JP2004040901A

JP2004040901A - Insulated power supply unit

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Publication number: JP2004040901A
Application number: JP2002194158A
Authority: JP
Inventors: Ryotaro Kudo; 工藤　良太郎; Kenichi Onda; 恩田　謙一; Kyoichi Hosokawa; 細川　恭一; Shinichi Yoshida; 吉田　信一
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2002-07-03
Filing date: 2002-07-03
Publication date: 2004-02-05

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an insulated DC-DC converter with high reliability which prevents breakage of a synchronous control MOSFET due to resonance of an LC circuit on a secondary side caused by the stopping of control with the synchronous control MOSFET being turned on. <P>SOLUTION: In the insulated DC-DC converter having a voltage conversion transformer, a detecting means (OR gate G1) is provided to detect the state of a control signal (OUT-E, OUT-F) which controls synchronous control transistors (M5, M6) based on a primary ground potential (GND1) of the voltage conversion transformer (T1). The detected output of the detecting means is transmitted to a driving circuit (40) of the synchronous control transistor through an insulated signal communication means (T3). The synchronous control transistor is constituted so as to positively turn off the synchronous control transistor when the control signal shows the operation stopping of the driving circuit. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧変換用トランスを備えたスイッチング電源装置さらにはトランスの一次側と二次側の回路が電気的に絶縁された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（直流−直流変換型電源装置）に関し、特に２次側の共振電流の防止に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＤＣ−ＤＣコンバータのひとつに絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれるものがある。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは一次側と二次側の絶縁耐圧が数１０００Ｖ以上あることが要求されるため、一次側の回路と二次側の回路にそれぞれ互いに絶縁された別個の基準電位（接地電位）が用いられる。
本発明者等は、負荷変動が比較的大きな電話交換機のようなシステムに好適なスイッチング電源装置を開発するに当たり、図９に示すような絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータについて検討した。
【０００３】
図９の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４からなるブリッジ型のスイッチング回路１０でトランスＴ１の１次側コイルを交流駆動し、２次側コイルに誘起される交流電圧をダイオードとして作用する同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６で整流することで、１次側コイルと２次側コイルの巻線比に応じた所望の直流電圧を発生させるようにした電源回路である。本来ダイオードを用いればよい整流素子としてＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６を使用しているのは、ダイオードの順方向電圧による電力損失を減らすことができるためである。ちなみに、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗によるソース・ドレイン間電圧降下はダイオードの順方向電圧よりも小さくすることが可能である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図１０は、１次側コイルを交流駆動するスイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４をオン，オフ制御する信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄと、同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６を制御する信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆのタイミングを示す。図１０に示すように、図９のような絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、１次側コイルに矢印Ａの方向の電流を流すときには同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５を、また１次側コイルに矢印Ａと逆向きに電流を流すときには同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ６をオフさせないと、２次側コイルが短絡状態となって１次側コイルから２次側コイルへ電力が伝達されないのみならず、ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６またはＭ２，Ｍ３，Ｍ５，Ｍ６に過電流が流れて素子が破壊されてしまうおそれがある。
同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６をオフさせるタイミングは１次側コイルを駆動するＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４のオン／オフ・タイミングに合わせる必要があるので、同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６を制御する制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆは駆動信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄを生成する制御回路２０で生成するのが望ましい。
【０００５】
しかしながら、一次側の基準電位と二次側の基準電位は絶縁されているため、制御回路２０で生成された制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆを同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲート端子に伝達するためにはパルス・トランスＴ２が必要である。また、トランスを使用すると制御信号は交流波形として伝達されるため、パルス・トランスＴ２の２次側交流電圧で同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲートを直接駆動することはできず、２次側コイルの電圧を一旦ブーストする必要がある。
そこで、図９の回路では、クランプ用ダイオードＤ１，Ｄ２とブースト用の容量Ｃ２，Ｃ３を有する回路と、ブーストされた信号のレベルを弁別する回路とを設けて、同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６を制御する構成を採用した。
【０００６】
しかしながら、図９の回路においては、例えば１次側の入力電圧ＶＩＮの遮断等により制御回路２０が制御を停止した際に、図１１（Ａ），（Ｂ）のように制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆの出力がロウレベルに落ちてもブースト用の容量Ｃ２，Ｃ３に電荷が残ってしまう。そして、図９の回路ではこの電荷を引き抜くパスがないため、図１１（Ｇ），（Ｈ）のように同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲート電圧ＶＧ５，ＶＧ６がハイレベルに維持されて、Ｍ５，Ｍ６がオンされっぱなしになる。
その結果、出力端子間の平滑容量ＣＳとトランスＴ１の２次側コイルと直列のチョークコイルＬ１，Ｌ２からなるＬＣ回路が共振を起こして、２次側の同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６が破壊されるおそれがあるとともに、共振動作で出力端子間に負の電圧が発生しこの負電圧が印加されることで負荷としての回路やＩＣが破壊されるおそれがあることが分かった。
【０００７】
また、図９の回路においては、例えば軽負荷時等に２次側の同期制御をオフすることで負荷に過大な電圧が印加されないようにする制御が考えられるが、かかる制御のため図１１（Ａ），（Ｂ）のように制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆを途中でロウレベルに固定したとしても図９の回路ではブースト用の容量Ｃ２，Ｃ３に電荷が残ってしまう。そのため、２次側の同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲート電圧ＶＧ５，ＶＧ６がハイレベルに維持されてＭ５，Ｍ６がオンされっぱなしになって、トランスＴ１の２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動され続けて１次側の駆動用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４の破壊、１次側コイルの焼損といった問題が発生するおそれがある。
【０００８】
さらに、図９の回路においては、電源立上げ時に負荷となる回路やＩＣに急激に大きな電圧が印加されて素子が破壊されるのを防止するため、１次側コイルから２次側コイルに伝達される電力を徐々に増大させるいわゆるソフトスタートと呼ばれる制御が行なわれることがある。このソフトスタート制御では、２次側の同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６はオフさせたまま１次側コイルの駆動を行なうことが考えられる。
【０００９】
かかる方式を採用した電源システムにおいても、ユーザによる誤操作や落雷等の事故の発生で電源の遮断と再投入が短い時間に行なわれたとすると、電源遮断で制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆの出力が停止してブースト用の容量Ｃ２，Ｃ３に電荷が残り同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲート電圧がハイレベルに維持されてオンになっている状態で、電源が再投入されて制御回路がソフトスタートを開始すると、トランスＴ１の２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動され続けて１次側の駆動用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４の破壊、１次側コイルの焼損といった問題が発生するおそれがある。
【００１０】
この発明の目的は、同期制御用トランジスタがオンされたまま制御が停止されて２次側のＬＣ回路が共振を起こして同期制御用トランジスタが破壊されるのを回避できる信頼性の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
この発明の他の目的は、軽負荷時等に２次側の同期制御をオフすることで負荷に過大な電圧が印加されないようにする制御方式を採用した場合において、同期制御用ＭＯＳＦＥＴがオンされトランスＴ１の２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動され続けて１次側の駆動用トランジスタが破壊されたり１次側コイルが焼損したりするのを回避できる信頼性の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１１】
この発明のさらに他の目的は、２次側の同期制御用トランジスタをオフさせたまま１次側コイルの駆動を行なうソフトスタート制御を採用した場合において、電源の瞬断あるいは電源の一時的な低下が発生しても、同期制御用トランジスタがオンされトランスＴ１の２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動され続けて１次側の駆動用トランジスタが破壊されたり１次側コイルが焼損したりするのを回避できる信頼性の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本発明は、電圧変換用トランスを有する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧変換用トランスの１次側の接地電位を基準として同期制御用トランジスタを制御する制御信号の状態を検出する検出手段を設け、該検出手段の検出出力を絶縁型信号伝達手段を介して前記同期制御用トランジスタの駆動回路に伝え、前記制御信号が前記駆動回路の動作停止を示している時に前記同期制御用トランジスタをオフ状態にさせるように構成した。そして、同期制御用トランジスタを確実にオフ状態にさせる手段として、例えば前記検出手段の検出出力に基づいて前記同期トランジスタ駆動回路内にチャージされている電荷をリセットするリセット手段を設けるようにしたものである。
【００１３】
上記した手段によれば、同期整流制御動作停止時に同期制御用トランジスタが確実にオフされるようになるため、２次側の整流回路が電圧変換用トランスの２次側コイルと直列に接続されたチョークコイルを有する場合に、同期制御用トランジスタがオンされたまま制御が停止されて２次側の整流回路を構成するチョークコイルと平滑容量とからなるＬＣ回路が共振を起こし、同期制御用トランジスタが破壊されるのを防止することができる。
【００１４】
また、軽負荷時等に２次側の同期制御をオフすることで負荷に過大な電圧が印加されないようにする制御方式を採用した電源装置や、２次側の同期制御用ＭＯＳＦＥＴをオフさせたまま１次側コイルの駆動を行なうソフトスタート制御を採用した電源装置で電源の瞬断あるいは電源の一時的な低下が発生した場合に、同期制御用トランジスタをオフしたいときに確実にオフさせることができるため、同期制御用ＭＯＳＦＥＴがオンされトランスの２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動されるのを防止することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施例を示す。図において、Ｔ１は電圧変換用のトランス、１０はこのトランスＴ１の１次側コイルを交流駆動するスイッチング回路、２０はこのスイッチング回路１０を駆動制御するＩＣ化された制御回路、３０はトランスＴ１の２次側コイルに誘起される交流電圧を整流して直流電圧に変換する全波整流回路、４０は該整流回路３０を構成する同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６を駆動する同期ＭＯＳ駆動回路、ＣＢは整流回路３０で整流された電圧を平滑する平滑容量、５０は変換された直流電圧の電圧レベルを検出し上記制御回路２０にフィードバックする出力電圧検出回路、６０は４８Ｖの入力直流電圧を受けて上記制御回路２０に必要な１２Ｖのような直流電源電圧Ｖｃｃを生成して供給するスイッチング・レギュレータからなる補助電源回路である。また、ＲＬは負荷となる回路やＩＣを等価抵抗として表わしたものである。
【００１６】
上記スイッチング回路１０は、４８Ｖのような直流電圧が印加される電圧入力端子ＶＩＮと１次側基準電位（接地電位）ＧＮＤ１との間に直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１，Ｍ２およびＭ３，Ｍ４と、これらのスイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４のゲート端子をそれぞれ駆動するＩＣ化されたゲート・ドライバ回路ＤＲＶ１〜ＤＲＶ４と、上記スイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４のうち基準電位側のＭＯＳＦＥＴ　Ｍ２，Ｍ４の共通ソース端子と基準電位ＧＮＤ１との間に接続された電流センス用の抵抗ＲＣＳとから構成されている。電流センス用の抵抗ＲＣＳは、制御回路２０内にあっても良い。
【００１７】
制御回路２０は、図１０（Ａ）〜（Ｄ）に示すようなタイミングの制御信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄを出力してスイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４のうちＭ１とＭ４をオン、またはＭ２とＭ３をオンさせることでトランスＴ１の１次側コイルに順方向の電流と逆方向の電流を交互に流して交流駆動する。また、制御回路２０は、電流センス用の抵抗ＲＣＳにより電流−電圧変換された検出電圧を受けて、１次側コイルの駆動電流の値が所望の範囲に入るように制御信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄの立上り／立下りタイミングとパルス幅を調節する。
【００１８】
さらに、制御回路２０は、電流センス用の抵抗ＲＣＳの検出電圧から負荷が非常に軽くなったと判断した場合には、トランスＴ１の２次側の同期制御を停止して同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６をオフさせる制御も行なう。ゲート・ドライバ回路ＤＲＶ１〜ＤＲＶ４は、制御回路２０から出力される制御信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄを入力端子に直接受けても良いが、より精度の高いスイッチング制御のためには、パルス・トランス（図示省略）を介して制御信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄを受けるようにするのが良い。スイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１，Ｍ３はソース電圧を基準にしてゲート電圧のピークを設定するのが望ましいからである。
【００１９】
