JP2002533732A - 時間遅延の決定および信号シフトの決定 - Google Patents
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Abstract
Description
述される技法はまた一般的に、信号が他の信号に対してシフトされる量の決定に
応用することも可能である。
に通信システム内で実行されている異なるプロセスまたは機能の同期化である。
時間遅延の決定には、他にも、レーダシステムおよびソナーシステムなど多くの
実用的な用途がある。また、ある現象またはプロセスに関連する距離が知られて
おりその波形の速度が要求される、一部の産業用の用途および生物医学的な用途
では、この現象またはプロセスが既知の距離を移動するために必要な時間を決定
することによって速度を概算することが可能である。
ることである。
囲に関して積分の数値が求められる。クロス相関関数Rxy(τ)を最大化する、
たとえばτ0などの引数τの値は、不明な時間遅延Δtの概算値を提供する。
。 3 指定された観察時間間隔Tにわたって、ステップ2で得られた積を積分する
。
可変遅延線100、乗算器102および積分器104を備える。時間遅延概算値
τ0の最大決定値を伴う、典型的なクロス相関カーブの例が図2に示されている
。
列システムも知られており、並列システムの中ではたとえば、単一の可変遅延線
はタップ付き(「バケツリレー」タイプ)遅延線によって置き換えられ、タップ
はそれぞれの乗算器に供給される増分遅延(incremental delay)を提供し、乗
算器の出力はそれぞれの積分器に供給される。
るが、周波数ドメインの中で実行される場合もあることに注意されたい。
ラーおよび、ノイズおよび干渉効果から生じるエラーを含む。その結果、クロス
相関ピークの位置を決めるタスクは、現実には実行がかなり困難である。ピーク
がよく定義された時でも、その位置は通常、いくつかのポイントでクロス相関関
数の数値を求め、対応する差を計算してクロス相関関数の導関数を概算すること
によって発見される。この手順がトラッキングシステム内で使用される時、必要
となる追加の動作は計算上負担となるか、少なくとも、不便である。
る。図3は、時間遅延を決定する有効なシステムの構成図である。送信された信
号x(t)は、信号パス300によって不明な量遅延され、同期積分器302に
よって送信された信号x(t)と同期的に積分される。同期積分器内の積分プロ
セスは、信号x(t)自体からトリガ生成装置304によって得られるトリガパ
ルスの列(train)によって開始され制御される。既知の同期積分システムは、多
くの適切な同一の波形から成る反復コンポジット信号を使用する。図4は、典型
的な波形と同期積分器によって実行される動作の例を示す。この場合、各トリガ
パルスは送信されている信号波形のリーディングエッジと一致する。出力信号波
形y(t)は、ノイズおよび干渉によって崩壊した、時間遅延されたレプリカで
ある。積分された波形の合計数Kが十分に大きい場合、同期積分器の出力で観察
される累積された平均は、反復して送信される波形x(t)の形状と同じ形状を
有することになる。不明な時間遅延Δtはついで、トリガパルスの発生と、累積
された平均のリーディングエッジの間の時間差から決定することが可能である。
ない、2つの信号の間で測定される。信号のうち1つは、不均一な間隔だけ離れ
ているイベントのシーケンスを決定するために処理される。信号は好ましくは、
イベントが少なくとも実質的に非周期的な連続を定義するように設計されている
。第2の信号は、第1の信号から導出された連続するイベントに対応する間隔で
サンプリングされ、各サンプルは各信号セグメントを定義する。セグメントは組
み合わされる。組み合わされたセグメント内の、第1の信号と第2の信号の間の
時間シフトに対応する位置において、第1の信号のイベントに対応する第2の信
号の部分がたがいに組み合わせられる。この位置は組み合わされたセグメントか
ら決定できる。したがって、信号の間の遅延に対応する時間シフトを決定するこ
とが可能になる。
くは、バイポーラ信号のゼロ交差に関連づけられ、組み合わされたサンプルがゼ
ロに平均化されるか(時間シフトが信号の間の遅延に対応していない場合)、ま
たは奇関数を表す(時間シフトが遅延に対応する場合)。奇関数を検索すること
により、正しい遅延時間を決定することが可能である。
