JP2002232397A - 移動通信システムにおける受信処理方法及び受信装置 - Google Patents
移動通信システムにおける受信処理方法及び受信装置Info
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- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
- H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明の課題は、移動通信システムにおいてDS
-CDMAを用いた下りリンク高速パケット伝送のような高
データレート伝送を行う際に問題となるマルチパス干渉
による受信特性の劣化を回避することのできる受信処理
方法を提供することである。 【解決手段】上記課題は、送信装置は一受信装置に対
し、所定の拡散符号が割り当てられた複数のコードチャ
ネルを束ねて送信し、受信装置にてその束ねられた複数
のコードチャネルを受信する移動通信システムにおける
受信処理方法において、上記束ねられた複数のコードチ
ャネルをコードチャネル群とする場合であって、上記送
信装置から送信される上記コードチャネル群に用いられ
る拡散符号群が直交符号系列の場合、上記受信装置は受
信点に到来した受信パス数に応じた上記コードチャネル
群の受信拡散信号系列を生成し、受信信号から除去すべ
き自コードチャネルのパスの受信拡散信号系列を取り除
くようにした受信処理方法にて解決される。
-CDMAを用いた下りリンク高速パケット伝送のような高
データレート伝送を行う際に問題となるマルチパス干渉
による受信特性の劣化を回避することのできる受信処理
方法を提供することである。 【解決手段】上記課題は、送信装置は一受信装置に対
し、所定の拡散符号が割り当てられた複数のコードチャ
ネルを束ねて送信し、受信装置にてその束ねられた複数
のコードチャネルを受信する移動通信システムにおける
受信処理方法において、上記束ねられた複数のコードチ
ャネルをコードチャネル群とする場合であって、上記送
信装置から送信される上記コードチャネル群に用いられ
る拡散符号群が直交符号系列の場合、上記受信装置は受
信点に到来した受信パス数に応じた上記コードチャネル
群の受信拡散信号系列を生成し、受信信号から除去すべ
き自コードチャネルのパスの受信拡散信号系列を取り除
くようにした受信処理方法にて解決される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信において
スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行うCDMA
（DS-CDMA）方式の移動通信システムに係り、詳しく
は、DS-CDMAを用いたセルラ通信において、基地局から
の下り伝送が高速データ伝送の場合に、マルチパスによ
る干渉をキャンセルする受信処理方法に関する。
スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行うCDMA
（DS-CDMA）方式の移動通信システムに係り、詳しく
は、DS-CDMAを用いたセルラ通信において、基地局から
の下り伝送が高速データ伝送の場合に、マルチパスによ
る干渉をキャンセルする受信処理方法に関する。
【０００２】また、本発明は、そのような受信処理方法
に従ってマルチパス干渉の除去を行うことのできる受信
装置に関する。
に従ってマルチパス干渉の除去を行うことのできる受信
装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】次世代移動通信方式ＩＭＴ−２０００
（International Mobile Telecommunication２０００）
における無線アクセス方式として広帯域DS-CDMA（W-CDM
A）方式が日本において採用された。このＩＭＴ−２０
００における最大情報伝送速度の要求条件は、移動環境
で１４４ｋｂｐｓ、歩行環境で３８４ｋｂｐｓ、準静止
環境で２Ｍｂｐｓであるので、次世代の移動通信システ
ムでは音声サービスに加えて本格的なマルチメディアサ
ービスが提供されると予測される。一方、近年のインタ
ーネットの急速な普及、情報の多元化、大容量化、更に
次世代インターネットの発展を考慮した場合、移動通信
において２Mｂｐｓを超える情報伝送速度を実現する無
線アクセス方式の開発が必要になってくる。特に、基地
局からの下り伝送においては、データベースやWebサイ
トからの画像、ファイル、ビデオ等のダウンロードによ
る高速・大容量のトラヒックが増大すると考えられるの
で、データトラヒックに適した高速パケット伝送技術が
必要不可欠となる。このような背景から、２Mｂｐｓを
超える高速パケット伝送を実現するために、W-CDMA無線
インターフェースを拡張した超高速パケット伝送の検討
が進められている。例えば、適応無線リンク制御（リン
クアダプテーション）に基づく適応変復調・誤り訂正
（チャネル符号化）や自動再送要求（ARQ：Automatic R
epeat reQuest） といった技術の適用が検討されてい
る。このリンクアダプテ−ションに基づく適応変復調・
誤り訂正は、高速データ伝送を効率的に行うために、各
ユーザの伝搬環境に応じて変調多値数、拡散率（SF: Sp
reading Factor）、マルチコード多重数、更には、誤り
訂正の符号化率を切替える方式である。例えば、ユーザ
の伝搬環境が良好になるにつれ、W-CDMAのデータ変調に
用いられるQPSK変調から、より高効率の多値変調、即
ち、８PSK、１６QAM、６４QAM変調に切替えることで、
移動通信システムの最大スループットを増大させること
ができる。例として、SF=４、マルチコード数３、誤り
訂正符号化率１/２としたときにデータ変調に６４QAMを
用いれば、チップレートが３．８４MｃｐｓのW-CDMA無
線インターフェースを用いて８．５Mｂｐｓの超高速デ
ータ伝送が原理的には可能となる。
（International Mobile Telecommunication２０００）
における無線アクセス方式として広帯域DS-CDMA（W-CDM
A）方式が日本において採用された。このＩＭＴ−２０