また、上記制御回路２０には、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなる抵抗分割回路で分圧された電圧が入力される端子Ｐ１と、該端子の電圧が所定のレベル以上か以下かを検出する電圧比較回路２１とが設けられており、入力電圧ＶＩＮが所定のレベル以下に下がるとスイッチングＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４の駆動を停止する。なお、図示しないが、制御回路２０には外部から入力される指令信号ＲＭＴでトランスＴ１の１次側の駆動と２次側の同期制御を停止するリモート制御端子Ｐ２が設けられている。
【００２０】
さらに、この実施例の制御回路２０には、電源の立上り時に１次側コイルの駆動電流を徐々に増加させて、負荷に急激に大きな電流が供給されるのを回避するソフトスタート回路２２が設けられている。ソフトスタート回路２２は、例えば定電流源とそれにより充電される容量素子とからなる積分回路のような出力電圧を徐々に増加させる回路を備え、電源投入後容量素子の充電電圧が所定のレベルに達するまではスイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４のオン時間を徐々に長くさせる、つまりトランスＴ１の１次側コイルの電流が次第に増加するような制御を行なう。
【００２１】
また、特に制限されるものでないが、この実施例では、ソフトスタート制御の際には２次側の同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６をオン、オフ制御する信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆをロウレベルに固定させる。かかる制御は、例えばソフトスタートの際にソフトスタート回路２２から出力される信号で制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆを出力するバッファ回路を制御して、その出力をロウレベルに固定させるような構成をとることで実現できる。
【００２２】
この実施例においては、全波整流回路３０は、トランスＴ１の２次側コイルの両端子と一方の出力端子ＶＯＵＴ（＋）との間にそれぞれ接続されたチョークコイルＬ１，Ｌ２と、トランスＴ１の２次側コイルの両端子と他方の出力端子ＶＯＵＴ（−）との間にそれぞれ接続された同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６とにより構成されている。
【００２３】
この実施例の全波整流回路３０は、１次側コイルの交流駆動で２次側コイルに誘起された交流電圧により、２次側コイルに図１の上から下へ向って電流が流れるときはチョークコイルＬ２を通して、また２次側コイルに下から上に向って電流が流れるときはチョークコイルＬ１を通してそれぞれ出力端子ＶＯＵＴ（＋）へ電流が流されることにより整流が行なわれ、１次側コイルと２次側コイルの巻線比に応じた直流電圧を発生させる。
【００２４】
チョークコイルＬ１，Ｌ２および同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６をダイオードに置き換えても全波整流回路として機能することができる。ダイオードの代わりに同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６を用いているのは、ダイオードの順方向電圧で損失が生じるのを減らすためである。本発明は、同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５またはＭ６のいずれか一方が存在する場合に適用すると有効であり、例えばＭ５がＭＯＳＦＥＴの場合にはＭ６およびＬ１，Ｌ２の代わりにダイオードを使用するようにしてもよい。
【００２５】
出力電圧検出回路５０は、出力端子ＶＯＵＴ（＋），ＶＯＵＴ（−）間に直列に接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる抵抗分割回路５１と、出力端子ＶＯＵＴ（＋），ＶＯＵＴ（−）間に直列に接続された抵抗Ｒ５およびダイオードＤ０からなる参照レベル生成回路５２と、抵抗分割回路５１で分割された電圧と参照レベル生成回路５２で生成された参照レベルＶｒｅｆとを入力電圧とする電圧比較回路５３と、電圧出力端子ＶＯＵＴ（＋）と電圧比較回路４３の出力端子との間に接続された抵抗Ｒ６および発光ダイオードＰＤ１とにより構成されている。
【００２６】
上記発光ダイオードＰＤ１には、制御回路２０のフィードバック端子に接続されたフォトトランジスタＰＴ１が対向されてフォトカプラを構成し、該フォトカプラを介して出力電圧のレベルを制御回路２０へフィードバックするようにされている。これにより、出力電圧のフィードバック系に関しても１次側と２次側の電気的絶縁を保証しつつ制御回路２０に所望のレベル以上の出力電圧が発生しているか知らせることができる。
【００２７】
同期ＭＯＳ駆動回路４０は、図２に示されているように、上記制御回路２０から出力される同期制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆを伝達するパルス・トランスＴ２と、該パルス・トランスＴ２の２次側コイルに誘起された信号を検波する抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる検波回路４１と、検波回路４１で検波された信号を受けて前記同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲート端子を駆動する信号を生成するゲート・ドライバＤＲＶ５，ＤＲＶ６と、２次側コイルに誘起された信号のレベルを押し上げるブースト回路４２と、同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６を同時オフの状態にさせる際にブースト回路４２内のノードの電荷を引き抜くためのリセット回路４３とにより構成されている。
【００２８】
上記パルス・トランスＴ２の２次側には、１次側コイルＴＬ０と逆向きの誘起電流を流すコイルＴＬ１の他、コアを共通にし１次側コイルＴＬ０と同一の向きの誘起電流を流すコイルＴＬ２が設けられている。図において、コイルＴＬ１とＴＬ２に付されている「・」の位置が異なるのは、コイルＴＬ１とＴＬ２とでは巻線の向きが逆であることを意味している。このように、２次側に巻線の向きが逆である２つのコイルＴＬ１，ＴＬ２を設けているのは、逆相の信号を生成するためである。
【００２９】
また、この実施例では、パルス・トランスＴ２の１次側コイルと直列に、トランスの偏磁および磁気飽和を防止するため抵抗Ｒ７が接続されている。なお、この抵抗Ｒ７の代わりに、図９と同様なＤＣカット用の容量Ｃ１を接続しても良い。抵抗Ｒ７を使用することにより、容量Ｃ１を用いた場合に生じるパルス・トランスＴ２の１次側コイルと容量Ｃ１との接続ノードがハイインピーダンスになって２次側に不所望な電位が伝わる現象の発生を防止することができる。
【００３０】
ブースト回路４２は、上記コイルＴＬ１，ＴＬ２と抵抗Ｒ１との接続ノードＮ１と２次側基準電位点ＧＮＤ２との間に直列に接続されたダイオードＤ３およびコイルＴＬ３と、これらと並列に接続されたダイオードＤ４およびコイルＴＬ４、容量Ｃ４、抵抗Ｒ８とからなる。コイルＴＬ３，ＴＬ４は、コイルＴＬ１，ＴＬ２とコアを共通にするとともに、コイルＴＬ３はＴＬ１と巻線の向きが同一であり、コイルＴＬ４はＴＬ２と巻線の向きが同一、つまりＴＬ３とＴＬ４は互いに巻線の向きが逆である。
【００３１】
特に制限されるものでないが、この実施例では、制御回路２０から出力される同期制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆの振幅は各々５Ｖとされているため、パルス・トランスＴ２の１次側コイルには図３（Ｃ）のように±５Ｖの交流電圧Ｖ４が印加される。そこで、パルス・トランスＴ２の１次側コイルＴＬ０と２次側コイルＴＬ１，ＴＬ２の巻線比を２：１とすることで２次側コイルＴＬ１，ＴＬ２に、図３（Ｄ），（Ｅ）のように±２．５Ｖつまり振幅で５Ｖの交流電圧Ｖ５，Ｖ６（Ｖ５とＶ６は逆相）が誘起されるように構成されている。
【００３２】
また、パルス・トランスＴ２の１次側コイルＴＬ０とブースト回路４２の２次側コイルＴＬ３，ＴＬ４の巻線比は２：１．３とすることで２次側コイルＴＬ３，ＴＬ４には、図３（Ｆ），（Ｇ）のように±３．２５Ｖつまり振幅で６．５Ｖの交流電圧ＶＳ１，ＶＳ２（ＶＳ１とＶＳ２は逆相）が誘起されるように構成されている。
【００３３】
従って、パルス・トランスＴ２の１次側コイルＴＬ０が交流駆動され、コイルＴＬ３，ＴＬ４に図３（Ｆ），（Ｇ）のような電圧ＶＳ１，ＶＳ２が誘起されると、コイルＴＬ３，ＴＬ４と直列に接続されたダイオードＤ３，Ｄ４には、ＶＳ１，ＶＳ２が３．２５Ｖの期間だけ交互に順方向電流が流され、この電流によって容量Ｃ４がチャージアップされる。つまり、ブースト回路４２はチャージポンプとして動作する。
【００３４】
その結果、検波回路４１のノードＮ１は、図３（Ｈ）のように３．２５ＶよりもダイオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧０．７５Ｖ分低い約２．５Ｖの電位ＶＬＳにされる。これによって、ゲート・ドライバＤＲＶ５，ＤＲＶ６の入力電圧ＶＢ５，ＶＢ６は、図３（Ｉ），（Ｋ）のようにブースト回路４２から与えられる電位２．５Ｖを中心として振幅５Ｖで変化する信号とされる。この信号が入力されるゲート・ドライバＤＲＶ５，ＤＲＶ６の論理しきい値電圧ＶＬＴを１．６Ｖとすると、入力電圧ＶＢ５，ＶＢ６が１．６Ｖよりも低い間だけロウレベルになる図３（Ｊ），（Ｌ）のような電圧が同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲートに印加されるようになる。
【００３５】
リセット回路４３は、制御回路２０から出力される同期制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆを入力とするＯＲゲートＧ１と、該ＯＲゲートＧ１の出力端子と１次側基準電位点ＧＮＤ１との間に接続された容量Ｃ５とパルス・トランスＴ３および該パルス・トランスＴ３の１次側コイルと直列の定電圧源ＶＢ１と、２次側基準電位点ＧＮＤ２とパルス・トランスＴ３の２次側コイルとの間に接続された定電圧源ＶＢ２と、検波回路４１内の接続ノードＮ１とパルス・トランスＴ３の２次側コイルとの間に接続されたダイオードＤ５などから構成されている。容量Ｃ５が設けられているのは、ＯＲゲートＧ１の出力がロウレベルにされた時に定電圧源ＶＢ２からパルス・トランスＴ３の１次側コイルを通して直流電流が流れるのを防止し、かつＯＲゲートＧ１の出力のハイレベルからロウレベルへの変化をノードＮ２へ伝えるためである。
【００３６】
このリセット回路４３は、制御回路２０から出力される同期制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆが同時にロウレベルになると、ＯＲゲートＧ１の出力がロウレベルに変化されることでパルス・トランスＴ３の１次側コイルにパルス電流Ｉ１が流され、これにより２次側コイルに電流Ｉ２が誘起される。その結果、ダイオードＤ５のカソード側がロウレベルに変化して、ダイオードＤ５に順方向電流Ｉ３が流れて検波回路４１内の接続ノードＮ１の電荷が引き抜かれ、ゲート・ドライバＤＲＶ５，ＤＲＶ６の出力が共にロウレベルにされて同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６が速やかにオフ状態にされる。
【００３７】
前述したように、軽負荷時等に２次側の同期制御をオフすることで負荷に過大な電圧が印加されないようにする制御が考えられるが、かかる制御のため制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆの出力を途中で停止しても検波回路４１およびブースト回路４２内のノードの電荷を抜くパスがないと、２次側の同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲート電圧がハイレベルに維持されてオンされっぱなしになって、トランスＴ１の２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動され続けて１次側の駆動用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１〜Ｍ４の破壊、１次側コイルの焼損といった問題が発生するおそれがある。これに対し、実施例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記リセット回路４３により工藤回路の内部ノードの電荷を引き抜いてＭ５，Ｍ６を完全にオフさせることができるため、トランスＴ１の２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動され続ける現象が発生するのを回避できるようになる。
【００３８】
ここで、上記リセット回路４３の動作を、図４のタイミングチャートを用いてより詳細に説明する。
同期整流制御中は制御回路２０から出力される制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆのいずれか一方は、図３（Ａ），（Ｂ）のように必ずハイレベルであるが、電源遮断時や軽負荷時に図４（Ａ），（Ｂ）のように制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆが共にロウレベルに固定されると、図４（Ｃ）のようにＯＲゲートＧ１の出力がハイレベルからロウレベルに変化する（タイミングｔ１）。すると、トランスＴ３の１次側コイルと容量Ｃ５との接続ノードＮ２の電位Ｖｎ２が、図４（Ｄ）のように急激に下がりトランスＴ３の１次側コイルに容量Ｃへ向う電流Ｉ１が流れ、２次側コイルには逆向きの電流Ｉ２が誘起される。
【００３９】
これによって、ダイオードＤ５に順方向電流が流れて、図４（Ｅ）のように２．５Ｖであったブースト回路４２の基準ノードＮ１の電位Ｖｎ１が、基準電圧ＧＮＤ２よりもダイオードＤ５の順方向電圧０．７Ｖだけ高い電圧まで下がる。その結果、ゲート・ドライバＤＲＶ５，ＤＲＶ６の入力ＶＢ５，ＶＢ６が論理しきい値ＶＬＴ（＝１．６Ｖ）よりも低い０．７Ｖ以下にされ、同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲート電圧がロウレベルに変化して、Ｍ５，Ｍ６が共にオフ状態にされる。
【００４０】
図５には、上記リセット回路４１のより現実的な実施例が示されている。この実施例のリセット回路４１は、トランスＴ３の１次側コイルと容量Ｃ５との間に抵抗Ｒ１１を、またトランスＴ３の１次側コイルおよび抵抗Ｒ１１と並列に抵抗Ｒ９、直列形態のダイオードＤ６および抵抗Ｒ１０を設けたものである。ダイオードＤ６を設けているのは、同期整流制御開始時にＯＲゲートＧ１の出力がロウレベルからハイレベルに変化する際に、ノードＮ２の電荷をトランスＴ３の１次側コイルを通さずに引き抜いて、ＯＲゲートＧ１の出力がハイレベルに変化するときにトランスＴ３の２次側コイルに電流が流れないようにするためである。抵抗Ｒ１０とＲ１１は、それぞれダイオードＤ６とトランスＴ３の１次側コイルに流れる電流を制限するためのものである。また、抵抗Ｒ９はノードＮ２がハイインピーダンスになるのを防止するためのものである。
【００４１】
次に、本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施例を、図６を用いて説明する。
図６の実施例は、前記実施例におけるパルス・トランスＴ３の代わりに、フォトカプラを使用して制御回路２０から出力される制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆを同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６のゲートに伝達するとともに、図２のコイルＴＬ３，ＴＬ４およびダイオードＤ３，Ｄ４及び容量Ｃ４からなるチャージポンプ型のブースト回路４２の代わりに、図９と同様なブースト容量Ｃ２，Ｃ３とクランプ用ダイオードＤ１，Ｄ２からなるブースト回路を使用するようにしたものである。かかる構成を採用することにより、リセット回路４３が不用になる。
【００４２】
具体的には、制御回路２０から出力される制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆを入力とするＯＲゲートＧ１の出力端子と基準電位ＧＮＤ１との間に発光ダイオードＰＤ２が接続され、２次側には定電圧源ＶＢ２によりバイアスされ上記発光ダイオードＰＤ２と対向するように配置されるフォトトランジスタＰＴ２が設けられ、発光ダイオードＰＤ２とフォトトランジスタＰＴ２とによりフォトカプラが構成されている。また、ゲート・ドライバＤＲＶ５，ＤＲＶ６の入力側には入力制御用のＡＮＤゲートＧ２，Ｇ３が設けられ、このＡＮＤゲートＧ２，Ｇ３の一方の入力端子に検波回路４１からの電圧Ｖ５Ｂ，Ｖ６Ｂが入力され、他方の端子に上記フォトトランジスタＰＴ２のエミッタ電圧が印加されている。
【００４３】
同期整流制御中は制御回路２０から出力される制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆのいずれか一方は、図３（Ａ），（Ｂ）のように必ずハイレベルであるため、発光ダイオードＰＤ２が発光しフォトトランジスタＰＴ２にコレクタ電流が流されることでＡＮＤゲートＧ２，Ｇ３の一方の入力がハイレベルに固定され、他方の入力端子に検波回路４１からの電圧Ｖ５Ｂ，Ｖ６Ｂが入力されることにより、同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６がオン、オフ制御される。
【００４４】
一方、電源遮断や軽負荷時に図４（Ａ），（Ｂ）のように制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆが共にロウレベルに固定されると、図４（Ｃ）のようにＯＲゲートＧ１の出力がハイレベルからロウレベルに変化する（タイミングｔ１）。すると、発光ダイオードＰＤ２が発光を停止し、フォトトランジスタＰＴ２のコレクタ電流が遮断されることによって、ＡＮＤゲートＧ２，Ｇ３の一方の入力がロウレベルに固定され、ＡＮＤゲートＧ２，Ｇ３の出力が共にロウレベルにされて同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６が共にオフの状態にされる。その結果、整流回路のチョークコイルＬ１，Ｌ２と平滑容量ＣＢが共振動作を起こすのを回避することができる。
【００４５】
この実施例においては、パルス・トランスを使用する代わりにフォトカプラを使用しているので、パルス・トランスと同様に１次側と２次側の基準電位の絶縁性が保証されるが、現在の技術ではパルス・トランスの方がフォトカプラよりも安価で動作も速いので、第１の実施例の方が実用性は高いといえる。将来、高速なフォトカプラが安価に手に入るようになれば第２の実施例も有効になるであろう。
【００４６】
次に、本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施例を、図７を用いて説明する。
図７の実施例は、図６の実施例と同様に、パルス・トランスＴ３の代わりにフォトカプラ（ＰＤ２，ＰＴ２）を設ける一方、ＡＮＤゲートＧ２，Ｇ３を設ける代わりにブースト用の容量Ｃ２，Ｃ３のチャージ電荷を放電させるためのスイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８を設けたものである。また、フォトトランジスタＰＴ２のエミッタ電圧と逆相の信号を作るため、フォトトランジスタＰＴ２のエミッタにベース抵抗Ｒｂを介してベース端子が接続されたＮＰＮトランジスタＴｒとそのコレクタ抵抗Ｒｃとからなるインバータ回路が設けられている。
【００４７】
