位相を補正する処理を行う。
【００１０】
位相誤差補正部７は、伝送路補正部６において補正されたＯＦＤＭシンボル信号について、さらに後述する残留周波数オフセットおよび残留サンプリング・オフセットを補正する処理を行う。
【００１１】
復調部８は、位相誤差補正部７において補正されたＯＦＤＭシンボル信号を構成する各サブキャリア信号の振幅および位相の値を用いて、ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などのデジタル変調方式により変調された元のデータを再生する。
【００１２】
上述した構成を有する受信装置９の動作を説明する。
アンテナＡＴにおいて受信された高周波信号は、ＲＦ処理部１において増幅され、ベースバンド周波数への周波数変換処理および直交検波処理によって複素ベースバンド信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換器２においてデジタル信号に変換される。
【００１３】
デジタル化された複素ベースバンド信号の信号列が同期検出部３に入力されると、同期検出部３において、この信号列から既知のプリアンブル信号が検出される。
【００１４】
図１９は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいて規定されている伝送データのパケット構造の概要を示す図である。
先頭のフィールドＦ１はショート・プリアンブルと呼ばれ、一定の周期で反復される１０個の既知信号（ショート・トレーニング・シンボル）で構成される。
先頭から２番目のフィールドＦ２はロング・プリアンブルと呼ばれ、２個の既知信号（ロング・トレーニング・シンボル）で構成される。
先頭から３番目のフィールドＦ３はシグナル・フィールドと呼ばれ、データの伝送レートに関する情報やデータ長に関する情報を含んだ１ＯＦＤＭシンボル信号で構成される。
シグナル・フィールドＦ３以降のフィールド（Ｆ４，Ｆ５，…）は、任意のデータを含んだデータ・フィールドであり、シグナル・フィールドＦ３で指定されたデータ長に対応する数のＯＦＤＭシンボル信号で構成される。
【００１５】
同期検出部３では、図１９に示すショート・プリアンブルＦ１が複素ベースバンド信号列の中から検出され、タイミング情報が生成される。また周波数補正部４において、このショート・プリアンブルＦ１に含まれるショート・トレーニング・シンボルの反復周期が既定の周期に対して有する誤差から、サブキャリア周波数の大まかな誤差が求められ、その周波数誤差を補正する処理が行われる。
【００１６】
周波数補正部４で周波数補正された複素ベースバンド信号はＦＦＴ部５に入力され、同期検出部３のタイミング情報に応じたタイミングで離散フーリエ変換され、ＯＦＤＭシンボル信号が生成される。
図２０は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいて規定されたＯＦＤＭシンボル信号の構造を示す図である。
ＯＦＤＭシンボル信号には６２本のサブキャリア信号が含まれており、そのうちデータ伝送用として５２本のサブキャリア信号が用いられる。また、この５２本のうちサブキャリア番号−２１，−７，７および２１の信号はパイロット・サブキャリア信号と呼ばれ、ＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙ　ｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）によって既定値のデータが変調されたサブキャリア信号である。その他のサブキャリア番号−２６〜−２２，−２０〜−８，−６〜−１，１〜６，８〜２０および２２〜２６の信号は、任意の変調方式で任意のデータが変調されたデータ伝送用のサブキャリア信号である。
【００１７】
ＦＦＴ部５で生成されたＯＦＤＭシンボル信号は伝送路補正部６に入力され、その信号列の中から、同期検出部３で検出された図１９のロング・プリアンブルＦ２に対応するＯＦＤＭシンボル信号が抽出される。そして、抽出されたＯＦＤＭシンボル信号の各サブキャリア信号が既定の信号に対して有する振幅誤差および位相誤差が検出され、伝送路の状態が推定される。この推定結果に基づいて、ロング・プリアンブルＦ２以降のＯＦＤＭシンボル信号に対する振幅および位相の補正が行われる。
【００１８】
こうして伝送路状態に対する補正が行われたサブキャリア信号には、さらに、異なる要因の元で生じる２種類の位相誤差が含まれている。１つは、ＲＦ処理部１における周波数変換の不正確さに起因した位相誤差であり、残留周波数オフセットと呼ばれる。他の１つは、送信側のＤ／Ａ変換処理と受信側のＡ／Ｄ変換処理とにおけるサンプリング周波数の違いに起因した位相誤差であり、残留サンプリング・オフセットと呼ばれる位相誤差である。これらの位相誤差は、周波数補正部４において大まかに周波数補正された後に残留する誤差である。
【００１９】
図２１は、残留周波数オフセットによって位相回転が生じた場合における、各サブキャリア信号の信号点配置を示した図である。この例において、サブキャリア信号は１６値ＱＡＭ方式で変調されているが、残留周波数オフセットが含まれていると、全てのサブキャリア信号の位相は一定の大きさで回転する。
残留周波数オフセットが含まれている場合の位相誤差をサブキャリアごとに示したのが図２２である。残留周波数オフセットによる位相誤差の大きさは、サブキャリア周波数の違いに依らずほぼ一定の大きさとなる。
図２３は、残留周波数オフセットによる位相誤差が、ＯＦＤＭシンボル信号ごとに変化する様子を示した図である。残留周波数オフセットによる位相誤差は、ＯＦＤＭシンボル信号が生成される順番に対応して単調に増加に変化するか、または単調に減少する傾向がある。
【００２０】
図２４は、残留サンプリング・オフセットによって位相回転が生じた場合における、サブキャリア信号の信号点配置を示す図である。この例においてもサブキャリア信号は１６値ＱＡＭ方式で変調されているが、残留サンプリング・オフセットが含まれていると、図２１に示した場合とは異なり、サブキャリア信号の位相はそれぞれ異なる位相で回転する。
残留サンプリング・オフセットによる位相誤差をサブキャリア信号ごとに示したのが図２５である。残留サンプリング・オフセットによる位相誤差の大きさは、残留周波数オフセットの場合のように全サブキャリア信号で一定の大きさとはならず、サブキャリア周波数に比例して変化する。
図２６は、残留サンプリング・オフセットによる位相誤差がＯＦＤＭシンボルごとに変化する様子を示した図である。位相誤差のサブキャリア周波数に対する変化率は、ＯＦＤＭシンボル信号が生成される順番に対応して正へ単調に増加するか、または負へ単調に増加する傾向がある。
【００２１】
このように、サブキャリア信号に生じる位相誤差は、残留周波数オフセットによって一定量の位相回転を生じさせる成分と、残留サンプリング・オフセットによってサブキャリア周波数に比例した量の位相回転を生じさせる成分とが加算されたものである。したがって、サブキャリア信号の周波数と位相誤差との関係は、直線関数を用いて近似することが可能である。
【００２２】
また、図２０において示した４本のパイロット・サブキャリア信号は、上述したようにＢＰＳＫ方式で既定値のデータが変調された信号であり、位相誤差が生じていない場合、その位相は０［ｒａｄ］またはπ［ｒａｄ］となる。したがって、パイロット・サブキャリア信号の位相がこれらの既定の位相に対して有する誤差を調べることにより、そのサブキャリア番号における位相誤差を検出することが可能である。
【００２３】
図２７は、パイロット・サブキャリア信号における位相誤差の検出結果を用いて、直線近似により他のサブキャリア信号の位相誤差を算定する例を示す図である。
図２７に示すように、位相誤差補正部７においては、まず４本のパイロット・サブキャリア信号における位相誤差の検出が行われ、その４つの検出結果を用いて、たとえば最小二乗法などにより、サブキャリア番号と位相誤差との関係を近似する、次式のような直線補間式が求められる。
【００２４】
【数１】
ｙ＝ａｘ＋ｂ　…　（１）
【００２５】
ただし、式（１）において符号ｘはサブキャリア番号（−２６≦ｘ≦２６）、符号ｙはサブキャリア信号の位相誤差［ｒａｄ］、符号ａは直線の傾き、符号ｂは直線の切片を示す。
位相誤差補正部７では、４つの位相誤差の検出結果から求められた直線補間式を用いて他のサブキャリア信号の位相誤差が算定され、これを打ち消すように各サブキャリア信号の位相が補正される。
【００２６】
位相誤差補正部７によって位相誤差が補正されたＯＦＤＭシンボル信号は復調部８に入力され、そこで、各サブキャリア信号の振幅および位相の値に対応する元データの値が再生される。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、位相誤差補正部７においてパイロット・サブキャリア信号の位相誤差検出に用いられる位相比較器の検出値は、図２８に示すように、一定範囲内の値に制限されていることが多い。
図２８は、一般的な位相比較器の入出力特性を示す図である。この入出力特性において、位相比較器の出力値は−π［ｒａｄ］〜π［ｒａｄ］の範囲に制限されている。検出元のサブキャリア信号の位相誤差が０［ｒａｄ］を中心に−π［ｒａｄ］〜π［ｒａｄ］の範囲で変化する場合には、位相誤差の出力値も−π［ｒａｄ］〜π［ｒａｄ］の範囲で直線的に変化するが、入力の位相誤差がこの範囲を超えてしまうと、位相誤差の出力値は−π［ｒａｄ］とπ［ｒａｄ］との間で不連続に変化してしまう。
【００２８】
図２９は、図２８に示した位相比較器の入出力特性のために、位相誤差の検出結果が不連続になる例を示す図である。
たとえば、パイロット・サブキャリア信号の位相誤差が、サブキャリア番号−２１，−７，７，２１の順番で３［ｒａｄ］，３．１［ｒａｄ］，３．２［ｒａｄ］，３．３［ｒａｄ］という値を有している場合（角度表示では、１７１°，１７７°，１８３°，１８９°）、位相比較器からは３［ｒａｄ］，３．１［ｒａｄ］，−３．０８［ｒａｄ］，−２．９８［ｒａｄ］という値の位相誤差が出力される。
この時、式（１）の直線補間式の傾きａを最小二乗法で求めると、本来ならａ＝０．００７１となるのに対して、図２９のように不連続な位相比較器の出力値を用いた場合ａ＝−０．１７となり、正しい値から大幅にずれてしまう。このように間違った直線補間式を用いて位相誤差が補正されると、そのＯＦＤＭシンボル信号全体のデータが復調部８において誤ったデータに再生される可能性があり、誤り率の増加を招いてしまう。特に、雑音が多い環境では、こうした位相比較器の入出力特性に起因する位相誤差の不連続が発生し易くなるので、誤り率が著しく増加する不具合を生じる。
【００２９】
また、雑音の増大によって信号対雑音電力比が低下すると、受信したパイロット・サブキャリア信号そのものに含まれる誤差が無視できない程度に大きくなり、位相誤差の検出精度が低下してしまう不具合を生じる。
【００３０】
図３０は、信号対雑音電力比が高く、かつ、上述したオフセット（残留周波数オフセット、残留サンプリング・オフセット）による位相回転が生じていない場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。この例において、送信元のパイロット・サブキャリア信号は、同相成分（横軸）が‘１’、直交成分（縦軸）が‘０’の値を有しており、受信したパイロット・サブキャリア信号も、ほぼこれに近い値を有している。この場合、位相誤差の検出精度は比較的高いので、位相誤差の正確な補正が期待できる。
図３１は、信号対雑音電力比が低く、かつ、オフセットによる位相回転が生じていない場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。図３０と比較して分かるように、信号対雑音電力比が低くなると、受信したパイロット・サブキャリア信号のばらつきが大きくなる。
【００３１】
図３２は、信号対雑音電力比が高く、かつ、オフセットによる位相回転が生じている場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点は、位相回転によって複素平面の原点を中心とした細いリング状の領域に分布している。
これに対し、図３２は、信号対雑音電力比が低く、かつ、上述したオフセットによる位相回転が生じている場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。図３２に示すように、信号対雑音電力比の低下にオフセットによる位相回転が加わると、受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点は複素平面の全面にばらついてしまい、正確な位相誤差の検出は極めて困難になる。このため、位相誤差の検出精度が低下し、誤り率が著しく増加してしまう。
【００３２】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その第１の目的は、位相誤差の検出結果の不連続性に起因した位相誤差の補正精度の低下を抑制できる位相誤差補正装置およびその方法を提供することにある。
第２の目的は、信号対雑音電力比が低下した場合における位相誤差の補正精度の低下を抑制できる位相誤差補正装置およびその方法を提供することにある。
第３の目的は、位相誤差の補正精度の低下による誤り率の悪化を抑制できる受信装置とその受信方法を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の観点に係る位相誤差補正装置は、マルチキャリア変調信号を復調して生成されるシンボル信号の信号列を入力し、それぞれのシンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差を補正する位相誤差補正装置であって、それぞれのシンボル信号に含まれる複数の特定のサブキャリア信号を基準信号として抽出する信号抽出手段と、上記信号抽出手段において抽出された基準信号の位相が所定の基準位相に対して有する位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する係数算出手段と、上記係数算出手段において算出された係数を適用した上記補間関数を用いて、１シンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差をそれぞれ算定し、当該算定した位相誤差に応じてそれぞれのサブキャリア信号の位相を補正する位相補正手段と、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差のうち、一部の位相誤差が他の位相誤差に対して不連続な値を有するか否か判定する判定手段と、上記判定手段において上記不連続が判定された場合、上記係数算出手段において算出された係数を、当該不連続が判定されたシンボル信号より前に入力された１つまたは一連のシンボル信号に対する上記位相補正手段の位相補正に用いられた係数に応じて補正する係数補正手段とを有する。
【００３４】
本発明の第１の観点に係る位相誤差補正装置によれば、信号抽出手段において、それぞれのシンボル信号に含まれる複数の特定のサブキャリア信号が基準信号として抽出される。位相誤差検出手段において、この抽出された基準信号の位相が所定の基準位相に対して有する位相誤差が検出される。係数算出手段において、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数が算出される。位相補正手段において、この算出された係数を適用した上記補間関数を用いて、１シンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差がそれぞれ算定され、算定された位相誤差に応じて、それぞれのサブキャリア信号の位相が補正される。判定手段において、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の位相誤差のうち、一部の位相誤差が他の位相誤差に対して不連続な値を有するか否か判定される。不連続が判定された場合、係数算出手段において算出された係数は、この不連続が判定されたシンボル信号より前に入力された１つまたは一連のシンボル信号に対する位相補正手段の位相補正に用いられた係数に応じて、係数補正手段により補正される。
【００３５】
上記判定手段は、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差の最小値と最大値との差が所定のしきい値に達するか否かに応じて上記判定を行っても良いし、同一シンボル信号内の基準信号のうちサブキャリア周波数が隣接した２つの基準信号に対する位相誤差の検出値の差が所定のしきい値に達するか否かに応じて上記判定を行っても良い。
また、一連のシンボル信号に対する上記位相補正手段の位相補正に用いられた一連の上記係数に基づいて、上記係数を推定する係数推定手段を含む場合、上記判定手段は、上記係数推定手段の推定結果と上記係数算出手段の算出結果との差が所定のしきい値に達するか否かに応じて上記判定を行っても良い。
【００３６】
上記係数補正手段は、上記判定手段において上記不連続が判定された場合、当該不連続が判定されたシンボル信号に対して算出された上記係数算出手段の係数に替えて、当該不連続が判定されたシンボル信号の１つまたは複数前に入力されたシンボル信号に対する上記位相補正手段の位相補正に用いられた係数を、上記位相補正手段に再び供給しても良い。
また、一連のシンボル信号に対する上記位相補正手段の位相補正に用いられた一連の上記係数に基づいて、上記係数を推定する係数推定手段を含む場合、上記係数補正手段は、上記判定手段において上記不連続が判定された場合、当該不連続が判定されたシンボル信号に対して算出された上記係数算出手段の係数に替えて、上記係数推定手段において推定された係数を上記位相補正手段に供給しても良い。
【００３７】
本発明の第２の観点に係る位相誤差補正装置は、マルチキャリア変調信号を復調して生成されるシンボル信号の信号列を入力し、それぞれのシンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差を補正する位相誤差補正装置であって、それぞれのシンボル信号に含まれる複数の特定のサブキャリア信号を基準信号として抽出する信号抽出手段と、上記信号抽出手段において抽出された基準信号の位相が所定の基準位相に対して有する位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する係数算出手段と、上記係数算出手段において算出された係数を適用した上記補間関数を用いて、１シンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差をそれぞれ算定し、当該算定した位相誤差に応じてそれぞれのサブキャリア信号の位相を補正する位相補正手段と、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差のうち、他の位相誤差に対して所定の大小関係を有するとともに不連続な値を有する位相誤差を特定する不連続特定手段と、上記不連続特定手段において上記不連続な値を有する位相誤差が特定された場合、特定された検出位相誤差に替えて、当該検出位相誤差に所定の補正値を加算した補正位相誤差を上記係数算出手段に供給する補正値加算手段とを有する。
【００３８】
本発明の第３の観点に係る位相誤差補正装置は、マルチキャリア変調信号を復調して生成されるシンボル信号の信号列を入力し、それぞれのシンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差を補正する位相誤差補正装置であって、それぞれのシンボル信号に含まれる複数の特定のサブキャリア信号を基準信号として抽出する信号抽出手段と、上記信号抽出手段において抽出された基準信号の値が、複素平面上の所定の領域内に含まれるか否かを判定する信号判定手段と、上記信号抽出手段において抽出された基準信号の位相が所定の基準位相に対して有する位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差のうち、上記信号判定手段において上記領域内に信号値が含まれると判定された基準信号の位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する係数算出手段と、上記係数算出手段において算出された係数を適用した上記補間関数を用いて、１シンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差をそれぞれ算定し、当該算定した位相誤差に応じてそれぞれのサブキャリア信号の位相を補正する位相補正手段とを有する。