００における最大情報伝送速度の要求条件は、移動環境
で１４４ｋｂｐｓ、歩行環境で３８４ｋｂｐｓ、準静止
環境で２Ｍｂｐｓであるので、次世代の移動通信システ
ムでは音声サービスに加えて本格的なマルチメディアサ
ービスが提供されると予測される。一方、近年のインタ
ーネットの急速な普及、情報の多元化、大容量化、更に
次世代インターネットの発展を考慮した場合、移動通信
において２Mｂｐｓを超える情報伝送速度を実現する無
線アクセス方式の開発が必要になってくる。特に、基地
局からの下り伝送においては、データベースやWebサイ
トからの画像、ファイル、ビデオ等のダウンロードによ
る高速・大容量のトラヒックが増大すると考えられるの
で、データトラヒックに適した高速パケット伝送技術が
必要不可欠となる。このような背景から、２Mｂｐｓを
超える高速パケット伝送を実現するために、W-CDMA無線
インターフェースを拡張した超高速パケット伝送の検討
が進められている。例えば、適応無線リンク制御（リン
クアダプテーション）に基づく適応変復調・誤り訂正
（チャネル符号化）や自動再送要求（ARQ：Automatic R
epeat reQuest） といった技術の適用が検討されてい
る。このリンクアダプテ−ションに基づく適応変復調・
誤り訂正は、高速データ伝送を効率的に行うために、各
ユーザの伝搬環境に応じて変調多値数、拡散率（SF: Sp
reading Factor）、マルチコード多重数、更には、誤り
訂正の符号化率を切替える方式である。例えば、ユーザ
の伝搬環境が良好になるにつれ、W-CDMAのデータ変調に
用いられるQPSK変調から、より高効率の多値変調、即
ち、８PSK、１６QAM、６４QAM変調に切替えることで、
移動通信システムの最大スループットを増大させること
ができる。例として、SF=４、マルチコード数３、誤り
訂正符号化率１/２としたときにデータ変調に６４QAMを
用いれば、チップレートが３．８４MｃｐｓのW-CDMA無
線インターフェースを用いて８．５Mｂｐｓの超高速デ
ータ伝送が原理的には可能となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、変調
多値数を増大させ、ＳＦを小さく（マルチコード数を大
きくする）して、かつ誤り訂正の符号化率を大きくする
ことで、８．５Mｂｐｓの超高速データ伝送が原理的に
可能である。しかし、変調多値数の増大は同一の受信品
質（ビット誤り率）を満たすのに必要な所要希望波信号
電力対干渉電力比SIRの増大を招くことになる。
多値数を増大させ、ＳＦを小さく（マルチコード数を大
きくする）して、かつ誤り訂正の符号化率を大きくする
ことで、８．５Mｂｐｓの超高速データ伝送が原理的に
可能である。しかし、変調多値数の増大は同一の受信品
質（ビット誤り率）を満たすのに必要な所要希望波信号
電力対干渉電力比SIRの増大を招くことになる。
【０００５】また、上記リンクアダプテ−ションに基づ
く適応変復調・誤り訂正を実際の移動通信環境に適用し
ようとした場合、マルチパスフェ―ジング（周波数選択
性フェ―ジング）に対する耐性が重要となってくる。例
えば、W-CDMA方式における下りリンクは同一伝搬路にお
いてユーザ間（コードチャネル間）の直交化が可能であ
るが、マルチパス環境下ではマルチパス間で干渉が生じ
て伝送品質に劣化が生じる。このマルチパス干渉はDS−
CDMAでは一般にマルチユーザ干渉と同様に各コードチャ
ネルに対し平均的に受信信号電力の１/SFに抑えること
ができるものの、チップレートが３．８４MｃｐｓのW-C
DMA無線インターフェースを用いて８．５Mｂｐｓの超高
速データ伝送を行うには、データレートを大きくするた
めにSFを１に近くし、マルチコード数も大きくする必要
がある。このような場合、マルチパス干渉による受信SI
Rの劣化は非常に増大することになる。その結果、多値
変調、低SFおよび高符号化率の高速パケット伝送が実現
できるエリアは、例え他ユーザが存在しなくても、ま
た、熱雑音等の背景雑音の影響が小さくても、マルチパ
ス干渉の無い基地局の極近傍のエリアに限定されてしま
うので、システムの平均スループットが劣化することに
なる。
く適応変復調・誤り訂正を実際の移動通信環境に適用し
ようとした場合、マルチパスフェ―ジング（周波数選択
性フェ―ジング）に対する耐性が重要となってくる。例
えば、W-CDMA方式における下りリンクは同一伝搬路にお
いてユーザ間（コードチャネル間）の直交化が可能であ
るが、マルチパス環境下ではマルチパス間で干渉が生じ
て伝送品質に劣化が生じる。このマルチパス干渉はDS−
CDMAでは一般にマルチユーザ干渉と同様に各コードチャ
ネルに対し平均的に受信信号電力の１/SFに抑えること
ができるものの、チップレートが３．８４MｃｐｓのW-C
DMA無線インターフェースを用いて８．５Mｂｐｓの超高
速データ伝送を行うには、データレートを大きくするた
めにSFを１に近くし、マルチコード数も大きくする必要
がある。このような場合、マルチパス干渉による受信SI
Rの劣化は非常に増大することになる。その結果、多値
変調、低SFおよび高符号化率の高速パケット伝送が実現
できるエリアは、例え他ユーザが存在しなくても、ま
た、熱雑音等の背景雑音の影響が小さくても、マルチパ
ス干渉の無い基地局の極近傍のエリアに限定されてしま
うので、システムの平均スループットが劣化することに
なる。
【０００６】そこで、本発明の第一の課題は、移動通信
システムにおいてDS-CDMAを用いた下りリンク高速パケ
ット伝送のような高データレート伝送を行う際に問題と
なるマルチパス干渉による受信特性の劣化を回避するこ
とのできる受信処理方法を提供することである。
システムにおいてDS-CDMAを用いた下りリンク高速パケ
ット伝送のような高データレート伝送を行う際に問題と
なるマルチパス干渉による受信特性の劣化を回避するこ
とのできる受信処理方法を提供することである。
【０００７】また、本発明の第二の課題は、そのような
受信処理方法に従ってマルチパス干渉を除去することの
できる受信装置を提供することである。
受信処理方法に従ってマルチパス干渉を除去することの
できる受信装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記第一の課題を解決す