この実施例においては、同期整流制御中はトランジスタＴｒがオン状態にされてスイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８のゲート端子にロウレベルが印加されてＭ７，Ｍ８がオフ状態にされることで容量Ｃ２，Ｃ３が通常のブースト動作をするが、制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆが共にロウレベルにされると、ＯＲゲートＧ１の出力がハイレベルからロウレベルに変化して発光ダイオードＰＤ２が発光を停止し、フォトトランジスタＰＴ２のコレクタ電流が遮断されることによってトランジスタＴｒがオフされる。
【００４８】
その結果、スイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８のゲート端子にハイレベルが印加されてＭ７，Ｍ８がオン状態にされることで容量Ｃ２，Ｃ３のチャージ電荷が放電され、ゲート・ドライバＤＲＶ５，ＤＲＶ６の入力がロウレベルに固定されて同期制御用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ５，Ｍ６が共にオフの状態にされる。なお、スイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８は、容量Ｃ２，Ｃ３の端子間に設ける代わりに、図７に破線で示すように、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソード端子と基準電位点ＧＮＤ２との間に設けるようにしても良い。
【００４９】
次に、本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第４の実施例を、図８を用いて説明する。
図８の実施例は、図７の実施例と同様にパルス・トランスＴ３の代わりにフォトカプラ（ＰＤ２，ＰＴ２）を使用する一方、容量Ｃ２，Ｃ３の端子間にスイッチＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８を設ける代わりに、出力端子ＶＯＵＴ（＋），ＶＯＵＴ（−）間に直列の抵抗ＲＤおよびＭＯＳＦＥＴ　ＭＤからなるダンピング回路を設け、フォトカプラ（ＰＤ２，ＰＴ２）によりオン、オフされるトランジスタＴｒのコレクタ電圧でダンプスイッチＭＯＳＦＥＴ　ＭＤをオン、オフさせるようにしたものである。抵抗ＲＤは、ＭＯＳＦＥＴ　ＭＤがオンされたときに流れる電流を制限してＭＤの破壊を防止するための素子である。
【００５０】
この実施例においては、同期整流制御中はトランジスタＴｒがオン状態にされてダンプスイッチＭＯＳＦＥＴ　ＭＤのゲート端子にロウレベルが印加されてＭＤがオフ状態にされることで通常の動作をするが、制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆが共にロウレベルにされると、ＯＲゲートＧ１の出力がハイレベルからロウレベルに変化して発光ダイオードＰＤ２が発光を停止し、フォトトランジスタＰＴ２のコレクタ電流が遮断されることによってトランジスタＴｒがオフされる。その結果、ダンプスイッチＭＯＳＦＥＴ　ＭＤのゲート端子にハイレベルが印加されてＭＤがオン状態にされることで平滑容量ＣＢのチャージ電荷が放電され、また整流回路のチョークコイルＬ１，Ｌ２に蓄積されているエネルギーが放出されて、チョークコイルＬ１，Ｌ２と平滑容量ＣＢが共振動作を起こすのを回避することができる。
【００５１】
なお、この実施例においては、制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆが共にロウレベルにされたことを検出したＯＲゲートＧ１の出力をフォトカプラ（ＰＤ２，ＰＴ２）を用いてダンプスイッチＭＯＳＦＥＴ　ＭＤのゲートに伝えてＭＤを制御しているが、フォトカプラ（ＰＤ２，ＰＴ２）の代わりにパルス・トランスを使用してＯＲゲートＧ１の出力をダンプスイッチＭＯＳＦＥＴ　ＭＤのゲートに伝えるように構成することも可能である。
【００５２】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば上記実施例では、制御回路２０がソフトスタート回路２２を有すると説明したが、ソフトスタート回路を備えていない場合にも本発明を適用することができる。また、実施例では、制御信号ＯＵＴ−Ｅ，ＯＵＴ−Ｆが共にロウレベルにされたことをＯＲゲートＧ１を用いて検出するように構成されているが、コンパレータなど他の回路を用いて検出するようにしても良い。
【００５３】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、同期整流制御動作停止時に、同期制御用ＭＯＳＦＥＴがオンされたまま制御が停止されて２次側のＬＣ回路が共振を起こし、同期制御用ＭＯＳＦＥＴが破壊されるのを回避できる信頼性の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００５４】
また、本発明を適用すると、軽負荷時等に２次側の同期制御をオフすることで負荷に過大な電圧が印加されないようにする制御方式を採用した場合や２次側の同期制御用ＭＯＳＦＥＴをオフさせたまま１次側コイルの駆動を行なうソフトスタート制御を採用し電源の瞬断あるいは電源の一時的な低下が発生した場合においても、同期制御用ＭＯＳＦＥＴがオンされトランスＴ１の２次側コイルがショートされた状態で１次側コイルが駆動され続けて１次側の駆動用ＭＯＳＦＥＴが破壊されたり１次側コイルが焼損したりするのを回避できる信頼性の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例を示す概略構成図である。
【図２】実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する同期ＭＯＳ駆動回路の具体的な回路例を示す回路図である。
【図３】実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける同期制御信号と同期ＭＯＳ駆動回路内の各部の電圧波形を示す波形図である。
【図４】実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する同期ＭＯＳ駆動回路における同期制御信号が共にロウレベルに変化された場合のリセット回路と同期ＭＯＳ駆動回路内の各部の電圧波形を示す波形図である。
【図５】第１の実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する同期ＭＯＳ駆動回路の変形例を示す回路図である。
【図６】第２の実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する同期ＭＯＳ駆動回路の具体例を示す回路図である。
【図７】第３の実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する同期ＭＯＳ駆動回路の具体例を示す回路図である。
【図８】第４の実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図９】本発明に先立って検討した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１０】図９の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける１次側コイルの駆動制御信号と２次側同期制御信号および同期ＭＯＳ駆動回路内の各部の電圧波形を示す波形図である。
【図１１】図９の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同期制御信号が共にロウレベルに変化された場合のリセット回路と同期ＭＯＳ駆動回路内の各部の電圧波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１０　スイッチング回路
２０　制御回路（ＩＣ）
２１　電源レベル検出回路
２２　ソフトスタート回路
３０　整流回路
４０　同期トランジスタ駆動回路
４１　検波回路
４２　ブースト回路
４３　リセット回路
５０　出力レベル検出回路
Ｔ１　電圧変換用トランス
Ｔ２，Ｔ３　信号伝達用パルス・トランス
ＣＢ　平滑用コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２　整流用チョークコイル[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device having a voltage conversion transformer, and further relates to an insulation type DC-DC converter (DC-DC conversion type power supply device) in which the primary and secondary circuits of the transformer are electrically insulated. In particular, the present invention relates to a technique that is effective for preventing a resonance current on the secondary side.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, there is a so-called isolated DC-DC converter as one of the DC-DC converters. Since the insulation type DC-DC converter is required to have a withstand voltage of several thousand volts or more on the primary side and the secondary side, separate reference potentials (grounded) are insulated from the primary side circuit and the secondary side circuit, respectively. Potential) is used.
The present inventors studied an isolated DC-DC converter as shown in FIG. 9 in developing a switching power supply device suitable for a system such as a telephone exchange having a relatively large load fluctuation.
[0003]
The insulated DC-DC converter shown in FIG. 9 drives the primary coil of the transformer T1 with a bridge-type switching circuit 10 composed of MOSFETs M1 to M4, and acts on the primary coil of the transformer T1 as a diode. This is a power supply circuit that generates a desired DC voltage according to the turns ratio between the primary side coil and the secondary side coil by rectifying the synchronous control MOSFETs M5 and M6. The reason why the MOSFETs M5 and M6 are used as the rectifying elements which should originally use a diode is that power loss due to the forward voltage of the diode can be reduced. Incidentally, the voltage drop between the source and the drain due to the ON resistance of the MOSFET can be made smaller than the forward voltage of the diode.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 10 shows signals OUT-A to OUT-D for controlling ON / OFF of the switch MOSFETs M1 to M4 for AC driving the primary coil, and signals OUT-E and OUT- for controlling the synchronous control MOSFETs M5 and M6. The timing of F is shown. As shown in FIG. 10, in the isolated DC-DC converter as shown in FIG. 9, when a current in the direction of arrow A flows through the primary coil, the synchronous control MOSFET M5 is used. When a current is passed in the opposite direction, the MOSFET M6 for synchronization control must be turned off, so that the secondary coil is short-circuited and power is not transmitted from the primary coil to the secondary coil. , M5, M6 or M2, M3, M5, M6 may be damaged by overcurrent.
The timing for turning off the synchronous control MOSFETs M5 and M6 needs to be adjusted to the on / off timing of the MOSFETs M1 to M4 for driving the primary side coil. Therefore, the control signal OUT- for controlling the synchronous control MOSFETs M5 and M6. E and OUT-F are preferably generated by the control circuit 20 that generates the drive signals OUT-A to OUT-D.
[0005]
However, since the reference potential on the primary side and the reference potential on the secondary side are insulated, the control signals OUT-E and OUT-F generated by the control circuit 20 are transmitted to the gate terminals of the synchronous control MOSFETs M5 and M6. This requires a pulse transformer T2. When a transformer is used, the control signal is transmitted as an AC waveform. Therefore, it is not possible to directly drive the gates of the synchronous control MOSFETs M5 and M6 with the secondary AC voltage of the pulse transformer T2. Voltage needs to be boosted once.
Therefore, in the circuit of FIG. 9, a circuit having diodes D1 and D2 for clamping and capacitors C2 and C3 for boosting and a circuit for discriminating the level of the boosted signal are provided, and the MOSFETs M5 and M6 for synchronous control are provided. The control structure was adopted.
[0006]
However, in the circuit of FIG. 9, when the control circuit 20 stops the control due to, for example, interruption of the input voltage VIN on the primary side or the like, the control signals OUT-E, OUT-E, as shown in FIGS. Even if the output of OUT-F falls to a low level, charges remain in the boost capacitors C2 and C3. Since there is no path for extracting the charge in the circuit of FIG. 9, the gate voltages VG5 and VG6 of the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are maintained at a high level as shown in FIGS. , M6 are kept on.
As a result, the LC circuit including the smoothing capacitor CS between the output terminals and the choke coils L1 and L2 in series with the secondary coil of the transformer T1 causes resonance, and the secondary synchronous control MOSFETs M5 and M6 are destroyed. It was also found that a negative voltage was generated between the output terminals during the resonance operation, and a circuit or an IC as a load could be broken by the application of the negative voltage.
[0007]