ンプリングを使用する。従来の信号処理技法は、既定の(および一般には等しく
間隔を置いた)時点(time instant)で目的の信号をサンプリングする(たとえ
ばナイキストサンプリング)ことによって得られる観察に基づいており、その信
号がとる値からは独立している(いわゆる明示的なサンプリング)。明示的なサ
ンプリングとは対照的に、暗示的なサンプリングの方法は、目的の信号(または
それに関連づけられた別の信号)が既定の値をとる時点を使用する。
導出され、非同期的な波形はまた、適切な時間的な特性を伴うカオス波形(chao
tic waveform)または別のランダム波形または疑似ランダム波形である場合があ
る。波形はイベントに対応する一連のタイムマークを生成するために使用され、
これは実質的にはランダムなポイントのプロセスと見なすことが可能である。必
要ではないが好ましくは、これらのタイムマークは、波形が既定の定数レベル(
たとえばゼロレベル)、またはなんらかの指定された方法で時間的に変化するレ
ベルを超える、適切に選択された時点で使用することによって得られる。正の傾
斜を伴うゼロレベルの交差はゼロのアップ交差と呼ばれ、同様に、負の傾斜を伴
うゼロレベルの交差はゼロのダウン交差と呼ばれる。(現実の波形または復号波
形の)ゼロ交差は、時点の正確で明白な表現を可能にする。
に選択された電圧レベルの間で遷移(切換)インスタントを構成するような方法
でバイナリの波形を構成するために使用される。その結果、時間遅延の決定に必
要なすべての関連する時間情報は、バイナリ波形の一連の遷移インスタント内に
カプセル化される。バイナリ波形が使用される時、時間変化する波形の振幅と関
連して不確実性が追加される可能性は除去され、より効率的で信頼性の高い時間
遅延の決定という結果になる。特に、ランダムな遷移時間を伴う対称的な(バイ
ポーラ)バイナリ波形は、その時間的な構造が純粋にランダムである、すなわち
非周期的であり不規則であるのにその振幅構造は非常に単純であるため、時間遅
延を決定するという目的に関して、特に望ましい信号とみなすことが可能である
。
均一な間隔で発生することが重要である。これらの間隔は共通の期間、たとえば
クロックサイクルの整数倍である可能性があり、実際にこれはデジタルシステム
の中で可能である。しかし間隔は完全に非周期的である必要はなく、これらはた
とえば(疑似ランダム信号から導出される)反復するシーケンスを形成する場合
もあるが、それでもなお、反復期間が十分に長くて(すなわち、測定されるべき
遅延の範囲より長く)不明瞭な結果が避けられる限りにおいては、実質的に非周
期的である。
その信号と受信された反射との間の遅延を決定する、障害物検出装置または他の
レーダデバイス内で具体化される可能性がある。
イナリ波形が使用されるが、実際には、このランダム波形から抽出されたタイム
マークのみが使用されるため、実際に搬送波の変調に使用されるランダム波形は
このバイナリ波形とは異なっている場合がある。この結果、波形が適切なタイム
マークを提供できる限り、たとえば波形の形状に影響を与える別のパラメータが
、他のいくつかの基準にしたがって選択(または設計)される場合がある。他の
基準とは次のとおりである。 1 効率的な電力送信のための、一定のエンベロープ(すなわち、正弦波などの
連続的な信号) 2 複雑さの少ない変調に適した形 3 干渉の可能性を低くするためのノイズ様の外観
がめられるようなものである場合に生じる可能性があるような、時間情報の崩壊
を避けるような搬送波の変調が望ましい。
波レーダの構成図である図5を参照して説明される。
ランダム波形x(t)およびz(t)を生成するランダム信号生成器1を備える
。x(t)およびz(t)は同一である場合もあり、次に論じるように異なる場
合もある。本実施形態の目的のために、これらの波形は同一であると仮定する。
器2、ランダム波形z(t)を伴う搬送波信号の1つまたは複数のパラメータ(
たとえば振幅、位相、または周波数)を変調する変調器3、変調された搬送波信
号を必要なレベルに増幅する電力増幅器(PA)4、変調された搬送波信号を表
す電磁波を障害物6に向かって放射するマイクロ波送信アンテナ(TA)5、障
害物6によって反映されて戻された電磁波を受信するマイクロ波受信アンテナ(
RA)7、受信アンテナ(RA)7によって供給された信号を増幅する入力増幅
器(IA)8、および発振機2によって供給された基準搬送波信号および入力増