るため、本発明は、請求項１に記載されるように、送信
装置は一受信装置に対し、所定の拡散符号が割り当てら
れた複数のコードチャネルを束ねて送信し、受信装置に
てその束ねられた複数のコードチャネルを受信する移動
通信システムにおける受信処理方法において、上記束ね
られた複数のコードチャネルをコードチャネル群とする
場合であって、上記送信装置から送信される上記コード
チャネル群に用いられる拡散符号群が直交符号系列の場
合、上記受信装置は受信点に到来した受信パス数に応じ
た上記コードチャネル群の受信拡散信号系列を生成し、
受信信号から除去すべき自コードチャネルの受信パスの
受信拡散信号系列を取り除くように構成される。
るため、本発明は、請求項１に記載されるように、送信
装置は一受信装置に対し、所定の拡散符号が割り当てら
れた複数のコードチャネルを束ねて送信し、受信装置に
てその束ねられた複数のコードチャネルを受信する移動
通信システムにおける受信処理方法において、上記束ね
られた複数のコードチャネルをコードチャネル群とする
場合であって、上記送信装置から送信される上記コード
チャネル群に用いられる拡散符号群が直交符号系列の場
合、上記受信装置は受信点に到来した受信パス数に応じ
た上記コードチャネル群の受信拡散信号系列を生成し、
受信信号から除去すべき自コードチャネルの受信パスの
受信拡散信号系列を取り除くように構成される。
【０００９】上記のような受信処理方法では、マルチパ
ス環境下で干渉となる受信パスのコードチャネル群をキ
ャンセルするための受信拡散信号系列（＝マルチパス干
渉レプリカ）が生成される。受信装置では受信アンテナ
より受信した信号から上記で生成したマルチパス干渉レ
プリカを用いて自コードチャネル群間でマルチパスによ
って生じる干渉パスが取り除かれる。
ス環境下で干渉となる受信パスのコードチャネル群をキ
ャンセルするための受信拡散信号系列（＝マルチパス干
渉レプリカ）が生成される。受信装置では受信アンテナ
より受信した信号から上記で生成したマルチパス干渉レ
プリカを用いて自コードチャネル群間でマルチパスによ
って生じる干渉パスが取り除かれる。
【００１０】このように、本発明の受信処理方法によれ
ば、マルチパスによって生じる干渉パスのキャンセルを
行うので、受信装置の受信SIR(Signal-to-interference
power ratio)はマルチパス環境であっても改善するこ
とができる。すなわち、マルチパス環境で複数のコード
チャネルを多重して高速データ伝送を行う場合であって
も、受信品質の向上効果により情報伝送速度の平均スル
ープットの劣化を回避することができる。その結果、１
基地局が下り高速データ伝送を所要品質で提供すること
ができる領域を拡大させることができる。
ば、マルチパスによって生じる干渉パスのキャンセルを
行うので、受信装置の受信SIR(Signal-to-interference
power ratio)はマルチパス環境であっても改善するこ
とができる。すなわち、マルチパス環境で複数のコード
チャネルを多重して高速データ伝送を行う場合であって
も、受信品質の向上効果により情報伝送速度の平均スル
ープットの劣化を回避することができる。その結果、１
基地局が下り高速データ伝送を所要品質で提供すること
ができる領域を拡大させることができる。
【００１１】マルチパス環境において、受信装置が接続
している自送信装置の他のコードチャネル（直交チャネ
ル）群のマルチパス干渉をキャンセルできるという観点
から、本発明は請求項２に記載されるように、上記受信
処理方法において、上記送信装置から送信される上記コ
ードチャネル群に含まれる複数の拡散コードチャネルの
うち制御チャネルあるいは他のチャネルに用いられる他
コードチャネルの拡散符号群が直交符号系列の場合、上
記受信装置は受信点に到来した受信パス数に応じた上記
コードチャネル群の受信拡散信号系列を生成し、受信信
号から除去すべき他コードチャネルの受信パスの受信拡
散信号系列を取り除くように構成される。
している自送信装置の他のコードチャネル（直交チャネ
ル）群のマルチパス干渉をキャンセルできるという観点
から、本発明は請求項２に記載されるように、上記受信
処理方法において、上記送信装置から送信される上記コ
ードチャネル群に含まれる複数の拡散コードチャネルの
うち制御チャネルあるいは他のチャネルに用いられる他
コードチャネルの拡散符号群が直交符号系列の場合、上
記受信装置は受信点に到来した受信パス数に応じた上記
コードチャネル群の受信拡散信号系列を生成し、受信信
号から除去すべき他コードチャネルの受信パスの受信拡
散信号系列を取り除くように構成される。
【００１２】上記のような受信処理方法では、自コード
チャネルが接続されている送信装置から送信される他コ
ードチャネル群のマルチパス間で生じるマルチパス干渉
をキャンセルすることが可能となる。そのため、受信装
置の受信SIRをより改善することができる。
チャネルが接続されている送信装置から送信される他コ
ードチャネル群のマルチパス間で生じるマルチパス干渉
をキャンセルすることが可能となる。そのため、受信装
置の受信SIRをより改善することができる。
【００１３】マルチパス環境において、受信装置が接続
している自送信装置の他のコードチャネル（非直交チャ
ネル）群のマルチパス干渉をキャンセルできるという観
点から、本発明は請求項３に記載されるように、上記受
信処理方法において、上記送信装置から送信される上記
コードチャネル群に用いられる拡散符号群の一部又は全
部が非直交符号系列の場合、上記受信装置は受信点に到
来した受信パス数に応じた上記コードチャネル群の受信
拡散信号系列を生成し、受信信号から同一受信パス内で
非直交となる他コードチャネルの受信拡散信号系列を取
り除くように構成される。
している自送信装置の他のコードチャネル（非直交チャ
ネル）群のマルチパス干渉をキャンセルできるという観
点から、本発明は請求項３に記載されるように、上記受
信処理方法において、上記送信装置から送信される上記
コードチャネル群に用いられる拡散符号群の一部又は全
部が非直交符号系列の場合、上記受信装置は受信点に到
来した受信パス数に応じた上記コードチャネル群の受信