Further, in the circuit of FIG. 9, for example, it is conceivable to control to prevent an excessive voltage from being applied to the load by turning off the secondary-side synchronous control at the time of light load or the like. Even if the control signals OUT-E and OUT-F are fixed to the low level in the middle as shown in FIGS. 9A and 9B, the circuit of FIG. 9 leaves electric charges in the boost capacitors C2 and C3. Therefore, the gate voltages VG5 and VG6 of the secondary-side synchronous control MOSFETs M5 and M6 are maintained at a high level, M5 and M6 are kept on, and the secondary coil of the transformer T1 is short-circuited. Therefore, there is a possibility that the primary coil continues to be driven, and that the primary drive MOSFETs M1 to M4 are destroyed and that the primary coil is burned.
[0008]
Further, in the circuit of FIG. 9, the power is transmitted from the primary side coil to the secondary side coil in order to prevent a suddenly large voltage from being applied to a circuit or an IC serving as a load when the power is turned on and to break the elements. Control called so-called soft start for gradually increasing the power to be performed may be performed. In this soft start control, it is conceivable that the primary side coil is driven while the secondary side synchronous control MOSFETs M5 and M6 are turned off.
[0009]
Even in a power supply system employing this method, if the power supply is cut off and turned on again in a short time due to an accident such as an erroneous operation by a user or a lightning strike, the output of the control signals OUT-E and OUT-F is performed by the power cutoff. Is stopped, the charge remains in the boost capacitors C2 and C3, and the gate voltages of the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are maintained at a high level and are turned on. When the start is started, the primary coil continues to be driven in a state where the secondary coil of the transformer T1 is short-circuited, causing problems such as destruction of the primary-side driving MOSFETs M1 to M4 and burning of the primary coil. There is a possibility that.
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a highly reliable insulated DC which can prevent the synchronous control transistor from being turned on and the control being stopped to prevent the secondary side LC circuit from resonating and destroying the synchronous control transistor. -To provide a DC converter.
Another object of the present invention is to provide a synchronous control MOSFET which is turned on in a case where a control method for turning off the secondary-side synchronous control during a light load or the like so that an excessive voltage is not applied to the load is adopted. The primary coil is continuously driven in a state in which the secondary coil of the transformer T1 is short-circuited, so that the primary-side driving transistor is prevented from being damaged or the primary coil is burnt. An object of the present invention is to provide an isolated DC-DC converter.
[0011]
Still another object of the present invention is to employ a soft start control for driving a primary coil while keeping a secondary synchronous control transistor turned off, in the case of a momentary interruption of power supply or a temporary decrease in power supply. Occurs, the primary-side coil continues to be driven in a state where the synchronous control transistor is turned on and the secondary-side coil of the transformer T1 is short-circuited, and the primary-side drive transistor is destroyed or the primary-side coil is damaged. It is an object of the present invention to provide a highly reliable isolated DC-DC converter capable of avoiding burnout of a DC / DC converter.
The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The outline of a representative invention among the inventions disclosed in the present application will be described as follows.
That is, the present invention provides a detecting means for detecting a state of a control signal for controlling a synchronous control transistor with reference to a ground potential on the primary side of a voltage conversion transformer in an insulation type DC-DC converter having a voltage conversion transformer. The detection output of the detection means is transmitted to the drive circuit of the synchronization control transistor via the insulation type signal transmission means, and the synchronization control transistor is turned off when the control signal indicates that the operation of the drive circuit is stopped. It was configured to be turned off. As means for surely turning off the synchronization control transistor, for example, reset means for resetting the electric charge charged in the synchronous transistor drive circuit based on the detection output of the detection means is provided. is there.
[0013]
According to the above-described means, the synchronous control transistor is reliably turned off when the synchronous rectification control operation is stopped. Therefore, the secondary rectifier circuit is connected in series with the secondary coil of the voltage conversion transformer. When a choke coil is provided, the control is stopped while the synchronous control transistor is turned on, and the LC circuit composed of the choke coil and the smoothing capacitor constituting the rectifier circuit on the secondary side causes resonance. Destruction can be prevented.
[0014]
In addition, a power supply device adopting a control method for preventing an excessive voltage from being applied to the load by turning off the secondary side synchronous control at the time of light load or the like, and turning off the secondary side synchronous control MOSFET. In a power supply device that employs soft-start control that drives the primary coil as it is, it is possible to turn off the synchronous control transistor when it is desired to turn off the synchronous control transistor in the event of an instantaneous power interruption or a temporary drop in the power supply. Therefore, it is possible to prevent the primary coil from being driven when the synchronous control MOSFET is turned on and the secondary coil of the transformer is short-circuited.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a first embodiment of an isolated DC-DC converter according to the present invention. In the figure, T1 is a transformer for voltage conversion, 10 is a switching circuit for AC driving the primary coil of the transformer T1, 20 is an integrated control circuit for driving and controlling the switching circuit 10, and 30 is a transformer for the transformer T1. A full-wave rectifier circuit for rectifying an AC voltage induced in the secondary coil and converting it to a DC voltage, 40 is a synchronous MOS drive circuit for driving the synchronous control MOSFETs M5 and M6 constituting the rectifier circuit 30, and CB is A smoothing capacitor for smoothing the voltage rectified by the rectifier circuit 30; 50, an output voltage detection circuit for detecting the voltage level of the converted DC voltage and feeding it back to the control circuit 20; An auxiliary power supply circuit comprising a switching regulator for generating and supplying a DC power supply voltage Vcc such as 12 V required for the control circuit 20 It is. RL represents a circuit or an IC serving as a load as an equivalent resistance.
[0016]
The switching circuit 10 includes N-channel MOSFETs M1, M2 and M3, M4 connected in series between a voltage input terminal VIN to which a DC voltage such as 48 V is applied and a primary-side reference potential (ground potential) GND1. And gate driver circuits DRV1 to DRV4 which are ICs for driving the gate terminals of the switch MOSFETs M1 to M4, respectively, and a common source terminal of the MOSFETs M2 and M4 on the reference potential side among the switch MOSFETs M1 to M4. And a current sensing resistor RCS connected between the reference potential GND1. The current sensing resistor RCS may be provided in the control circuit 20.
[0017]
The control circuit 20 outputs control signals OUT-A to OUT-D at timings as shown in FIGS. 10A to 10D to turn on M1 and M4 among the switch MOSFETs M1 to M4, or M2 and M3. Is turned on, AC current is supplied by alternately flowing a forward current and a reverse current to the primary coil of the transformer T1. Further, the control circuit 20 receives the detection voltage obtained by the current-voltage conversion by the current sensing resistor RCS, and controls the control signals OUT-A to OUT-A so that the value of the drive current of the primary coil falls within a desired range. -Adjust the rise / fall timing and pulse width of D.
[0018]
Further, when the control circuit 20 determines that the load has become very light based on the detection voltage of the current sense resistor RCS, the control circuit 20 stops the synchronous control on the secondary side of the transformer T1 and performs synchronous control MOSFETs M5 and M6. Is also turned off. The gate driver circuits DRV1 to DRV4 may directly receive the control signals OUT-A to OUT-D output from the control circuit 20 at their input terminals. However, for more accurate switching control, a pulse transformer It is preferable to receive the control signals OUT-A to OUT-D via (not shown). This is because the switch MOSFETs M1 and M3 preferably set the peak of the gate voltage with reference to the source voltage.