幅器(IA)8によって供給された信号を一緒に処理して、送信されたランダム
波形z(t)の時間遅延されたレプリカy(t)を再構成する復調器9を有する
。
された観察時間間隔の間、時間遅延弁別器10によって一緒に処理され、レーダ
と障害物6の間の距離(範囲)に比例する不明な時間遅延の概算値を生成する。
次に、時間遅延の概算値および対応する観察時間間隔の値は共にデータプロセッ
サ11に供給され、データプロセッサ11は障害物6からの距離(範囲)を決定
し、場合によっては、データプロセッサ11はまた、この障害物の速度も決定す
る場合もある。
なランダムバイナリバイポーラ波形であり、この実施形態の中ではまた、障害物
に向かって送信される波形z(t)でもある。関連する時間情報はすべて、x(
t)のランダムなゼロ交差の組の中にカプセル化される。説明のために、波形x
(t)のいくつかの選択された連続的なゼロアップ交差は、図6aの中に1〜9
の数字によってマークされている。バイナリ波形y(t)は障害物によって反射
されて戻され、図6bの中に示されており、送信されたバイナリ波形x(t)の
時間遅延されたレプリカである。この結果、x(t)と関連するランダムなゼロ
アップ交差の元のパターンは、遅延Δtだけ時間的にシフトされている。具体的
には、x(t)のアップ交差1〜9のパターンはΔtだけ遅延されており、図6
bの中では1*〜9*でマークされたy(t)のアップ交差の対応するパターンを
形成する。
、波形y(t)の複数の波形セグメントの構成を次のように考える。 1.時間長(duration)が、決定されるべき時間遅延の予想される最大値Δtma x に等しい(またはそれより長い)観察ウィンドウTwを選択する。観察ウィン
ドウの例は、図6mに概略が示されている。 2.x(t)のゼロアップ交差を選択し、選択されたゼロアップ交差と一致する
時点から開始して、y(t)の、時間長Twのセグメントを選択する。たとえば
、x(t)のゼロアップ交差1が選択されている時、このゼロアップ交差に対応
するy(t)のセグメント1は、図6cに示された形を有することになる。図か
ら分かるようにy(t)のセグメント1は、不明な時間遅延Δtだけ、x(t)
のゼロアップ交差1に対して遅延されているゼロアップ交差1*を含む。 3.x(t)の、異なる、連続的な(必ずしも続かなくてもよい)ゼロアップ交
差を選択し、これらの選択されたゼロアップ交差に対応するy(t)のセグメン
トを構成することによってステップ2を反復する。観察ウィンドウの長さTwが
、ステップ1に与えられた規則にしたがって選択されている場合、すなわち、T
w>Δtmaxの場合、y(t)の各セグメントは必ず、この特定のセグメントを
構成するために使用されたx(t)の選択されたゼロアップ交差の時間遅延され
たレプリカであるゼロアップ交差を含むことになる。x(t)の任意の選択され
たゼロアップ交差は、y(t)の対応するセグメントの開始ポイントを定義する
ため、y(t)の対応するゼロアップ交差は、正しくΔt、すなわち不明な時間
遅延に等しい時点で現れる。図6cから図6kは、y(t)の9つのセグメント
すべてを示し、1〜9のx(t)の選択されたゼロアップ交差に対応する。図か
らわかるように、y(t)のすべてのセグメントが時間的に並んでいる時、1*
〜9*の数によってマークされているy(t)の対応するアップ交差は、時点Δt
と同期的に発生する。
しい。
ンドウTwの間)ごとのゼロ交差の平均数が1よりはるかに大きいと仮定する。
これらのセグメントの平均は、図6lに概念的に示されるように異なる形状をと
る。これから、異なる特徴は遅延時間Δtで発生し、元の信号とその遅延したレ
プリカの間の遅延時間を表すことが観察される。
らにサンプルが合計されるかまたは平均化される場合、この異なる特徴が発見さ
れることが理解されるであろうが、他の遅延時間が選択される場合、サンプルポ
イントとy(t)信号の間に相関関係はなく、平均はゼロになる傾向がある。図
6lは、信号y(t)のセグメントをとり、これらを重ね合わせることによって
形成される組合せを示す。この好ましい実施形態の中では、セグメントはまた、
信号y(t)の中で重複する期間を占めるが(連続的なイベント間の間隔は一般
的に、ウィンドウTwより短いため)、このことは必ずしも必要ではないことに
注意されたい。
るが、一般的には次の事項が該当する。 1.平均は奇関数である。負のピークと正のピークの間の先鋭な遷移は、元のバ