拡散信号系列を生成し、受信信号から同一受信パス内で
非直交となる他コードチャネルの受信拡散信号系列を取
り除くように構成される。
【００１４】上記のような受信処理方法では、自コード
チャネルが接続されている送信装置から送信される他コ
ードチャネル群（非直交チャネル）のマルチパス間及び
同一パス内で生じるマルチパス干渉をキャンセルするこ
とが可能となる。そのため、受信装置の受信SIRを上記
より改善することができる。
チャネルが接続されている送信装置から送信される他コ
ードチャネル群（非直交チャネル）のマルチパス間及び
同一パス内で生じるマルチパス干渉をキャンセルするこ
とが可能となる。そのため、受信装置の受信SIRを上記
より改善することができる。
【００１５】隣接する送信装置からの受信コードチャネ
ルの干渉をキャンセルすることができるという観点か
ら、本発明は請求項４に記載されるように、上記受信処
理方法において、上記受信装置は接続をしていない他の
送信装置からのコードチャネル群を受信したときに、受
信点に到来した受信パス数に応じた上記コードチャネル
群の受信拡散信号系列を生成し、受信信号から上記コー
ドチャネル群の受信拡散信号系列を取り除くように構成
される。
ルの干渉をキャンセルすることができるという観点か
ら、本発明は請求項４に記載されるように、上記受信処
理方法において、上記受信装置は接続をしていない他の
送信装置からのコードチャネル群を受信したときに、受
信点に到来した受信パス数に応じた上記コードチャネル
群の受信拡散信号系列を生成し、受信信号から上記コー
ドチャネル群の受信拡散信号系列を取り除くように構成
される。
【００１６】このような場合、受信装置を接続していな
い他の送信装置から送信されるコードチャネル群と上記
自コードチャネルが接続されている送信装置から送信さ
れる他コードチャネル群（非直交チャネル）とではマル
チパス伝搬路が異なるため全て干渉となる。従って、上
記のような受信処理方法では、非直交チャネルと他送信
装置のチャネルについて生成された受信拡散信号系列の
全てが差し引かれるので受信装置の受信SIRを更に改善
することが可能となる。
い他の送信装置から送信されるコードチャネル群と上記
自コードチャネルが接続されている送信装置から送信さ
れる他コードチャネル群（非直交チャネル）とではマル
チパス伝搬路が異なるため全て干渉となる。従って、上
記のような受信処理方法では、非直交チャネルと他送信
装置のチャネルについて生成された受信拡散信号系列の
全てが差し引かれるので受信装置の受信SIRを更に改善
することが可能となる。
【００１７】上記マルチパス干渉レプリカは、請求項５
に記載されるように、上記受信処理方法において、上記
受信拡散信号系列は、各コードチャネルについて得られ
る伝搬路変動の推定値およびデータ変調の推定値に基づ
いて生成される。
に記載されるように、上記受信処理方法において、上記
受信拡散信号系列は、各コードチャネルについて得られ
る伝搬路変動の推定値およびデータ変調の推定値に基づ
いて生成される。
【００１８】マルチパス干渉レプリカの生成に用いられ
る伝搬路変動の推定は、請求項６に記載されるように、
上記受信処理方法において、送信装置は予め送信位相お
よび送信振幅が受信装置で既知のパイロット信号を該受
信装置に周期的に送信し、受信装置にて上記パイロット
信号の受信位相および受信振幅を測定し、上記送信位相
および送信振幅とを比較して伝搬路による位相および振
幅の変動を求めて上記伝搬路変動の推定を行うように構
成される。
る伝搬路変動の推定は、請求項６に記載されるように、
上記受信処理方法において、送信装置は予め送信位相お
よび送信振幅が受信装置で既知のパイロット信号を該受
信装置に周期的に送信し、受信装置にて上記パイロット
信号の受信位相および受信振幅を測定し、上記送信位相
および送信振幅とを比較して伝搬路による位相および振
幅の変動を求めて上記伝搬路変動の推定を行うように構
成される。
【００１９】上記と同様な観点から、伝搬路変動の推定
は、請求項７に記載されるように、上記受信処理方法に
おいて、受信装置は上記のようにして得られる伝搬路変
動の推定値と、データ信号についてデータ変調の判定結
果と受信位相および振幅とを比較することによって得ら
れる伝搬路変動の推定値とを平均化して上記伝搬路変動
の推定値を求めるように構成される。
は、請求項７に記載されるように、上記受信処理方法に
おいて、受信装置は上記のようにして得られる伝搬路変
動の推定値と、データ信号についてデータ変調の判定結
果と受信位相および振幅とを比較することによって得ら
れる伝搬路変動の推定値とを平均化して上記伝搬路変動
の推定値を求めるように構成される。
【００２０】また、推定される上記伝搬路変動の推定値
を更新することによりマルチパス干渉レプリカの生成精
度が向上するという観点から、請求項８に記載されるよ
うに、上記受信処理方法において、上記パイロット信号
と上記データ信号および上記データ変調判定結果に基づ
いて上記伝搬路変動の推定を行い、その推定した伝搬路
変動推定値を用いてデータ変調判定を更新し、その更新
したデータ変調判定結果に基づいて伝搬路変動の推定を
更新することを所定回数繰り返すように構成される。
を更新することによりマルチパス干渉レプリカの生成精
度が向上するという観点から、請求項８に記載されるよ
うに、上記受信処理方法において、上記パイロット信号
と上記データ信号および上記データ変調判定結果に基づ
いて上記伝搬路変動の推定を行い、その推定した伝搬路
変動推定値を用いてデータ変調判定を更新し、その更新
したデータ変調判定結果に基づいて伝搬路変動の推定を
更新することを所定回数繰り返すように構成される。
【００２１】更に、伝搬路変動の推定値は、請求項９に
記載されるように、上記受信処理方法において、上記伝
搬路変動の推定値は、同一の送信装置から送信されたコ
ードチャネルに対しては同一の推定値を用いるように構
成される。
記載されるように、上記受信処理方法において、上記伝
搬路変動の推定値は、同一の送信装置から送信されたコ
ードチャネルに対しては同一の推定値を用いるように構
成される。
【００２２】マルチパス干渉レプリカの生成に用いられ
るデータ変調の推定は、請求項１０に記載されるよう