【００３９】
本発明の第４の観点に係る位相誤差補正方法は、マルチキャリア変調信号を復調して生成されるシンボル信号の信号列を入力し、それぞれのシンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差を補正する位相誤差補正方法であって、それぞれのシンボル信号に含まれる複数の特定のサブキャリア信号を基準信号として抽出する信号抽出ステップと、上記抽出された基準信号の位相が所定の基準位相に対して有する位相誤差を検出する位相誤差検出ステップと、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する係数算出ステップと、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差のうち、一部の位相誤差が他の位相誤差に対して不連続な値を有するか否か判定する判定ステップと、上記判定ステップにおいて上記不連続が判定された場合、上記係数算出ステップにおいて算出された係数を、当該不連続が判定されたシンボル信号より前に入力された１つまたは一連のシンボル信号の位相誤差補正に用いられた上記係数に応じて補正する係数補正ステップと、上記係数算出ステップにおいて算出された係数、または上記係数補正ステップにおいて補正された係数を適用した上記補間関数を用いて、上記シンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差をそれぞれ算定し、当該算定した位相誤差に応じてそれぞれのサブキャリア信号の位相を補正する位相補正ステップとを有する。
【００４０】
本発明の第５の観点に係る受信装置は、１シンボル信号を構成する１ビットまたは複数ビットの信号が複数のサブキャリアで変調されたサブキャリア信号を多重化して生成されるマルチキャリア変調信号の信号列を受信する受信装置であって、上記マルチキャリア変調信号の信号列を復調し、複数のサブキャリア信号を含んだシンボル信号の信号列を出力する復調手段と、上記復調手段から出力されるそれぞれのシンボル信号に含まれる複数の特定のサブキャリア信号を基準信号として抽出する信号抽出手段と、上記信号抽出手段において抽出された基準信号の位相が所定の基準位相に対して有する位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する係数算出手段と、上記係数算出手段において算出された係数を適用した上記補間関数を用いて、１シンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差をそれぞれ算定し、当該算定した位相誤差に応じてそれぞれのサブキャリア信号の位相を補正する位相補正手段と、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差のうち、一部の位相誤差が他の位相誤差に対して不連続な値を有するか否か判定する判定手段と、上記判定手段において上記不連続が判定された場合、上記係数算出手段において算出された係数を、当該不連続が判定されたシンボル信号より前に入力された１つまたは一連のシンボル信号に対する上記位相補正手段の位相補正に用いられた係数に応じて補正する係数補正手段とを有する。
【００４１】
本発明の第６の観点に係る受信方法は、１シンボル信号を構成する１ビットまたは複数ビットの信号が複数のサブキャリアで変調されたサブキャリア信号を多重化して生成されるマルチキャリア変調信号の信号列を受信する受信方法であって、上記マルチキャリア変調信号の信号列を復調して、複数のサブキャリア信号を含んだシンボル信号の信号列を生成する復調ステップと、上記復調ステップにおいて生成されたそれぞれのシンボル信号に含まれる複数の特定のサブキャリア信号を基準信号として抽出する信号抽出ステップと、上記抽出された基準信号の位相が所定の基準位相に対して有する位相誤差を検出する位相誤差検出ステップと、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する係数算出ステップと、１シンボル信号中の複数の基準信号に対して検出された複数の上記位相誤差のうち、一部の位相誤差が他の位相誤差に対して不連続な値を有するか否か判定する判定ステップと、上記判定ステップにおいて上記不連続が判定された場合、上記係数算出ステップにおいて算出された係数を、当該不連続が判定されたシンボル信号より前に入力された１つまたは一連のシンボル信号の位相誤差補正に用いられた上記係数に応じて補正する係数補正ステップと、上記係数算出ステップにおいて算出された係数、または上記係数補正ステップにおいて補正された係数を適用した上記補間関数を用いて、上記シンボル信号に含まれる複数のサブキャリア信号の位相誤差をそれぞれ算定し、当該算定した位相誤差に応じてそれぞれのサブキャリア信号の位相を補正する位相補正ステップとを有する。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明の６つの実施形態について、図面を参照しながら説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置１０００の構成例を示すブロック図である。
受信装置１０００は、第１復調部１０、信号抽出部２０、位相誤差検出部３０、係数算出部４０、判定部５０、係数補正部６０、位相補正部７０および第２復調部８０を有する。
【００４３】
第１復調部１０は、たとえばＯＦＤＭ信号などのマルチキャリア変調信号の信号列を復調して、複数のサブキャリア信号を含んだシンボル信号の信号列を出力する。
マルチキャリア変調信号の送信装置では、まず１ビットまたは複数ビットの信号を１単位とするシンボル信号が周波数の異なる複数のサブキャリアによって変調され、複数のサブキャリア信号が生成される。このサブキャリア信号が多重化されることにより、マルチキャリア信号が生成される。ＯＦＤＭ方式の場合、複数のサブキャリアとして、互いに直交関係にあるサブキャリアが選ばれる。第１復調部１０は、こうして生成されたマルチキャリア変調信号から、シンボル信号ごとに多重化された複数のサブキャリア信号を再生する処理を行う。
【００４４】
なお以降の説明では、例として、第１復調部１０における復調後のシンボル信号が図２０に示したＯＦＤＭシンボル信号と同等の構造を有しており、図２０と同じサブキャリア番号に既知のパイロット・サブキャリア信号を持つものとする。
【００４５】
信号抽出部２０は、第１復調部１０から出力されるそれぞれのシンボル信号から、サブキャリア番号−２１，−７，７，２１に対応する４本のパイロット・サブキャリア信号を抽出する。
【００４６】
位相誤差検出部３０は、信号抽出部１０において抽出されたパイロット・サブキャリア信号が所定の基準位相に対して有する位相誤差をそれぞれ検出する。
たとえば、パイロット・サブキャリア信号がＢＰＳＫ方式で変調されている場合、０［ｒａｄ］またはπ［ｒａｄ］に対する位相の回転を位相誤差として検出する。
【００４７】
係数算出部４０は、位相誤差検出部３０において１シンボル信号中の４本のパイロット・サブキャリア信号に対して検出された４つの位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する。
たとえば、４つの位相誤差とサブキャリア番号とを式（１）に示す直線補間式で近似し、その係数ａ，ｂを最小二乗法などにより算出する。
【００４８】
判定部５０は、位相誤差検出部３０において１シンボル信号中の４つのパイロット・サブキャリア信号に対して検出された４つの位相誤差のうち、一部の位相誤差が他の位相誤差に対して不連続な値を有するか否か判定する。
【００４９】
たとえば、位相誤差検出部３０における位相誤差の検出値が図２８に示すように−π［ｒａｄ］〜π［ｒａｄ］の範囲で制限されており、±π［ｒａｄ］において不連続になるものとする。そして、サブキャリア番号−２１，−７，７，２１に対応する４本のパイロット・サブキャリア信号Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３からそれぞれ位相誤差ｙ０，ｙ１，ｙ２，ｙ３が検出されるものとする。この場合、判定部５０は、検出されたこれらの位相誤差が次の２つの条件の何れか一方を満たすとき、これらの位相誤差に不連続な値の位相誤差が含まれていないと判定する。
【００５０】
（条件Ｃ１）
位相誤差ｙ０，ｙ１，ｙ２，ｙ３と位相０［ｒａｄ］との大小関係を比較し、この比較結果が全ての位相誤差について一致すること。
たとえば、
ｙ０≧０かつｙ１≧０かつｙ２≧０かつｙ３≧０　…　（条件Ｃ１Ａ）
または、
ｙ０＜０かつｙ１＜０かつｙ２＜０かつｙ３＜０　…　（条件Ｃ１Ｂ）
が成立すること。
【００５１】
（条件Ｃ２）
同一シンボル信号内のパイロット・サブキャリア信号のうち、サブキャリア周波数が隣接した２つの基準信号に対する位相誤差の検出値の差が何れもπ［ｒａｄ］以下であること。
すなわち、
｜ｙ０−ｙ１　｜≦πかつ｜ｙ１−ｙ２｜≦πかつ｜ｙ２−ｙ３　｜≦π
が成立すること。
【００５２】
図２は、隣接したパイロット・サブキャリア信号間における位相誤差の差を示す図である。条件Ｃ２を満たすためには、図２に示す位相誤差の差Ｇ１（｜ｙ０−ｙ１　｜），Ｇ２（｜ｙ１−ｙ２　｜）およびＧ３（｜ｙ２−ｙ３　｜）が、全てπ［ｒａｄ］以下である必要がある。
【００５３】
図３は、判定部５０の更に詳細な構成の一例を示すブロック図であり、図３と図１の同一符号は同一の構成要素を示す。
図３の例において、判定部５０は、第１データ比較器５０１ａ〜５０１ｄ、第２データ比較器５０２ａ〜５０２ｄ、第３データ比較器５０５ａ〜５０５ｃ、引き算器５０３ａ〜５０３ｃ、絶対値回路５０４ａ〜５０４ｃ、ＡＮＤ回路５０６ａ〜５０６ｃ、ＯＲ回路５０７ａ，５０７ｂ、および定数出力部５０８ａ，５０８ｂを含む。
また位相誤差検出部３０は、位相誤差検出回路３０１およびフリップフロップＦＦ２〜ＦＦ５を含む。
【００５４】
位相誤差検出回路３０１では、信号抽出部２０において抽出されたパイロット・サブキャリア信号Ｓ２０の位相誤差が検出され、その検出値がサブキャリア番号順に出力される。
位相誤差検出回路３０１の出力信号は、フリップフロップＦＦ２〜ＦＦ５の直列回路に入力され、位相誤差検出回路３０１から位相誤差の検出値が出力される度に、フリップフロップＦＦ２からフリップフロップＦＦ５へ向かって順にデータがシフトする。したがって、１シンボル信号分の位相誤差検出が終了したとき、フリップフロップＦＦ２〜ＦＦ５には、データＤ１〜Ｄ４として各パイロット・サブキャリア信号の位相誤差の検出値が保持される。
【００５５】
第１データ比較器５０１ａ〜５０１ｄでは、定数出力部５０８ａから出力される０［ｒａｄ］の定数データと、フリップフロップＦＦ２〜ＦＦ５に保持された位相誤差Ｄ１〜Ｄ４とが比較され、位相誤差Ｄ１〜Ｄ４が０［ｒａｄ］よりも小さい場合に論理値’１’が、それ以外の場合に論理値’０’が出力される。
第１データ比較器５０１ａ〜５０１ｄの出力信号はＡＮＤ回路５０６ａに入力され、その論理積を演算した結果が信号Ｓ５０６ａとして出力される。
信号Ｓ５０６ａは、上述した条件Ｃ１Ｂに対応しており、これが論理値’１’の場合に条件Ｃ１Ｂが成立する。
【００５６】
第２データ比較器５０２ａ〜５０２ｄでは、定数出力部５０８ａから出力される定数０［ｒａｄ］のデータと、フリップフロップＦＦ２〜ＦＦ５に保持された位相誤差Ｄ１〜Ｄ４とが比較され、位相誤差Ｄ１〜Ｄ４が０［ｒａｄ］以上の場合に論理値’１’が、それ以外の場合に論理値’０’が出力される。
第２データ比較器５０２ａ〜５０２ｄの出力信号はＡＮＤ回路５０６ｂに入力され、その論理積を演算した結果が信号Ｓ５０６ｂとして出力される。
信号Ｓ５０６ｂは、上述した条件Ｃ１Ａに対応しており、これが論理値’１’の場合に条件Ｃ１Ａが成立する。
【００５７】
引き算器５０３ａでは、位相誤差Ｄ１と位相誤差Ｄ２との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ａから出力される。引き算器５０３ｂでは、位相誤差Ｄ２と位相誤差Ｄ３との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ｂから出力される。引き算器５０３ｃでは、位相誤差Ｄ３と位相誤差Ｄ４との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ｃから出力される。
第３データ比較器５０５ａ〜５０５ｃでは、定数出力部５０８ｂから出力されるπ［ｒａｄ］の定数データと、絶対値回路５０４ａ〜５０４ｃから出力される位相誤差の差の絶対値とが比較され、この絶対値がπ［ｒａｄ］以下の場合に論理値’１’が、それ以外の場合に論理値’０’が出力される。
第３データ比較器５０５ａ〜５０５ｃの出力信号はＡＮＤ回路５０６ｃに入力され、その論理積を演算した結果が信号Ｓ５０６ｃとして出力される。
信号Ｓ５０６ｃは、上述した条件Ｃ２に対応しており、これが論理値’１’の場合に条件Ｃ２が成立する。
【００５８】
ＡＮＤ回路５０６ａの出力信号およびＡＮＤ回路５０６ｂの出力信号はＯＲ回路５０７ａに入力されて、その論理和が演算される。ＯＲ回路５０７ａの出力信号およびＡＮＤ回路５０６ｃの出力信号はＯＲ回路５０７ｂに入力され、その論理和が演算される。ＯＲ回路５０７ｂの演算結果である信号Ｓ５０は、判定部５０の判定結果を示しており、これが論理値’１’のとき、検出されたパイロット・サブキャリア信号の位相誤差に不連続な値の位相誤差が含まれていないことを示す。
以上が、判定部５０の説明である。
【００５９】
図１の説明に戻る。
係数補正部６０は、検出されたパイロット・サブキャリア信号の位相誤差に不連続な値の位相誤差が含まれていると判定部５０において判定された場合、この不連続判定がなされたシンボル信号に対する係数算出部６０の算出結果を補正する。係数の補正は、不連続判定がなされたシンボル信号より前に入力された１つまたは一連のシンボル信号に対する位相補正部７０の位相補正処理において用いられた係数に応じて行われる。
【００６０】
図１の例において、係数補正部６０は、セレクタＳＥＬ１およびフリップフロップＦＦ１を含んでいる。セレクタＳＥＬ１には、係数算出部４０において算出された係数と、フリップフロップＦＦ１に保持されている前のシンボル信号の係数とが入力され、このセレクタＳＥＬ１から出力されるデータがフリップフロップＦＦ１に入力される。
判定部５０において位相誤差の検出値に不連続がないと判定された場合、セレクタＳＥＬ１において係数算出部４０の算出係数が選択されて出力され、不連続判定がなされた場合には、フリップフロップＦＦ１に保持されている前のシンボル信号の係数が選択されて出力される。
すなわち、係数補正部６０は、判定部５０において不連続が判定された場合、この不連続判定がなされたシンボル信号の直前のシンボル信号に対して位相補正部７０の位相補正処理に用いられた係数を再び位相補正部７０に対して供給して、シンボル信号の位相補正処理を行わせる。
【００６１】
位相補正部７０は、係数算出部４０において算出され、係数補正部６０において補正された係数を、たとえば式（１）に示すような補間関数に適用する。そして、この係数が適用された補間関数を用いて、１シンボル信号に含まれる各サブキャリア信号の位相誤差を算定し、算定した位相誤差を打ち消すように各サブキャリア信号の位相を補正する。
【００６２】
第２復調部８０は、位相補正部７０において位相が補正されたシンボル信号を入力し、その各サブキャリア信号の振幅および位相の値を用いて、たとえばＱＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式により変調された元のデータを再生する。
【００６３】
ここで、上述した構成を有する図１の受信装置１０００の動作を説明する。
アンテナＡＴにおいて受信されたマルチキャリア変調信号は復調部１０において復調され、複数のサブキャリア信号で構成されるシンボル信号が順次生成される。
【００６４】
次いで、信号抽出部１０において、復調部１０から出力される各シンボル信号に含まれた４本のパイロット・サブキャリア信号が抽出され、位相誤差検出部３０において、この４本のパイロット・サブキャリア信号の位相が所定の基準位相に対して有する誤差が検出される。
【００６５】
検出された位相誤差は係数算出部４０に入力され、１シンボル信号中の４本のパイロット・サブキャリア信号に対して検出された４つの位相誤差に基づいて、式（１）に示すような所定の補間関数の係数が算出される。
【００６６】
また、検出された位相誤差は判定部５０にも入力され、１シンボル信号中の４本のパイロット・サブキャリア信号に対して検出された４つの位相誤差のうち、一部の位相誤差が他の位相誤差に対して不連続な値を有するか否かが判定される。すなわち、上述した条件Ｃ１または条件Ｃ２の何れかが成立する場合、位相誤差の検出値に不連続なものが含まれていないと判定され、条件Ｃ１および条件Ｃ２が何れも成立しない場合には、位相誤差の検出値の不連続が判定される。
【００６７】
図４および図５は、位相誤差検出部４０において検出される位相誤差の例を示す図である。
図４の例において、各パイロット・サブキャリア信号の位相誤差は、π［ｒａｄ］付近のほぼ一定な値を有している。これは、図１８のＯＦＤＭ方式の受信装置９において残留サンプリング・オフセットが比較的小さい状態に対応する。こうした傾向の位相誤差が生じている場合、僅かな雑音によって位相誤差の値がπ［ｒａｄ］を超えてしまうと、その検出値は−π［ｒａｄ］付近へ移ってしまい、位相誤差の検出値に著しい不連続が生じてしまう。図４の例では、サブキャリア番号７のパイロット・サブキャリア信号に対する位相誤差の検出値において不連続が生じている。
【００６８】
こうした不連続が生じている場合、４つの位相誤差のうちの一部が０［ｒａｄ］より大きくなり、他の一部が０［ｒａｄ］より小さくなるので、条件Ｃ１は不成立となる。また、サブキャリア番号７のパイロット・サブキャリア信号に対する位相誤差の検出値と、その隣（サブキャリア番号−７およびサブキャリア番号２１）のパイロット・サブキャリア信号に対する位相誤差の検出値との差が２π［ｒａｄ］程度になっているので、条件Ｃ２も不成立となる。したがって、図４の例に示す位相誤差が位相誤差検出部４０において検出された場合、判定部５０では、位相誤差の検出値に不連続が生じていると判定される。
【００６９】
一方、図５の例において、パイロット・サブキャリア信号の位相誤差は、０［ｒａｄ］付近のほぼ一定な値を有しており、雑音などの影響によって、一部が０［ｒａｄ］より大きく、他の一部が０［ｒａｄ］より小さい値となっている。この場合、条件Ｃ１は不成立になるが、各位相誤差の値がほぼ一定の値であることから条件Ｃ２が成立するため、判定部５０では、位相誤差の検出値に不連続は生じていないと判定される。
【００７０】
判定部５０において、位相誤差に検出値の不連続なものが含まれていないと判定された場合、係数補正部６０による係数の補正は行われず、係数算出部４０で算出された係数がそのまま位相補正部７０に供給される。判定部５０において位相誤差の検出値の不連続が判定された場合には、この不連続判定がなされたシンボル信号の直前のシンボル信号に対して位相補正部７０の位相補正処理に用いられた係数が、位相補正部７０に対して再び供給される。
【００７１】
係数算出部４０において算出され、係数補正部６０において補正された係数は位相補正部４０に供給され、式（１）に示すような所定の補間関数に適用される。そして、１シンボル信号中の各サブキャリア信号の位相誤差の算定に、この係数を適用した補間関数が用いられる。各サブキャリア信号の位相は、算定された位相誤差が打ち消されるように補正される。
【００７２】
位相補正部７０における位相の補正後、補正された各サブキャリア信号の振幅および位相の値を用いて、たとえばＱＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式により変調された元のデータが再生される。
【００７３】
