JP2003283385A - Equalizer - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信における等化装置に関するもので、特にマルチパスフ
ェージングを補償する等化器として用いるＰＳＩ（Pilo
t Symbol Insertion）遅延等化器に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an equalizer for digital radio communication, and more particularly to a PSI (Pilo) used as an equalizer for compensating for multipath fading.
t Symbol Insertion) The present invention relates to a delay equalizer.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のマルチパスフェージングを補償す
る等化器の一例として、ＤＦＥ等化器（Decision Feedb
ack Equalizer：判定帰還型等化器）について図４を用
いて説明する。まず、ＤＦＥ等化器に使用する送信フレ
ーム構成について説明する。図４（ａ）は、ＤＦＥ等化
器に使用する一般的なフレーム構成を示す図である。Ｄ
ＦＥ等化器のために送信する一般的なフレームにおいて
は、まず初めに、通常２０シンボル以上からなる既知の
同期ワードが等化用タップ係数のトレーニング用に配置
され、次に、送信すべき情報シンボルからなる情報部が
配置される。送信側では、このフレームにＢＰＳＫ、Ｑ
ＰＳＫ、多値ＱＡＭ等のディジタル変調を行い、送信す
る。2. Description of the Related Art As an example of a conventional equalizer for compensating for multipath fading, a DFE equalizer (Decision Feedb) is used.
An ack equalizer (decision feedback equalizer) will be described with reference to FIG. First, a transmission frame configuration used in the DFE equalizer will be described. FIG. 4A is a diagram showing a general frame structure used in the DFE equalizer. D
In a typical frame transmitted for an FE equalizer, first a known sync word, usually consisting of 20 symbols or more, is placed for training the equalization tap coefficients and then the information to be transmitted. An information section consisting of symbols is arranged. On the transmitting side, BPSK, Q
Digital modulation such as PSK and multi-level QAM is performed and then transmitted.
【０００３】次に、ＤＦＥ等化器の構成について説明す
る。図４（ｂ）は、ＤＦＥ等化器の構成の一例を示すブ
ロック図である。図４（ｂ）に示すように、このＤＦＥ
等化器は、ＦＦ（Feed Forward）フィルタ１００と、加
算器１２０と、データ判定部１３０と、同期ワード発生
器１４０と、選択スイッチ１５０と、ＦＢ（Feed Bac
k）フィルタ１６０と、減算器１７０と、等化用タップ
係数更新部１８０から構成される。ＦＦフィルタ１００
は、１／２シンボル遅延素子１０１〜１０５と、複素乗
算器１０６〜１１０から構成される。ＦＢフィルタ１６
０は、１シンボル遅延素子１６１，１６２と、複素乗算
器１６３，１６４から構成される。Next, the structure of the DFE equalizer will be described. FIG. 4B is a block diagram showing an example of the configuration of the DFE equalizer. As shown in FIG. 4B, this DFE
The equalizer includes an FF (Feed Forward) filter 100, an adder 120, a data determination unit 130, a synchronization word generator 140, a selection switch 150, and an FB (Feed Bac).
k) A filter 160, a subtractor 170, and an equalization tap coefficient updating unit 180. FF filter 100
Is composed of 1/2 symbol delay elements 101 to 105 and complex multipliers 106 to 110. FB filter 16
0 is composed of 1-symbol delay elements 161, 162 and complex multipliers 163, 164.
【０００４】次に、ＤＦＥ等化器の動作について説明す
る。まず、受信ベースバンド信号はＦＦフィルタ１００
へ入力される。ＦＦフィルタ１００において、受信ベー
スバンド信号は、１／２シンボル遅延素子１０１〜１０
５により１／２シンボル間隔で遅延され、その出力毎に
タップが設けられる。複素乗算器１０６〜１１０は、各
タップ出力に等化用タップ係数ｗｗ（０）〜ｗｗ（４）
を複素乗算し、その結果をＦＦフィルタ１００の出力と
して加算器１２０へ出力する。Next, the operation of the DFE equalizer will be described. First, the received baseband signal is the FF filter 100.
Is input to. In the FF filter 100, the received baseband signal is a 1/2 symbol delay element 101-10.
5 is delayed by 1/2 symbol interval, and a tap is provided for each output. The complex multipliers 106 to 110 provide equalization tap coefficients ww (0) to ww (4) for each tap output.
Is complex-multiplied, and the result is output to the adder 120 as the output of the FF filter 100.
【０００５】加算器１２０は、ＦＦフィルタ１００の出
力と後述するＦＢフィルタ１６０の出力を加算し、その
結果を等化出力としてデータ判定部１３０と減算器１７
０へ出力する。データ判定部１３０は等化出力に対し
て、変調方式に応じたマッピング値の１点を選択する判
定処理を行い、その結果を選択スイッチ１５０へ出力す
る。一方、同期ワード発生器１４０は既知の同期ワード
を選択スイッチ１５０へ出力する。選択スイッチ１５０
は、同期ワードの受信中は同期ワード発生器１４０の出
力を選択し、情報部の受信中はデータ判定部１３０の出
力を選択し、その結果をＦＢフィルタ１６０と減算器１
７０へ出力する。The adder 120 adds the output of the FF filter 100 and the output of the FB filter 160, which will be described later, and the result is used as an equalized output, and the data judgment unit 130 and the subtractor 17
Output to 0. The data determination unit 130 performs a determination process on the equalized output to select one point of the mapping value according to the modulation method, and outputs the result to the selection switch 150. On the other hand, the sync word generator 140 outputs a known sync word to the selection switch 150. Selection switch 150
Selects the output of the sync word generator 140 during reception of the sync word, and selects the output of the data determination part 130 during reception of the information part, and the result is selected by the FB filter 160 and the subtractor 1.
Output to 70.
【０００６】ＦＢフィルタ１６０において、データ判定
部１３０の出力は、１シンボル遅延素子１６１，１６２
により１シンボル間隔で遅延され、その出力毎にタップ
が設けられる。複素乗算器１６３，１６４は、各タップ
出力に等化用タップ係数ｗｗ（５），ｗｗ（６）を複素
乗算し、その結果をＦＢフィルタ１６０の出力として加
算器１２０へ出力する。ここで、１シンボル遅延素子１
６１，１６２は、伝搬路において発生するマルチパス遅
延波の最大遅延量の時間に相当する数だけ用意される。In the FB filter 160, the output of the data determination unit 130 is the 1-symbol delay elements 161, 162.
Is delayed by 1 symbol interval, and a tap is provided for each output. The complex multipliers 163 and 164 complex-multiply each tap output by the equalization tap coefficients ww (5) and ww (6), and output the result to the adder 120 as the output of the FB filter 160. Here, 1-symbol delay element 1
61 and 162 are prepared by the number corresponding to the time of the maximum delay amount of the multipath delay wave generated in the propagation path.
【０００７】減算器１７０は、選択スイッチ１５０の出
力から加算器１２０の出力である等化出力を減算し、そ
の結果を等化誤差として等化用タップ係数更新部１８０
へ出力する。等化用タップ係数更新部１８０は、ＲＬＳ
（Recursive Least Squares）やＬＭＳ（Least Mean Sq
uare）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アル
ゴリズムを用いて等化用タップ係数ｗｗ（０）〜ｗｗ
（６）を更新し、等化誤差最小化を図る。以上の動作を
繰り返すことにより、等化用タップ係数は収束し、ＤＦ
Ｅ等化器によるマルチパスフェージングの補償が行われ
る。The subtractor 170 subtracts the equalized output, which is the output of the adder 120, from the output of the selection switch 150, and uses the result as an equalization error, the equalization tap coefficient updating unit 180.
Output to. The equalization tap coefficient updating unit 180 uses the RLS
(Recursive Least Squares) and LMS (Least Mean Sq
uare) or MMSE (Minimum Mean Square Error) algorithm is used for equalization tap coefficients ww (0) to ww
(6) is updated to minimize the equalization error. By repeating the above operation, the equalization tap coefficient converges and DF
Multipath fading compensation by the E equalizer is performed.