に、上記受信処理方法において、受信装置は受信拡散信
号系列を差し引いた受信信号を逆拡散して得られるデー
タ信号の受信逆拡散信号に対して、上記伝搬路変動の推
定値を用いて絶対同期検波を行い、パスダイバーシチあ
るいはアンテナダイバーシチで信号を受信したときに
は、所定のアンテナダイバーシチ合成を行った後の信号
を硬判定してデータ変調の推定を行うように構成され
る。
るデータ変調の推定は、請求項１０に記載されるよう
に、上記受信処理方法において、受信装置は受信拡散信
号系列を差し引いた受信信号を逆拡散して得られるデー
タ信号の受信逆拡散信号に対して、上記伝搬路変動の推
定値を用いて絶対同期検波を行い、パスダイバーシチあ
るいはアンテナダイバーシチで信号を受信したときに
は、所定のアンテナダイバーシチ合成を行った後の信号
を硬判定してデータ変調の推定を行うように構成され
る。
【００２３】また、上記同様な観点から、本発明は、請
求項１１に記載されるように、上記受信処理方法におい
て、送信装置にて予め送信原情報データ系列に対して誤
り訂正符号化したデータ系列に対してデータ変調を施し
ている場合、受信装置は受信拡散信号系列を差し引いた
受信信号を逆拡散して得られるデータ信号の受信逆拡散
信号に対して、上記伝搬路変動の推定値を用いて絶対同
期検波を行い、パスダイバーシチあるいは、アンテナダ
イバーシチで信号を受信したときには所定のアンテナダ
イバーシチ合成を行った後の信号に対して誤り訂正復号
を行うことで原情報データ系列を推定し、その推定した
原情報データ系列を再度誤り訂正符号化し、その誤り訂
正符号化したデータ系列を用いてデータ変調することで
データ変調の推定を行うように構成される。
求項１１に記載されるように、上記受信処理方法におい
て、送信装置にて予め送信原情報データ系列に対して誤
り訂正符号化したデータ系列に対してデータ変調を施し
ている場合、受信装置は受信拡散信号系列を差し引いた
受信信号を逆拡散して得られるデータ信号の受信逆拡散
信号に対して、上記伝搬路変動の推定値を用いて絶対同
期検波を行い、パスダイバーシチあるいは、アンテナダ
イバーシチで信号を受信したときには所定のアンテナダ
イバーシチ合成を行った後の信号に対して誤り訂正復号
を行うことで原情報データ系列を推定し、その推定した
原情報データ系列を再度誤り訂正符号化し、その誤り訂
正符号化したデータ系列を用いてデータ変調することで
データ変調の推定を行うように構成される。
【００２４】生成精度の高い受信拡散信号系列（＝マル
チパス干渉レプリカ）を利用することによって復調すべ
き信号の受信品質を向上させることができるという観点
から、本発明は、請求項１２に記載されるように、上記
受信処理方法において、受信装置は、更新された伝搬路
変動の推定値に基づいて受信拡散信号系列を更新し、受
信信号からその更新された受信拡散信号系列を差し引い
た信号を用いて復調すべきコードチャネルの復調を行う
ように構成される。
チパス干渉レプリカ）を利用することによって復調すべ
き信号の受信品質を向上させることができるという観点
から、本発明は、請求項１２に記載されるように、上記
受信処理方法において、受信装置は、更新された伝搬路
変動の推定値に基づいて受信拡散信号系列を更新し、受
信信号からその更新された受信拡散信号系列を差し引い
た信号を用いて復調すべきコードチャネルの復調を行う
ように構成される。
【００２５】上記第二の課題を解決するため、本発明
は、請求項１３に記載されるように、送信装置から送信
される複数の拡散コードチャネルを受信する受信装置に
おいて、 上記受信装置は干渉キャンセラを具備し、上
記干渉キャンセラは、複数段で構成され、初段において
は、干渉キャンセルの対象となる各受信コードチャネル
について、データ変調および伝搬路変動の推定を行うデ
ータ変調推定手段とチャネル推定手段と、その推定され
たデータ変調信号に伝搬路変動推定値を乗じる乗算手段
と、該当する拡散符号を用いて再度拡散を行って受信拡
散信号系列を各マルチパスについて求める受信拡散信号
系列生成手段とを有し、次段以降においては、干渉キャ
ンセルの対象となる各受信コードチャネルについて、受
信信号から前段で得られた他のコードチャネルの受信拡
散信号系列を差し引く他チャネルマルチパス干渉キャン
セル手段と、かつ前段で得られた自コードチャネルの受
信拡散信号系列も復調の対象となるパスに対応する受信
拡散信号系列を差し引く自チャネルマルチパス干渉キャ
ンセル手段と、上記他チャネルマルチパス干渉キャンセ
ル手段および自チャネルマルチパス干渉キャンセル手段
によって差し引かれた後の信号を各マルチパス分用意
し、その各マルチパス分用意された信号を用いて再度デ
ータ変調および伝搬路変動の推定を更新するデータ変調
推定更新手段及びチャネル推定更新手段と、その更新し
たデータ変調および伝搬路変動の推定値に基づいて受信
拡散信号系列を生成し直すことを所定回数繰り返す受信
拡散信号系列更新手段とを有し、最終段においては、復
調すべきコードチャネルについて、受信信号から前段で
得られた受信拡散信号系列を差し引いた信号を用いてデ
ータ復調を行うデータ復調手段を有するように構成され
る。
は、請求項１３に記載されるように、送信装置から送信
される複数の拡散コードチャネルを受信する受信装置に
おいて、 上記受信装置は干渉キャンセラを具備し、上
記干渉キャンセラは、複数段で構成され、初段において
は、干渉キャンセルの対象となる各受信コードチャネル
について、データ変調および伝搬路変動の推定を行うデ
ータ変調推定手段とチャネル推定手段と、その推定され
たデータ変調信号に伝搬路変動推定値を乗じる乗算手段
と、該当する拡散符号を用いて再度拡散を行って受信拡
散信号系列を各マルチパスについて求める受信拡散信号
系列生成手段とを有し、次段以降においては、干渉キャ
ンセルの対象となる各受信コードチャネルについて、受
信信号から前段で得られた他のコードチャネルの受信拡
散信号系列を差し引く他チャネルマルチパス干渉キャン
セル手段と、かつ前段で得られた自コードチャネルの受
信拡散信号系列も復調の対象となるパスに対応する受信
拡散信号系列を差し引く自チャネルマルチパス干渉キャ
ンセル手段と、上記他チャネルマルチパス干渉キャンセ