以上説明したように、図１の受信装置１０００によれば、パイロット・サブキャリア信号の位相誤差の検出値に不連続が生じている場合、その不連続が生じた検出値を用いて算出される補間関数の係数が、以前に入力されたシンボル信号の位相補正に用いられた係数に補正され、この補正された係数が適用された補正関数を用いて各サブキャリアの位相が補正される。したがって、位相誤差検出部３０の出力値範囲の制限に起因した位相誤差検出値の著しい不連続が生じても、サブキャリア信号に対し大きく誤った位相補正が行われることを防止でき、位相補正の精度を向上できる。また、こうした位相誤差検出値の不連続によってデータの誤り率が悪化することを防止できる。さらに、雑音の影響を受けて位相誤差検出値に生じる不連続も判定部５０において判定することは可能なので、装置の耐雑音性を高めることができる。
【００７４】
＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態について説明する。
【００７５】
ここで例として説明する受信装置１０００Ａは、受信装置１０００の判定部５０が判定部５０Ａに変更されたものであり、他の構成については受信装置１０００と同じなので、その図示は省略する。
判定部５０Ａでは、位相誤差検出部３０において検出される４つの位相誤差ｙ０〜ｙ３が次の条件を満たすとき、これらの位相誤差に不連続な値の位相誤差が含まれていないと判定する。
【００７６】
（条件Ｃ３）
１シンボル信号中の４つのパイロット・サブキャリア信号に対して検出された４つの位相誤差の最小値と最大値との差がπ［ｒａｄ］以下であること。
すなわち、
｜ｙ０−ｙ１　｜≦πかつ｜ｙ１−ｙ２｜≦πかつ｜ｙ２−ｙ３　｜≦πかつ｜ｙ１−ｙ３　｜≦πかつ｜ｙ２−ｙ４　｜≦πかつ｜ｙ１−ｙ４　｜≦π
が成立すること。
【００７７】
図６は、位相誤差検出部において検出される位相誤差の最小値と最大値との差を示す図である。条件Ｃ３を満たすためには、図７に示す位相誤差の最大値と最小値との差Ｇ４がπ［ｒａｄ］以下である必要がある。
【００７８】
図７は、判定部５０Ａの構成例を示すブロック図である。図７と図３の同一符号は同一の構成要素を示す。
判定部５０Ａは、引き算器５０３ａ〜５０３ｆ、絶対値回路５０４ａ〜５０４ｆ、第３データ比較器５０５ａ〜５０５ｆ、ＡＮＤ回路５０６ｄおよび定数出力部５０８ｂを有する。
【００７９】
引き算器５０３ａでは、位相誤差Ｄ１と位相誤差Ｄ２との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ａから出力される。引き算器５０３ｂでは、位相誤差Ｄ２と位相誤差Ｄ３との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ｂから出力される。引き算器５０３ｃでは、位相誤差Ｄ３と位相誤差Ｄ４との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ｃから出力される。引き算器５０３ｄでは、位相誤差Ｄ１と位相誤差Ｄ３との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ｄから出力される。引き算器５０３ｅでは、位相誤差Ｄ２と位相誤差Ｄ４との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ｅから出力される。引き算器５０３ｆでは、位相誤差Ｄ１と位相誤差Ｄ４との差が算出され、その絶対値が絶対値回路５０４ｆから出力される。
第３データ比較器５０５ａ〜５０５ｆでは、定数出力部５０８ｂから出力されるπ［ｒａｄ］の定数データと、絶対値回路５０４ａ〜５０４ｆから出力される位相誤差の差の絶対値とが比較され、この絶対値がπ［ｒａｄ］以下の場合に論理値’１’が、それ以外の場合に論理値’０’が出力される。
【００８０】
第３データ比較器５０５ａ〜５０５ｄの出力信号はＡＮＤ回路５０６ｄに入力され、その論理積を演算した結果が、判定部５０Ａの判定結果を示す信号Ｓ５０Ａとして出力される。信号Ｓ５０Ａが論理値’１’のとき、検出されたパイロット・サブキャリア信号の位相誤差に不連続な値の位相誤差が含まれていないことを示す。
【００８１】
判定部５０Ａにおいてこうした判定を行わせても、位相誤差検出部３０の検出値の不連続性を的確に判定することができる。したがって、以上説明した第２の実施形態に係る受信装置１０００Ａにおいても、図１の受信装置１０００と同等な効果を奏することが可能である。
【００８２】
＜第３の実施形態＞
次に、第３の実施形態について説明する。
図８は、本発明の第３の実施形態に係る受信装置１０００Ｂの構成例を示すブロック図である。図８と図１の同一符号は同一の構成要素を示す。
受信装置１０００Ｂでは、図１の受信装置１０００における係数補正部６０が係数補正部６０Ａに置き換えられ、更に係数推定部９０が追加されている。
【００８３】
係数推定部９０は、復調部１０において復調される一連のシンボル信号に対して位相補正部７０の位相補正に用いられた一連の補間関数の係数に基づいて、新たなシンボル信号の位相補正に用いられる係数を推定する処理を行う。すなわち、位相補正部７０に供給される係数Ｓ６０Ａが係数推定部１０にも供給され、この供給された係数Ｓ６０Ａ（一連のシンボル信号の位相補正に用いられた複数個の係数を含む）に基づいて、係数の推定値Ｓ９０を算出する。
【００８４】
例えば、ＯＦＤＭ変調信号の場合、これを復調して生成されるサブキャリア信号の位相誤差の直線補間式（１）において、残留サンプリング・オフセットに起因する傾き係数ａは、その変化量Δａ（連続する２つのシンボル信号における係数ａの変化量）が一定になる傾向がある（図９Ａ）。したがって、以前に算出された係数ａの履歴から変化量Δａの平均値Δａｘを計算し、これを用いて新たに算出される係数ａの値を推定することができる。
同様に、残留周波数オフセットに起因する切片係数ｂも、その変化量Δｂ（連続する２つのシンボル信号における係数ｂの変化量）が一定になる傾向がある（図９Ｂ）。したがって、以前に算出された係数ｂの履歴から変化量Δｂの平均値Δｂｘを計算し、これを用いて新たに算出される係数ｂの値を推定することができる。
【００８５】
係数補正部６０Ａは、判定部５０において位相誤差検出値の不連続が判定された場合、この不連続が判定されたシンボル信号に対して算出された係数算出部４０の係数Ｓ４０に替えて、係数推定部９０において推定された係数Ｓ９０を位相補正部７０に供給する。
【００８６】
図８の例において、係数補正部６０Ａは、セレクタＳＥＬ１およびフリップフロップＦＦ１を含んでいる。
セレクタＳＥＬ１には、係数算出部４０において算出された係数Ｓ４０、および係数推定部９０において推定された係数Ｓ９０が入力される。判定部５０において位相誤差検出値の不連続が判定された場合に係数Ｓ９０が、それ以外の場合に係数Ｓ４０がセレクタＳＥＬ１において選択されてフリップフロップＦＦ１に保持され、位相補正部７０に供給される。
【００８７】
上述した構成を有する図８の受信装置１０００Ｂによれば、図１の受信装置１０００のように、位相誤差検出値の不連続が判定された場合において以前用いられた係数をそのまま再び位相補正部７０に供給するのではなく、位相誤差の変化傾向に適応した係数値の推定して位相補正部７０に供給するので、サブキャリア信号の位相を更に精度よく補正することができる。
【００８８】
＜第４の実施形態＞
図１０は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置１０００Ｃの構成例を示すブロック図である。図１０と図８の同一符号は同一の構成要素を示す。
受信装置１０００Ｃでは、図８の受信装置１０００Ｂにおける判定部５０が判定部５０Ｂに置き換えられている。
【００８９】
判定部５０Ｂは、係数推定部９０において推定された係数Ｓ９０と、係数算出部４０において算出された係数の算出結果との差を計算し、これが所定のしきい値に達するか否かに応じて、位相誤差検出値の不連続性を判定する。
例えば図９Ａに示すように、係数ａの変化量Δａから推定される推定値Δａｘと係数算出部４０の算出値との差Ｅａｘを計算し、これを所定のしきい値と比較する。そして、差Ｅａｘが所定のしきい値に達する場合、位相誤差検出部３０の検出値に不連続が生じていることを判定する。
【００９０】
このように、係数の算出結果の不連続性を直接検出し、これに応じて係数を補正する方法でも、結果として位相誤差検出部３０の検出値の不連続性を的確に判定することができる。したがって、以上説明した図１０の受信装置１０００Ｃにおいても、図８の受信装置１０００Ｂと同等な効果を奏することが可能である。
【００９１】
＜第５の実施形態＞
図１１は、本発明の第５の実施形態に係る受信装置１０００Ｄの構成例を示すブロック図である。図１１と図１の同一符号は同一の構成要素を示す。
受信装置１０００Ｄは、第１復調部１０、信号抽出部２０、位相誤差検出部３０、係数算出部４０、位相補正部７０、第２復調部８０、不連続特定部１００、および補正値加算部１１０を有する。
【００９２】
不連続特定部１００は、１シンボル信号中の４本のパイロット・サブキャリア信号に対して位相誤差検出部３０において検出された４つの位相誤差のうち、他の位相誤差に対して所定の大小関係を有するとともに不連続な値を有する位相誤差を特定する。
たとえば、位相誤差検出部３０における位相誤差の検出値が不連続であるか否かを判定し、不連続が判定された場合において、さらに４つの位相誤差検出値の中から値が小さいグループに属する検出値を特定する。
【００９３】
補正値加算部１１０は、不連続特定部１００において不連続な値を有する位相誤差が特定された場合、この特定された検出位相誤差に替えて、これに２π［ｒａｄ］を加算した補正位相誤差を係数算出部４０に供給する。
【００９４】
図１２は、受信装置１０００Ｄにおける不連続特定部１００および補正値加算部１１０の更に詳細な構成例を示すブロック図である。図１２と図１、図３の同一符号は同一の構成要素を示す。
図１２の例において、不連続特定部１００は、判定部５０およびＯＲ回路１００１ａ〜１００１ｄを含む。
補正値加算部１１０は、加算回路１１０１ａ〜１１０１ｄ、セレクタＳＥＬ２〜ＳＥＬ５および定数出力部１１０２を含む。
【００９５】
ＯＲ回路１００１ａには、判定部５０の第２比較器５０２ａの出力信号Ｓ５０２ａおよび判定部５０の判定結果を示す信号Ｓ５０が入力され、その論理和の信号がセレクタＳＥＬ５に出力される。
ＯＲ回路１００１ｂには、判定部５０の第２比較器５０２ｂの出力信号Ｓ５０２ｂおよび判定部５０の判定結果Ｓ５０が入力され、その論理和の信号がセレクタＳＥＬ４に出力される。
ＯＲ回路１００１ｃには、判定部５０の第２比較器５０２ｃの出力信号Ｓ５０２ｃおよび判定部５０の判定結果Ｓ５０が入力され、その論理和の信号がセレクタＳＥＬ３に出力される。
ＯＲ回路１００１ｄには、判定部５０の第２比較器５０２ｄの出力信号Ｓ５０２ｄおよび判定部５０の判定結果Ｓ５０が入力され、その論理和の信号がセレクタＳＥＬ２に出力される。
【００９６】
セレクタＳＥＬ２には、位相誤差Ｄ４と、これに定数出力部１１０２の定数２π［ｒａｄ］を加算した加算回路１１０１ａの出力信号とが入力されており、このうちの一方の信号が選択されて係数算出部４０に出力される。ＯＲ回路１００１ｄの出力信号が論理値’１’の場合、位相誤差Ｄ４が選択され、論理値’０’の場合に加算回路１１０１ａの出力信号が選択される。
セレクタＳＥＬ３には、位相誤差Ｄ３と、これに定数２π［ｒａｄ］を加算した加算回路１１０１ｂの出力信号とが入力されており、このうちの一方の信号が選択されて係数算出部４０に出力される。ＯＲ回路１００１ｃの出力信号が論理値’１’の場合、位相誤差Ｄ３が選択され、論理値’０’の場合に加算回路１１０１ｂの出力信号が選択される。
セレクタＳＥＬ４には、位相誤差Ｄ２と、これに定数２π［ｒａｄ］を加算した加算回路１１０１ｃの出力信号とが入力されており、このうちの一方の信号が選択されて係数算出部４０に出力される。ＯＲ回路１００１ｂの出力信号が論理値’１’の場合、位相誤差Ｄ２が選択され、論理値’０’の場合に加算回路１１０１ｃの出力信号が選択される。
セレクタＳＥＬ５には、位相誤差Ｄ１と、これに定数２π［ｒａｄ］を加算した加算回路１１０１ｄの出力信号とが入力されており、このうちの一方の信号が選択されて係数算出部４０に出力される。ＯＲ回路１００１ａの出力信号が論理値’１’の場合、位相誤差Ｄ１が選択され、論理値’０’の場合に加算回路１１０１ｄの出力信号が選択される。
【００９７】
以上の構成を有する受信装置１０００Ｄの動作を説明する。ただし、第１復調部１０においてマルチキャリア変調信号が復調され、信号抽出部２０においてパイロット・サブキャリア信号が抽出され、位相誤差検出部３０においてその位相誤差が検出されるまでの動作は、図１の受信装置１０００と同様なので説明を割愛する。
【００９８】
位相誤差検出部３０において検出された４本のパイロット・サブキャリア信号に対応する４つの位相誤差検出値は不連続特定部１００の判定部５０に入力され、その不連続性が判定される。
【００９９】
判定部５０において位相誤差検出値に不連続が生じていないと判定された場合、判定結果Ｓ５０は論理値’１’となるので、ＯＲ回路１００１ａ〜ＯＲ回路１００１ｄの出力信号の値は何れも論理値’１’となる。したがって、セレクタＳＥＬ２〜セレクタＳＥＬ５においては位相誤差Ｄ４〜位相誤差Ｄ１が選択されてそのまま係数算出部４０に出力される。
【０１００】
これに対し、判定部５０において位相誤差検出値に不連続が生じていると判定された場合、判定結果Ｓ５０は論理値’０’となるので、ＯＲ回路１００１ａ〜ＯＲ回路１００１ｄの出力信号の値は、第２比較器５０２ａ〜第２比較器５０２ｄの出力信号の値に応じて論理値’１’または論理値’０’となる。この場合、位相誤差Ｄ１〜位相誤差Ｄ４のうちで値が０［ｒａｄ］よりも小さいものについては、これに対応する第２比較器の出力信号値が論理値’０’となり、補正値加算部１１０のセレクタにおいて加算回路の出力信号が選択される。すなわち、判定部５０において不連続が判定された場合、０［ｒａｄ］よりも小さい位相誤差の検出値には２π［ｒａｄ］を加算する補正処理が行われる。
【０１０１】
たとえば図１３に示すように、サブキャリア番号７およびサブキャリア番号２１のパイロット・サブキャリア信号に対する位相誤差の検出値ｙ２Ａおよび検出値ｙ３Ａが、サブキャリア番号−２１およびサブキャリア番号−７のパイロット・サブキャリア信号に対する位相誤差の検出値ｙ０Ａおよび検出値ｙ１Ａよりも小さくなる不連続が生じているものとする。この場合、不連続特定部１００においてサブキャリア番号７およびサブキャリア番号２１が特定され、補正値加算部１１０において、この特定されたサブキャリア番号の位相誤差に２π［ｒａｄ］が加算され、それぞれ検出値ｙ２Ｂおよび検出値ｙ３Ｂに補正される。係数算出部４０には、この補正された検出値が供給される。サブキャリア番号−２１およびサブキャリア番号−７の検出値については、そのまま係数算出部４０に供給される。
【０１０２】
補正値加算部１１０において補正処理が行われた位相誤差は係数算出部４０に入力され、１シンボル信号中の４本のパイロット・サブキャリア信号に対して検出された４つの位相誤差に基づいて、式（１）に示すような所定の補間関数の係数が算出される。
係数算出部４０において算出された係数は位相補正部４０に供給され、上述した補間関数に適用される。この係数を適用した補間関数を用いて、１シンボル信号中の各サブキャリア信号の位相誤差が算定され、算定された位相誤差が打ち消されるよう各サブキャリア信号の位相が補正される。
位相補正部７０における位相の補正後、補正された各サブキャリア信号の振幅および位相の値を用いて、たとえばＱＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式により変調された元のデータが再生される。
【０１０３】
以上説明したように、図１１の受信装置１０００Ｄによれば、パイロット・サブキャリア信号の位相誤差の検出値に不連続が生じている場合、その不連続が生じた検出値のうち値の小さいグループに属する検出値に定数２π［ｒａｄ］を加算する補正処理が行われる。これにより、位相誤差検出部３０の出力値範囲の制限に起因する不連続性を効果的に解消することができるので、図１の受信装置１０００と同様な効果を奏することができる。
【０１０４】
＜第６の実施形態＞
図１４は、本発明の第６の実施形態に係る受信装置１０００Ｅの構成例を示すブロック図である。図１４と図１の同一符号は同一の構成要素を示す。
受信装置１０００Ｅは、第１復調部１０、信号抽出部２０、位相誤差検出部３０Ａ、係数算出部４０Ａ、位相補正部７０、第２復調部８０、および信号判定部１２０を有する。
【０１０５】
信号判定部１２０は、信号抽出部２０において抽出されたパイロット・サブキャリア信号Ｓ２０の値が、複素平面上の所定の領域内に含まれるか否かを判定する。
たとえば、抽出されたパイロット・サブキャリア信号Ｓ２０が複素平面の原点に対して有する距離が、所定の範囲内に含まれるか否かを判定する。この判定条件は、次式のように表される。
【０１０６】
【数２】
Ａ≦Ｉｐｃ^２＋Ｑｐｃ^２≦Ｂ　…　（２）
【０１０７】
式（２）において、符号ＡおよびＢは任意の定数を、符号ＩｐｃおよびＱｐｃはパイロット・サブキャリア信号Ｓ２０の同相成分および直交成分をそれぞれ示す。
式（２）の条件式を満たす場合、パイロット・サブキャリア信号Ｓ２０は複素平面の原点に対して距離√Ａから距離√Ｂの範囲内に含まれる。
【０１０８】
図１５は、信号判定部１２０の構成の一例を示すブロック図である。
図１５の例において、信号判定部１２０は、複素信号分離部１２０１ａ〜１２０１ｄ、乗算回路１２０２ａ〜１２０２ｈ、加算回路１２０３ａ〜１２０３ｄ、定数出力部１２０４ａ〜１２０４ｈ、比較器１２０５ａ〜１２０５ｈ、および、ＡＮＤ回路１２０６ａ〜１２０６ｄを含む。
【０１０９】
複素信号分離部１２０１ａ〜１２０１ｄでは、信号抽出部２０において抽出された４本のパイロット・サブキャリア信号のそれぞれが、同相成分と直交成分とに分離される。分離された同相成分および直交成分は、乗算回路１２０２ａ〜１２０２ｈにおいてそれぞれ２乗される。２乗された同相成分および直交成分は、同一のパイロット・サブキャリア信号から分離された２つの成分ごとに、加算回路１２０３ａ〜１２０３ｄにおいて加算される。これらの加算値は、各パイロット・サブキャリア信号の原点からの距離を２乗した値と等価になる。比較器１２０５ａ〜１２０５ｈにおいて、これらの加算値が定数ＡおよびＢとそれぞれ比較される。加算値の２つの比較結果は、２入力のＡＮＤ回路１２０６ａ〜１２０６ｄにそれぞれ入力される。加算回路１２０３ａ〜１２０３ｄの加算値が定数Ａから定数Ｂまでの範囲内に含まれる場合、ＡＮＤ回路１２０６ａ〜１２０６ｄの出力信号は論理値‘１’となり、抽出されたパイロット・サブキャリア信号が式（２）の条件を満たすことが判定される。逆に、加算回路１２０３ａ〜１２０３ｄの加算値が定数Ａから定数Ｂまでの範囲内に含まれない場合、ＡＮＤ回路１２０６ａ〜１２０６ｄの出力信号は論理値‘０’となり、抽出されたパイロット・サブキャリア信号が式（２）の条件を満たさないことが判定される。
【０１１０】
位相誤差検出部３０Ａは、信号抽出部１０において抽出されたパイロット・サブキャリア信号のうち、信号判定部１２０において所定の領域内に含まれると判定されたパイロット・サブキャリア信号が所定の基準位相に対して有する位相誤差を検出する。たとえば、４本のパイロット・サブキャリア信号のうち式（２）の条件を満たすパイロット・サブキャリア信号の位相誤差を検出する。
【０１１１】
係数算出部４０Ａは、位相誤差検出部３０において１シンボル信号中の４本のパイロット・サブキャリア信号に対して検出された位相誤差にうち、信号判定部１２０において所定の領域内に信号値が含まれると判定されたパイロット・サブキャリア信号の位相誤差に基づいて、所定の補間関数の係数を算出する。たとえば、式（２）の条件を満たすパイロット・サブキャリア信号の位相誤差を用いて、式（１）に示す直線補間式の係数ａ，ｂを最小二乗法などにより算出する。
【０１１２】
例として、サブキャリア番号−２１，−７，７，２１に対応する４本のパイロット・サブキャリア信号のうち、サブキャリア番号−７に対応するパイロット・サブキャリア信号が信号判定部１２０において所定の領域内に含まれないと判定された場合について説明する。この場合、係数算出部４０Ａは、残りの３つの位相誤差を用いて、式（１）に示す直線補間式の係数ａ，ｂを算出する。
この係数ａおよびｂは、サブキャリア番号−２１，７，２１に対応するパイロット・サブキャリア信号の位相誤差θ_ｐ−２１，θ_ｐ７，θ_ｐ２１に対して、次式の関係を満たす。
【０１１３】
【数３】