【０００８】次に、従来のマルチパスフェージングを補
償する等化器の他の一例として、パイロットシンボル挿
入方式を用いた等化器について説明する。以下、パイロ
ットシンボル挿入方式をＰＳＩ方式と記す。ＰＳＩ方式
を用いたフェージング歪み補償の参考文献として、参考
文献１：電子情報通信学会論文誌Ｂ−II Ｖｏｌ．Ｊ７
２−Ｂ−II Ｎｏ．１ ｐｐ７−１５、１９８９年１
月、三瓶他「陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージング
ひずみ補償方式」がある。この方式は、多値直交変調に
おいて、伝送路歪を測定するためにパイロットシンボル
を挿入することにより、陸上移動通信に多値直交変調を
適用することが可能となると共に、多値直交変調を用い
ることによる周波数の利用効率が向上するものである。
従来、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方
式のような振幅成分にも情報を配分する方式は、移動通
信では難しいとされていた。しかしＰＳＩ方式は、誤り
率特性の優れた同期検波型復調方式を陸上移動通信のフ
ェージング環境下においても適用することを可能にする
優れた方式である。Next, an equalizer using a pilot symbol insertion method will be described as another example of the conventional equalizer for compensating for multipath fading. Hereinafter, the pilot symbol insertion method will be referred to as the PSI method. As a reference for fading distortion compensation using the PSI method, Reference 1: IEICE Transactions B-II Vol. J7
2-B-II No. 1 pp 7-15, 1989 1
Moon, Sanbin et al. "16QAM fading distortion compensation system for land mobile communication" is available. In this method, in multilevel quadrature modulation, by inserting pilot symbols to measure channel distortion, it becomes possible to apply multilevel quadrature modulation to land mobile communication, and use multilevel quadrature modulation. As a result, the frequency utilization efficiency is improved.
Conventionally, it has been considered difficult in mobile communication to use a method such as a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) method for allocating information to an amplitude component. However, the PSI method is an excellent method that makes it possible to apply the synchronous detection type demodulation method having an excellent error rate characteristic even in a fading environment of land mobile communication.
【０００９】次に、ＰＳＩ方式を用いた等化器について
図５を用いて説明する。まず、ＰＳＩ方式を用いた等化
器に使用する送信フレーム構成について説明する。図５
（ａ）は、ＰＳＩ方式に使用する一般的なフレーム構成
を示す図である。ＰＳＩ方式では、情報部とそれに付随
する１から数シンボルの既知のパイロットシンボルを１
フレームとする構成からなる。ここでＰｔは、送信ベー
スバンド信号におけるパイロットシンボルの複素ベクト
ルを示す。Next, an equalizer using the PSI system will be described with reference to FIG. First, a transmission frame configuration used in an equalizer using the PSI method will be described. Figure 5
(A) is a figure which shows the general frame structure used for a PSI system. In the PSI system, the information part and its associated 1 to several known pilot symbols are
It consists of a frame. Here, Pt represents a complex vector of pilot symbols in the transmission baseband signal.
【００１０】次に、ＰＳＩ方式を用いた等化器の構成に
ついて説明する。図５（ｂ）は、ＰＳＩ方式を用いた等
化器の構成の一例を示すブロック図である。図５（ｂ）
に示すように、このＰＳＩ方式を用いた等化器は、受信
データ記憶バッファ２００と、パイロットシンボルタイ
ミング検出部２０１と、逆特性計算部２０２と、補間部
２０３と、等化部２０４と、復調処理部２０５から構成
される。Next, the configuration of the equalizer using the PSI system will be described. FIG. 5B is a block diagram showing an example of the configuration of an equalizer using the PSI method. Figure 5 (b)
As shown in FIG. 3, the equalizer using the PSI system includes a reception data storage buffer 200, a pilot symbol timing detection unit 201, an inverse characteristic calculation unit 202, an interpolation unit 203, an equalization unit 204, and a demodulation unit. It is composed of the processing unit 205.
【００１１】次に、ＰＳＩ方式を用いた等化器の動作に
ついて図５（ｂ）と図５（ｃ）と図６を用いて説明す
る。図５（ｃ）は、ＰＳＩ方式を用いた等化器が受信ベ
ースバンド信号を等化する手順を示す図である。図６
は、ＰＳＩ方式を用いた等化器における信号の具体例を
示す図である。図６は、各シンボルを複素平面上で示し
たものであり、変調方式として１６ＱＡＭを用いた場合
の例である。図６（ａ）は、送信ベースバンド信号を表
す。まず送信側は、送信ベースバンド信号を無線信号に
変換して送信する。Next, the operation of the equalizer using the PSI method will be described with reference to FIGS. 5 (b), 5 (c) and 6. FIG. 5C is a diagram showing a procedure in which the equalizer using the PSI method equalizes the received baseband signal. Figure 6
FIG. 4 is a diagram showing a specific example of a signal in an equalizer using the PSI method. FIG. 6 shows each symbol on a complex plane, and is an example of the case where 16QAM is used as a modulation scheme. FIG. 6A shows a transmission baseband signal. First, the transmitting side converts the transmission baseband signal into a wireless signal and transmits it.
【００１２】これに対して受信側は、フェージング等の
伝搬路変動により位相が変化した無線信号を受信し、受
信ベースバンド信号に変換する。図５（ｃ）は、受信
ベースバンド信号のフレームを示す図である。図６
（ｂ）は、受信ベースバンド信号を表す。図５（ｃ）
において、Ｐｒは受信ベースバンド信号におけるパイロ
ットシンボルの複素ベクトルを示す。図６（ｂ）におい
て、１フレームはＮシンボルで構成され、シンボルの順
番をｍ＝０〜（Ｎ−１）で表す。ｍ＝０、Ｎはパイロッ
トシンボルであり、ｍ＝１〜（Ｎ−１）は情報部であ
る。また、フレームの順番をｋとし、受信ベースバンド
信号をＲ（ｋ）で表す。On the other hand, the receiving side receives a radio signal whose phase has changed due to channel fluctuations such as fading and converts it into a reception baseband signal. FIG. 5C is a diagram showing a frame of the received baseband signal. Figure 6
(B) represents a received baseband signal. FIG. 5 (c)
, Pr denotes a complex vector of pilot symbols in the received baseband signal. In FIG. 6B, one frame is composed of N symbols, and the symbol order is represented by m = 0 to (N-1). m = 0, N is a pilot symbol, and m = 1 to (N-1) is an information part. Further, the frame order is k, and the received baseband signal is represented by R (k).
【００１３】まず、受信ベースバンド信号は受信データ
記憶バッファ２００へ入力される。受信データ記憶バッ
ファ２００は、１フレーム分の受信ベースバンド信号を
記憶し、その結果をパイロットシンボルタイミング検出
部２０１と等化部２０４へ出力する。パイロットシンボ
ルタイミング検出部２０１は、受信ベースバンド信号か
らＰｒを検出し、Ｐｒにおける伝搬路のマルチパスによ
る歪みＰｅを算出し、逆特性計算部２０２へ出力する。
図５（ｃ）に示すＰｅは以下の（１）式で求められ
る。First, the received baseband signal is input to the received data storage buffer 200. The reception data storage buffer 200 stores the reception baseband signal for one frame and outputs the result to the pilot symbol timing detection unit 201 and the equalization unit 204. Pilot symbol timing detection section 201 detects Pr from the received baseband signal, calculates distortion Pe due to multipath in the propagation path at Pr, and outputs it to inverse characteristic calculation section 202.
Pe shown in FIG. 5C is obtained by the following equation (1).