ル手段および自チャネルマルチパス干渉キャンセル手段
によって差し引かれた後の信号を各マルチパス分用意
し、その各マルチパス分用意された信号を用いて再度デ
ータ変調および伝搬路変動の推定を更新するデータ変調
推定更新手段及びチャネル推定更新手段と、その更新し
たデータ変調および伝搬路変動の推定値に基づいて受信
拡散信号系列を生成し直すことを所定回数繰り返す受信
拡散信号系列更新手段とを有し、最終段においては、復
調すべきコードチャネルについて、受信信号から前段で
得られた受信拡散信号系列を差し引いた信号を用いてデ
ータ復調を行うデータ復調手段を有するように構成され
る。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。
に基づいて説明する。
【００２７】本発明の実施の一形態に係るマルチパス干
渉除去方法が適用される移動通信システムは、例えば、
図１に示すように構成される。
渉除去方法が適用される移動通信システムは、例えば、
図１に示すように構成される。
【００２８】図１において、この移動通信システムは、
例えば、無線アクセスにCDMA方式を採用した移動通信シ
ステムであり、受信装置１０（以下、移動局という）、
送信装置１（以下、基地局１という）２０、送信装置２
（以下、基地局２という）２１及び上位局（例：無線回
線制御装置）で構成される。各基地局２０、２１は、複
数のコードチャネルを送信しており、同一基地局から送
信されるコードチャネルの一部は直交拡散符号の使用に
より直交しており、残りのコードチャネルは非直交とな
っている。W-CDMAやIS-95の商用システムにおいては、
基本的に下りはリンクの全コードチャネルは直交してい
るが、W-CDMAにおける同期チャネル(Synchronization c
hannel)では特殊な拡散符号が用いられるため、他のコ
ードチャネルと非直交となるチャネルが少数ながら存在
している。また、直交する拡散符号数は限りがあるた
め、これを超える数のコードチャネルが必要になる場合
は、非直交な拡散符号を用いた非直交コードチャネルの
送信を行うことになる。
例えば、無線アクセスにCDMA方式を採用した移動通信シ
ステムであり、受信装置１０（以下、移動局という）、
送信装置１（以下、基地局１という）２０、送信装置２
（以下、基地局２という）２１及び上位局（例：無線回
線制御装置）で構成される。各基地局２０、２１は、複
数のコードチャネルを送信しており、同一基地局から送
信されるコードチャネルの一部は直交拡散符号の使用に
より直交しており、残りのコードチャネルは非直交とな
っている。W-CDMAやIS-95の商用システムにおいては、
基本的に下りはリンクの全コードチャネルは直交してい
るが、W-CDMAにおける同期チャネル(Synchronization c
hannel)では特殊な拡散符号が用いられるため、他のコ
ードチャネルと非直交となるチャネルが少数ながら存在
している。また、直交する拡散符号数は限りがあるた
め、これを超える数のコードチャネルが必要になる場合
は、非直交な拡散符号を用いた非直交コードチャネルの
送信を行うことになる。
【００２９】基地局１２０から送信される他のコードチ
ャネル群（、）は、図１に示されるように、共通制
御チャネルのような共通チャネルと他の通信者に対する
通信チャネルの両方が考えられる。他の基地局（この場
合は基地局２２１）のコードチャネル同士は同様に同一
伝搬路（パス）において直交させることができるが、基
地局１２０から送信されるコードチャネルとは一般に移
動局１０において非同期に受信されるため、直交はしな
い。また、本例では、移動局１０が自チャネル以外の各
コードチャネルの拡散符号情報を得る方法として、基地
局１２０及び基地局２２１が下りの制御情報として拡散
符号の情報を移動局１０に通知する方法がとられてい
る。
ャネル群（、）は、図１に示されるように、共通制
御チャネルのような共通チャネルと他の通信者に対する
通信チャネルの両方が考えられる。他の基地局（この場
合は基地局２２１）のコードチャネル同士は同様に同一
伝搬路（パス）において直交させることができるが、基
地局１２０から送信されるコードチャネルとは一般に移
動局１０において非同期に受信されるため、直交はしな
い。また、本例では、移動局１０が自チャネル以外の各
コードチャネルの拡散符号情報を得る方法として、基地
局１２０及び基地局２２１が下りの制御情報として拡散
符号の情報を移動局１０に通知する方法がとられてい
る。
【００３０】図２は、上述した図１と同一の構成である
が、移動局１０が自コードチャネル以外の各コードチャ
ネルの拡散符号情報を得る方法が図１の場合と異なる例
である。図２の例では基地局２２１が自基地局の拡散符
号情報を上位局経由で基地局 １２０に通知し、基地局１
２０が両基地局（自基地局１２０と他の基地局２２１）
の拡散符号情報を下りの制御情報として移動局１０に通
知する。
が、移動局１０が自コードチャネル以外の各コードチャ
ネルの拡散符号情報を得る方法が図１の場合と異なる例
である。図２の例では基地局２２１が自基地局の拡散符
号情報を上位局経由で基地局 １２０に通知し、基地局１
２０が両基地局（自基地局１２０と他の基地局２２１）
の拡散符号情報を下りの制御情報として移動局１０に通
知する。
【００３１】上記のように、図１及び図２の例では基地
局１２０が制御情報として拡散符号情報を移動局１０に
通知する方法を示したが、この他にも移動局１０が基地
局１２０からの情報なしに拡散符号を識別する方法があ
る。例えば、移動局１０が予め想定される拡散符号候補
を用意し、受信信号とその用意した拡散符号候補との相
関を求め、相関の大きい拡散符号を求めることで他の基
地局で用いられる拡散符号を識別することができる。
局１２０が制御情報として拡散符号情報を移動局１０に
通知する方法を示したが、この他にも移動局１０が基地
局１２０からの情報なしに拡散符号を識別する方法があ
る。例えば、移動局１０が予め想定される拡散符号候補
を用意し、受信信号とその用意した拡散符号候補との相
関を求め、相関の大きい拡散符号を求めることで他の基
地局で用いられる拡散符号を識別することができる。
【００３２】上記基地局１２０が送信するパケットデー