【０１１４】
式（３）より、係数ａおよびｂは次式のように算出される。
【０１１５】
【数４】

【０１１６】
上述した構成を有する受信装置１０００Ｅによれば、信号抽出部１０においてシンボル信号ごとに抽出される４本のパイロット・サブキャリア信号のうち、信号判定部１２０によって所定の領域内に含まれると判定されたパイロット・サブキャリア信号の位相誤差に基づいて、位相補正用の補間関数の係数が算出され、所定の領域内に含まれないと判定されたパイロット・サブキャリア信号の位相誤差は、補間関数の係数算出に用いられない。したがって、信号判定部１２０が設定した領域内から外れるほど信号点が大きくばらついている正確度の低いパイロット・サブキャリア信号の位相誤差は、補間関数の係数算出に際して除外される。これにより、信号対雑音電力比の低い場合でも確度の高い位相補正が可能になる。
【０１１７】
図１６および図１７は、図３２および図３３に示すパイロット・サブキャリア信号の信号点のうち、式（２）の条件を満たす信号点を示す図である。なお、この図の例において、定数Ａは約０．５、定数Ｂは約１．５に設定されている。
信号対雑音電力比が比較的高い場合は、図１６に示すように、ほぼ全ての信号点が式（２）の条件を満たし、補間関数の係数算出に用いられる。一方、信号対雑音電力比が低い場合は、図１７に示すように、式（２）の条件を満たさない信号点が除外され、正確度の高い信号点のみで補間関数の係数算出が行われる。
【０１１８】
本発明は上述した実施形態に限定されない。
たとえば、判定部で不連続性の判定のために用いられるしきい値や、補正値加算部で加算される補正値など、上述した実施形態において示す定数は任意であり、本発明はこれらの値に限定されない。また、判定部、不連続特定部、信号判定部における判定条件も任意に設定して良い。
【０１１９】
第１、第２および第３の実施形態において、判定部における処理と係数算出部における処理は並列して実行させても良いし、判定部における判定処理が確定した後に係数算出部における処理を実行させても良い。前者の場合、判定部における判定結果の確定後に、係数算出部の算出結果を素早く位相補正部へ供給できるので、処理を高速化できる利点がある。また後者の場合、係数算出部における演算が不要な場合にその演算を実行させずに済むので、消費電力を低減できる利点がある。
【０１２０】
第１〜第５の実施形態に係る受信装置１０００〜１０００Ｄにおいて、第６の実施形態に係る受信装置１０００Ｅと同様な信号判定部を更に設け、この信号判定部の判定結果に応じて、係数算出部４０の係数算出に用いられる位相誤差を受信装置１０００Ｅと同様に選別しても良い。これにより、位相補正の精度を更に高めることができる。
【０１２１】
本発明に係る受信装置の各構成要素は、全てをハードウェアによって構成することも可能であるが、少なくともその一部を、プログラムに応じて処理を実行するＤＳＰなどの処理装置に置き換えて実現することも可能である。
【０１２２】
本発明に係る受信装置は無線信号の受信装置に限定されない。受信信号はケーブル等を介して伝送される有線の信号でも良い。
【０１２３】
【発明の効果】
本発明の位相誤差補正装置およびその方法によれば、第１に、位相誤差の検出結果の不連続性に起因した位相誤差の補正精度の低下を抑制することができる。
第２に、信号対雑音電力比が低下した場合における位相誤差の補正精度の低下を抑制できる。
本発明の受信装置およびその方法によれば、位相誤差の補正精度の低下による誤り率の悪化を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】隣接したパイロット・サブキャリア信号間における位相誤差の差を示す図である。
【図３】図１の受信装置における判定部の更に詳細な構成の一例を示すブロック図である。
【図４】位相誤差検出部において検出される位相誤差の例を示す第１の図である。
【図５】位相誤差検出部において検出される位相誤差の例を示す第２の図である。
【図６】位相誤差検出部において検出される位相誤差の最小値と最大値との差を示す図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係る受信装置における判定部の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図９】係数算出部において算出される各係数の変化量の推移を示す図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１２】図１１の受信装置における不連続特定部および補正値加算部の更に詳細な構成例を示すブロック図である。
【図１３】図１１の受信装置における検出位相誤差の補正方法を図解した図である。
【図１４】図１４は、本発明の第６の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１５】信号判定部の構成の一例を示すブロック図である。
【図１６】図３２に示すパイロット・サブキャリア信号の信号点のうち、式（２）の条件を満たす信号点を示す図である。
【図１７】図３３に示すパイロット・サブキャリア信号の信号点のうち、式（２）の条件を満たす信号点を示す図である。
【図１８】ＯＦＤＭ方式受信装置の一般的な構成を示すブロック図である。
【図１９】図１８の受信装置において受信されるパケット構造を示す図である。
【図２０】ＯＦＤＭシンボル信号の構造を示す図である。
【図２１】残留周波数オフセットによって一定の位相回転が生じた場合における、各サブキャリア信号の信号点配置を示す図である。
【図２２】残留周波数オフセットによる位相誤差をサブキャリア信号ごとに示した図である。
【図２３】残留周波数オフセットによる位相誤差が、ＯＦＤＭシンボル信号ごとに変化する様子を示した図である。
【図２４】残留サンプリング・オフセットによってサブキャリアごとに異なる位相回転が生じた場合における、各サブキャリア信号の信号点配置を示す図である。
【図２５】残留サンプリング・オフセットによる位相誤差をサブキャリア信号ごとに示した図である。
【図２６】残留サンプリング・オフセットによる位相誤差が、ＯＦＤＭシンボルごとに変化する様子を示した図である。
【図２７】パイロット・サブキャリア信号における位相誤差の検出結果を用いて、直線近似により他のサブキャリア信号の位相誤差を算定する例を示す図である。
【図２８】一般的な位相比較器の入出力特性を示す図である。
【図２９】位相比較器の入出力特性のために、位相誤差の検出結果が不連続になる例を示す図である。
【図３０】信号対雑音電力比が高く、かつ、オフセット成分による位相回転が生じていない場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。
【図３１】信号対雑音電力比が低く、かつ、オフセット成分による位相回転が生じていない場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。
【図３２】信号対雑音電力比が高く、かつ、オフセット成分による位相回転が生じている場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。
【図３３】信号対雑音電力比が低く、かつ、オフセット成分による位相回転が生じている場合において受信したパイロット・サブキャリア信号の信号点配置のばらつきを示す図である。
【符号の説明】
１…ＲＦ処理部、２…Ａ／Ｄ変換器、３…同期検出部、４…周波数補正部、５…ＦＦＴ部、６…伝送路補正部、７…位相誤差補正部、８…復調部、１０…第１復調部、２０…信号抽出部、３０，３０Ａ…位相誤差検出部、４０，４０Ａ…係数算出部、５０，５０Ａ，５０Ｂ…判定部、６０，６０Ａ…係数補正部、７０…位相補正部、８０…第２復調部、９０…係数推定部、１００…不連続特定部、１１０…補正値加算部、１２０…信号判定部、１０００，１０００Ａ，１０００Ｂ，１０００Ｃ，１０００Ｄ，１０００Ｅ…受信装置。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a phase error correction device and a method thereof for correcting a phase error of a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals generated by demodulating a multicarrier modulation signal, a reception device and a method thereof, For example, the present invention relates to a phase error correction apparatus and method for correcting a phase error of a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating an OFDM modulation signal, and an OFDM reception apparatus and method.
[0002]
[Prior art]
OFDM (orthogonal frequency division multiplex) is a modulation scheme that modulates transmission information at a plurality of orthogonal subcarrier (hereinafter, referred to as subcarrier) frequencies and multiplexes a plurality of subcarrier signals generated thereby. Generally included in the multicarrier modulation scheme. Since the frequency spectrum of the transmission signal has characteristics close to a rectangle, frequency resources can be used very effectively, and since information is dispersed in the frequency domain, it has excellent resistance to multipath phenomena. There are features.
[0003]
As an example, a receiving device of IEEE802.11a which is a communication standard using OFDM will be described with reference to a block diagram of FIG.
18 includes an RF processing unit 1, an A / D converter 2, a synchronization detection unit 3, a frequency correction unit 4, an FFT unit 5, a transmission path correction unit 6, a phase error correction unit 7, and a demodulation unit 8. Having.
[0004]
The RF processing unit 1 amplifies a signal received by the antenna AT, performs frequency conversion from a high-frequency signal of about several GHz to a baseband frequency of about tens of MHz, and performs quadrature detection to generate a complex baseband signal. .
[0005]
The A / D converter 2 samples the complex baseband signal generated in the RF processing unit 1 at a constant cycle and converts it into a digital signal.
[0006]
The synchronization detection unit 3 detects a known preamble signal, which will be described later, from the complex baseband signal digitized in the A / D converter 2, and generates information of the detection timing. The generated timing information is used for determining the timing at which the FFT unit 5 performs the discrete Fourier transform processing.
[0007]
The frequency correction unit 4 detects a subcarrier frequency error using the known preamble signal detected by the synchronization detection unit 3, and outputs a complex baseband signal with the frequency error corrected.
[0008]
The FFT unit 5 performs a discrete Fourier transform on the complex baseband signal frequency-corrected by the frequency correction unit 4 at a timing according to the timing information of the synchronization detection unit 3, and performs one discrete Fourier transform for each discrete Fourier transform process. Generate an OFDM symbol signal. The OFDM symbol signal includes a plurality of subcarrier signals according to the number of subcarriers.
[0009]
The transmission path correction unit 6 extracts an OFDM symbol signal corresponding to the known preamble signal detected by the synchronization detection unit 3 from the OFDM symbol signal generated by the FFT unit 5, and extracts the amplitude of each subcarrier signal. And the error that the phase has relative to the default value is detected. The detected error reflects the state of the transmission path such as the surrounding environment in which the radio wave propagates and the moving state of the transmission / reception device. The transmission path correction unit 6 estimates the state of the transmission path of the OFDM symbol signal following the preamble signal based on the detected error, and performs processing for correcting the amplitude and phase of each subcarrier.
[0010]
The phase error correction unit 7 performs a process of correcting a residual frequency offset and a residual sampling offset, which will be described later, on the OFDM symbol signal corrected by the transmission path correction unit 6.
[0011]
The demodulation unit 8 uses the amplitude and phase values of each subcarrier signal included in the OFDM symbol signal corrected by the phase error correction unit 7 to generate a quadrature phase shift keying (QPSK) or a quadrature amplitude modulation (QAM). The original data modulated by the digital modulation method is reproduced.
[0012]
The operation of the receiving device 9 having the above configuration will be described.
The high-frequency signal received by the antenna AT is amplified by the RF processing unit 1 and converted into a complex baseband signal by a frequency conversion process to a baseband frequency and a quadrature detection process, and then the digital signal is converted by the A / D converter 2. Is converted to
[0013]
When the signal sequence of the digitized complex baseband signal is input to the synchronization detection unit 3, the synchronization detection unit 3 detects a known preamble signal from the signal sequence.
[0014]
FIG. 19 is a diagram showing an outline of a packet structure of transmission data specified in IEEE 802.11a.
The first field F1 is called a short preamble, and is composed of ten known signals (short training symbols) repeated at a constant cycle.
The second field F2 from the beginning is called a long preamble and is composed of two known signals (long training symbols).
The third field F3 from the top is called a signal field, and is composed of one OFDM symbol signal including information on a data transmission rate and information on a data length.
The fields (F4, F5,...) Subsequent to the signal field F3 are data fields including arbitrary data, and are composed of a number of OFDM symbol signals corresponding to the data length specified in the signal field F3. .
[0015]
The synchronization detector 3 detects the short preamble F1 shown in FIG. 19 from the complex baseband signal sequence and generates timing information. Further, the frequency correction unit 4 obtains a rough error of the subcarrier frequency from an error that the repetition period of the short training symbol included in the short preamble F1 has with respect to a predetermined period, and corrects the frequency error. Is performed.
[0016]
The complex baseband signal frequency-corrected by the frequency correction unit 4 is input to the FFT unit 5 and subjected to discrete Fourier transform at a timing according to the timing information of the synchronization detection unit 3 to generate an OFDM symbol signal.
FIG. 20 is a diagram showing a structure of an OFDM symbol signal defined in IEEE 802.11a.
The OFDM symbol signal includes 62 subcarrier signals, of which 52 subcarrier signals are used for data transmission. Also, of these 52 signals, signals of subcarrier numbers -21, -7, 7 and 21 are called pilot subcarrier signals, and subcarrier signals obtained by modulating predetermined value data by BPSK (binary phase shift keying). It is. Signals of other subcarrier numbers -26 to -22, -20 to -8, -6 to -1, 1 to 6, 8 to 20, and 22 to 26 have arbitrary data modulated by an arbitrary modulation method. This is a subcarrier signal for data transmission.
[0017]
The OFDM symbol signal generated by the FFT unit 5 is input to the transmission path correction unit 6, and an OFDM symbol signal corresponding to the long preamble F2 of FIG. 19 detected by the synchronization detection unit 3 is extracted from the signal sequence. Is done. Then, an amplitude error and a phase error that each subcarrier signal of the extracted OFDM symbol signal has with respect to a predetermined signal are detected, and a state of the transmission path is estimated. Based on this estimation result, the amplitude and phase of the OFDM symbol signal after the long preamble F2 are corrected.
[0018]
The subcarrier signal corrected for the transmission path state in this way further includes two types of phase errors caused by different factors. One is a phase error caused by inaccuracy of frequency conversion in the RF processing unit 1, and is called a residual frequency offset. The other is a phase error caused by a difference in sampling frequency between the D / A conversion process on the transmission side and the A / D conversion process on the reception side, and is a phase error called a residual sampling offset. These phase errors are errors remaining after the frequency is roughly corrected by the frequency correction unit 4.
[0019]
FIG. 21 is a diagram illustrating a signal point arrangement of each subcarrier signal when phase rotation occurs due to a residual frequency offset. In this example, the subcarrier signals are modulated by the 16-level QAM method, but if a residual frequency offset is included, the phases of all the subcarrier signals rotate by a fixed magnitude.
FIG. 22 shows the phase error for each subcarrier when the residual frequency offset is included. The magnitude of the phase error due to the residual frequency offset is substantially constant regardless of the difference in the subcarrier frequency.
FIG. 23 is a diagram showing how the phase error due to the residual frequency offset changes for each OFDM symbol signal. The phase error due to the residual frequency offset tends to monotonically increase or decrease monotonically according to the order in which the OFDM symbol signals are generated.
[0020]
FIG. 24 is a diagram illustrating a signal point arrangement of a subcarrier signal when a phase rotation occurs due to a residual sampling offset. Also in this example, the subcarrier signal is modulated by the 16-level QAM method, but when the residual sampling offset is included, the phase of the subcarrier signal is different from that shown in FIG. Rotate.
FIG. 25 shows the phase error due to the residual sampling offset for each subcarrier signal. The magnitude of the phase error due to the residual sampling offset does not become constant for all subcarrier signals as in the case of the residual frequency offset, but changes in proportion to the subcarrier frequency.
FIG. 26 is a diagram showing how the phase error due to the residual sampling offset changes for each OFDM symbol. The rate of change of the phase error with respect to the subcarrier frequency tends to monotonically increase to the positive or to monotonically to the negative according to the order in which the OFDM symbol signals are generated.
[0021]
As described above, the component that causes a fixed amount of phase rotation due to the residual frequency offset and the component that causes the amount of phase rotation proportional to the subcarrier frequency due to the residual sampling offset are added to the phase error generated in the subcarrier signal. It was done. Therefore, the relationship between the frequency of the subcarrier signal and the phase error can be approximated using a linear function.
[0022]
Further, the four pilot subcarrier signals shown in FIG. 20 are signals obtained by modulating data of a predetermined value by the BPSK method as described above, and when no phase error occurs, the phase is 0 [rad]. ] Or π [rad]. Therefore, by examining the error that the phase of the pilot subcarrier signal has with respect to these predetermined phases, it is possible to detect the phase error at that subcarrier number.
[0023]
FIG. 27 is a diagram illustrating an example of calculating the phase error of another subcarrier signal by linear approximation using the detection result of the phase error in the pilot subcarrier signal.
As shown in FIG. 27, phase error correction section 7 first detects a phase error in four pilot subcarrier signals, and uses the four detection results to perform sub-error detection by, for example, the least square method. A linear interpolation equation that approximates the relationship between the carrier number and the phase error is obtained as in the following equation.
[0024]
(Equation 1)
y = ax + b (1)
[0025]
However, in equation (1), the symbol x indicates a subcarrier number (−26 ≦ x ≦ 26), the symbol y indicates the phase error [rad] of the subcarrier signal, the symbol a indicates the slope of the straight line, and the symbol b indicates the intercept of the straight line. .
The phase error correction unit 7 calculates the phase error of the other subcarrier signals using the linear interpolation formula obtained from the detection results of the four phase errors, and corrects the phase of each subcarrier signal so as to cancel the error. You.
[0026]
The OFDM symbol signal whose phase error has been corrected by the phase error correction unit 7 is input to the demodulation unit 8, where the original data values corresponding to the amplitude and phase values of each subcarrier signal are reproduced.
[0027]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the detected value of the phase comparator used for detecting the phase error of the pilot subcarrier signal in the phase error correction unit 7 is often limited to a value within a certain range as shown in FIG.
FIG. 28 is a diagram showing input / output characteristics of a general phase comparator. In this input / output characteristic, the output value of the phase comparator is limited to a range from -π [rad] to π [rad]. If the phase error of the subcarrier signal of the detection source changes in the range of -π [rad] to π [rad] around 0 [rad], the output value of the phase error also becomes -π [rad] to π [ rad], but when the input phase error exceeds this range, the output value of the phase error changes discontinuously between -π [rad] and π [rad]. Would.
[0028]
FIG. 29 is a diagram showing an example in which the detection result of the phase error becomes discontinuous due to the input / output characteristics of the phase comparator shown in FIG.
For example, the phase error of the pilot subcarrier signal is 3 [rad], 3.1 [rad], 3.2 [rad], 3.3 [rad] in the order of subcarrier numbers -21, -7, 7, 21. rad] (171 °, 177 °, 183 °, 189 ° in the angle display), 3 [rad], 3.1 [rad], -3.08 [ rad] and -2.98 [rad] are output.
At this time, when the slope a of the linear interpolation equation of the equation (1) is obtained by the least square method, a = 0.0071 should be obtained, whereas the output value of the discontinuous phase comparator as shown in FIG. When a is used, a = −0.17, which is significantly different from a correct value. If the phase error is corrected using the wrong linear interpolation formula in this manner, the data of the entire OFDM symbol signal may be reproduced as wrong data in the demodulation unit 8, and the error rate is increased. I will. In particular, in an environment with a lot of noise, discontinuity of the phase error due to such input / output characteristics of the phase comparator is likely to occur, which causes a problem that the error rate is significantly increased.
[0029]
Also, if the signal-to-noise power ratio decreases due to an increase in noise, the error contained in the received pilot subcarrier signal itself becomes so large that it cannot be ignored, and the accuracy of detecting the phase error decreases.
[0030]
FIG. 30 shows variations in signal point arrangement of received pilot subcarrier signals when the signal-to-noise power ratio is high and phase rotation due to the above-described offset (residual frequency offset, residual sampling offset) has not occurred. FIG. In this example, the source pilot subcarrier signal has a value of “1” for the in-phase component (horizontal axis) and “0” for the quadrature component (vertical axis). Also have values close to this. In this case, since the detection accuracy of the phase error is relatively high, accurate correction of the phase error can be expected.
FIG. 31 is a diagram showing a variation in signal point arrangement of received pilot subcarrier signals when the signal-to-noise power ratio is low and phase rotation due to offset has not occurred. As can be seen from a comparison with FIG. 30, when the signal-to-noise power ratio decreases, the variation of the received pilot subcarrier signal increases.
[0031]
FIG. 32 is a diagram illustrating a variation in signal point arrangement of received pilot subcarrier signals when the signal-to-noise power ratio is high and phase rotation due to offset occurs. The signal points of the received pilot subcarrier signal are distributed in a thin ring-shaped region centered on the origin of the complex plane due to phase rotation.