【００１４】 Ｐｅ＝Ｐｒ・Ｐｔ*／｜Ｐｔ｜2・・・（１）Pe = Pr · Pt * / | Pt | 2 (1)
【００１５】逆特性計算部２０２は、Ｐｅの逆特性Ｐｉ
ｎｖを算出し、補間部２０３へ出力する。このＰｉｎｖ
をＰｒに乗ずることにより、元のＰｔの推定が可能とな
る。図５（ｃ）に示すＰｉｎｖは以下の（２）式で求
められる。The inverse characteristic calculation unit 202 calculates the inverse characteristic Pi of Pe.
nv is calculated and output to the interpolation unit 203. This Pinv
By multiplying Pr by Pr, the original Pt can be estimated. Pinv shown in FIG. 5C is obtained by the following equation (2).
【００１６】Ｐｉｎｖ＝Ｐｅ2／｜Ｐｅ｜2・・・（２）Pinv = Pe 2 / | Pe | 2 (2)
【００１７】補間部２０３は、Ｐｉｎｖを補間して、情
報部のシンボルの歪みの逆特性を生成する。具体的には
図５（ｃ）と図６（ｃ）に示すように、補間部２０３
は、等化する情報部の前後に位置するＰｉｎｖを補間し
て、情報部のシンボルの歪みの逆特性を生成し、逆特性
タップ係数ｃ（ｋ）を算出し、等化部２０４へ出力す
る。等化部２０４は、図５（ｃ）と図６（ｄ）に示す
ように、受信ベースバンド信号Ｒ（ｋ）の各タップに対
して各逆特性タップ係数ｃ（ｋ）を乗算することによ
り、受信ベースバンド信号の等化を行い、その結果を復
調処理部２０５へ出力する。図５（ｃ）のＰｃは、等
化された受信パイロットシンボルを示す。The interpolation section 203 interpolates the Pinv to generate the inverse characteristic of the distortion of the symbol of the information section. Specifically, as shown in FIGS. 5C and 6C, the interpolation unit 203
Are interpolated Pinv located before and after the information part to be equalized to generate the inverse characteristic of the distortion of the symbol of the information part, calculate the inverse characteristic tap coefficient c (k), and output it to the equalization part 204. . The equalizer 204 multiplies each tap of the received baseband signal R (k) by each inverse characteristic tap coefficient c (k), as shown in FIG. 5C and FIG. 6D. , Equalizes the received baseband signal and outputs the result to the demodulation processing unit 205. Pc of FIG.5 (c) shows the equalized received pilot symbol.
【００１８】図７は、等化部の構成の一例を示すブロッ
ク図である。図７に示すように、この等化部は、複数の
遅延器３０１及び複数の乗算器３０２の組み合わせで構
成される。乗算器３０２は、遅延器３０１で遅延された
受信ベースバンド信号Ｒ（ｋ）の各タップと、受信ベー
スバンド信号Ｒ（ｋ）の各タップに対して逆特性タップ
係数ｃ（ｋ）を乗算することにより、受信ベースバンド
信号の等化を行う。FIG. 7 is a block diagram showing an example of the configuration of the equalization section. As shown in FIG. 7, this equalization unit is composed of a combination of a plurality of delay devices 301 and a plurality of multipliers 302. The multiplier 302 multiplies each tap of the reception baseband signal R (k) delayed by the delay unit 301 and each tap of the reception baseband signal R (k) by the inverse characteristic tap coefficient c (k). Thus, the received baseband signal is equalized.
【００１９】復調処理部２０５は、等化部２０４の出力
に対して復調処理を行い、その結果を復調データとして
外部へ出力する。以上のようにして、ＰＳＩ方式を用い
た等化器によるマルチパスフェージングの補償は行われ
る。Demodulation processing section 205 performs demodulation processing on the output of equalization section 204 and outputs the result as demodulated data to the outside. As described above, the multipath fading is compensated by the equalizer using the PSI method.
【００２０】[0020]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たＤＦＥ等化器は、シンボル長に対して無視できない程
度の時間遅延を持つマルチパスでも補償することが可能
であるという長所を持つが、原理的に高速なマルチパス
フェージングには追従しないため、高速移動環境には適
さないという問題がある。一方、上述したＰＳＩ方式を
用いた等化器は、ある程度高速なマルチパスフェージン
グに追従可能であるという長所を持つが、原理的にシン
ボル長に対して無視できない程度の時間遅延を持つマル
チパスにより生じる符号間干渉では動作不能であり、誤
り率特性が大きく劣化する問題がある。However, the DFE equalizer described above has the advantage that it can compensate for multipaths having a time delay that cannot be ignored with respect to the symbol length. Since it does not follow high-speed multipath fading, it is not suitable for high-speed moving environments. On the other hand, the equalizer using the PSI method described above has an advantage that it can follow multipath fading at a relatively high speed, but in principle it has a multipath with a time delay that cannot be ignored for the symbol length. There is a problem in that it is inoperable due to intersymbol interference that occurs, and the error rate characteristic is greatly degraded.
【００２１】本発明は上述した課題に鑑みてなされたも
のであり、高速なマルチパスフェージングに追従し、さ
らにシンボル長に対して無視できない程度の時間遅延を
持つマルチパスフェージング環境においても誤り率特性
を改善する等化装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and has an error rate characteristic even in a multipath fading environment that follows high-speed multipath fading and has a time delay that cannot be ignored with respect to the symbol length. It is an object of the present invention to provide an equalizer that improves the above.
【００２２】[0022]
【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ために、本発明は、フレーム単位で受信ベースバンド信
号の等化を行う等化装置であって、前記フレームは、先
頭に配置される同期ワードと、情報シンボルからなる情
報部と、前記情報部に所定の間隔で挿入される複数の既
知シンボルからなる既知パターンとから構成され、前記
受信ベースバンド信号における同期ワードに基づいて第
１の等化用タップ係数を算出するとともに、前記受信ベ
ースバンド信号における既知パターンに対して前記第１
の等化用タップ係数を用いて等化を行う第１の等化器
と、前記第１の等化器の出力を用いて前記受信ベースバ
ンド信号における既知パターンの歪み逆特性を算出し、
前記歪み逆特性を補間して逆特性タップ係数を算出し、
前記受信ベースバンド信号に前記逆特性タップ係数を乗
算する補間器と、前記補間器の出力に基づいて第２の等
化用タップ係数を算出するとともに、前記補間器の出力
に対して前記第２の等化用タップ係数を用いて等化を行
う第２の等化器を備えたことを特徴とするものである。In order to achieve the above-mentioned object, the present invention is an equalizer for equalizing a received baseband signal on a frame-by-frame basis, wherein the frame is placed at the beginning. A synchronization word, an information part made up of information symbols, and a known pattern made up of a plurality of known symbols inserted into the information part at a predetermined interval, and a first pattern based on the synchronization word in the received baseband signal. The equalization tap coefficient is calculated, and the first pattern for the known pattern in the received baseband signal is calculated.
A first equalizer that performs equalization using the equalization tap coefficient of, and an output of the first equalizer is used to calculate a distortion inverse characteristic of a known pattern in the received baseband signal,
Calculate the inverse characteristic tap coefficient by interpolating the distortion inverse characteristic,
An interpolator that multiplies the received baseband signal by the inverse characteristic tap coefficient, and a second equalization tap coefficient that is calculated based on the output of the interpolator, and the second interpolator outputs the second equalization tap coefficient. It is characterized by including a second equalizer for performing equalization using the equalization tap coefficient.
【００２３】このような構成によれば、フェージングに
よる位相振幅変動のみを補償した補間器の出力に対して
さらに等化処理を行うことにより、遅延波除去とＰＳＩ
による補償誤差の除去を行うことができるため、高速な
マルチパスフェージングに追従するとともに誤り率特性
の劣化を軽減できる。According to such a configuration, delayed wave removal and PSI are performed by further equalizing the output of the interpolator that compensates only the phase amplitude fluctuation due to fading.
Since it is possible to remove the compensation error due to, it is possible to follow high-speed multipath fading and reduce the deterioration of the error rate characteristic.