タの送信フォーマットは例えば、図３に示す通りであ
る。ここで、パケットとは送るべき総データを一定量に
分割したものを示しており、データの送信単位である。
タの送信フォーマットは例えば、図３に示す通りであ
る。ここで、パケットとは送るべき総データを一定量に
分割したものを示しており、データの送信単位である。
【００３３】図３において、（１）の送信フォーマット
例は、パイロットチャネルが符号多重されている場合を
示し、１パケットがNs個のスロットで構成され、伝搬路
推定を行うためのパイロット信号が別の拡散符号で拡散
されたコードチャネルとしてデータチャネルに符号多重
される（）。一方、（２）の送信フォーマット例は、
パイロットチャネルが時間多重されている場合を示し、
パイロット信号がデータ信号に周期的に（スロット）ご
とに挿入（時間多重）される（）。また、１パケット
（＝Nｓスロット）は、（１）及び（２）同様にK個のコ
ードチャネル（＃１〜＃K）で構成される。
例は、パイロットチャネルが符号多重されている場合を
示し、１パケットがNs個のスロットで構成され、伝搬路
推定を行うためのパイロット信号が別の拡散符号で拡散
されたコードチャネルとしてデータチャネルに符号多重
される（）。一方、（２）の送信フォーマット例は、
パイロットチャネルが時間多重されている場合を示し、
パイロット信号がデータ信号に周期的に（スロット）ご
とに挿入（時間多重）される（）。また、１パケット
（＝Nｓスロット）は、（１）及び（２）同様にK個のコ
ードチャネル（＃１〜＃K）で構成される。
【００３４】これ以降は、（１）のパイロットチャネル
が符号多重されている場合を例にとり説明を進める。ま
た、パイロットチャネルを他の送信データチャネルにお
ける伝搬路推定にも利用することが可能であるので当該
パイロットチャネルを共通パイロットチャネルCPICH(Co
mmon pilot channel)と称して説明を行う。
が符号多重されている場合を例にとり説明を進める。ま
た、パイロットチャネルを他の送信データチャネルにお
ける伝搬路推定にも利用することが可能であるので当該
パイロットチャネルを共通パイロットチャネルCPICH(Co
mmon pilot channel)と称して説明を行う。
【００３５】本発明の受信処理方法が適用される受信装
置（以下、干渉キャンセラという）は、例えば、図４の
ように構成される。なお、本例では、基地局送信→移動
局受信の下りリンクで用いられる干渉キャンセラを想定
している。
置（以下、干渉キャンセラという）は、例えば、図４の
ように構成される。なお、本例では、基地局送信→移動
局受信の下りリンクで用いられる干渉キャンセラを想定
している。
【００３６】図４において、この干渉キャンセラ（第１
の構成例）は複数ステ―ジの干渉推定器１００、１１
０、遅延線路１２１〜１２４、減算器１５０〜１５３、
乗算器１４０、１４１、干渉推定器信号出力部１３０、
１６０から構成される。本例では干渉推定器の第ｐステ
ージ（１＜ｐ＜Ｐ）における第ｂアンテナブランチ（１
＜ｂ＜Ｂ）、第ｌパス（１＜ｌ＜Ｌ）の受信拡散信号系
列（以下、マルチパス干渉レプリカという）を
の構成例）は複数ステ―ジの干渉推定器１００、１１
０、遅延線路１２１〜１２４、減算器１５０〜１５３、
乗算器１４０、１４１、干渉推定器信号出力部１３０、
１６０から構成される。本例では干渉推定器の第ｐステ
ージ（１＜ｐ＜Ｐ）における第ｂアンテナブランチ（１
＜ｂ＜Ｂ）、第ｌパス（１＜ｌ＜Ｌ）の受信拡散信号系
列（以下、マルチパス干渉レプリカという）を
【００３７】
【数１】 とする。干渉推定部の第１ステージ１００では、受信ア
ンテナ＃１、＃２より受信した信号が直接入力される。
第２ステージ以降の干渉推定器１１０には受信信号から
前ステージで生成した他の全てのマルチパス干渉レプリ
カ
ンテナ＃１、＃２より受信した信号が直接入力される。
第２ステージ以降の干渉推定器１１０には受信信号から
前ステージで生成した他の全てのマルチパス干渉レプリ
カ
【００３８】
【数２】 が差し引かれた信号が入力される。干渉推定器部１０
０、１１０では、伝搬路の推定（＝チャネル推定）が行
われる。このチャネル推定は、共通パイロットチャネル
もしくはこれに加えて判定データ変調とデータシンボル
を用いて各ステージ毎（干渉推定部段毎）に更新され、
これを用いたデータ変調の判定も更新される。マルチパ
ス干渉レプリカはこのチャネル推定値を用いて各ステー
ジ毎に更新されるので、伝搬路推定精度並びにデータ判
定精度が向上するに従いこのマルチパス干渉レプリカの
生成精度も向上する。
０、１１０では、伝搬路の推定（＝チャネル推定）が行
われる。このチャネル推定は、共通パイロットチャネル
もしくはこれに加えて判定データ変調とデータシンボル
を用いて各ステージ毎（干渉推定部段毎）に更新され、
これを用いたデータ変調の判定も更新される。マルチパ
ス干渉レプリカはこのチャネル推定値を用いて各ステー
ジ毎に更新されるので、伝搬路推定精度並びにデータ判
定精度が向上するに従いこのマルチパス干渉レプリカの
生成精度も向上する。
【００３９】次に、図５を参照して、干渉推定器１１
０、１１０の構成及び動作について説明する。ここで
は、第1ステージの干渉推定器１１０を例にとり説明を
行う。
０、１１０の構成及び動作について説明する。ここで
は、第1ステージの干渉推定器１１０を例にとり説明を
行う。
【００４０】この干渉推定器１１０は、Rake・アンテナ
ダイバーシチ合成器２００、２１０、パラレル/シリア
ル変換器（＝P/S変換器）２２０、誤り訂正復号器２３
０、硬判定器２４０、２４１、誤り訂正符号化器２５
０、データ変調器２６０、シリアル/パラレル変換器
（＝S/P変換器）２７０、伝搬路推定器３００、３１
０、マルチパス干渉レプリカ生成器３２０、３３０、拡
散器３４０、３４１、演算器３５０〜３５３、３６０〜
３６３、アンテナ信号入力部４００、マルチパス干渉レ
プリカ信号出力部４１０で構成される。また、本干渉推
定部にはRake・アンテナダイバーシチ合成器２００、２
１０の信号とデータ変調からの信号の複素共役演算を行
う乗算器２８０が備えられている。また、Rake・アンテ
ナダイバーシチ合成器２１０は、逆拡散器２０１、２０