イナリ波形とその遅延したレプリカの間の遅延Δtによって指定される時点で発
生する。2つの反対のピークの大きさ(magnitude)は同じであり、遅延されたバ
イナリ波形の振幅に等しい。 2.遷移時点から離れた時点においては、ゼロ交差のコンディショニングがもは
や効果を有さず、平均は考慮中のバイナリ波形の中間値(すなわち、この場合は
ゼロ)に等しいため、平均はゼロに等しい。
は、隠れたバイナリプロセスの相関関数の否定された導関数に近づくことが理論
的に示される。任意のプロセスの相関関数はゼロ遅延においては尖点を有するは
ずなので、導関数はここでは非連続的である。
相関関数を伴うガウスランダムノイズプロセスを仮定している。100MHzの
rms帯域幅については、2つの部分の各々の幅は5nsに等しく、ピーク値V 0 は時点T0=2.5nsにおいてV0/2に低減され、これは37.5cmの距
離に対応する。
比較的小さい数(たとえば16)に到達するとすぐに、かなりの精度で実行でき
る。平均の2つのピーク値+V0および−V0は、平均化されたセグメントの数L
によって影響を受けることはないが、これらのピークから遠い値はすでにゼロで
はなく、V0√Lの標準偏差で変動する。
均のピーク値は低減され、形状が広げられ、有限な遷移時間が導入される。これ
らの効果は図8に示されている。
成図である。復調器によって供給されるアナログ信号y(t)は、ノイズn(t
)と、aの係数だけ減衰され、Δtだけ遅延されている送信されたランダム信号
z(t)の合計であり、したがって、
な形(デジタルまたはアナログ)に変換され、ついでシリアル入力パラレル出力
(SIPO)シフトレジスタの入力に供給される。
らなりたつ。各セルは入力端子、出力端子およびクロック端子を有する。セルは
、第1のセル(C1)および最後のセル(CK)以外の各セルは、入力端子を先
行するセルの出力端子に接続させ、出力端子を続くセルの入力端子に結合させる
ように、直列に接続されている。セルC1の入力端子はSIPOシフトレジスタ
の直列入力として使用される。K個のセルのすべての出力端子は、SIPOシフ
トレジスタの並列出力端子である。セルのすべてのクロック端子は一緒に接続さ
れて、SIPOシフトレジスタのクロック端子を形成する。
れる。時点t0においてクロックパルスがSIPOシフトレジスタのクロック端
子に供給されると、各セル内に格納されたデータは続くセルに転送され(シフト
され)そのセルによって格納される。セルC1は入力信号y(t)の値y(t0
)を格納する。
でき、たとえばバケツリレー型電荷結合デバイス(CCD)の形で実装すること
が可能である。好ましくは、SIPOシフトレジスタはバイナリのフリップフロ
ップからなりたつ。好ましくは、このレジスタの入力端子は、信号コンディショ
ニングユニット(SCU)によって供給される適切なバイナリの2レベルの波形
によって駆動され、信号コンディショニングユニットはハードリミッタを含む場
合もある。ハードリミッタは、可変振幅の入力が2つのレベルの出力に変形され
るような、段状の転送機能を有する。
K)の列BOSを介してK個の平均化または積分化ユニットI1、I2・・・I
Kに接続され、これらの平均化または積分化ユニットは、SIPOシフトレジス
タによって供給されたデータを累積する。スイッチは通常は開いており、適切な
信号がその制御入力に供給されると閉じられる。スイッチが閉じている時間間隔
は十分に長く、各新しいインクリメント状の信号値が最小の損失で取得できなけ
ればならない。スイッチが閉じられ、新しいデータが積分化ユニットに供給され
る時点は、ゼロアップ交差検出装置(ZUD)によって決定され、ZUDは定常
遅延線CDLによって遅延された基準のランダムバイナリ信号x(t)のゼロレ
ベルのアップ交差を検出するので、非同期的な動作が達成される。この定常の遅
延の値は、決定されるべき時間遅延の予想される最大値Δtmaxに等しいかま
たはそれより大きい。積分器は不均一な方法でSIPOシフトレジスタからイン
クリメント状の入力値を、遅延された基準信号x(t)のゼロアップ交差と一致
する時点で受信することに注意されたい。
様に、信号y(t)のそれぞれのセグメントの表示が、一瞬、積分器の入力上に
現れる。積分器はこれらのセグメントを組み合わせて、図6lのような、組み合
わされた波形の表示を生成する。
よって実行される平均化または積分プロセスの開始または終了によって、データ