【００２４】また、本発明は、フレーム単位で受信ベー
スバンド信号の等化を行う等化装置であって、前記フレ
ームは、先頭に配置される同期ワードと、情報シンボル
からなる情報部と、前記情報部に所定の間隔で挿入され
る複数の既知シンボルからなる既知パターンとから構成
され、前記受信ベースバンド信号における同期ワードに
基づいて第１の等化用タップ係数を算出するとともに、
前記受信ベースバンド信号における既知パターンに対し
て前記第１の等化用タップ係数を用いて等化を行い、前
記等化の出力を用いて前記受信ベースバンド信号におけ
る既知パターンの歪み逆特性を算出し、前記歪み逆特性
を補間して逆特性タップ係数を算出し、前記受信ベース
バンド信号に前記逆特性タップ係数を乗算する第１の等
化器と、前記第１の等化器の出力に基づいて第２の等化
用タップ係数を算出するとともに、前記第１の等化器の
出力に対して前記第２の等化用タップ係数を用いて等化
を行う第２の等化器を備えたことを特徴とするものであ
る。Further, the present invention is an equalizing device for equalizing a received baseband signal in frame units, wherein the frame has a synchronization word arranged at the head, an information section consisting of information symbols, and A known pattern consisting of a plurality of known symbols inserted at a predetermined interval in the information section, and calculating a first equalization tap coefficient based on a synchronization word in the received baseband signal,
The known pattern in the received baseband signal is equalized using the first equalization tap coefficient, and the output of the equalization is used to calculate the inverse distortion characteristic of the known pattern in the received baseband signal. Then, the distortion inverse characteristic is interpolated to calculate an inverse characteristic tap coefficient, and a first equalizer for multiplying the received baseband signal by the inverse characteristic tap coefficient and an output of the first equalizer are provided. A second equalizer that calculates a second equalization tap coefficient based on the second equalization tap coefficient and performs equalization on the output of the first equalizer using the second equalization tap coefficient. It is characterized by having.
【００２５】このような構成によれば、フェージングに
よる位相振幅変動のみを補償した補間手段の出力に対し
てさらに等化処理を行うことにより、遅延波除去とＰＳ
Ｉによる補償誤差の除去を行うことができるため、高速
なマルチパスフェージングに追従するとともに誤り率特
性の劣化を軽減できる。According to such a configuration, delayed wave removal and PS are performed by further performing equalization processing on the output of the interpolating means that compensates only the phase amplitude fluctuation due to fading.
Since the compensation error due to I can be removed, it is possible to follow high-speed multipath fading and reduce the deterioration of the error rate characteristic.
【００２６】また、本発明に係る等化装置において、前
記第１の等化器と前記第２の等化器は、判定帰還型等化
器を用いることを特徴とするものである。In the equalizer according to the present invention, the first equalizer and the second equalizer are decision feedback equalizers.
【００２７】このような構成によれば、シンボル長に対
して無視できない程度の時間遅延を持つマルチパスでも
補償することが可能である。According to such a configuration, it is possible to compensate for multipath having a time delay that cannot be ignored with respect to the symbol length.
【００２８】[0028]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
てＰＳＩ遅延等化器を例にとって図面を参照して詳細に
説明する。実施の形態１．まず、本発明に係る等化装置
（ＰＳＩ遅延等化器）に使用するフレーム構成について
説明する。図１は、本発明に係る等化装置に使用するフ
レーム構成を示す図である。図１に示すように、このフ
レームは、フレーム先頭に配置される同期ワードと、情
報部と、情報部において複数の位置に配置されるパイロ
ットパターンから構成される。なお、本実施の形態にお
ける既知パターンとはパイロットパターンのことであ
る。本発明の等化装置では遅延波を除去するためにＤＦ
Ｅ等化器を使用する。その場合、ＦＢフィルタに前シン
ボルの硬判定データをセットする必要があるため、パイ
ロットシンボルの前にＦＢフィルタに入れるための既知
のシンボルが必要となる。ここで既知のシンボルの数は
伝搬路において発生するマルチパス遅延波の最大遅延量
の時間に相当する。そのため、各パイロットパターン
は、既知のシンボルを含む２シンボル以上の複数シンボ
ル長で構成する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings, taking a PSI delay equalizer as an example. Embodiment 1. First, the frame structure used in the equalizer (PSI delay equalizer) according to the present invention will be described. FIG. 1 is a diagram showing a frame structure used in an equalizer according to the present invention. As shown in FIG. 1, this frame is composed of a synchronization word arranged at the head of the frame, an information section, and pilot patterns arranged at a plurality of positions in the information section. The known pattern in this embodiment is a pilot pattern. In the equalizer of the present invention, in order to remove the delayed wave, the DF
Use an E equalizer. In that case, since it is necessary to set the hard decision data of the previous symbol in the FB filter, a known symbol to be inserted in the FB filter is required before the pilot symbol. Here, the number of known symbols corresponds to the time of the maximum delay amount of the multipath delay wave generated in the propagation path. Therefore, each pilot pattern has a plurality of symbol lengths of two or more symbols including known symbols.
【００２９】次に、本発明に係る等化装置の構成につい
て説明する。図２は、実施の形態１に係る等化装置の構
成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、
この等化装置は大きく分けて、トレーニング部１と、フ
レーム検出部２と、パイロット内挿補間部３と、再トレ
ーニング・トラッキング部４の４つのブロックから構成
される。トレーニング部１は、ＦＦフィルタ１１と、Ｆ
Ｂフィルタ１２と、加算器１３と、同期ワード発生器１
４と、減算器１５と、等化用タップ係数更新部１６から
構成される。パイロット内挿補間部３は、ＦＦフィルタ
３１と、ＦＢフィルタ３２と、パイロットパターン発生
器３３と、加算器３４と、補間部３５から構成される。
再トレーニング・トラッキング部４は、ＦＦフィルタ４
１と、ＦＢフィルタ４２と、加算器４３と、同期ワード
発生器４４と、選択スイッチ４５と、データ判定部４６
と、減算器４７と、等化用タップ係数更新部４８から構
成される。Next, the structure of the equalizer according to the present invention will be described. FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of the equalization apparatus according to the first embodiment. As shown in FIG.
This equalizer is roughly divided into four blocks, that is, a training unit 1, a frame detection unit 2, a pilot interpolation interpolation unit 3, and a retraining / tracking unit 4. The training unit 1 includes an FF filter 11 and an F
B filter 12, adder 13, and synchronization word generator 1
4, a subtractor 15, and an equalization tap coefficient updating unit 16. The pilot interpolation interpolating unit 3 includes an FF filter 31, an FB filter 32, a pilot pattern generator 33, an adder 34, and an interpolating unit 35.
The retraining / tracking unit 4 uses the FF filter 4
1, an FB filter 42, an adder 43, a synchronization word generator 44, a selection switch 45, and a data determination unit 46.
, A subtractor 47, and an equalization tap coefficient updating unit 48.
【００３０】なお、本実施の形態において、第１の等化
用タップ係数とは等化用タップ係数ｗｗＦＦとｗｗＦＢ
のことであり、第１の等化器とはトレーニング部１とＦ
Ｆフィルタ３１とＦＢフィルタ３２とパイロットパター
ン発生器３３と加算器３４のことであり、補間器とは補
間部３５のことであり、第２の等化用タップ係数とは等
化用タップ係数ｗｗＦＦ’とｗｗＦＢ’のことであり、
第２の等化器とは再トレーニング・トラッキング部４の
ことである。In the present embodiment, the first equalization tap coefficients are equalization tap coefficients wwFF and wwFB.
And the first equalizer is the training unit 1 and F
The F filter 31, the FB filter 32, the pilot pattern generator 33, and the adder 34, the interpolator is the interpolator 35, and the second equalization tap coefficient is the equalization tap coefficient wwFF. 'And wwFB',
The second equalizer is the retraining / tracking unit 4.