[0019]
The control circuit 20 includes a terminal P1 to which the voltage divided by the resistance dividing circuit including the resistors R11 and R12 is input, and a voltage comparison circuit for detecting whether the voltage of the terminal is equal to or higher than a predetermined level. When the input voltage VIN falls below a predetermined level, the driving of the switching MOSFETs M1 to M4 is stopped. Although not shown, the control circuit 20 is provided with a remote control terminal P2 for stopping the primary side drive and the secondary side synchronous control of the transformer T1 by a command signal RMT input from the outside.
[0020]
Further, the control circuit 20 of this embodiment is provided with a soft start circuit 22 for gradually increasing the drive current of the primary side coil at the time of rising of the power supply so as to avoid suddenly supplying a large current to the load. Has been. The soft start circuit 22 includes a circuit for gradually increasing the output voltage, such as an integration circuit including a constant current source and a capacitor charged by the soft current source. Until it reaches, the on-time of the switch MOSFETs M1 to M4 is gradually increased, that is, control is performed so that the current of the primary coil of the transformer T1 gradually increases.
[0021]
Although not particularly limited, in this embodiment, during the soft start control, the signals OUT-E and OUT-F for turning on and off the secondary-side synchronous control MOSFETs M5 and M6 are set to low level. Fix it. This control is performed, for example, by controlling a buffer circuit that outputs control signals OUT-E and OUT-F with a signal output from the soft start circuit 22 at the time of soft start, and fixing the output to a low level. It can be realized by taking.
[0022]
In this embodiment, the full-wave rectifier circuit 30 includes choke coils L1 and L2 connected between both terminals of the secondary coil of the transformer T1 and one output terminal VOUT (+), respectively. Synchronous control MOSFETs M5 and M6 connected between both terminals of the secondary coil and the other output terminal VOUT (-), respectively.
[0023]
The full-wave rectifier circuit 30 of this embodiment is configured such that when an AC voltage is induced in the secondary coil by the AC drive of the primary coil, a current flows through the secondary coil from top to bottom in FIG. When a current flows from the bottom to the top through the choke coil L2 and the secondary side coil, rectification is performed by flowing the current to the output terminal VOUT (+) through the choke coil L1, and the rectification is performed. A DC voltage corresponding to the winding ratio of the secondary coil is generated.
[0024]
Even if the choke coils L1 and L2 and the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are replaced with diodes, they can function as a full-wave rectifier circuit. The reason why the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are used instead of the diode is to reduce the occurrence of loss in the forward voltage of the diode. The present invention is effective when applied to the case where one of the synchronous control MOSFETs M5 and M6 is present. For example, when M5 is a MOSFET, a diode may be used instead of M6 and L1 and L2. Good.
[0025]
The output voltage detection circuit 50 includes a resistance dividing circuit 51 including resistors R3 and R4 connected in series between the output terminals VOUT (+) and VOUT (−), and a resistance division circuit 51 between the output terminals VOUT (+) and VOUT (−). A reference level generation circuit 52 including a resistor R5 and a diode D0 connected in series, and a voltage comparison circuit using the voltage divided by the resistance division circuit 51 and the reference level Vref generated by the reference level generation circuit 52 as input voltages. 53, a resistor R6 and a light emitting diode PD1 connected between the voltage output terminal VOUT (+) and the output terminal of the voltage comparison circuit 43.
[0026]
A phototransistor PT1 connected to the feedback terminal of the control circuit 20 is opposed to the light emitting diode PD1 to form a photocoupler, and the level of the output voltage is fed back to the control circuit 20 via the photocoupler. ing. As a result, it is possible to inform the control circuit 20 whether an output voltage higher than a desired level is generated while ensuring electrical insulation between the primary side and the secondary side in the output voltage feedback system.
[0027]
As shown in FIG. 2, the synchronous MOS drive circuit 40 includes a pulse transformer T2 for transmitting synchronous control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20, and a pulse transformer T2. A detection circuit 41 composed of resistors R1 and R2 for detecting a signal induced in the secondary coil, and a signal for driving the gate terminals of the synchronous control MOSFETs M5 and M6 in response to the signal detected by the detection circuit 41. The gate drivers DRV5 and DRV6 to be generated, the boost circuit 42 for boosting the level of the signal induced in the secondary coil, and the nodes in the boost circuit 42 when the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are simultaneously turned off. , And a reset circuit 43 for extracting the electric charges.
[0028]
On the secondary side of the pulse transformer T2, in addition to the coil TL1 for flowing an induced current in the opposite direction to the primary coil TL0, a coil TL2 having a common core and flowing an induced current in the same direction as the primary coil TL0. Is provided. In the figure, the difference between the positions of “•” attached to the coils TL1 and TL2 means that the coils TL1 and TL2 have opposite winding directions. The reason why the two coils TL1 and TL2 whose winding directions are opposite to each other is provided on the secondary side is to generate signals of opposite phases.
[0029]
In this embodiment, a resistor R7 is connected in series with the primary coil of the pulse transformer T2 to prevent the transformer from being demagnetized and magnetically saturated. Instead of the resistor R7, a DC cut capacitor C1 similar to that of FIG. 9 may be connected. By using the resistor R7, the connection node between the primary coil of the pulse transformer T2 and the capacitor C1, which is generated when the capacitor C1 is used, becomes high impedance and an undesired potential is transmitted to the secondary side. Occurrence can be prevented.
[0030]
The boost circuit 42 includes a diode D3 and a coil TL3 connected in series between a connection node N1 between the coils TL1 and TL2 and the resistor R1 and a secondary-side reference potential point GND2, and a diode connected in parallel with these. D4, a coil TL4, a capacitor C4, and a resistor R8. The coils TL3 and TL4 have the same core as the coils TL1 and TL2, the coil TL3 has the same winding direction as TL1, and the coil TL4 has the same winding direction as TL2, that is, TL3 and TL4 The direction of the winding is reversed.
[0031]
Although not particularly limited, in this embodiment, since the amplitude of each of the synchronization control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20 is 5 V, the primary coil of the pulse transformer T2 is , An AC voltage V4 of ± 5 V is applied as shown in FIG. Therefore, the winding ratio of the primary side coil TL0 of the pulse transformer T2 to the secondary side coils TL1 and TL2 is set to 2: 1 so that the secondary side coils TL1 and TL2 are provided as shown in FIGS. As shown in the figure, AC voltages V5 and V6 (± 5V, that is, 5V in amplitude) (V5 and V6 have opposite phases) are induced.
[0032]
The winding ratio between the primary coil TL0 of the pulse transformer T2 and the secondary coils TL3 and TL4 of the boost circuit 42 is set to 2: 1.3. As shown in (F) and (G), AC voltages VS1 and VS2 of ± 3.25V, that is, 6.5V in amplitude (VS1 and VS2 have opposite phases) are induced.
[0033]
Therefore, when the primary side coil TL0 of the pulse transformer T2 is AC-driven and the voltages VS1 and VS2 as shown in FIGS. 3F and 3G are induced in the coils TL3 and TL4, the coils TL3 and TL4 are connected in series. A forward current is alternately applied to the diodes D3 and D4 connected to the capacitors D3 and D4 only during a period when VS1 and VS2 are 3.25 V, and the capacitor C4 is charged up by this current. That is, the boost circuit 42 operates as a charge pump.
[0034]