プロセッサ11へのデータ転送レートを決定する。平均化機能または積分化機能
は、最初の値ゼロでの移動または標準の平均化として実装される場合がある。こ
れらは重み付けが望ましい状況である場合がある。すなわち、平均は重み付けさ
れた平均である。
て使用される信号は、図8に示されたものと同様な、形状の暗示的な平均を表す
。データプロセッサによって実行される動作は次のようにまとめられ、当業者で
あれば容易に実行することが可能である。 −ピークの分離は実質的に既知であるという事実を使用して、2つの適切な閾値
が使用されて、暗示的な平均の2つのピーク値(最大および最小)を検出する。
−これらの反対の極性の2つのピークの間にあるゼロ交差の位置からの時間遅延
が決定される。 −障害物への距離が時間遅延から計算される。
とも可能である。
を提供すること、および(b)電力の送信という2つの基本的な機能の両方に関
して、信号が別々に最適化できることである。図5内に示されたレーダシステム
に適用することが可能な修正は図10に与えられ、図10では、信号生成器から
2つの別の信号パスが示されており、1つは変調のために使用される信号z(t
)で、もう1つは時間遅延を決定するために使用される基準のバイナリ波形x(
t)である。説明のために、同じ元の波形から、一致したゼロ交差を伴う2つの
異なる信号を得る1つの例が、図10内に与えられている。ランダムまたはカオ
ス波形生成装置20は信号v(t)を生成し、信号v(t)はハードリミッタ2
2を介して通過してランダムバイナリ波形x(t)を生成し、ランダムバイナリ
波形x(t)は時間遅延決定の基準として使用される。変調のために使用される
波形z(t)は、v(t)によって駆動されるソフトリミッタ24の出力におい
て得られる。ソフトリミッタ24はスライサである場合もあり、転送機能を有し
、可変レベルの入力に、既定の最小値および最大値に限定されているが、常にこ
れらの値の間を変化する可能性のある出力を生じさせる。波形z(t)はx(t
)のノイズ状の特徴のほとんどを保持するが、z(t)のダイナミックレンジは
ソフトリミッタの転送特性の形状によって制御され、変調プロセスを促進する。
る。図11は他の時間遅延弁別器を示し、図9のCDLによって生成された遅延
を実装するための具体的な技法を示す。この実施形態においては、次のとおりで
ある。 1.基準波形x(t)は、適切な信号コンディショニングユニットSCUを介し
て別のSIPOシフトレジスタXに供給される。 2.ゼロアップ交差検出装置(ZUD)は、SIPOレジスタXのセルCKの入
力および出力に接続される。ゼロアップ交差は、CKの出力が正であり、入力が
負である時に検出される。 3.SIPOレジスタXおよびYのクロック入力は、異なる周波数を伴う2つの
別のクロック生成装置(CG1およびCG2)によって駆動される場合がある。
CG2の周波数は、適切な周波数制御ユニット(FCU)を使用することによっ
て、一定の値または可変的な値のいずれかによって、CG1の周波数に対してオ
フセットされる場合がある。一般に、このような構成は時間遅延決定の解決を改
良する。
システムの修正点は次のとおりである。 1.マイクロ波領域内で動作する定常遅延(CD)12が追加され、図9に示さ
れたシステム内で使用された定常遅延線(CDL)の必要性を除去する。 2.第2の復調器13が追加されており、時間遅延弁別器10によって使用され
る基準波形を生成する。
ダウン交差を使用することも可能である。積分される信号セグメントの数が2倍
になるので、すべてのゼロ交差(アップ交差およびダウン交差)が暗示的な平均
化のために使用された場合には、時間遅延決定の精度は改善されることになる。
しかし、隣接するゼロ交差の間に相関の可能性があるため、自己ノイズおよび他
の干渉から発生するノイズレベルの達成された低下は、2倍よりも小さくなるで
あろう。
テムを有することによって、ゼロアップ交差およびゼロダウン交差の両方を使用
することが可能であり、1つのシステムは波形x(t)によって駆動され、もう
1つのシステムは−x(t)によって駆動される。2つのシステムの積分器の出
力はついで、データプロセッサを通過し、時間遅延を決定する。また、入力信号
の適切な制御を伴う、単一の積分器の列を使用することも可能である。
、さらなる時間遅延弁別器10の構成図である。図9に示された時間遅延弁別器
に対する修正点は次のとおりである。 1.ここでは、ゼロアップ交差検出装置はゼロ交差検出装置(ZCD)によって