【００３１】以下、実施の形態１に係る等化装置の動作
について図２を用いて説明する。まず、フレーム検出部
２について説明する。フレーム検出部２は、入力される
受信ベースバンド信号のフレームにおいて同期ワードを
検出し、そのタイミングを同期ワード受信タイミングと
してトレーニング部１へ出力する。また、フレーム検出
部２は、入力される受信ベースバンド信号におけるフレ
ームにおいてパイロットパターンを検出し、そのタイミ
ングをパイロットパターン受信タイミングとしてパイロ
ット内挿補間部３へ出力する。The operation of the equalizer according to the first embodiment will be described below with reference to FIG. First, the frame detector 2 will be described. The frame detection unit 2 detects a synchronization word in the frame of the input received baseband signal and outputs the timing to the training unit 1 as the synchronization word reception timing. Further, the frame detection unit 2 detects a pilot pattern in the frame of the input received baseband signal, and outputs the timing to the pilot interpolation interpolating unit 3 as the pilot pattern reception timing.
【００３２】次に、トレーニング部１について説明す
る。トレーニング部１では、同期ワード受信タイミング
において、同期ワード発生器１４からの出力を参照信号
として等化用タップ係数ｗｗＦＦ，ｗｗＦＢを求めるト
レーニング処理を行う。まず、トレーニング部１におい
て、受信ベースバンド信号と同期ワード受信タイミング
はＦＦフィルタ１１へ入力される。Next, the training section 1 will be described. The training unit 1 performs a training process for obtaining the equalization tap coefficients wwFF and wwFB using the output from the sync word generator 14 as a reference signal at the sync word reception timing. First, in the training unit 1, the reception baseband signal and the synchronization word reception timing are input to the FF filter 11.
【００３３】ＦＦフィルタ１１は、同期ワード受信タイ
ミングにおいて、受信ベースバンド信号に等化用タップ
係数ｗｗＦＦを複素乗算し、その結果をＦＦフィルタ１
１の出力として加算器１３へ出力する。一方、同期ワー
ド発生器１４は、参照信号として既知の同期ワードをＦ
Ｂフィルタ１２と減算器１５へ出力する。ＦＢフィルタ
１２は、既知の同期ワードに等化用タップ係数ｗｗＦＢ
を複素乗算し、その結果をＦＢフィルタ１２の出力とし
て加算器１３へ出力する。The FF filter 11 complexly multiplies the received baseband signal by the equalization tap coefficient wwFF at the synchronization word reception timing, and the result is the FF filter 1.
The output of 1 is output to the adder 13. On the other hand, the synchronization word generator 14 uses a known synchronization word as a reference signal for F
It is output to the B filter 12 and the subtractor 15. The FB filter 12 applies the equalization tap coefficient wwFB to the known sync word.
Is complex-multiplied, and the result is output to the adder 13 as the output of the FB filter 12.
【００３４】加算器１３は、ＦＦフィルタ１１の出力と
ＦＢフィルタ１２の出力を加算し、その結果を減算器１
５へ出力する。減算器１５は、加算器１３の出力から同
期ワード発生器１４の出力を減算し、その結果を等化誤
差として等化用タップ係数更新部１６へ出力する。等化
用タップ係数更新部１６は、等化誤差最小化を図るた
め、ＲＬＳやＬＭＳやＭＭＳＥアルゴリズムを用いて等
化用タップ係数ｗｗＦＦとｗｗＦＢを更新し、パイロッ
ト内挿補間部３へ出力する。The adder 13 adds the output of the FF filter 11 and the output of the FB filter 12 and outputs the result to the subtractor 1
Output to 5. The subtractor 15 subtracts the output of the synchronization word generator 14 from the output of the adder 13 and outputs the result as an equalization error to the equalization tap coefficient updating unit 16. The equalization tap coefficient updating unit 16 updates the equalization tap coefficients wwFF and wwFB using an RLS, LMS, or MMSE algorithm in order to minimize the equalization error, and outputs the equalization tap coefficients wwFF and wwFB to the pilot interpolation unit 3.
【００３５】次に、パイロット内挿補間部３について説
明する。パイロット内挿補間部３では、トレーニング部
１で得られた等化用タップ係数ｗｗＦＦ，ｗｗＦＢを用
いて、パイロットパターンの等化を行い、等化したパイ
ロットパターンを用いて受信ベースバンド信号における
位相振幅変動の補償を行う。まず、パイロット内挿補間
部３において、受信ベースバンド信号はＦＦフィルタ３
１と補間部３５へ入力され、パイロットパターン受信タ
イミングはＦＦフィルタ３１へ入力され、トレーニング
部１で得られた等化用タップ係数ｗｗＦＦ，ｗｗＦＢは
それぞれＦＦフィルタ３１とＦＢフィルタ３２へ入力さ
れる。Next, the pilot interpolation interpolator 3 will be described. The pilot interpolation interpolator 3 equalizes the pilot pattern using the equalization tap coefficients wwFF and wwFB obtained by the training unit 1, and uses the equalized pilot pattern to obtain the phase amplitude of the received baseband signal. Compensate for fluctuations. First, in the pilot interpolation interpolator 3, the received baseband signal is fed to the FF filter 3
1 and the interpolator 35, the pilot pattern reception timing is input to the FF filter 31, and the equalization tap coefficients wwFF and wwFB obtained by the training unit 1 are input to the FF filter 31 and the FB filter 32, respectively.
【００３６】ＦＦフィルタ３１は、パイロットパターン
受信タイミングにおいて、受信ベースバンド信号に等化
用タップ係数ｗｗＦＦを複素乗算し、その結果をＦＦフ
ィルタ３１の出力として加算器３４へ出力する。一方、
パイロットパターン発生器３３は、ＰＳＩ間隔で既知の
パイロットパターンを先頭から順次発生し、ＦＢフィル
タ３２へ出力する。ＦＢフィルタ３２は、既知のパイロ
ットパターンに等化用タップ係数ｗｗＦＢを複素乗算
し、その結果をＦＢフィルタ３２の出力として加算器３
４へ出力する。加算器３４は、ＦＦフィルタ３１の出力
とＦＢフィルタ３２の出力を加算し、その結果、等化さ
れたパイロットパターンを補間部３５へ出力する。The FF filter 31 complexly multiplies the received baseband signal by the equalization tap coefficient wwFF at the pilot pattern reception timing, and outputs the result to the adder 34 as the output of the FF filter 31. on the other hand,
The pilot pattern generator 33 sequentially generates known pilot patterns from the beginning at PSI intervals and outputs them to the FB filter 32. The FB filter 32 performs a complex multiplication of the known pilot pattern with the equalization tap coefficient wwFB, and outputs the result as the output of the FB filter 32 to the adder 3
Output to 4. The adder 34 adds the output of the FF filter 31 and the output of the FB filter 32, and as a result, outputs the equalized pilot pattern to the interpolation unit 35.
【００３７】補間部３５は、まず歪みを持つ受信ベース
バンド信号からパイロットパターンを抽出し、抽出した
パイロットパターンと加算器３４の出力より、パイロッ
トパターンの歪みの逆特性を求める。次に、補間部３５
は、情報部の前後に位置するパイロットパターンの歪み
の逆特性を補間して、情報部のシンボルの歪みの逆特性
を生成し、逆特性タップ係数を算出し、受信ベースバン
ド信号の各タップに対して各逆特性タップ係数を乗算し
た結果を再トレーニング・トラッキング部４へ出力す
る。ここでパイロット内挿補間部３の出力では、遅延波
は除去されずにフェージングによる位相振幅変動のみが
補償されている。The interpolator 35 first extracts a pilot pattern from the received baseband signal having distortion, and obtains the inverse characteristic of the pilot pattern distortion from the extracted pilot pattern and the output of the adder 34. Next, the interpolation unit 35
Interpolates the inverse characteristics of the distortion of the pilot patterns located before and after the information section, generates the inverse characteristics of the distortion of the symbols of the information section, calculates the inverse characteristic tap coefficient, and applies it to each tap of the received baseband signal. On the other hand, the result of multiplying each inverse characteristic tap coefficient is output to the retraining / tracking unit 4. Here, in the output of the pilot interpolation interpolator 3, the delayed wave is not removed and only the phase amplitude fluctuation due to fading is compensated.