On the other hand, FIG. 32 is a diagram illustrating a variation in the signal point arrangement of the received pilot subcarrier signal when the signal-to-noise power ratio is low and the phase rotation due to the offset occurs. As shown in FIG. 32, when the phase rotation due to the offset is added to the decrease in the signal-to-noise power ratio, the signal points of the received pilot subcarrier signal vary over the entire complex plane, and accurate phase error detection is not possible. It becomes extremely difficult. Therefore, the detection accuracy of the phase error is reduced, and the error rate is significantly increased.
[0032]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and a first object of the present invention is to provide a phase error correction apparatus and a method thereof capable of suppressing a decrease in phase error correction accuracy due to discontinuity of a phase error detection result. Is to provide.
A second object is to provide a phase error correction device and a method thereof capable of suppressing a reduction in the correction accuracy of a phase error when the signal-to-noise power ratio decreases.
A third object is to provide a receiving apparatus and a receiving method capable of suppressing a deterioration in an error rate due to a decrease in correction accuracy of a phase error.
[0033]
[Means for Solving the Problems]
A phase error correction device according to a first aspect of the present invention inputs a signal sequence of symbol signals generated by demodulating a multicarrier modulation signal, and outputs a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal. A signal extracting means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal, and a phase of the reference signal extracted by the signal extracting means being predetermined. A phase error detecting means for detecting a phase error with respect to the reference phase, and calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal A plurality of sub-capacitors included in one symbol signal by using the coefficient calculating means for performing the calculation and the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculating means is applied. Phase correction means for calculating the phase error of each signal, and correcting the phase of each subcarrier signal in accordance with the calculated phase error, and a plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal. Determining means for determining whether some of the phase errors have a discontinuous value with respect to other phase errors; and determining the coefficient when the discontinuity is determined by the determining means. Coefficient correction for correcting the coefficient calculated by the means in accordance with the coefficient used for the phase correction of the phase correcting means for one or a series of symbol signals input before the symbol signal for which the discontinuity is determined. Means.
[0034]
According to the phase error correction device according to the first aspect of the present invention, the signal extracting unit extracts a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal. The phase error detecting means detects a phase error of the phase of the extracted reference signal with respect to a predetermined reference phase. In the coefficient calculating means, a coefficient of a predetermined interpolation function is calculated based on a plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal. In the phase correction means, phase errors of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal are calculated using the interpolation function to which the calculated coefficients are applied, and respective phase errors are calculated in accordance with the calculated phase errors. The phase of the subcarrier signal is corrected. The determining means determines whether some of the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal have discontinuous values with respect to other phase errors. You. When the discontinuity is determined, the coefficient calculated by the coefficient calculating unit is used for the phase correction of the phase correcting unit for one or a series of symbol signals input before the symbol signal whose discontinuity is determined. The coefficient is corrected by the coefficient correcting means according to the coefficient.
[0035]
The determination means determines whether the difference between the minimum value and the maximum value of the plurality of phase errors detected with respect to the plurality of reference signals in one symbol signal reaches a predetermined threshold value. May be performed, or the determination may be made according to whether or not the difference between the detected values of the phase errors with respect to two reference signals having adjacent subcarrier frequencies among the reference signals in the same symbol signal reaches a predetermined threshold value. May be performed.
Further, based on a series of the coefficients used for phase correction of the series of symbol signals by the phase correction unit, when including a coefficient estimation unit for estimating the coefficient, the determination unit includes an estimation result of the coefficient estimation unit. The above determination may be made depending on whether or not the difference between the result of the calculation by the coefficient calculating means and the result of the calculation reaches a predetermined threshold value.
[0036]
When the discontinuity is determined by the determination unit, the coefficient correction unit determines the discontinuity in place of the coefficient of the coefficient calculation unit calculated for the symbol signal for which the discontinuity is determined. The coefficient used for the phase correction of the symbol signal input one or a plurality of times before the symbol signal used by the phase correction unit may be supplied to the phase correction unit again.
Further, in the case where a coefficient estimating means for estimating the coefficient based on a series of the coefficients used for the phase correction of the series of symbol signals by the phase correcting means is included, the coefficient correcting means includes When the continuity is determined, the coefficient estimated by the coefficient estimating means is supplied to the phase correcting means in place of the coefficient of the coefficient calculating means calculated for the symbol signal for which the discontinuity is determined. Is also good.
[0037]
A phase error correction device according to a second aspect of the present invention inputs a signal sequence of symbol signals generated by demodulating a multicarrier modulation signal, and outputs a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal. A signal extracting means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal, and a phase of the reference signal extracted by the signal extracting means being predetermined. A phase error detecting means for detecting a phase error with respect to the reference phase, and calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal A plurality of sub-capacitors included in one symbol signal by using the coefficient calculating means for performing the calculation and the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculating means is applied. Phase correction means for calculating the phase error of each signal, and correcting the phase of each subcarrier signal in accordance with the calculated phase error, and a plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal. Among the phase errors, a discontinuity specifying means for specifying a phase error having a predetermined magnitude relationship with respect to other phase errors and having a discontinuous value, and having the discontinuous value in the discontinuity specifying means When the phase error is specified, a correction value adding unit that supplies, to the coefficient calculating unit, a corrected phase error obtained by adding a predetermined correction value to the detected phase error instead of the specified detected phase error.
[0038]
A phase error correction device according to a third aspect of the present invention inputs a signal sequence of symbol signals generated by demodulating a multicarrier modulation signal, and outputs a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal. Is a phase error correction device for correcting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal extraction means, and the value of the reference signal extracted in the signal extraction means, Signal determining means for determining whether or not the signal is included in a predetermined area on a complex plane; and a phase error detecting a phase error of the phase of the reference signal extracted by the signal extracting means with respect to the predetermined reference phase. Detection means, and among the plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal, a signal value within the area by the signal determination means. One symbol is calculated using a coefficient calculating means for calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the phase error of the reference signal determined to be included, and the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculating means is applied. Phase correction means for calculating phase errors of a plurality of subcarrier signals included in the signal and correcting the phases of the respective subcarrier signals in accordance with the calculated phase errors.
[0039]
A phase error correction method according to a fourth aspect of the present invention is characterized in that a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating a multicarrier modulation signal is input, and a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal is input. A signal extraction step of extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal, wherein the phase of the extracted reference signal is set to a predetermined reference phase. A phase error detecting step of detecting a phase error having the same, and a coefficient calculating step of calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal. And some of the above phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal are not connected to other phase errors. A determination step of determining whether or not the discontinuity is determined, and when the discontinuity is determined in the determination step, the coefficient calculated in the coefficient calculation step is input before the symbol signal in which the discontinuity is determined. A coefficient correction step for correcting according to the coefficient used for the phase error correction of one or a series of symbol signals obtained, and a coefficient calculated in the coefficient calculation step or a coefficient corrected in the coefficient correction step. A phase correction step of calculating a phase error of each of the plurality of subcarrier signals included in the symbol signal using the applied interpolation function, and correcting a phase of each subcarrier signal according to the calculated phase error; Having.
[0040]
A receiving apparatus according to a fifth aspect of the present invention provides a multi-carrier modulation signal generated by multiplexing a sub-carrier signal in which a 1-bit or multiple-bit signal constituting one symbol signal is modulated by a plurality of sub-carriers. A receiving apparatus for receiving a signal sequence, demodulating the signal sequence of the multi-carrier modulation signal, outputting a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals, and a signal output from the demodulation means. Signal extraction means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal, and detecting a phase error in which the phase of the reference signal extracted by the signal extraction means has a predetermined reference phase Based on a plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal. Using the coefficient calculating means for calculating the coefficient of the number and the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculating means is applied, the phase errors of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal are calculated, and Phase correction means for correcting the phase of each subcarrier signal according to the calculated phase error, and a part of the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal A determination unit that determines whether or not the parameter has a discontinuous value with respect to another phase error; and if the determination unit determines the discontinuity, the coefficient calculated by the coefficient calculation unit is converted to the discontinuity. Coefficient correction for correcting one or a series of symbol signals input prior to the symbol signal determined in accordance with the coefficient used for phase correction by the phase correction means. And a stage.
[0041]
A receiving method according to a sixth aspect of the present invention is directed to a multicarrier modulated signal generated by multiplexing a subcarrier signal obtained by modulating one or more bits of a signal constituting one symbol signal with a plurality of subcarriers. A receiving method for receiving a signal sequence, comprising: a demodulation step of demodulating the signal sequence of the multicarrier modulation signal to generate a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals; Extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal, and detecting a phase error in which the phase of the extracted reference signal has a predetermined reference phase. A predetermined compensation based on a plurality of the phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal; A coefficient calculating step of calculating a coefficient of the function, and, among the plurality of phase errors detected with respect to the plurality of reference signals in one symbol signal, some of the phase errors are discontinuous with respect to other phase errors. A determination step of determining whether or not the signal has a value, and when the discontinuity is determined in the determination step, the coefficient calculated in the coefficient calculation step is input before the symbol signal in which the discontinuity is determined. A coefficient correction step for correcting according to the coefficient used for phase error correction of one or a series of symbol signals, and a coefficient calculated in the coefficient calculation step or a coefficient corrected in the coefficient correction step. Using the above interpolation function, the phase errors of a plurality of subcarrier signals included in the symbol signal are calculated, and the calculated phase is calculated. And a phase correcting step of correcting the phase of each subcarrier signal in accordance with the difference.
[0042]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Six embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
<First embodiment>
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device 1000 according to the first embodiment of the present invention.
Receiving apparatus 1000 includes first demodulation section 10, signal extraction section 20, phase error detection section 30, coefficient calculation section 40, determination section 50, coefficient correction section 60, phase correction section 70, and second demodulation section 80.
[0043]
The first demodulation unit 10 demodulates a signal sequence of a multicarrier modulation signal such as an OFDM signal and outputs a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals.
In a multicarrier modulation signal transmitting apparatus, first, a symbol signal having one bit or a plurality of bits as a unit is modulated by a plurality of subcarriers having different frequencies to generate a plurality of subcarrier signals. By multiplexing the subcarrier signals, a multicarrier signal is generated. In the case of the OFDM scheme, subcarriers that are orthogonal to each other are selected as the plurality of subcarriers. The first demodulation unit 10 performs a process of reproducing a plurality of subcarrier signals multiplexed for each symbol signal from the multicarrier modulation signal generated as described above.
[0044]
In the following description, as an example, the symbol signal after demodulation in first demodulation section 10 has the same structure as the OFDM symbol signal shown in FIG. -It has a subcarrier signal.
[0045]
The signal extraction unit 20 extracts four pilot subcarrier signals corresponding to subcarrier numbers -21, -7, 7, 21 from each symbol signal output from the first demodulation unit 10.
[0046]
The phase error detector 30 detects a phase error of the pilot subcarrier signal extracted by the signal extractor 10 with respect to a predetermined reference phase.
For example, when the pilot subcarrier signal is modulated by the BPSK method, rotation of the phase with respect to 0 [rad] or π [rad] is detected as a phase error.
[0047]
The coefficient calculator 40 calculates a coefficient of a predetermined interpolation function based on the four phase errors detected for the four pilot subcarrier signals in one symbol signal by the phase error detector 30.
For example, the four phase errors and the subcarrier numbers are approximated by a linear interpolation formula shown in Expression (1), and the coefficients a and b are calculated by the least square method or the like.
[0048]
The determination unit 50 determines that some of the four phase errors detected by the phase error detection unit 30 with respect to the four pilot subcarrier signals in one symbol signal are not equal to other phase errors. It is determined whether or not it has a continuous value.
[0049]
For example, as shown in FIG. 28, the detection value of the phase error in the phase error detection unit 30 is limited in the range of -π [rad] to π [rad], and becomes discontinuous at ± π [rad]. I do. Then, it is assumed that phase errors y0, y1, y2, and y3 are detected from four pilot subcarrier signals P0, P1, P2, and P3 corresponding to subcarrier numbers -21, -7, 7, and 21, respectively. . In this case, when the detected phase errors satisfy one of the following two conditions, the determination unit 50 determines that the phase errors do not include a discontinuous phase error.
[0050]
(Condition C1)
The magnitude relation between the phase errors y0, y1, y2, y3 and the phase 0 [rad] is compared, and the comparison result is the same for all phase errors.
For example,
y0 ≧ 0 and y1 ≧ 0 and y2 ≧ 0 and y3 ≧ 0 (condition C1A)
Or
y0 <0 and y1 <0 and y2 <0 and y3 <0 (condition C1B)
Is established.
[0051]
(Condition C2)
Among the pilot / subcarrier signals in the same symbol signal, the difference between the detected values of the phase error with respect to two reference signals having adjacent subcarrier frequencies is π [rad] or less.
That is,
| Y0-y1 | ≦ π and | y1-y2 | ≦ π and | y2-y3 | ≦ π
Is established.
[0052]
FIG. 2 is a diagram illustrating a difference in phase error between adjacent pilot and subcarrier signals. In order to satisfy the condition C2, the phase error differences G1 (| y0-y1 |), G2 (| y1-y2 |) and G3 (| y2-y3 |) shown in FIG. Need to be
[0053]
FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a more detailed configuration of the determination unit 50. The same reference numerals in FIG. 3 and FIG. 1 indicate the same components.
In the example of FIG. 3, the determination unit 50 includes first data comparators 501a to 501d, second data comparators 502a to 502d, third data comparators 505a to 505c, subtractors 503a to 503c, and absolute value circuits 504a to 504c. , AND circuits 506a to 506c, OR