置き換えられ、ZCDは検出されたゼロ交差のタイプに応じて、2つの異なる出
力を生成する。 2.スイッチの列(BOS)の中の、2つの入力を伴うスイッチは、3つの入力
を伴うスイッチによって置き換えられている。 3.SIPOレジスタの出力信号は、インバータ、バッファおよびスイッチの組
合せを介して積分器に接続され、次の機能を実行する。 −ゼロアップ交差が検出されると、SIPOレジスタの出力はバッファBを介し
て積分器に転送される。 −ゼロダウン交差が検出されると、SIPOレジスタの出力はインバータIを介
して積分器に転送される。
遅延弁別器の他の変形例が開発できることは明らかである。
、ノイズ状の外観を伴う広帯域のマイクロ波信号を生成し、本発明による障害物
検出システムに直接使用できることが知られている。
力レベルを伴うマイクロ波ノイズまたはカオス信号ソース(chaotic signal sou
rce)を使用している。図5に示されたシステムに対する修正点は次のとおりで
ある。 1.図5の中のシステムによって使用される信号生成器1、変調器3、および電
力増幅器4は、図14に示されるように、マイクロ波発電機(MG)1、マイク
ロ波カプラ(CPL)4および復調器3によって置き換えられている。 2.時間遅延弁別器10によって必要とされる基準信号x(t)はここでは復調
器3によって提供され、復調器3は送信された信号の小さな部分と、マイクロ波
発振器2によって生成され、適切に選択された中心周波数の正弦信号を一緒に処
理する。
弁別器10内で使用される定常遅延線を置き換えることが可能である。これは、
図14のカプラ(CPL)4と復調器3との間に追加することが可能である。
優れたマルチユーザおよびアンチ干渉能力を提供する。さらに、ランダムまたは
カオス信号ソースが使用されているため、大量生産されたユニット(たとえば自
動車に搭載された障害物の検出)も、互いに干渉しない、一意的で統計的に独立
した信号を生成することが可能である。しかし、この発明はまた、決定的であり
、好ましくは少なくとも実質的に非周期的な信号の使用にも拡張される。
明した障害物検出の実施形態ではマイクロ波周波数が使用される。しかし他の波
長も使用される可能性がある。確かに、広く、または全方向的に放射して、任意
の障害物の最小の距離を指示することが望ましく、さらに、測定された遅延時間
の変化を監視することによって障害物が近づいているかどうかを決定することも
可能である。これはたとえば、自動化された工場で任意の方向に移動する組み立
てロボットには有用である可能性がある。
され、これは送信された信号をサンプリングするために使用された。これは好ま
しい構成ではあるが、場合によってはこれらの動作を逆にすることも可能である
。また、上の構成では、サンプリングされた信号を異なるように遅延したバージ
ョンが作成される。しかし、これは必ずしも必要ではない。その代わりに基準信
号またはそこから導出されたイベントの連続の、異なるように遅延されたバージ
ョンを使用して、第2の信号をサンプリングすることも可能である。
する。たとえば、本発明の原理にしたがって動作する、高度計を構成することが
可能である。さらに、信号のうちの1つのみを送信することは必ずしも必要では
ない。例として、移動の方向で固定された距離に2つのセンサを置き、異なる時
点で同じ地面の不規則性に応答させることによって、接地速度測定デバイスを組
み立てることが可能である。検出された不規則性の間の時間遅延を測定すること
によって、センサが移動している速度を計算することが可能になる。これは、ラ
ンダムまたは疑似ランダムで、少なくとも実質的に非周期的な波形が内的に生成
されるのではなく、外部の特徴から生じる状況の、多くの例のうち1つの例であ
る。
離が既知であると、遅延時間を使用して送信搬送波の速度を決定することが可能
である。この技法は、多数の物体(たとえば、バルク原料)の測定にも使用され
る場合があり、この場合、信号はそれぞれの物体から反射され、反射は重ね合わ
せられ、受信された信号の組み合わされたセグメントにおいて多数の特徴を生じ
させる。
定を反復することによって、パターンの連続的な検出の間の時間から速度を決定
することも可能である。
必要不可欠ではない。
されている2つの信号が時間に関する変化を表す必要はない。必要な変更を加え
て、上記と同じ動作を実行することが可能である。