【００３８】次に、再トレーニング・トラッキング部４
について説明する。再トレーニング・トラッキング部４
では、等化用タップ係数の再トレーニングとトラッキン
グを行い、フェージングによる位相振幅変動を補償した
信号に対して、遅延波を除去する遅延等化処理を行う。
まず、再トレーニング・トラッキング部４において、パ
イロット内挿補間部３の出力はＦＦフィルタ４１へ入力
される。Next, the retraining / tracking unit 4
Will be described. Retraining / Tracking Unit 4
Then, retraining and tracking of the equalization tap coefficient are performed, and delay equalization processing for removing a delayed wave is performed on the signal in which the phase amplitude fluctuation due to fading is compensated.
First, in the retraining / tracking unit 4, the output of the pilot interpolation interpolating unit 3 is input to the FF filter 41.
【００３９】ＦＦフィルタ４１は、パイロット内挿補間
部３の出力に等化用タップ係数ｗｗＦＦ’を複素乗算
し、その結果をＦＦフィルタ４１の出力として加算器４
３へ出力する。加算器４３は、ＦＦフィルタ４１の出力
と後述するＦＢフィルタ４２の出力を加算し、その結果
をデータ判定部４６と減算器４７へ出力する。データ判
定部４６は加算器４３の出力に対して、変調方式に応じ
たマッピング値の１点を選択する判定処理を行い、その
結果を復調データとして選択スイッチ４５と外部へ出力
する。The FF filter 41 complexly multiplies the output of the pilot interpolation interpolator 3 by the equalization tap coefficient wwFF 'and outputs the result as the output of the FF filter 41.
Output to 3. The adder 43 adds the output of the FF filter 41 and the output of the FB filter 42 described later, and outputs the result to the data determination unit 46 and the subtractor 47. The data determination unit 46 performs a determination process on the output of the adder 43 to select one point of the mapping value according to the modulation method, and outputs the result as demodulated data to the selection switch 45 and the outside.
【００４０】一方、同期ワード発生器４４は既知の同期
ワードを選択スイッチ４５へ出力する。選択スイッチ４
５は、同期ワードの受信中は同期ワード発生器４５の出
力を選択し、同期ワード以外を受信中はデータ判定部４
６の出力を選択し、その結果をＦＢフィルタ４２と減算
器４７へ出力する。ＦＢフィルタ４２は、選択スイッチ
４５の出力に等化用タップ係数ｗｗＦＢ’を複素乗算
し、その結果をＦＢフィルタ４２の出力として加算器４
３へ出力する。On the other hand, the sync word generator 44 outputs a known sync word to the selection switch 45. Selection switch 4
Reference numeral 5 selects the output of the sync word generator 45 during reception of the sync word, and the data determination unit 4 during reception of other than the sync word.
The output of 6 is selected and the result is output to the FB filter 42 and the subtractor 47. The FB filter 42 complexly multiplies the output of the selection switch 45 by the equalization tap coefficient wwFB ′ and outputs the result as the output of the FB filter 42.
Output to 3.
【００４１】減算器４７は、加算器４３の出力から選択
スイッチ４５の出力を減算し、その結果を等化誤差とし
て等化用タップ係数更新部４８へ出力する。等化用タッ
プ係数更新部４８は、等化誤差最小化を図るため、ＲＬ
ＳやＬＭＳやＭＭＳＥアルゴリズムを用いて等化用タッ
プ係数ｗｗＦＦ’とｗｗＦＢ’を更新する。The subtractor 47 subtracts the output of the selection switch 45 from the output of the adder 43 and outputs the result as an equalization error to the equalization tap coefficient updating unit 48. The equalization tap coefficient updating unit 48 uses the RL to minimize the equalization error.
The equalization tap coefficients wwFF ′ and wwFB ′ are updated using the S, LMS, or MMSE algorithm.
【００４２】ここで、ＦＦフィルタ４１とＦＢフィルタ
４２で用いられる等化用タップ係数ｗｗＦＦ’とｗｗＦ
Ｂ’は位相振幅補正されており、トレーニング部１とパ
イロット内挿補間部３で用いる等化用タップ係数ｗｗＦ
ＦとｗｗＦＢとは異なる。再トレーニング・トラッキン
グ部４では、フェージングによる位相振幅変動が補償さ
れた信号に対して等化処理を行うので、等化器の能力の
ほとんどを遅延波除去とＰＳＩによる補償誤差の除去に
当てることができるため、高速なマルチパスフェージン
グに追従するとともに誤り率特性の劣化を軽減できる。Here, equalization tap coefficients wwFF ′ and wwF used in the FF filter 41 and the FB filter 42 are used.
B ′ is phase-amplitude corrected, and equalization tap coefficient wwF used in the training unit 1 and the pilot interpolation / interpolation unit 3 is used.
F and wwFB are different. Since the retraining / tracking unit 4 performs equalization processing on the signal in which the phase amplitude fluctuation due to fading has been compensated, most of the equalizer's ability can be used for delay wave removal and PSI compensation error removal. Therefore, it is possible to follow high-speed multipath fading and reduce deterioration of error rate characteristics.
【００４３】また、従来のＤＦＥ等化器においては、送
受の原振のずれによる周波数ずれが特性劣化に与える影
響が大きいため、ＡＦＣ（Automatic Frequency Contro
l）に高精度の周波数推定が要求されるが、本発明の等
化装置では、ＡＦＣの効果をある程度併せ持つため、高
精度の周波数推定が要求されないという利点がある。Further, in the conventional DFE equalizer, the frequency shift due to the shift of the original vibration of transmission and reception has a great influence on the characteristic deterioration, so that the AFC (Automatic Frequency Control)
Although l) requires high-precision frequency estimation, the equalizer of the present invention has the advantage of having AFC effects to some extent, and therefore has the advantage that high-precision frequency estimation is not required.
【００４４】また、従来のＰＳＩ方式を用いた等化器に
おいては、受信信号のサンプリング速度をシンボル長の
１６倍から３２倍まで入力して高精度のシンボル同期を
行わなければ、ＰＳＩによる補償誤差が大きくなり特性
劣化が問題となる。しかし本発明の等化装置では、ＤＦ
Ｅ等化器によりシンボル同期誤差を吸収することが可能
であり、受信信号のサンプリング速度をシンボル長の２
倍程度で実現できるという利点がある。Further, in the conventional equalizer using the PSI system, if the sampling rate of the received signal is input from 16 times to 32 times the symbol length and high-precision symbol synchronization is not performed, the compensation error due to PSI is generated. Becomes large and the characteristic deterioration becomes a problem. However, in the equalizer of the present invention, the DF
It is possible to absorb the symbol synchronization error by the E equalizer, and the sampling rate of the received signal is set to 2 of the symbol length.
There is an advantage that it can be realized in about twice.
【００４５】実施の形態２．実施の形態２では、実施の
形態１で説明した等化装置において、パイロット内挿補
間部３の一部の構成をトレーニング部１と共用化する。
すなわち、パイロット内挿補間部３におけるＦＦフィル
タ３１とＦＢフィルタ３２が、等化用タップ係数ｗｗＦ
Ｆ，ｗｗＦＢを含めてトレーニング部１におけるＦＦフ
ィルタ１１とＦＢフィルタ１２とそれぞれ同じ回路構成
となるため、ＦＦフィルタとＦＢフィルタを共用化する
構成とする。Embodiment 2. In the second embodiment, in the equalization apparatus described in the first embodiment, a part of the configuration of pilot interpolation unit 3 is shared with training unit 1.
That is, the FF filter 31 and the FB filter 32 in the pilot interpolation interpolating unit 3 have the equalization tap coefficient wwF.