As a result, the node N1 of the detection circuit 41 is set to a potential VLS of about 2.5 V, which is lower than 3.25 V by 0.75 V in the forward voltage of the diodes D3 and D4 as shown in FIG. As a result, the input voltages VB5 and VB6 of the gate drivers DRV5 and DRV6 are signals that change with an amplitude of 5 V around the potential 2.5 V applied from the boost circuit 42 as shown in FIGS. You. Assuming that the logic threshold voltage VLT of the gate drivers DRV5 and DRV6 to which this signal is input is 1.6 V, the logic level becomes low only while the input voltages VB5 and VB6 are lower than 1.6 V, as shown in FIGS. L) is applied to the gates of the synchronous control MOSFETs M5 and M6.
[0035]
The reset circuit 43 is provided between the OR gate G1 that receives the synchronization control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20 as an input, and between the output terminal of the OR gate G1 and the primary-side reference potential point GND1. Between the connected capacitor C5, the constant voltage source VB1 in series with the pulse transformer T3 and the primary coil of the pulse transformer T3, and between the secondary reference potential point GND2 and the secondary coil of the pulse transformer T3. And a diode D5 connected between the connection node N1 in the detection circuit 41 and the secondary coil of the pulse transformer T3. The provision of the capacitor C5 prevents a DC current from flowing from the constant voltage source VB2 through the primary coil of the pulse transformer T3 when the output of the OR gate G1 is set to a low level, and prevents the OR gate G1 from outputting a DC current. This is for transmitting the change of the output from the high level to the low level to the node N2.
[0036]
When the synchronization control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20 go low at the same time, the reset circuit 43 changes the output of the OR gate G1 to low level, and thereby the primary side of the pulse transformer T3. A pulse current I1 is passed through the coil, thereby inducing a current I2 in the secondary coil. As a result, the cathode side of the diode D5 changes to a low level, a forward current I3 flows through the diode D5, the charge at the connection node N1 in the detection circuit 41 is extracted, and both the outputs of the gate drivers DRV5 and DRV6 are at a low level. As a result, the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are immediately turned off.
[0037]
As described above, it is conceivable to control such that an excessive voltage is not applied to the load by turning off the synchronous control on the secondary side at the time of a light load or the like. However, the control signals OUT-E and OUT- Even if the output of F is stopped halfway, if there is no path for extracting the charges of the nodes in the detection circuit 41 and the boost circuit 42, the gate voltages of the secondary-side synchronous control MOSFETs M5 and M6 are maintained at a high level. The primary coil is continuously driven in a state where the secondary coil of the transformer T1 is short-circuited while being kept on, and the primary-side drive MOSFETs M1 to M4 are destroyed, and the primary coil is burned. Problems may occur. On the other hand, in the DC-DC converter according to the embodiment, since the reset circuit 43 can extract the charge of the internal node of the Kudo circuit and completely turn off M5 and M6, the secondary coil of the transformer T1 is This prevents the primary coil from being continuously driven in the short-circuited state.
[0038]
Here, the operation of the reset circuit 43 will be described in more detail with reference to the timing chart of FIG.
During the synchronous rectification control, one of the control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20 is always at a high level as shown in FIGS. 3A and 3B. When the control signals OUT-E and OUT-F are both fixed to a low level as shown in FIGS. 4A and 4B at a light load, the output of the OR gate G1 changes from a high level as shown in FIG. It changes to a low level (timing t1). Then, the potential Vn2 of the connection node N2 between the primary coil of the transformer T3 and the capacitor C5 drops rapidly as shown in FIG. 4D, and the current I1 toward the capacitor C flows through the primary coil of the transformer T3. A reverse current I2 is induced in the secondary coil.
[0039]
As a result, a forward current flows through the diode D5, and the potential Vn1 of the reference node N1 of the boost circuit 42, which was 2.5 V as shown in FIG. 4E, becomes higher than the reference voltage GND2 by the forward voltage of the diode D5. It drops to a higher voltage by 0.7V. As a result, the inputs VB5 and VB6 of the gate drivers DRV5 and DRV6 are reduced to 0.7 V or lower, which is lower than the logic threshold value VLT (= 1.6 V), and the gate voltages of the synchronous control MOSFETs M5 and M6 change to low level. Then, both M5 and M6 are turned off.
[0040]
FIG. 5 shows a more practical embodiment of the reset circuit 41. The reset circuit 41 of this embodiment includes a resistor R11 between the primary coil of the transformer T3 and the capacitor C5, a resistor R9 in parallel with the primary coil of the transformer T3 and the resistor R11, and a diode D6 in a series form. This is provided with a resistor R10. The diode D6 is provided because when the output of the OR gate G1 changes from the low level to the high level at the start of the synchronous rectification control, the electric charge at the node N2 is drawn out without passing through the primary coil of the transformer T3, and This is to prevent current from flowing through the secondary coil of the transformer T3 when the output of the gate G1 changes to a high level. The resistors R10 and R11 limit the current flowing through the diode D6 and the primary coil of the transformer T3, respectively. The resistor R9 is for preventing the node N2 from becoming high impedance.
[0041]
Next, a second embodiment of the insulation type DC-DC converter according to the present invention will be described with reference to FIG.
In the embodiment of FIG. 6, the control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20 are replaced with the synchronous control MOSFETs M5 and M6 by using a photocoupler instead of the pulse transformer T3 in the above embodiment. While transmitting to the gate, instead of the charge pump type boost circuit 42 including the coils TL3, TL4, the diodes D3, D4, and the capacitor C4 in FIG. 2, the boost capacitors C2, C3 and the clamping diode D1, similar to FIG. A boost circuit composed of D2 is used. By employing such a configuration, the reset circuit 43 becomes unnecessary.
[0042]
Specifically, the light emitting diode PD2 is connected between the output terminal of the OR gate G1 that receives the control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20 and the reference potential GND1, and is connected to the secondary side. Is provided with a phototransistor PT2 which is biased by the constant voltage source VB2 and is disposed so as to face the light emitting diode PD2. A photocoupler is constituted by the light emitting diode PD2 and the phototransistor PT2. Further, AND gates G2 and G3 for input control are provided on the input side of the gate drivers DRV5 and DRV6, and the voltages V5B and V6B from the detection circuit 41 are input to one input terminal of the AND gates G2 and G3. The emitter voltage of the phototransistor PT2 is applied to the other terminal.
[0043]
During the synchronous rectification control, one of the control signals OUT-E and OUT-F output from the control circuit 20 is always at a high level as shown in FIGS. One of the inputs of the AND gates G2 and G3 is fixed at a high level by emitting light and a collector current flows to the phototransistor PT2, and the voltages V5B and V6B from the detection circuit 41 are input to the other input terminals, thereby The synchronous control MOSFETs M5 and M6 are turned on and off.
[0044]
On the other hand, when the control signals OUT-E and OUT-F are both fixed to the low level as shown in FIGS. 4A and 4B at the time of power interruption or light load, as shown in FIG. The output changes from the high level to the low level (timing t1). Then, the light emitting diode PD2 stops emitting light, and the collector current of the phototransistor PT2 is cut off, so that one of the inputs of the AND gates G2 and G3 is fixed at a low level, and the outputs of the AND gates G2 and G3 are both at a low level. Then, the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are both turned off. As a result, it is possible to prevent the choke coils L1 and L2 of the rectifier circuit and the smoothing capacitor CB from performing a resonance operation.
[0045]