表す場合がある。1つの具体的な例では、第1の信号は、たとえば二次元のビデ
オ画像を介した線である画像を表す場合がある。第2の信号は、第1の画像に対
して線型的にシフトされた(変換された)画像の第2のバージョンを表す場合が
ある。各信号はたとえばビデオ画面全体の、線のグレースケールの表示である可
能性がある。信号のうち1つを処理し、各々が特定の基準レベルを伴うグレース
ケールの波形の交差を表す、連続的な点を得ることが可能である。ついでこれら
のポイントを使用して、各バージョンが異なる線型的なシフトに関連づけられて
いる、第2の信号の異なるバージョンをサンプリングすることが可能である。各
シフトに関する連続的なサンプルは積分され、組み合わされた値を生成し、これ
らの値は上に説明された実施形態と同様に比較される。このように画像の移動の
量を決定することも可能である。
ブロック図である。
を決定する動作の例を示す図である。
ブロック図である。
形図である。
られるバイナリ波形の典型的な暗示的平均化を示す図である。
ある。
である。
例を示すブロック図である。
器を示すブロック図である。
器(PA)、5 マイクロ波送信アンテナ(TA)、6 障害物、7 マイクロ
波受信アンテナ(RA)、8 入力増幅器(IA)、9 復調器、10 時間遅
延弁別器、11 データプロセッサ、12 定常遅延(CD)、13 第2の復
調器、20 ランダムまたはカオス波形生成装置、22 ハードリミッタ、24 ソフトリミッタ。
ない、2つの信号の間で測定される。信号のうち1つは、不均一な間隔だけ離れ
ているイベントのシーケンスを決定するために処理される。信号は好ましくは、
イベントが少なくとも実質的に非周期的な連続を定義するように設計されている
。第2の信号のセグメントは、第1の信号から導出された連続するイベントの間 の間隔 に対応する間隔で取得される。セグメントは組み合わされる。組み合わさ
れたセグメント内の、第1の信号と第2の信号の間の時間シフトに対応する位置
において、第1の信号のイベントに対応する第2の信号の部分がたがいに組み合
わせられる。この位置は組み合わされたセグメントから決定できる。したがって
、信号の間の遅延に対応する時間シフトを決定することが可能になる。
て使用される信号は、図8に示されたものと同様な、形状の暗示的な平均を表す
。データプロセッサによって実行される動作は次のようにまとめられ、当業者で
あれば容易に実行することが可能である。 −ピークの分離は実質的に既知であるという事実を使用して、2つの適切な閾値
が使用されて、暗示的な平均の2つのピーク値(最大および最小)を検出する。 −これらの反対の極性の2つのピークの間にあるゼロ交差の位置からの時間遅延
が決定される。 −障害物への距離が時間遅延から計算される。
Claims (20)
- 【請求項1】 1つの信号が別の信号に対して遅延する量を決定する方法で
あって、 不均一な間隔で発生するイベントを第1の信号から導出するステップと、 該各イベントを使用して第2の信号のセグメントを定義するステップと、 該セグメントの組合せの表示を形成するステップと、 前記第1の信号から導出された前記それぞれのイベントに関連づけられた前記
第2の信号の組み合わせる部分から導出された、特徴の表示の中の位置から前記
遅延量を決定するステップとを含む方法。 - 【請求項2】 1つの信号が対応する信号に対して遅延する量を測定する方
法であって、 不均一な間隔の連続だけ離れて位置するイベントを第1の信号から導出するス
テップと、 該イベントを使用して前記信号のうち第2の信号のサンプリングをトリガする
ステップと、 該サンプリングを組み合わせて、前記第1の信号から導出された前記それぞれ
のイベントに対応する前記第2の信号の部分と、実質的に同時に発生している前
記サンプリングの数によって影響を受ける値を導出するステップと、 前記第2の信号と前記イベントの連続の間で、異なる遅延で前記サンプリング
を反復するステップと、 もっとも大きい一致の程度に関連する遅延を選択するステップとを含む方法。 - 【請求項3】 前記イベントは少なくとも実質的に非周期的である請求項1
または2のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項4】 前記信号のうち1つは遅延パスを介して送信され受信されて
おり、別の信号は基準信号を含み、前記方法は前記遅延パスに関連する遅延を決