circuits

507a and 507b, and

constant output units

508a and 508b.
The phase error detection section 30 includes a phase error detection circuit 301 and flip-flops FF2 to FF5.
[0054]
The phase error detection circuit 301 detects a phase error of the pilot subcarrier signal S20 extracted by the signal extraction unit 20, and outputs the detected value in the order of the subcarrier number.
The output signal of the phase error detection circuit 301 is input to a series circuit of flip-flops FF2 to FF5, and is output from the flip-flop FF2 to the flip-flop FF5 every time a detected value of the phase error is output from the phase error detection circuit 301. Data shifts in order. Therefore, when the phase error detection for one symbol signal is completed, the flip-flops FF2 to FF5 hold the detected values of the phase error of each pilot subcarrier signal as data D1 to D4.
[0055]
In the first data comparators 501a to 501d, constant data of 0 [rad] output from the constant output unit 508a is compared with the phase errors D1 to D4 held in the flip-flops FF2 to FF5. When D4 is smaller than 0 [rad], a logical value “1” is output. Otherwise, a logical value “0” is output.
Output signals of the first data comparators 501a to 501d are input to an AND circuit 506a, and a result of calculating a logical product thereof is output as a signal S506a.
The signal S506a corresponds to the above-described condition C1B. When the signal S506a has the logical value “1”, the condition C1B is satisfied.
[0056]
In the second data comparators 502a to 502d, the data of the constant 0 [rad] output from the constant output unit 508a is compared with the phase errors D1 to D4 held in the flip-flops FF2 to FF5. If D4 is equal to or greater than 0 [rad], a logical value “1” is output. Otherwise, a logical value “0” is output.
The output signals of the second data comparators 502a to 502d are input to an AND circuit 506b, and the result of the AND operation is output as a signal S506b.
The signal S506b corresponds to the above-described condition C1A. When the signal S506b has the logical value “1”, the condition C1A is satisfied.
[0057]
The subtractor 503a calculates the difference between the phase error D1 and the phase error D2, and outputs the absolute value of the difference from the absolute value circuit 504a. The subtracter 503b calculates the difference between the phase error D2 and the phase error D3, and outputs the absolute value from the absolute value circuit 504b. The subtractor 503c calculates the difference between the phase error D3 and the phase error D4, and outputs the absolute value from the absolute value circuit 504c.
The third data comparators 505a to 505c compare the constant data of π [rad] output from the constant output unit 508b with the absolute value of the difference between the phase errors output from the absolute value circuits 504a to 504c. When the absolute value is equal to or smaller than π [rad], a logical value “1” is output. Otherwise, a logical value “0” is output.
The output signals of the third data comparators 505a to 505c are input to the AND circuit 506c, and the result of the AND operation is output as a signal S506c.
The signal S506c corresponds to the above condition C2, and the condition C2 is satisfied when the signal S506c has the logical value “1”.
[0058]
The output signal of the AND circuit 506a and the output signal of the AND circuit 506b are input to the OR circuit 507a, and the logical sum is calculated. The output signal of the OR circuit 507a and the output signal of the AND circuit 506c are input to the OR circuit 507b, and the logical sum is calculated. The signal S50, which is the operation result of the OR circuit 507b, indicates the judgment result of the judging unit 50. When this signal is a logical value "1", the phase of the detected pilot / subcarrier signal is discontinuous in phase error Indicates that no error is included.
The above is the description of the determination unit 50.
[0059]
Returning to the description of FIG.
When the determining unit 50 determines that the phase error of the detected pilot subcarrier signal includes a discontinuous value phase error, the coefficient correcting unit 60 determines whether the detected symbol signal has a discontinuity. The calculation result of the coefficient calculation unit 60 is corrected. The correction of the coefficient is performed according to the coefficient used in the phase correction processing of the phase correction unit 70 for one or a series of symbol signals input before the symbol signal for which the discontinuity is determined.
[0060]
In the example of FIG. 1, the coefficient correction unit 60 includes a selector SEL1 and a flip-flop FF1. The coefficient calculated by the coefficient calculator 40 and the coefficient of the previous symbol signal held in the flip-flop FF1 are input to the selector SEL1, and the data output from the selector SEL1 is input to the flip-flop FF1. You.
When the determination unit 50 determines that there is no discontinuity in the detected value of the phase error, the selector SEL1 selects and outputs the calculation coefficient of the coefficient calculation unit 40. When the discontinuity is determined, the flip-flop FF1 Are selected and output.
That is, when the discontinuity is determined by the determination unit 50, the coefficient correction unit 60 determines the coefficient used in the phase correction process of the phase correction unit 70 for the symbol signal immediately before the symbol signal for which the discontinuity is determined. Is supplied again to the phase correction section 70 to perform the phase correction processing of the symbol signal.
[0061]
The phase correction unit 70 applies the coefficient calculated by the coefficient calculation unit 40 and corrected by the coefficient correction unit 60 to, for example, an interpolation function represented by Expression (1). Then, the phase error of each subcarrier signal included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient is applied, and the phase of each subcarrier signal is corrected so as to cancel the calculated phase error.
[0062]
The second demodulation unit 80 receives the symbol signal whose phase has been corrected by the phase correction unit 70, and uses the amplitude and phase values of each subcarrier signal to modulate the symbol signal using a modulation method such as QPSK or QAM. Play the original data.
[0063]
Here, the operation of the receiving apparatus 1000 of FIG. 1 having the above configuration will be described.
The multi-carrier modulation signal received by the antenna AT is demodulated in the demodulation unit 10, and a symbol signal composed of a plurality of sub-carrier signals is sequentially generated.
[0064]
Next, in the signal extraction unit 10, four pilot subcarrier signals included in each symbol signal output from the demodulation unit 10 are extracted, and in the phase error detection unit 30, the four pilot subcarrier signals are extracted. Is detected with respect to a predetermined reference phase.
[0065]
The detected phase error is input to the coefficient calculator 40, and based on the four phase errors detected for four pilot subcarrier signals in one symbol signal, a predetermined Are calculated.
[0066]
Further, the detected phase error is also input to the determination unit 50, and of the four phase errors detected for the four pilot subcarrier signals in one symbol signal, some It is determined whether the phase error has a discontinuous value. That is, when either the condition C1 or the condition C2 described above is satisfied, it is determined that the detection value of the phase error does not include a discontinuous value, and when neither the condition C1 nor the condition C2 is satisfied, The discontinuity of the detected value of the phase error is determined.
[0067]
4 and 5 are diagrams illustrating examples of the phase error detected by the phase error detection unit 40.
In the example of FIG. 4, the phase error of each pilot subcarrier signal has a substantially constant value near π [rad]. This corresponds to a state where the residual sampling offset is relatively small in the OFDM receiver 9 of FIG. When the phase error having such a tendency occurs, if the value of the phase error exceeds π [rad] due to a slight noise, the detected value shifts to around -π [rad], and the detected value of the phase error Will cause significant discontinuities. In the example of FIG. 4, discontinuity occurs in the detected value of the phase error with respect to the pilot subcarrier signal of subcarrier number 7.
[0068]
When such discontinuity occurs, part of the four phase errors becomes larger than 0 [rad] and the other part becomes smaller than 0 [rad], so that the condition C1 is not satisfied. Also, the difference between the detected value of the phase error for the pilot subcarrier signal of subcarrier number 7 and the detected value of the phase error for the pilot subcarrier signal of the adjacent (subcarrier number-7 and subcarrier number 21) is Since it is about 2π [rad], the condition C2 is not satisfied. Therefore, when the phase error illustrated in the example of FIG. 4 is detected by the phase error detection unit 40, the determination unit 50 determines that the discontinuity occurs in the detection value of the phase error.
[0069]
On the other hand, in the example of FIG. 5, the phase error of the pilot subcarrier signal has a substantially constant value near 0 [rad], and a part thereof is larger than 0 [rad] due to noise or the like. Other parts have values smaller than 0 [rad]. In this case, the condition C1 is not satisfied, but since the value of each phase error is substantially constant, the condition C2 is satisfied. Therefore, the determination unit 50 determines that the discontinuity does not occur in the detected value of the phase error. Is determined.
[0070]
When the determination unit 50 determines that the phase error does not include a discontinuous detection value, the coefficient correction unit 60 does not correct the coefficient, and the coefficient calculated by the coefficient calculation unit 40 is It is supplied to the correction unit 70. When the determination unit 50 determines that the discontinuity of the detected value of the phase error is detected, the coefficient used in the phase correction process of the phase correction unit 70 is applied to the symbol signal immediately before the symbol signal for which the discontinuity is determined. Is supplied to the phase correction unit 70 again.
[0071]
The coefficients calculated by the coefficient calculation unit 40 and corrected by the coefficient correction unit 60 are supplied to the phase correction unit 40 and applied to a predetermined interpolation function as shown in Expression (1). Then, an interpolation function using this coefficient is used to calculate the phase error of each subcarrier signal in one symbol signal. The phase of each subcarrier signal is corrected so that the calculated phase error is canceled.
[0072]
After the phase correction by the phase correction unit 70, original data modulated by a modulation method such as QPSK or QAM is reproduced using the corrected amplitude and phase values of each subcarrier signal.
[0073]
As described above, according to receiving apparatus 1000 in FIG. 1, when a discontinuity occurs in the detected value of the phase error of the pilot subcarrier signal, it is calculated using the detected value in which the discontinuity has occurred. The coefficient of the interpolation function is corrected to a coefficient used for phase correction of the previously input symbol signal, and the phase of each subcarrier is corrected using a correction function to which the corrected coefficient is applied. Therefore, even if a significant discontinuity in the phase error detection value occurs due to the limitation of the output value range of the phase error detection unit 30, it is possible to prevent a large erroneous phase correction from being performed on the subcarrier signal, and Accuracy can be improved. Further, it is possible to prevent the data error rate from deteriorating due to the discontinuity of the phase error detection value. Furthermore, the discontinuity that occurs in the phase error detection value under the influence of noise can be determined by the determination unit 50, so that the noise resistance of the device can be improved.
[0074]
<Second embodiment>
Next, a second embodiment will be described.
[0075]
In the receiving apparatus 1000A described here as an example, the determining unit 50 of the receiving apparatus 1000 is changed to a determining unit 50A, and other configurations are the same as those of the receiving apparatus 1000, so that the illustration thereof is omitted.
When the four phase errors y0 to y3 detected by the phase error detection unit 30 satisfy the following condition, the determination unit 50A determines that these phase errors do not include discontinuous phase errors.
[0076]
(Condition C3)
The difference between the minimum value and the maximum value of the four phase errors detected for the four pilot subcarrier signals in one symbol signal is not more than π [rad].
That is,
| Y0-y1 | ≦ π and | y1-y2 | ≦ π and | y2-y3 | ≦ π and | y1-y3 | ≦ π and | y2-y4 | ≦ π and | y1-y4 | ≦ π
Is established.
[0077]
FIG. 6 is a diagram illustrating a difference between the minimum value and the maximum value of the phase error detected by the phase error detection unit. In order to satisfy the condition C3, the difference G4 between the maximum value and the minimum value of the phase error shown in FIG. 7 needs to be π [rad] or less.
[0078]
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the determination unit 50A. 7 and 3 indicate the same components.
The determination unit 50A has subtracters 503a to 503f, absolute value circuits 504a to 504f, third data comparators 505a to 505f, an AND circuit 506d, and a constant output unit 508b.
[0079]
The subtractor 503a calculates the difference between the phase error D1 and the phase error D2, and outputs the absolute value of the difference from the absolute value circuit 504a. The subtracter 503b calculates the difference between the phase error D2 and the phase error D3, and outputs the absolute value from the absolute value circuit 504b. The subtractor 503c calculates the difference between the phase error D3 and the phase error D4, and outputs the absolute value from the absolute value circuit 504c. The subtractor 503d calculates the difference between the phase error D1 and the phase error D3, and outputs the absolute value from the absolute value circuit 504d. The subtracter 503e calculates the difference between the phase error D2 and the phase error D4, and outputs the absolute value of the difference from the absolute value circuit 504e. The subtractor 503f calculates the difference between the phase error D1 and the phase error D4, and outputs the absolute value of the difference from the absolute value circuit 504f.
The third data comparators 505a to 505f compare the constant data of π [rad] output from the constant output unit 508b with the absolute value of the phase error difference output from the absolute value circuits 504a to 504f. When the absolute value is equal to or smaller than π [rad], a logical value “1” is output. Otherwise, a logical value “0” is output.
[0080]
The output signals of the third data comparators 505a to 505d are input to the AND circuit 506d, and the result of the AND operation is output as a signal S50A indicating the result of the determination by the determination unit 50A. When the signal S50A has the logical value “1”, it indicates that the phase error of the detected pilot subcarrier signal does not include a phase error of a discontinuous value.
[0081]
Even if such a determination is made in the determination unit 50A, the discontinuity of the detection value of the phase error detection unit 30 can be accurately determined. Therefore, the receiving device 1000A according to the second embodiment described above can also achieve the same effect as the receiving device 1000 of FIG.
[0082]
<Third embodiment>
Next, a third embodiment will be described.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device 1000B according to the third embodiment of the present invention. 8 and 1 indicate the same components.
In receiving apparatus 1000B, coefficient correcting section 60 in receiving apparatus 1000 in FIG. 1 is replaced with coefficient correcting section 60A, and coefficient estimating section 90 is further added.
[0083]
The coefficient estimating unit 90 uses the series of symbol signals demodulated by the demodulation unit 10 for phase correction of a new symbol signal on the basis of a series of interpolation function coefficients used for phase correction of the phase correction unit 70. A process of estimating the coefficient to be performed is performed. That is, the coefficient S60A supplied to the phase correction unit 70 is also supplied to the coefficient estimation unit 10, and based on the supplied coefficient S60A (including a plurality of coefficients used for the phase correction of a series of symbol signals). , A coefficient estimated value S90 is calculated.
[0084]
For example, in the case of an OFDM modulated signal, in a linear interpolation equation (1) of a phase error of a subcarrier signal generated by demodulating the OFDM modulated signal, a slope coefficient a due to a residual sampling offset is represented by a variation Δa (continuously). The amount of change in the coefficient a between the two symbol signals tends to be constant (FIG. 9A). Therefore, it is possible to calculate the average value Δax of the variation Δa from the history of the previously calculated coefficient a, and to use this to estimate the value of the newly calculated coefficient a.
Similarly, the intercept coefficient b due to the residual frequency offset also tends to have a constant change amount Δb (change amount of the coefficient b in two consecutive symbol signals) (FIG. 9B). Accordingly, it is possible to calculate the average value Δbx of the variation Δb from the history of the previously calculated coefficient b, and to use this to estimate the value of the newly calculated coefficient b.
[0085]
When the determining unit 50 determines that the phase error detection value is discontinuous, the coefficient correcting unit 60A replaces the coefficient S40 of the coefficient calculating unit 40 calculated for the symbol signal for which the discontinuity is determined with the coefficient S40. The coefficient S90 estimated by the estimation unit 90 is supplied to the phase correction unit 70.
[0086]
In the example of FIG. 8, the coefficient correction unit 60A includes a selector SEL1 and a flip-flop FF1.
The coefficient S40 calculated by the coefficient calculator 40 and the coefficient S90 estimated by the coefficient estimator 90 are input to the selector SEL1. When the determination unit 50 determines that the phase error detection value is discontinuous, the coefficient S90 is selected by the selector SEL1 in other cases, and the coefficient S40 is selected by the selector SEL1 and held in the flip-flop FF1, and is supplied to the phase correction unit 70. .
[0087]
According to the receiving apparatus 1000B of FIG. 8 having the above-described configuration, as in the receiving apparatus 1000 of FIG. 1, when discontinuity of the phase error detection value is determined, the previously used coefficient is directly used again by the phase correction unit 70. Is supplied to the phase corrector 70 instead of supplying to the phase correction unit 70 a coefficient value adapted to the change tendency of the phase error, so that the phase of the subcarrier signal can be corrected more accurately.
[0088]
<Fourth embodiment>
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device 1000C according to the fourth embodiment of the present invention. 10 and 8 indicate the same components.
In receiving apparatus 1000C, determining section 50 in receiving apparatus 1000B of FIG. 8 is replaced with determining section 50B.
[0089]
The determining unit 50B calculates the difference between the coefficient S90 estimated by the coefficient estimating unit 90 and the calculation result of the coefficient calculated by the coefficient calculating unit 40, and determines whether the difference reaches a predetermined threshold value. , The discontinuity of the phase error detection value is determined.
For example, as shown in FIG. 9A, a difference Eax between the estimated value Δax estimated from the variation Δa of the coefficient a and the value calculated by the coefficient calculator 40 is calculated, and this is compared with a predetermined threshold value. When the difference Eax reaches a predetermined threshold value, it is determined that the detection value of the phase error detection unit 30 has discontinuity.
[0090]
As described above, even with the method of directly detecting the discontinuity of the coefficient calculation result and correcting the coefficient in accordance with the result, the discontinuity of the detection value of the phase error detection unit 30 can be accurately determined as a result. . Therefore, the above-described receiving apparatus 1000C of FIG. 10 can also achieve the same effect as the receiving apparatus 1000B of FIG.
[0091]
<Fifth embodiment>
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device 1000D according to the fifth embodiment of the present invention. 11 and FIG. 1 indicate the same components.
Receiving apparatus 1000D includes first demodulating section 10, signal extracting section 20, phase error detecting section 30, coefficient calculating section 40, phase correcting section 70, second demodulating section 80, discontinuity specifying section 100, and correction value adding section 110. Having.
[0092]
The discontinuity identifying section 100 has a predetermined magnitude relationship with respect to other phase errors among the four phase errors detected by the phase error detecting section 30 with respect to four pilot subcarrier signals in one symbol signal. And a phase error having a discontinuous value.
For example, it is determined whether or not the detected value of the phase error in the phase error detecting unit 30 is discontinuous. When the discontinuity is determined, the phase error detecting unit 30 further belongs to a group having a smaller value among the four detected phase error values. Specify the detection value.
[0093]
When a phase error having a discontinuous value is specified by the discontinuity specifying unit 100, the correction value adding unit 110 adds 2π [rad] to the detected phase error instead of the specified detected phase error. Is supplied to the coefficient calculation unit 40.
[0094]
FIG. 12 is a block diagram illustrating a more detailed configuration example of the discontinuity specifying unit 100 and the correction value adding unit 110 in the receiving device 1000D. 1 and 3 denote the same components.
In the example of FIG. 12, the discontinuity specifying unit 100 includes a determination unit 50 and OR circuits 1001a to 1001d.
The correction value adding unit 110 includes adding circuits 1101a to 1101d, selectors SEL2 to SEL5, and a constant output unit 1102.
[0095]
The output signal S502a of the second comparator 502a of the determination unit 50 and the signal S50 indicating the determination result of the determination unit 50 are input to the OR circuit 1001a, and the OR signal thereof is output to the selector SEL5.
The output signal S502b of the second comparator 502b of the determination unit 50 and the determination result S50 of the determination unit 50 are input to the OR circuit 1001b, and the OR signal thereof is output to the selector SEL4.
The output signal S502c of the second comparator 502c of the determination unit 50 and the determination result S50 of the determination unit 50 are input to the OR circuit 1001c, and the OR signal thereof is output to the selector SEL3.
The output signal S502d of the second comparator 502d of the determination unit 50 and the determination result S50 of the determination unit 50 are input to the OR circuit 1001d, and the OR signal thereof is output to the selector SEL2.
[0096]
The selector SEL2 receives the phase error D4 and the output signal of the addition circuit 1101a obtained by adding the constant 2π [rad] of the constant output unit 1102 thereto. One of these signals is selected to calculate the coefficient. Output to the unit 40. When the output signal of the OR circuit 1001d is a logical value “1”, the phase error D4 is selected, and when the output signal is a logical value “0”, the output signal of the adding circuit 1101a is selected.
The selector SEL3 receives the phase error D3 and the output signal of the adder 1101b obtained by adding a constant 2π [rad] thereto. One of the signals is selected and output to the coefficient calculator 40. You. When the output signal of the OR circuit 1001c has the logical value “1”, the phase error D3 is selected. When the output signal of the OR circuit 1001c has the logical value “0”, the output signal of the adding circuit 1101b is selected.
The selector SEL4 receives the phase error D2 and the output signal of the addition circuit 1101c obtained by adding a constant 2π [rad] thereto. One of the signals is selected and output to the coefficient calculator 40. You. When the output signal of the OR circuit 1001b has the logical value “1”, the phase error D2 is selected. When the output signal of the OR circuit 1001b has the logical value “0”, the output signal of the adding circuit 1101c is selected.
The selector SEL5 receives the phase error D1 and the output signal of the adding circuit 1101d obtained by adding a constant 2π [rad] thereto. One of the signals is selected and output to the coefficient calculator 40. You. When the output signal of the OR circuit 1001a has the logical value “1”, the phase error D1 is selected. When the output signal of the OR circuit 1001a has the logical value “0”, the output signal of the adding circuit 1101d is selected.
[0097]
The operation of the receiving apparatus 1000D having the above configuration will be described. However, the operation from the demodulation of the multi-carrier modulated signal in the first demodulation section 10, the extraction of the pilot subcarrier signal in the signal extraction section 20, and the detection of the phase error in the phase error detection section 30 are as shown in FIG. The description is omitted because it is the same as that of the receiving device 1000.
[0098]
Four phase error detection values corresponding to the four pilot subcarrier signals detected by the phase error detection unit 30 are input to the determination unit 50 of the discontinuity identification unit 100, and the discontinuity is determined.
[0099]
When the determination unit 50 determines that the discontinuity does not occur in the phase error detection value, the determination result S50 is a logical value “1”, and therefore, all the output signals of the OR circuits 1001a to 1001d are logical values. The value is “1”. Therefore, in the selectors SEL2 to SEL5, the phase errors D4 to D1 are selected and output to the coefficient calculator 40 as they are.
[0100]
On the other hand, when the determination unit 50 determines that discontinuity occurs in the phase error detection value, the determination result S50 becomes a logical value “0”, and thus the value of the output signal of the OR circuit 1001a to the OR circuit 1001d. Becomes a logical value “1” or a logical value “0” according to the value of the output signal of the second comparator 502a to the second comparator 502d. In this case, the output signal value of the second comparator corresponding to the phase error D1 to the phase error D4 having a value smaller than 0 [rad] becomes the logical value '0', and the correction value adding unit The output signal of the adding circuit is selected by the selector 110. That is, when the determination unit 50 determines that the discontinuity has occurred, a correction process of adding 2π [rad] to the detected value of the phase error smaller than 0 [rad] is performed.
[0101]
For example, as shown in FIG. 13, the detected values y2A and y3A of the phase error with respect to the pilot subcarrier signal of subcarrier number 7 and subcarrier number 21 are equal to pilot carrier of subcarrier number -21 and subcarrier number -7. It is assumed that a discontinuity that is smaller than the detected value y0A and the detected value y1A of the phase error with respect to the subcarrier signal occurs. In this case, the discontinuity specifying unit 100 specifies the subcarrier number 7 and the subcarrier number 21, and the correction value adding unit 110 adds 2π [rad] to the phase error of the specified subcarrier number, and detects each. The value is corrected to the value y2B and the detection value y3B. The corrected detection value is supplied to the coefficient calculation unit 40. The detected values of the subcarrier number -21 and the subcarrier number -7 are supplied to the coefficient calculation unit 40 as they are.
[0102]
The phase error corrected by the correction value adder 110 is input to the coefficient calculator 40, and based on the four phase errors detected for four pilot subcarrier signals in one symbol signal, A coefficient of a predetermined interpolation function as shown in Expression (1) is calculated.
The coefficients calculated by the coefficient calculation unit 40 are supplied to the phase correction unit 40 and applied to the above-described interpolation function. The phase error of each subcarrier signal in one symbol signal is calculated using an interpolation function to which this coefficient is applied, and the phase of each subcarrier signal is corrected so that the calculated phase error is canceled.
After the phase correction by the phase correction unit 70, original data modulated by a modulation method such as QPSK or QAM is reproduced using the corrected amplitude and phase values of each subcarrier signal.
[0103]
As described above, according to receiving apparatus 1000D in FIG. 11, when a discontinuity occurs in the detected value of the phase error of the pilot subcarrier signal, a group having a smaller value among the detected values in which the discontinuity occurs. A correction process of adding a constant 2π [rad] to the detection value belonging to is performed. Thereby, the discontinuity due to the limitation of the output value range of the phase error detection unit 30 can be effectively eliminated, and the same effect as that of the receiving apparatus 1000 in FIG. 1 can be obtained.
[0104]
<Sixth embodiment>
FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration example of a reception device 1000E according to the sixth embodiment of the present invention. 14 and FIG. 1 indicate the same components.
Receiving apparatus 1000E includes first demodulation section 10, signal extraction section 20, phase error detection section 30A, coefficient calculation section 40A, phase correction section 70, second demodulation section 80, and signal determination section 120.
[0105]
Signal determination section 120 determines whether or not the value of pilot subcarrier signal S20 extracted by signal extraction section 20 is included in a predetermined area on a complex plane.
For example, it is determined whether or not the distance that the extracted pilot subcarrier signal S20 has with respect to the origin of the complex plane falls within a predetermined range. This determination condition is represented by the following equation.
[0106]
(Equation 2)
A ≦ Ipc ² + Qpc ² ≦ B (2)
[0107]
In equation (2), symbols A and B represent arbitrary constants, and symbols Ipc and Qpc represent in-phase and quadrature components of pilot subcarrier signal S20, respectively.
When the conditional expression of Expression (2) is satisfied, the pilot subcarrier signal S20 is included in a range from the distance ΔA to the distance ΔB with respect to the origin of the complex plane.
[0108]
FIG. 15 is a block diagram illustrating an example of a configuration of the signal determination unit 120.
In the example of FIG. 15, the signal determination unit 120 includes complex signal separation units 1201a to 1201d, multiplication circuits 1202a to 1202h, addition circuits 1203a to 1203d, constant output units 1204a to 1204h, comparators 1205a to 1205h, and an AND circuit 1206a. To 1206d.
[0109]
In complex signal separation sections 1201a to 1201d, each of the four pilot subcarrier signals extracted in signal extraction section 20 is separated into an in-phase component and a quadrature component. The separated in-phase and quadrature components are respectively squared in multiplication circuits 1202a to 1202h. The squared in-phase and quadrature components are added in adders 1203a to 1203d for each of the two components separated from the same pilot subcarrier signal. These added values are equivalent to values obtained by squaring the distance from the origin of each pilot subcarrier signal. In comparators 1205a to 1205h, these added values are compared with constants A and B, respectively. Two comparison results of the added values are input to two-input AND circuits 1206a to 1206d, respectively. When the added value of the adders 1203a to 1203d is included in the range from the constant A to the constant B, the output signals of the AND circuits 1206a to 1206d have the logical value "1", and the extracted pilot subcarrier signal is expressed by the formula (1). It is determined that the condition of 2) is satisfied. Conversely, when the added value of the adders 1203a to 1203d is not included in the range from the constant A to the constant B, the output signal of the AND circuits 1206a to 1206d becomes a logical value “0”, and the extracted pilot subcarrier It is determined that the signal does not satisfy the condition of equation (2).
[0110]
The phase error detection unit 30A sets the pilot subcarrier signal, which is determined by the signal determination unit 120 to be included in a predetermined region, to a predetermined reference phase, among the pilot subcarrier signals extracted by the signal extraction unit 10. Then, a phase error having the same is detected. For example, a phase error of a pilot subcarrier signal that satisfies the condition of Expression (2) among the four pilot subcarrier signals is detected.
[0111]
The coefficient calculation unit 40A includes a signal value included in a predetermined region in the signal determination unit 120 among the phase errors detected for the four pilot subcarrier signals in one symbol signal by the phase error detection unit 30. A coefficient of a predetermined interpolation function is calculated based on the phase error of the pilot subcarrier signal determined to be performed. For example, using the phase error of the pilot subcarrier signal that satisfies the condition of Expression (2), the coefficients a and b of the linear interpolation expression shown in Expression (1) are calculated by the least square method or the like.
[0112]
As an example, among the four pilot subcarrier signals corresponding to subcarrier numbers -21, -7, 7, and 21, a pilot subcarrier signal corresponding to subcarrier number -7 is determined in signal determination section 120 by predetermined signal. A case where it is determined that the area is not included will be described. In this case, the coefficient calculation unit 40A calculates the coefficients a and b of the linear interpolation formula shown in Expression (1) using the remaining three phase errors.
The coefficients a and b are the phase errors θ of the pilot subcarrier signals corresponding to the subcarrier numbers −21, 7, 21. _p-21 , Θ _p7 , Θ _p21 Satisfies the following relationship:
[0113]
[Equation 3]