Since the FF filter 11 and the FB filter 12 in the training unit 1 including F and wwFB have the same circuit configuration, the FF filter and the FB filter are shared.
【００４６】図３は、実施の形態２に係る等化装置の構
成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、
この等化装置は、トレーニング部５と、フレーム検出部
２と、補間部６と、再トレーニング・トラッキング部４
から構成される。トレーニング部５は、ＦＦフィルタ５
１と、ＦＢフィルタ５２と、加算器５３と、同期ワード
発生器５４と、パイロットパターン発生器５５と、減算
器５６と、等化用タップ係数更新部５７と、データ判定
部５８と、選択スイッチ５９から構成される。再トレー
ニング・トラッキング部４は実施の形態１と同様の構成
であり、フレーム検出部２と、再トレーニング・トラッ
キング部４は、実施の形態１と同様の動作を行うため、
ここでの説明を省略する。FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the equalizer according to the second embodiment. As shown in FIG.
This equalization device includes a training unit 5, a frame detection unit 2, an interpolation unit 6, and a retraining / tracking unit 4.
Composed of. The training unit 5 uses the FF filter 5
1, an FB filter 52, an adder 53, a synchronization word generator 54, a pilot pattern generator 55, a subtractor 56, an equalization tap coefficient update unit 57, a data determination unit 58, and a selection switch. It consists of 59. The retraining / tracking unit 4 has the same configuration as that of the first embodiment, and the frame detection unit 2 and the retraining / tracking unit 4 perform the same operation as that of the first embodiment.
The description here is omitted.
【００４７】なお、本実施の形態において、第１の等化
用タップ係数とは等化用タップ係数ｗｗＦＦとｗｗＦＢ
のことであり、第１の等化器とはトレーニング部５とフ
レーム検出部２と補間部６のことであり、第２の等化用
タップ係数とは等化用タップ係数ｗｗＦＦ’とｗｗＦ
Ｂ’のことであり、第２の等化器とは再トレーニング・
トラッキング部４のことである。In the present embodiment, the first equalization tap coefficients are equalization tap coefficients wwFF and wwFB.
And the first equalizer is the training unit 5, the frame detection unit 2, and the interpolation unit 6, and the second equalization tap coefficient is the equalization tap coefficients wwFF ′ and wwF.
B ', and the second equalizer is retraining
It is the tracking unit 4.
【００４８】以下、トレーニング部５と補間部６の動作
について図３を用いて説明する。まず、トレーニング部
５において、受信ベースバンド信号と同期ワード受信タ
イミングはＦＦフィルタ５１へ入力される。The operations of the training unit 5 and the interpolation unit 6 will be described below with reference to FIG. First, in the training unit 5, the reception baseband signal and the synchronization word reception timing are input to the FF filter 51.
【００４９】ＦＦフィルタ５１は、同期ワード受信タイ
ミングにおいて、受信ベースバンド信号に等化用タップ
係数ｗｗＦＦを複素乗算し、その結果をＦＦフィルタ５
１の出力として加算器５３へ出力する。加算器５３は、
ＦＦフィルタ５１の出力と後述するＦＢフィルタ５２の
出力を加算し、その結果をデータ判定部５８と減算器５
６と補間部６へ出力する。データ判定部５８は加算器５
３の出力に対して、変調方式に応じたマッピング値の１
点を選択する判定処理を行い、その結果を選択スイッチ
５９へ出力する。The FF filter 51 complex-multiplies the reception baseband signal by the equalization tap coefficient wwFF at the synchronization word reception timing, and the result is the FF filter 5.
The output of 1 is output to the adder 53. The adder 53 is
The output of the FF filter 51 and the output of the FB filter 52 described later are added, and the result is added to the data determination unit 58 and the subtracter 5.
6 and the interpolation unit 6. The data determination unit 58 is the adder 5
For the output of 3, the mapping value 1 according to the modulation method
A determination process for selecting a point is performed, and the result is output to the selection switch 59.
【００５０】一方、同期ワード発生器５４は、既知の同
期ワードを選択スイッチ５９へ出力し、パイロットパタ
ーン発生器５５は、ＰＳＩ間隔で既知のパイロットパタ
ーンを選択スイッチ５９へ出力する。選択スイッチ５９
は、同期ワードの受信中は同期ワード発生器５４の出力
を選択し、パイロットパターンの受信中はパイロットパ
ターン発生器５５の出力を選択し、情報部の受信中はデ
ータ判定部５８の出力を選択し、その結果をＦＢフィル
タ５２と減算器５６へ出力する。ＦＢフィルタ５２は、
選択スイッチ５９の出力に等化用タップ係数ｗｗＦＢを
複素乗算し、その結果をＦＢフィルタ５２の出力として
加算器５３へ出力する。On the other hand, the sync word generator 54 outputs a known sync word to the selection switch 59, and the pilot pattern generator 55 outputs a known pilot pattern to the selection switch 59 at PSI intervals. Selection switch 59
Selects the output of the sync word generator 54 during reception of the sync word, selects the output of the pilot pattern generator 55 during reception of the pilot pattern, and selects the output of the data determination part 58 during reception of the information section. Then, the result is output to the FB filter 52 and the subtractor 56. The FB filter 52 is
The output of the selection switch 59 is complex-multiplied by the equalization tap coefficient wwFB, and the result is output to the adder 53 as the output of the FB filter 52.
【００５１】減算器５６は、加算器５３の出力から選択
スイッチ５９の出力を減算し、その結果を等化誤差とし
て等化用タップ係数更新部５７へ出力する。等化用タッ
プ係数更新部５７は、等化誤差最小化を図るため、ＲＬ
ＳやＬＭＳやＭＭＳＥアルゴリズムを用いて等化用タッ
プ係数ｗｗＦＦとｗｗＦＢを更新する。The subtractor 56 subtracts the output of the selection switch 59 from the output of the adder 53 and outputs the result as an equalization error to the equalization tap coefficient updating unit 57. The equalization tap coefficient updating unit 57 uses the RL to minimize the equalization error.
The equalization tap coefficients wwFF and wwFB are updated using the S, LMS, and MMSE algorithms.
【００５２】一方、受信ベースバンド信号とパイロット
パターン受信タイミングは補間部６へ入力される。補間
部６は、パイロットパターン受信タイミングを用いて、
まず歪みを持つ受信ベースバンド信号からパイロットパ
ターンを抽出するとともに、トレーニング部５の出力か
らパイロットパターンを抽出する。次に、補間部６は、
受信ベースバンド信号から抽出したパイロットパターン
とトレーニング部５から抽出したパイロットパターンよ
り、パイロットパターンの歪みの逆特性を求める。次
に、補間部６は、情報部の前後に位置するパイロットパ
ターンにおける歪みの逆特性を補間して、情報部のシン
ボルの歪みの逆特性を生成し、逆特性タップ係数を算出
し、受信ベースバンド信号の各タップに対して各逆特性
タップ係数を乗算した結果を再トレーニング・トラッキ
ング部４へ出力する。再トレーニング・トラッキング部
４は、実施の形態１と同様に等化処理を行い、その結果
を復調データとして外部へ出力する。以上の構成によ
り、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。On the other hand, the reception baseband signal and pilot pattern reception timing are input to the interpolation section 6. The interpolator 6 uses the pilot pattern reception timing to
First, the pilot pattern is extracted from the received baseband signal having distortion, and the pilot pattern is extracted from the output of the training unit 5. Next, the interpolation unit 6
The inverse characteristic of the distortion of the pilot pattern is obtained from the pilot pattern extracted from the received baseband signal and the pilot pattern extracted from the training unit 5. Next, the interpolator 6 interpolates the inverse characteristics of the distortion in the pilot patterns located before and after the information section to generate the inverse characteristics of the distortion of the symbols in the information section, calculates the inverse characteristic tap coefficient, and calculates the inverse characteristic tap coefficient. The result of multiplying each tap of the band signal by each inverse characteristic tap coefficient is output to the retraining / tracking unit 4. The retraining / tracking unit 4 performs equalization processing as in the first embodiment, and outputs the result as demodulated data to the outside. With the above configuration, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
【００５３】[0053]
【発明の効果】以上に詳述したように本発明によれば、
高速なマルチパスフェージングに追従し、さらにシンボ
ル長に対して無視できない程度の時間遅延を持つマルチ
パスフェージング環境においても誤り率特性を改善する
という効果を奏する。As described in detail above, according to the present invention,
The present invention has the effect of following high-speed multipath fading and improving the error rate performance even in a multipath fading environment having a time delay that cannot be ignored with respect to the symbol length.