定するために使用される請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項5】 前記決定された遅延から距離の長さを計算するステップを含
む請求項4に記載の方法。 - 【請求項6】 前記決定された遅延から送信の速度を計算するステップを含
む請求項4に記載の方法。 - 【請求項7】 前記基準信号は第1の信号である請求項4から6のいずれか
一項に記載の方法。 - 【請求項8】 前記送信された信号は、前記基準信号の波形とは異なる波形
を有する請求項4から7のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項9】 前記第1の信号から前記イベントを導出するステップは、前
記信号が既定の閾値を超える時を決定するステップを含む請求項1から8のいず
れか一項に記載の方法。 - 【請求項10】 前記組合せは合計によって形成される請求項1から9のい
ずれか一項に記載の方法。 - 【請求項11】 前記組合せは平均化によって形成される請求項10に記載
の方法。 - 【請求項12】 前記第2の信号はデジタル信号であり、前記それぞれのイ
ベントに対応する前記第2の信号の部分は前記デジタル信号のエッジを含む請求
項1から11のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項13】 前記第2の信号はバイポーラ信号であり、前記それぞれの
イベントに対応する前記第2の信号の部分は前記バイポーラ信号のゼロ交差を含
む請求項1から12のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項14】 前記第2の信号は、該第2の信号の、異なるように遅延さ
れたバージョンを各々提供する多数のタップを有する遅延線に送達され、 前記第1の信号から導出された前記イベントは、前記それぞれのタップから前
記信号の連続的なサンプリングを組み合わせるように構成されたそれぞれの組合
せ手段に、前記各タップを結合するために使用され、 前記遅延は前記組合せ手段の出力を比較することによって決定される請求項1
から13のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項15】 2つの対応する信号の間の遅延を決定する装置であって、 該装置は請求項1から14のいずれか一項に記載の方法にしたがって動作する
ように構成されている装置。 - 【請求項16】 障害物検出装置であって、 送信された信号とその反射との間の遅延を測定するためのデバイスであって、 請求項1から14のいずれか一項に記載の方法に従って動作するように構成さ
れたデバイスと、 送信された信号を反射する物体の距離の指示を、前記遅延から導出する手段と
を備える障害物検出装置。 - 【請求項17】 不均一な間隔のイベントを含む第1の信号と、該第1の信
号内のそれぞれのイベントに各々関連する特徴を含む第2の信号の間でのシフト
を測定する方法であって、該方法は、 イベント間の距離だけ離れて位置する前記第2の信号のセグメントを組み合わ
せるステップと、 前記組合せ内でそれぞれの特徴の実質的な一致がある位置を決定するステップ
とを含む方法。 - 【請求項18】 前記イベントは少なくとも実質的に非周期的であるシーケ
ンスで発生する請求項17に記載の方法。 - 【請求項19】 1つの信号のプロファイルが他の信号のプロファイルに関
してシフトされる量を決定するために、前記プロファイルが対応する2つの信号
を比較する方法であって、該方法は、 不均一な間隔だけ離れて位置するポイントの連続を前記信号のうち第1の信号
から導出するステップと、 前記第1の信号から導出された前記ポイントによって決定された部分で、前記
信号のうち第2の信号をサンプリングするステップと、 前記サンプリングを組み合わせて、前記第1の信号から導出された前記それぞ
れのポイントに対応する前記第2の信号の部分と前記サンプリングが実質的に一
致している回数によって影響を受ける値を導出するステップと、 前記サンプリングを前記信号間のシフトに関して異なる値で反復するステップ
と、 もっとも大きな程度の一致に関連するシフトを選択するステップとを含む方法
。 - 【請求項20】 前記ポイントは少なくとも実質的に非周期的であるシーケ
ンスで発生する請求項19に記載の方法。
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