[0114]
From equation (3), coefficients a and b are calculated as follows.
[0115]
(Equation 4)

[0116]
According to receiving apparatus 1000E having the above-described configuration, among four pilot subcarrier signals extracted for each symbol signal in signal extraction section 10, signal determination section 120 determines that they are included in a predetermined area. Based on the phase error of the pilot subcarrier signal, the coefficient of the interpolation function for phase correction is calculated, and the phase error of the pilot subcarrier signal determined not to be included in the predetermined area is calculated by the interpolation function. Not used for coefficient calculation. Therefore, a phase error of a pilot subcarrier signal having a low degree of accuracy, in which signal points vary widely as the signal point deviates from the area set by the signal determination unit 120, is excluded when calculating the coefficients of the interpolation function. This enables highly accurate phase correction even when the signal-to-noise power ratio is low.
[0117]
FIGS. 16 and 17 are diagrams showing signal points that satisfy the condition of Expression (2) among the signal points of the pilot subcarrier signal shown in FIGS. 32 and 33. In the example shown in this figure, the constant A is set to about 0.5 and the constant B is set to about 1.5.
When the signal-to-noise power ratio is relatively high, as shown in FIG. 16, almost all signal points satisfy the condition of equation (2) and are used for calculating coefficients of the interpolation function. On the other hand, when the signal-to-noise power ratio is low, as shown in FIG. 17, signal points that do not satisfy the condition of equation (2) are excluded, and coefficients of the interpolation function are calculated using only signal points with high accuracy. .
[0118]
The invention is not limited to the embodiments described above.
For example, constants shown in the above-described embodiments, such as a threshold value used for determination of discontinuity in the determination unit and a correction value added in the correction value addition unit, are arbitrary. It is not limited to. Further, the determination conditions in the determination unit, the discontinuity identification unit, and the signal determination unit may be arbitrarily set.
[0119]
In the first, second, and third embodiments, the processing in the determination unit and the processing in the coefficient calculation unit may be performed in parallel, or the processing in the coefficient calculation unit is performed after the determination processing in the determination unit is determined. You may let it. In the former case, the calculation result of the coefficient calculation unit can be quickly supplied to the phase correction unit after the determination result is determined by the determination unit, so that there is an advantage that the processing can be speeded up. In the latter case, there is an advantage that power consumption can be reduced because the calculation in the coefficient calculation unit is not required to be executed when unnecessary.
[0120]
In the receiving devices 1000 to 1000D according to the first to fifth embodiments, a signal determination unit similar to that of the receiving device 1000E according to the sixth embodiment is further provided, and coefficient calculation is performed according to the determination result of the signal determination unit. The phase error used for the coefficient calculation of the section 40 may be selected in the same manner as in the receiving apparatus 1000E. Thereby, the accuracy of the phase correction can be further improved.
[0121]
All of the components of the receiving device according to the present invention can be configured by hardware, but at least a part of the components is realized by replacing with a processing device such as a DSP that executes a process according to a program. It is also possible.
[0122]
The receiving device according to the present invention is not limited to a wireless signal receiving device. The received signal may be a wired signal transmitted via a cable or the like.
[0123]
【The invention's effect】
According to the phase error correction device and the method thereof of the present invention, first, it is possible to suppress a decrease in the correction accuracy of the phase error due to the discontinuity of the detection result of the phase error.
Secondly, it is possible to suppress a decrease in the correction accuracy of the phase error when the signal-to-noise power ratio is reduced.
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to the receiver and its method of this invention, the deterioration of the error rate by the fall of the correction | amendment precision of a phase error can be suppressed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a difference in phase error between adjacent pilot and subcarrier signals.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a more detailed configuration of a determination unit in the receiving device of FIG. 1;
FIG. 4 is a first diagram illustrating an example of a phase error detected by a phase error detection unit.
FIG. 5 is a second diagram illustrating an example of a phase error detected by the phase error detection unit.
FIG. 6 is a diagram illustrating a difference between a minimum value and a maximum value of a phase error detected by a phase error detection unit.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of a determination unit in a receiving device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a transition of a change amount of each coefficient calculated by a coefficient calculation unit.
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device according to a fifth embodiment of the present invention.
12 is a block diagram illustrating a more detailed configuration example of a discontinuity specifying unit and a correction value adding unit in the receiving device of FIG. 11;
13 is a diagram illustrating a method for correcting a detected phase error in the receiving device of FIG. 11;
FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a signal determination unit.
16 is a diagram showing signal points satisfying the condition of Expression (2) among signal points of the pilot subcarrier signal shown in FIG. 32.
17 is a diagram illustrating signal points satisfying a condition of Expression (2) among signal points of the pilot subcarrier signal illustrated in FIG. 33.
FIG. 18 is a block diagram illustrating a general configuration of an OFDM receiver.
FIG. 19 is a diagram illustrating a structure of a packet received by the receiving device of FIG. 18;
FIG. 20 is a diagram illustrating a structure of an OFDM symbol signal.
FIG. 21 is a diagram illustrating a signal point arrangement of each subcarrier signal when a fixed phase rotation occurs due to a residual frequency offset.
FIG. 22 is a diagram illustrating a phase error due to a residual frequency offset for each subcarrier signal.
FIG. 23 is a diagram showing how a phase error due to a residual frequency offset changes for each OFDM symbol signal.
FIG. 24 is a diagram illustrating a signal point arrangement of each subcarrier signal when a different phase rotation occurs for each subcarrier due to a residual sampling offset.
FIG. 25 is a diagram showing a phase error due to a residual sampling offset for each subcarrier signal.
FIG. 26 is a diagram showing how a phase error due to a residual sampling offset changes for each OFDM symbol.
FIG. 27 is a diagram illustrating an example of calculating a phase error of another subcarrier signal by linear approximation using a detection result of a phase error in a pilot subcarrier signal.
FIG. 28 is a diagram showing input / output characteristics of a general phase comparator.
FIG. 29 is a diagram illustrating an example in which a detection result of a phase error becomes discontinuous due to input / output characteristics of a phase comparator.
FIG. 30 is a diagram illustrating a variation in signal point arrangement of received pilot subcarrier signals when a signal-to-noise power ratio is high and phase rotation due to an offset component does not occur.
FIG. 31 is a diagram illustrating a variation in signal point arrangement of received pilot subcarrier signals when the signal-to-noise power ratio is low and phase rotation due to an offset component does not occur.
FIG. 32 is a diagram illustrating a variation in signal point arrangement of received pilot subcarrier signals when a signal-to-noise power ratio is high and phase rotation is caused by an offset component.
FIG. 33 is a diagram illustrating a variation in signal point arrangement of received pilot subcarrier signals when the signal-to-noise power ratio is low and phase rotation is caused by an offset component.
[Explanation of symbols]
REFERENCE SIGNS LIST 1 RF processing unit, 2 A / D converter, 3 synchronization detection unit, 4 frequency correction unit, 5 FFT unit, 6 transmission line correction unit, 7 phase error correction unit, 8 demodulation unit Reference numeral 10: first demodulation unit, 20: signal extraction unit, 30, 30A: phase error detection unit, 40, 40A: coefficient calculation unit, 50, 50A, 50B: determination unit, 60, 60A: coefficient correction unit, 70: phase Correction section, 80 second demodulation section, 90 coefficient estimation section, 100 discontinuity identification section, 110 correction value addition section, 120 signal determination section, 1000, 1000A, 1000B, 1000C, 1000D, 1000E reception apparatus .