In this embodiment, since the photocoupler is used instead of the pulse transformer, the insulation of the reference potentials on the primary side and the secondary side is guaranteed as in the pulse transformer. In the technology, the pulse transformer is cheaper and operates faster than the photocoupler, so the first embodiment can be said to be more practical. In the future, if a high-speed photocoupler can be obtained at a low cost, the second embodiment will be effective.
[0046]
Next, a third embodiment of the insulation type DC-DC converter according to the present invention will be described with reference to FIG.
In the embodiment of FIG. 7, similarly to the embodiment of FIG. 6, photocouplers (PD2, PT2) are provided instead of the pulse transformer T3, while boost capacitors C2, C3 are provided instead of providing AND gates G2, G3. Are provided with switch MOSFETs M7 and M8 for discharging the charge charges of the above. In order to generate a signal having a phase opposite to that of the emitter voltage of the phototransistor PT2, an inverter circuit including an NPN transistor Tr having a base terminal connected to the emitter of the phototransistor PT2 via a base resistor Rb and a collector resistor Rc thereof is provided. Has been.
[0047]
In this embodiment, during the synchronous rectification control, the transistor Tr is turned on, a low level is applied to the gate terminals of the switch MOSFETs M7 and M8, and the capacitors C2 and C3 are normally turned off. When the control signals OUT-E and OUT-F are both set to low level, the output of the OR gate G1 changes from high level to low level, the light emitting diode PD2 stops emitting light, and the phototransistor PT2 The transistor Tr is turned off by cutting off the collector current of the transistor Tr.
[0048]
As a result, a high level is applied to the gate terminals of the switch MOSFETs M7 and M8 to turn on M7 and M8, thereby discharging the charges of the capacitors C2 and C3, and the inputs of the gate drivers DRV5 and DRV6 to a low level. And the synchronous control MOSFETs M5 and M6 are both turned off. Note that the switch MOSFETs M7 and M8 are provided between the cathode terminals of the diodes D1 and D2 and the reference potential point GND2 as shown by a broken line in FIG. 7 instead of being provided between the terminals of the capacitors C2 and C3. Is also good.
[0049]
Next, a fourth embodiment of the insulation type DC-DC converter according to the present invention will be described with reference to FIG.
The embodiment of FIG. 8 uses a photocoupler (PD2, PT2) instead of the pulse transformer T3 as in the embodiment of FIG. 7, while providing switch MOSFETs M7, M8 between the terminals of the capacitors C2, C3. A dumping circuit comprising a series resistor RD and a MOSFET MD between output terminals VOUT (+) and VOUT (-), and a dump switch based on the collector voltage of a transistor Tr turned on and off by a photocoupler (PD2, PT2). The MOSFET MD is turned on and off. The resistor RD is an element for limiting a current flowing when the MOSFET MD is turned on to prevent the MD from being destroyed.
[0050]
In this embodiment, during the synchronous rectification control, the transistor Tr is turned on, a low level is applied to the gate terminal of the dump switch MOSFET MD, and the MD is turned off to perform a normal operation. When both OUT-E and OUT-F are set to the low level, the output of the OR gate G1 changes from the high level to the low level, the light emitting diode PD2 stops emitting light, and the collector current of the phototransistor PT2 is cut off. The transistor Tr is turned off. As a result, when a high level is applied to the gate terminal of the dump switch MOSFET MD to turn on the MD, the charge of the smoothing capacitor CB is discharged and stored in the choke coils L1 and L2 of the rectifier circuit. It is possible to prevent energy from being released and causing the choke coils L1 and L2 and the smoothing capacitor CB to perform a resonance operation.
[0051]
In this embodiment, the output of the OR gate G1 which detects that both the control signals OUT-E and OUT-F have been set to the low level is connected to the gate of the dump switch MOSFET MD by using a photocoupler (PD2, PT2). Although the MD is transmitted and controlled, the output of the OR gate G1 may be transmitted to the gate of the dump switch MOSFET MD using a pulse transformer instead of the photocoupler (PD2, PT2). .
[0052]
Although the invention made by the inventor has been specifically described based on the embodiments, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various changes can be made without departing from the spirit of the invention. Nor. For example, in the above embodiment, the control circuit 20 has been described as including the soft start circuit 22, but the present invention can be applied to a case where the control circuit 20 does not include the soft start circuit. Further, in the embodiment, the fact that both the control signals OUT-E and OUT-F are set to the low level is detected by using the OR gate G1, but the detection is performed by using another circuit such as a comparator. You may do it.
[0053]
【The invention's effect】
The following is a brief description of an effect obtained by a representative one of the inventions disclosed in the present application.
That is, according to the present invention, when the synchronous rectification control operation is stopped, it is possible to prevent the control from being stopped while the synchronous control MOSFET is turned on and causing the LC circuit on the secondary side to resonate, thereby preventing the synchronous control MOSFET from being destroyed. A highly reliable isolated DC-DC converter can be realized.
[0054]
Further, when the present invention is applied, when a control method for turning off the secondary-side synchronous control at a light load or the like so that an excessive voltage is not applied to the load is adopted, or a secondary-side synchronous control MOSFET is used. The soft start control that drives the primary coil while the power supply is turned off is employed, and even when the power supply is momentarily interrupted or the power supply is temporarily reduced, the synchronous control MOSFET is turned on and the secondary side of the transformer T1 is turned on. A highly reliable isolated DC-DC converter that can prevent the primary-side coil from being driven while the coil is short-circuited to prevent the primary-side driving MOSFET from being destroyed or the primary-side coil from burning. Can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing one embodiment of an insulation type DC-DC converter according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific circuit example of a synchronous MOS drive circuit constituting the insulated DC-DC converter of the embodiment.
FIG. 3 is a waveform diagram showing a synchronous control signal and voltage waveforms at various parts in a synchronous MOS drive circuit in the isolated DC-DC converter of the embodiment.
FIG. 4 is a waveform chart showing voltage waveforms of the reset circuit and each part in the synchronous MOS drive circuit when both the synchronous control signals in the synchronous MOS drive circuit constituting the isolated DC-DC converter of the embodiment are changed to low level. It is.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a modified example of the synchronous MOS drive circuit constituting the insulated DC-DC converter of the first embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a specific example of a synchronous MOS drive circuit constituting the insulation type DC-DC converter of the second embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a specific example of a synchronous MOS drive circuit constituting the insulation type DC-DC converter of the third embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an insulation type DC-DC converter according to a fourth embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram showing an insulation type DC-DC converter studied prior to the present invention.
10 is a waveform diagram showing a drive control signal of a primary coil, a secondary synchronization control signal, and a voltage waveform of each part in a synchronous MOS drive circuit in the isolated DC-DC converter of FIG. 9;
11 is a waveform diagram showing voltage waveforms of various parts in a reset circuit and a synchronous MOS drive circuit when both synchronous control signals are changed to low level in the isolated DC-DC converter of FIG. 9;
[Explanation of symbols]
10. Switching circuit
20 Control circuit (IC)
21 Power supply level detection circuit
22 Soft start circuit
30 Rectifier circuit
40 Synchronous transistor drive circuit
41 Detection circuit
42 boost circuit
43 Reset circuit
50 output level detection circuit
T1 transformer for voltage conversion
T2, T3 pulse transformer for signal transmission
CB smoothing capacitor
L1, L2 Rectifying choke coil