【図１】本発明に係る等化装置に使用するフレーム構成
を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a frame configuration used in an equalizing apparatus according to the present invention.
【図２】実施の形態１に係る等化装置の構成の一例を示
すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing an example of a configuration of an equalization apparatus according to the first exemplary embodiment.
【図３】実施の形態２に係る等化装置の構成の一例を示
すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing an example of a configuration of an equalization device according to a second exemplary embodiment.
【図４】ＤＦＥ等化器に使用するフレーム構成とＤＦＥ
等化器の構成の一例を示すブロック図である。FIG. 4 is a frame structure and DFE used for the DFE equalizer.
It is a block diagram which shows an example of a structure of an equalizer.
【図５】ＰＳＩ方式を用いた等化器に使用するフレーム
構成とＰＳＩ方式を用いた等化器の構成の一例を示すブ
ロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing an example of a frame configuration used in an equalizer using a PSI scheme and a configuration of an equalizer using a PSI scheme.
【図６】ＰＳＩ方式を用いた等化器における信号の具体
例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a specific example of a signal in an equalizer using the PSI method.
【図７】等化部の構成の一例を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing an example of a configuration of an equalization unit.
１ トレーニング部、１１ ＦＦフィルタ、１２ ＦＢ
フィルタ、１３ 加算器、１４ 同期ワード発生部、１
５ 減算器、１６等化用タップ係数更新部、２フレーム
検出部、３ パイロット内挿補間部、３１ ＦＦフィル
タ、３２ ＦＢフィルタ、３３ パイロットパターン発
生器、３４ 加算器、３５ 補間部、４ 再トレーニン
グ・トラッキング部、４１ ＦＦフィルタ、４２ ＦＢ
フィルタ、４３ 加算器、４４ 同期ワード発生器、４
５ 選択スイッチ、４６ データ判定部、４７ 減算
器、４８ 等化用タップ係数更新部、５ トレーニング
部、５１ ＦＦフィルタ、５２ ＦＢフィルタ、５３
加算器、５４ 同期ワード発生部、５５ パイロットパ
ターン発生器、５６ 減算器、５７ 等化用タップ係数
更新部、５８ データ判定部、５９ 選択スイッチ、６
補間部。1 training section, 11 FF filter, 12 FB
Filter, 13 adder, 14 sync word generator, 1
5 subtractor, 16 equalization tap coefficient update unit, 2 frame detection unit, 3 pilot interpolation interpolation unit, 31 FF filter, 32 FB filter, 33 pilot pattern generator, 34 adder, 35 interpolation unit, 4 retraining・ Tracking unit, 41 FF filter, 42 FB
Filter, 43 adder, 44 sync word generator, 4
5 selection switch, 46 data determination unit, 47 subtractor, 48 equalization tap coefficient updating unit, 5 training unit, 51 FF filter, 52 FB filter, 53
Adder, 54 sync word generator, 55 pilot pattern generator, 56 subtractor, 57 equalization tap coefficient updater, 58 data determiner, 59 selection switch, 6
Interpolator.
Claims (3)
等化を行う等化装置であって、 前記フレームは、先頭に配置される同期ワードと、情報
シンボルからなる情報部と、前記情報部に所定の間隔で
挿入される複数の既知シンボルからなる既知パターンと
から構成され、 前記受信ベースバンド信号における同期ワードに基づい
て第１の等化用タップ係数を算出するとともに、前記受
信ベースバンド信号における既知パターンに対して前記
第１の等化用タップ係数を用いて等化を行う第１の等化
器と、 前記第１の等化器の出力を用いて前記受信ベースバンド
信号における既知パターンの歪み逆特性を算出し、前記
歪み逆特性を補間して逆特性タップ係数を算出し、前記
受信ベースバンド信号に前記逆特性タップ係数を乗算す
る補間器と、 前記補間器の出力に基づいて第２の等化用タップ係数を
算出するとともに、前記補間器の出力に対して前記第２
の等化用タップ係数を用いて等化を行う第２の等化器を
備えたことを特徴とする等化装置。1. An equalizer for equalizing a received baseband signal on a frame-by-frame basis, wherein the frame has a synchronization word arranged at the beginning, an information section consisting of information symbols, and a predetermined information section for the information section. And a known pattern made up of a plurality of known symbols inserted at intervals of, a first equalization tap coefficient is calculated based on a synchronization word in the received baseband signal, and a known pattern in the received baseband signal is calculated. A first equalizer that performs equalization on the pattern using the first equalization tap coefficient; and distortion of a known pattern in the received baseband signal using the output of the first equalizer An interpolator for calculating an inverse characteristic, calculating an inverse characteristic tap coefficient by interpolating the distortion inverse characteristic, and multiplying the received baseband signal by the inverse characteristic tap coefficient; It calculates a second equalizing tap coefficients based on the output between instrument, the second to the output of the interpolator 2
An equalization device comprising a second equalizer that performs equalization using the equalization tap coefficient of.
等化を行う等化装置であって、 前記フレームは、先頭に配置される同期ワードと、情報
シンボルからなる情報部と、前記情報部に所定の間隔で
挿入される複数の既知シンボルからなる既知パターンと
から構成され、 前記受信ベースバンド信号における同期ワードに基づい
て第１の等化用タップ係数を算出するとともに、前記受
信ベースバンド信号における既知パターンに対して前記
第１の等化用タップ係数を用いて等化を行い、 前記等化の出力を用いて前記受信ベースバンド信号にお
ける既知パターンの歪み逆特性を算出し、前記歪み逆特
性を補間して逆特性タップ係数を算出し、前記受信ベー
スバンド信号に前記逆特性タップ係数を乗算する第１の
等化器と、 前記第１の等化器の出力に基づいて第２の等化用タップ
係数を算出するとともに、前記第１の等化器の出力に対
して前記第２の等化用タップ係数を用いて等化を行う第
２の等化器を備えたことを特徴とする等化装置。2. An equalization device for equalizing a received baseband signal on a frame-by-frame basis, wherein the frame has a synchronization word arranged at the beginning, an information section consisting of information symbols, and a predetermined information section for the information section. And a known pattern made up of a plurality of known symbols inserted at intervals of, a first equalization tap coefficient is calculated based on a synchronization word in the received baseband signal, and a known pattern in the received baseband signal is calculated. The pattern is equalized using the first equalization tap coefficient, the distortion inverse characteristic of the known pattern in the received baseband signal is calculated using the output of the equalization, and the distortion inverse characteristic is calculated. A first equalizer that interpolates to calculate an inverse characteristic tap coefficient, and that multiplies the received baseband signal by the inverse characteristic tap coefficient; and an output of the first equalizer. A second equalizer for calculating a second equalization tap coefficient based on the above, and for equalizing the output of the first equalizer by using the second equalization tap coefficient. An equalization device comprising:
置において、 前記第１の等化器と前記第２の等化器は、判定帰還型等
化器を用いることを特徴とする等化装置。3. The equalizer according to claim 1, wherein the first equalizer and the second equalizer are decision feedback equalizers. Equalizer.
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|---|---|---|---|
| JP2002083234A JP2003283385A (en) | 2002-03-25 | 2002-03-25 | Equalizer |
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