Claims

A phase error correction device that inputs a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating a multicarrier modulation signal and corrects a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal,
Signal extraction means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal,
A phase error detection unit that detects a phase error that the phase of the reference signal extracted by the signal extraction unit has with respect to a predetermined reference phase;
Coefficient calculating means for calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal;
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculation unit is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. Phase correction means for correcting the phase of the signal,
Determining means for determining whether or not some of the plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal have discontinuous values with respect to other phase errors; ,
When the discontinuity is determined by the determination means, the coefficient calculated by the coefficient calculation means is subjected to the phase correction for one or a series of symbol signals input before the symbol signal whose discontinuity is determined. And a coefficient correction means for correcting the coefficient in accordance with the coefficient used for the phase correction of the means.

The determination means determines whether the difference between the minimum value and the maximum value of the plurality of phase errors detected with respect to the plurality of reference signals in one symbol signal reaches a predetermined threshold value. I do,
The phase error correction device according to claim 1.

The phase error detection means detects a phase error having a value within a predetermined range,
The determination means compares the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal with a predetermined threshold value, and when all the comparison results match, the plurality of phase errors are compared. Determine that the phase error does not include a discontinuous phase error of the value,
The phase error correction device according to claim 2.

The determination means makes the determination in accordance with whether or not the difference between the detected values of the phase error with respect to two reference signals whose subcarrier frequencies are adjacent to each other among the reference signals in the same symbol signal reaches a predetermined threshold value. ,
The phase error correction device according to claim 1.

Based on a series of the coefficients used for phase correction of the phase correction means for a series of symbol signals, including a coefficient estimating means for estimating the coefficient,
The determination means performs the determination according to whether a difference between the estimation result of the coefficient estimation means and the calculation result of the coefficient calculation means reaches a predetermined threshold value,
The phase error correction device according to claim 1.

When the discontinuity is determined by the determination unit, the coefficient correction unit determines the discontinuity in place of the coefficient of the coefficient calculation unit calculated for the symbol signal for which the discontinuity is determined. A coefficient used for the phase correction of the symbol signal inputted one or more times before the symbol signal used by the phase correction means is supplied to the phase correction means again;
The phase error correction device according to claim 1.

Based on a series of the coefficients used for phase correction of the phase correction means for a series of symbol signals, including a coefficient estimating means for estimating the coefficient,
When the discontinuity is determined by the determining unit, the coefficient correcting unit estimates the coefficient by the coefficient estimating unit instead of the coefficient of the coefficient calculating unit calculated for the symbol signal determined to be discontinuous. Supplying the obtained coefficient to the phase correction means,
The phase error correction device according to claim 1.

A phase error correction device that inputs a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating a multicarrier modulation signal and corrects a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal,
Signal extraction means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal,
A phase error detection unit that detects a phase error that the phase of the reference signal extracted by the signal extraction unit has with respect to a predetermined reference phase;
Coefficient calculating means for calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal;
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculation unit is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. Phase correction means for correcting the phase of the signal,
Discontinuity specifying a phase error having a predetermined magnitude relationship with respect to another phase error and having a discontinuous value among a plurality of the phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal Identification means;
When a phase error having the discontinuous value is specified by the discontinuity specifying means, a corrected phase error obtained by adding a predetermined correction value to the detected phase error instead of the specified detected phase error is calculated by the coefficient calculation. And a correction value adding means for supplying the correction means to the means.

A phase error correction device that inputs a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating a multicarrier modulation signal and corrects a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal,
Signal extraction means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal,
Signal determination means for determining whether or not the value of the reference signal extracted by the signal extraction means is included in a predetermined area on a complex plane;
A phase error detection unit that detects a phase error that the phase of the reference signal extracted by the signal extraction unit has with respect to a predetermined reference phase;
Of the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal, based on the phase error of the reference signal determined by the signal determination means to include a signal value in the region, Coefficient calculating means for calculating a coefficient of a predetermined interpolation function,
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculation unit is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. A phase error correction device comprising: a phase correction unit configured to correct a phase of a signal.

The signal determination means determines whether or not the distance that the reference signal extracted by the signal extraction means has with respect to the origin of the complex plane is included in a predetermined range,
The coefficient calculation means calculates a coefficient of the interpolation function based on a phase error of the reference signal determined to include the signal value within the range in the signal determination means,
The phase error correction device according to claim 9.

The phase error detection means detects a phase error of the reference signal, which is determined by the signal determination means to include a signal value in the region, among the reference signals extracted by the signal extraction means,
The phase error correction device according to claim 9.

A phase error correction method for inputting a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating a multicarrier modulation signal and correcting a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal,
A signal extraction step of extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal,
A phase error detection step of detecting a phase error having a phase of the extracted reference signal with respect to a predetermined reference phase,
A coefficient calculating step of calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on a plurality of the phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal;
A determining step of determining whether some of the plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal have discontinuous values with respect to other phase errors; ,
When the discontinuity is determined in the determining step, the coefficient calculated in the coefficient calculating step is used to correct a phase error of one or a series of symbol signals input before the symbol signal whose discontinuity is determined. A coefficient correction step of correcting according to the coefficient used for
Using the coefficient calculated in the coefficient calculation step or the interpolation function to which the coefficient corrected in the coefficient correction step is applied, the phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in the symbol signal is calculated. A phase correction step of correcting the phase of each subcarrier signal according to the calculated phase error.

In the determination step, the determination is made according to whether a difference between a minimum value and a maximum value of the plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal reaches a predetermined threshold value. I do,
The phase error correction method according to claim 12.

In the determination step, the determination is performed according to whether or not the difference between the detected values of the phase errors with respect to two reference signals having adjacent subcarrier frequencies among the reference signals in the same symbol signal reaches a predetermined threshold value. ,
The phase error correction method according to claim 12.

Based on a series of the coefficients used for phase error correction of a series of symbol signals, including a coefficient estimation step of estimating the coefficients,
In the determination step, the determination is performed according to whether a difference between the estimation result of the coefficient estimation step and the calculation result of the coefficient calculation step reaches a predetermined threshold value,
The phase error correction method according to claim 12.

When the discontinuity is determined in the determination step, the coefficient calculated in the coefficient correction step for the symbol signal in which the discontinuity is determined is replaced with one of the symbol signals in which the discontinuity is determined. Or to correct the coefficient used for the phase error correction of the symbol signal that was input multiple times earlier,
The phase error correction method according to claim 12.

Based on a series of the coefficients used for phase error correction of a series of symbol signals, including a coefficient estimation step of estimating the coefficients,
When the discontinuity is determined in the determination step, the coefficient calculated in the coefficient correction step is corrected to the coefficient estimated in the coefficient estimation step in the coefficient correction step. ,
The phase error correction method according to claim 12.

A phase error correction method for inputting a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating a multicarrier modulation signal and correcting a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal,
A signal extraction step of extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal,
A phase error detection step of detecting a phase error having a phase of the extracted reference signal with respect to a predetermined reference phase,
A discontinuous identification step of identifying a discontinuous phase error having a predetermined magnitude relationship with respect to another phase error among the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals included in one symbol signal When,
When a discontinuous phase error is specified in the discontinuity specifying step, a correction value adding step of adding a predetermined correction value to the specified phase error;
If the plurality of phase errors detected with respect to the plurality of reference signals in one symbol signal are identified in the discontinuity specifying step, the phase errors are corrected in the correction value adding step. A coefficient calculating step of calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors including the phase error,
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated in the coefficient calculation step is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. A phase correction step of correcting the phase of the signal.

A phase error correction method for inputting a signal sequence of a symbol signal generated by demodulating a multicarrier modulation signal and correcting a phase error of a plurality of subcarrier signals included in each symbol signal,
A signal extraction step of extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal as a reference signal,
A signal determination step of determining whether or not the value of the reference signal extracted in the signal extraction step is included in a predetermined area on a complex plane;
A phase error detection step of detecting a phase error that the phase of the reference signal extracted in the signal extraction step has with respect to a predetermined reference phase;
Of the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal, based on the phase error of the reference signal determined to include a signal value in the region in the signal determination step, A coefficient calculating step of calculating a coefficient of a predetermined interpolation function;
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated in the coefficient calculation step is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. A phase correction step of correcting the phase of the signal.

In the signal determination step, the distance that the extracted reference signal has with respect to the origin of the complex plane is determined whether the distance is included in a predetermined range,
In the coefficient calculating step, a coefficient of the interpolation function is calculated based on a phase error of the reference signal determined to include the signal value in the range.
The phase error correction method according to claim 19.

A receiving apparatus for receiving a signal sequence of a multicarrier modulated signal generated by multiplexing a subcarrier signal obtained by modulating one or more bits of a signal constituting one symbol signal with a plurality of subcarriers,
Demodulation means for demodulating the signal sequence of the multicarrier modulation signal and outputting a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals,
Signal extraction means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal output from the demodulation means as a reference signal,
A phase error detection unit that detects a phase error that the phase of the reference signal extracted by the signal extraction unit has with respect to a predetermined reference phase;
Coefficient calculating means for calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal;
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculation unit is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. Phase correction means for correcting the phase of the signal,
Determining means for determining whether or not some of the plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal have discontinuous values with respect to other phase errors; ,
When the discontinuity is determined by the determination means, the coefficient calculated by the coefficient calculation means is subjected to the phase correction for one or a series of symbol signals input before the symbol signal whose discontinuity is determined. A coefficient correction means for correcting the phase according to a coefficient used for phase correction of the means.

The determination means determines whether the difference between the minimum value and the maximum value of the plurality of phase errors detected with respect to the plurality of reference signals in one symbol signal reaches a predetermined threshold value. I do,
The receiving device according to claim 21.

The determination means makes the determination in accordance with whether or not the difference between the detected values of the phase error with respect to two reference signals whose subcarrier frequencies are adjacent to each other among the reference signals in the same symbol signal reaches a predetermined threshold value. ,
The receiving device according to claim 21.

Based on a series of the coefficients used for phase correction of the phase correction means for a series of symbol signals, including a coefficient estimating means for estimating the coefficient,
The determination means performs the determination according to whether a difference between the estimation result of the coefficient estimation means and the calculation result of the coefficient calculation means reaches a predetermined threshold value,
The receiving device according to claim 21.

When the discontinuity is determined by the determination unit, the coefficient correction unit determines the discontinuity in place of the coefficient of the coefficient calculation unit calculated for the symbol signal for which the discontinuity is determined. A coefficient used for the phase correction of the symbol signal inputted one or more times before the symbol signal used by the phase correction means is supplied to the phase correction means again;
The receiving device according to claim 21.

Based on a series of the coefficients used for phase correction of the phase correction means for a series of symbol signals, including a coefficient estimating means for estimating the coefficient,
When the discontinuity is determined by the determining unit, the coefficient correcting unit estimates the coefficient by the coefficient estimating unit instead of the coefficient of the coefficient calculating unit calculated for the symbol signal determined to be discontinuous. Supplying the obtained coefficient to the phase correction means,
The receiving device according to claim 21.

A receiving apparatus for receiving a signal sequence of a multicarrier modulated signal generated by multiplexing a subcarrier signal obtained by modulating one or more bits of a signal constituting one symbol signal with a plurality of subcarriers,
Demodulation means for demodulating the signal sequence of the multicarrier modulation signal and outputting a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals,
Signal extraction means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal output from the demodulation means as a reference signal,
A phase error detection unit that detects a phase error that the phase of the reference signal extracted by the signal extraction unit has with respect to a predetermined reference phase;
Coefficient calculating means for calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal;
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculation unit is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. Phase correction means for correcting the phase of the signal,
Discontinuity specifying a phase error having a predetermined magnitude relationship with respect to another phase error and having a discontinuous value among a plurality of the phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal Identification means;
When a phase error having the discontinuous value is specified by the discontinuity specifying means, a corrected phase error obtained by adding a predetermined correction value to the detected phase error in place of the specified detected phase error is calculated by the coefficient calculation. And a correction value adding means for supplying the correction value to the means.

A receiving apparatus for receiving a signal sequence of a multicarrier modulated signal generated by multiplexing a subcarrier signal obtained by modulating one or more bits of a signal constituting one symbol signal with a plurality of subcarriers,
Demodulation means for demodulating the signal sequence of the multicarrier modulation signal and outputting a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals,
Signal extraction means for extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal output from the demodulation means as a reference signal,
Signal determination means for determining whether or not the value of the reference signal extracted by the signal extraction means is included in a predetermined area on a complex plane;
A phase error detection unit that detects a phase error that the phase of the reference signal extracted by the signal extraction unit has with respect to a predetermined reference phase;
Of the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal, based on the phase error of the reference signal determined by the signal determination means to include a signal value in the region, Coefficient calculating means for calculating a coefficient of a predetermined interpolation function,
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated by the coefficient calculation means is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. A receiving device comprising: a phase correcting unit configured to correct a phase of a signal.

The signal determination means determines whether or not the distance that the reference signal extracted by the signal extraction means has with respect to the origin of the complex plane is included in a predetermined range,
The coefficient calculation means calculates a coefficient of the interpolation function based on a phase error of the reference signal determined to include the signal value within the range in the signal determination means,
The receiving device according to claim 28.

A receiving method for receiving a signal sequence of a multicarrier modulated signal generated by multiplexing a subcarrier signal in which one or more bits of a signal constituting one symbol signal are modulated by a plurality of subcarriers,
Demodulating the signal sequence of the multi-carrier modulation signal to generate a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals;
A signal extraction step of extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal generated in the demodulation step as a reference signal,
A phase error detection step of detecting a phase error having a phase of the extracted reference signal with respect to a predetermined reference phase,
A coefficient calculating step of calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on a plurality of the phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal;
A determining step of determining whether some of the plurality of phase errors detected with respect to a plurality of reference signals in one symbol signal have discontinuous values with respect to other phase errors; ,
When the discontinuity is determined in the determining step, the coefficient calculated in the coefficient calculating step is used to correct a phase error of one or a series of symbol signals input before the symbol signal whose discontinuity is determined. A coefficient correction step of correcting according to the coefficient used for
Using the coefficient calculated in the coefficient calculation step or the interpolation function to which the coefficient corrected in the coefficient correction step is applied, the phase error of each of the plurality of subcarrier signals included in the symbol signal is calculated. A phase correcting step of correcting the phase of each subcarrier signal according to the calculated phase error.

A receiving method for receiving a signal sequence of a multicarrier modulated signal generated by multiplexing a subcarrier signal in which one or more bits of a signal constituting one symbol signal are modulated by a plurality of subcarriers,
Demodulating the signal sequence of the multi-carrier modulation signal to generate a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals;
A signal extraction step of extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal generated in the demodulation step as a reference signal,
A phase error detection step of detecting a phase error having a phase of the extracted reference signal with respect to a predetermined reference phase,
A discontinuous identification step of identifying a discontinuous phase error having a predetermined magnitude relationship with respect to another phase error among the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals included in one symbol signal When,
When a discontinuous phase error is specified in the discontinuity specifying step, a correction value adding step of adding a predetermined correction value to the specified phase error;
If the plurality of phase errors detected with respect to the plurality of reference signals in one symbol signal are identified in the discontinuity specifying step, the phase errors are corrected in the correction value adding step. A coefficient calculating step of calculating a coefficient of a predetermined interpolation function based on the plurality of phase errors including the phase error,
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated in the coefficient calculation step is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. A phase correcting step of correcting the phase of the signal.

A receiving method for receiving a signal sequence of a multicarrier modulated signal generated by multiplexing a subcarrier signal in which one or more bits of a signal constituting one symbol signal are modulated by a plurality of subcarriers,
Demodulating the signal sequence of the multi-carrier modulation signal to generate a signal sequence of a symbol signal including a plurality of subcarrier signals;
A signal extraction step of extracting a plurality of specific subcarrier signals included in each symbol signal generated in the demodulation step as a reference signal,
A signal determination step of determining whether or not the value of the reference signal extracted in the signal extraction step is included in a predetermined area on a complex plane;
A phase error detection step of detecting a phase error that the phase of the reference signal extracted in the signal extraction step has with respect to a predetermined reference phase;
Of the plurality of phase errors detected for a plurality of reference signals in one symbol signal, based on the phase error of the reference signal determined to include a signal value in the region in the signal determination step, A coefficient calculating step of calculating a coefficient of a predetermined interpolation function;
A phase error of each of a plurality of subcarrier signals included in one symbol signal is calculated using the interpolation function to which the coefficient calculated in the coefficient calculation step is applied, and each subcarrier is calculated according to the calculated phase error. A phase correcting step of correcting the phase of the signal.