Claims

Transformer for voltage conversion,
A switching circuit for switching a current flowing through a primary coil of the transformer to drive the primary coil by AC;
A control circuit that outputs a signal that controls the switching circuit;
A current flowing through the secondary coil including a synchronous control transistor that is connected between one terminal of the secondary coil of the transformer and a reference potential point and that is turned on and off in synchronization with the switching operation of the switching circuit; A rectifier circuit for rectifying the DC voltage and outputting a DC voltage;
A capacitor for smoothing the voltage rectified by the rectifier circuit;
A synchronous transistor drive circuit that generates a drive signal for controlling the on / off control of the synchronous control transistor based on a control signal output from the control circuit;
A power supply device comprising: a primary-side reference potential and a secondary-side reference potential that are insulated from each other;
Detecting means for detecting a state of the control signal with reference to the reference potential on the primary side; transmitting a detection output of the detecting means to the synchronous transistor driving circuit via an insulating signal transmitting means; An insulated power supply device, wherein the synchronous control transistor is turned off when the operation of the synchronous transistor drive circuit is stopped.

Reset means for discharging electric charges charged in the synchronous transistor driving circuit, wherein the detecting means detects a state in which the synchronous control transistor is turned off based on the control signal output from the control circuit. 2. The insulated power supply device according to claim 1, wherein said reset means is operated.

A signal transmission transformer in which a primary coil is AC-driven by a control signal output from the control circuit to control on / off of the synchronization control transistor;
3. The insulation type driving circuit according to claim 1, wherein the synchronous transistor driving circuit includes a detecting unit for detecting a current of a secondary coil of the signal transmitting transformer and a boosting unit for boosting a detection output voltage. Power supply.

The boost means shares a core with the first diode and the secondary coil connected in series between one terminal of a secondary coil of the signal transmission transformer and a secondary reference potential terminal. 4. The insulation according to claim 3, further comprising a first coil, and a capacitor connected between one terminal of a secondary coil of the signal transmission transformer and a secondary reference potential terminal. Type power supply.

The boost means has a second diode connected in series between one terminal of a secondary coil of the signal transmission transformer and a secondary reference potential terminal, and a core common to the secondary coil. The insulated power supply device according to claim 4, further comprising a second coil, wherein the winding direction of the second coil is opposite to that of the first coil.

The detection means is a logical sum circuit that outputs a signal corresponding to a logical sum of signals output from the control circuit and applied to one terminal and the other terminal of the primary coil of the signal transmitting transformer. The insulated power supply device according to claim 2, wherein:

3. The insulated power supply device according to claim 2, wherein a signal output from the detection unit is transmitted to the reset unit via an insulated signal transmission unit.

The insulated power supply device according to claim 7, wherein the insulated signal transmission means is a pulse transformer.

The reset means includes: a third diode connected between a node to which a voltage boosted by the boost circuit is applied and one terminal of a secondary coil of the second signal transmission transformer; The insulated power supply device according to claim 8, wherein the constant power source is connected between the other terminal of the secondary coil of the second signal transmission transformer and the second reference potential terminal.

The insulated power supply device according to any one of claims 1 to 9, wherein the rectifier circuit is a full-wave rectifier circuit having a choke coil connected in series with a secondary coil of the transformer.

The control circuit determines a light load state based on a magnitude of a current flowing through a primary coil of the transformer, and in the light load state, stops outputting a control signal for controlling the synchronous control transistor. The insulated power supply device according to claim 1, wherein the insulated power supply device is configured to output a signal for controlling a switching circuit.

The control circuit, when power is turned on, outputs a signal for controlling the switching circuit so as to gradually increase the current flowing through the primary coil of the transformer while stopping the output of the control signal for controlling the synchronization control transistor. The insulated power supply according to any one of claims 1 to 11, wherein the power supply is configured to output.

A switching circuit for switching a current flowing through a primary coil of the voltage conversion transformer to drive the primary coil by AC;
A control circuit that outputs a signal that controls the switching circuit;
A current flowing through the secondary coil including a synchronous control transistor that is connected between one terminal of the secondary coil of the transformer and a reference potential terminal and that is turned on and off in synchronization with the switching operation of the switching circuit. A rectifier circuit that rectifies the voltage and outputs a DC voltage;
A capacitor for smoothing the voltage rectified by the rectifier circuit;
A synchronous transistor drive circuit that generates a drive signal for controlling the on / off control of the synchronous control transistor based on a control signal output from the control circuit;
A power supply device comprising: a primary-side reference potential and a secondary-side reference potential that are insulated from each other;
A damping circuit provided between a terminal to which a voltage smoothed by the capacitive element is output and a secondary-side reference potential terminal for discharging electric charges accumulated in the capacitive element; and a primary-side reference potential Detecting means for detecting the state of the control signal on the basis of the control signal, and transmitting a detection output of the detecting means to the damping circuit via an insulating signal transmitting means, wherein the control signal stops the operation of the synchronous transistor driving circuit. Wherein the charge stored in the capacitance element is discharged by the damping circuit when

The insulation type signal transmission means is a photocoupler including a light emitting diode connected between an output terminal of the detection means and a second reference potential terminal and a phototransistor facing the light emitting diode. An insulated power supply device according to claim 13.

The damping circuit includes a transistor and a resistor connected in series between a terminal to which a voltage smoothed by the capacitance element is output and a reference potential terminal on a secondary side, and a detection output of the detection unit is the insulating output. 15. The insulated power supply device according to claim 13, wherein the on / off control is performed by being supplied to a control terminal of the transistor via a mold signal transmission unit.