２、乗算器２０３、２０４、加算器２０５を有してお
り、伝搬路推定部３００、３１０は逆拡散器３０１、３
０２及び伝搬路推定器３０３、３０４を有している。ま
た、マルチパス干渉レプリカ生成器３２０、３３０は、
拡散器３２１、３２２、乗算器３２３、３２４を有して
いる。
ダイバーシチ合成器２００、２１０、パラレル/シリア
ル変換器（＝P/S変換器）２２０、誤り訂正復号器２３
０、硬判定器２４０、２４１、誤り訂正符号化器２５
０、データ変調器２６０、シリアル/パラレル変換器
（＝S/P変換器）２７０、伝搬路推定器３００、３１
０、マルチパス干渉レプリカ生成器３２０、３３０、拡
散器３４０、３４１、演算器３５０〜３５３、３６０〜
３６３、アンテナ信号入力部４００、マルチパス干渉レ
プリカ信号出力部４１０で構成される。また、本干渉推
定部にはRake・アンテナダイバーシチ合成器２００、２
１０の信号とデータ変調からの信号の複素共役演算を行
う乗算器２８０が備えられている。また、Rake・アンテ
ナダイバーシチ合成器２１０は、逆拡散器２０１、２０
２、乗算器２０３、２０４、加算器２０５を有してお
り、伝搬路推定部３００、３１０は逆拡散器３０１、３
０２及び伝搬路推定器３０３、３０４を有している。ま
た、マルチパス干渉レプリカ生成器３２０、３３０は、
拡散器３２１、３２２、乗算器３２３、３２４を有して
いる。
【００４１】本構成における自チャネルコード群間でマ
ルチパスによって生じるマルチパス干渉のキャンセルは
具体的には以下の通りである。
ルチパスによって生じるマルチパス干渉のキャンセルは
具体的には以下の通りである。
【００４２】マルチパス干渉キャンセラの干渉推定部の
第ｐステージにおける第ｂアンテナの第ｌパスの逆拡散
を行う逆拡散器への入力信号は、受信信号から他の全て
のマルチパス干渉レプリカが差し引かれた信号である。
第ｐステージにおける第ｂアンテナの第ｌパスの逆拡散
を行う逆拡散器への入力信号は、受信信号から他の全て
のマルチパス干渉レプリカが差し引かれた信号である。
【００４３】ここで、第ｋコードチャネルの狭帯域変調
信号波形ｄｋ（ｔ）、拡散信号変調波形ｃｋ（ｔ）を次
式のように表す。 （数式１）
信号波形ｄｋ（ｔ）、拡散信号変調波形ｃｋ（ｔ）を次
式のように表す。 （数式１）
【００４４】
【数３】 （数式２）
【００４５】
【数４】 上記（１）、（２）式において、Tdはシンボル間隔、Tc
はチップ間隔を表す。また、Ud(t)=1(0) for 0＜ｔ＜Ｔ
ｄ(otherwise)およびUc(t)=1(0) for ０＜ｔ＜Ｔｃ(oth
erwise)であり、N=Td/TcはSFである。
はチップ間隔を表す。また、Ud(t)=1(0) for 0＜ｔ＜Ｔ
ｄ(otherwise)およびUc(t)=1(0) for ０＜ｔ＜Ｔｃ(oth
erwise)であり、N=Td/TcはSFである。
【００４６】
【数５】 は拡散符号によるQPSK拡散変調を示し、拡散符号として
直交拡散符号を用いることで各コードチャネルは直交す
る。ｇｋ（ｉ）、φｋ（ｉ）はデータ変調振幅、位相を
表す。ここで、ｇｋ（ｉ）、φｋ（ｉ）はデータ変調方
式に応じて以下のように表される。
直交拡散符号を用いることで各コードチャネルは直交す
る。ｇｋ（ｉ）、φｋ（ｉ）はデータ変調振幅、位相を
表す。ここで、ｇｋ（ｉ）、φｋ（ｉ）はデータ変調方
式に応じて以下のように表される。
【００４７】１．QPSK変調時 （数式３）
【００４８】
【数６】 （数式４）
【００４９】
【数７】 ２．８PSK変調時 （数式５）
【００５０】
【数８】 （数式６）
【００５１】
【数９】 ３．１６QAM変調時 （数式７）
【００５２】
【数１０】 （数式８）
【００５３】
【数１１】 として、（数式９）
【００５４】
【数１２】 （数式１０）
【００５５】
【数１３】 ４．６４QAM変調時 （数式１１）
【００５６】
【数１４】 （数式１２）
【００５７】
【数１５】 として、（数式１３）
【００５８】
【数１６】 （数式１４）
【００５９】
【数１７】 同様に、共通パイロットチャネルの狭帯域変調信号波形
ｄｃｐｉｃｈ（ｔ）、拡散変調信号波形ｃ
ｃｐｉｃｈ（ｔ）は次式のように表される。 （数式１５）
ｄｃｐｉｃｈ（ｔ）、拡散変調信号波形ｃ
ｃｐｉｃｈ（ｔ）は次式のように表される。 （数式１５）
【００６０】
【数１８】 （数式１６）
【００６１】
【数１９】 ここで、Ｔｃｐｉｃｈは共通パイロットチャネルにおけ
るシンボル周期、ｕｃ ｐｉｃｈ(t)=1(0) for 0＜ｔ＜Ｔ
ｃｐｉｃｈ(otherwise)である。共通パイロットチャネ
ルについても直交拡散符号による拡散を行うため、同一
パス内の各コードチャネルは直行する。送信信号はL個
のマルチパスチャネルを伝搬してB個の受信アンテナで
受信される。第ｂアンテナにおける受信信号ｒｂ（ｔ）
は次式で表される。 （数式１７）
るシンボル周期、ｕｃ ｐｉｃｈ(t)=1(0) for 0＜ｔ＜Ｔ
ｃｐｉｃｈ(otherwise)である。共通パイロットチャネ
ルについても直交拡散符号による拡散を行うため、同一
パス内の各コードチャネルは直行する。送信信号はL個
のマルチパスチャネルを伝搬してB個の受信アンテナで
受信される。第ｂアンテナにおける受信信号ｒｂ（ｔ）
は次式で表される。 （数式１７）
【００６２】
【数２０】 ここで、ξb,lは第ｂアンテナの第ｌパスの複素フェ―
ジング包絡線、τｌは第ｌパスの伝搬遅延である。ｎ
(t)は片側電力スペクトル密度N0/２の加法的ガウス雑音
成分である。第ｌステージにおける第ｋコードチャネル
の第ｂアンテナ、第ｌパスについての第ｎスロットの第
ｍシンボルに対応する干渉推定器の逆拡散器出力は次式
で表される。 （数式１８）
ジング包絡線、τｌは第ｌパスの伝搬遅延である。ｎ
(t)は片側電力スペクトル密度N0/２の加法的ガウス雑音
成分である。第ｌステージにおける第ｋコードチャネル
の第ｂアンテナ、第ｌパスについての第ｎスロットの第
ｍシンボルに対応する干渉推定器の逆拡散器出力は次式
で表される。 （数式１８）
【００６３】
【数２１】 同様に、共通パイロットチャネルの逆拡散出力は次式で
表される。 （数式１９）
表される。 （数式１９）
【００６４】
【数２２】 ここで、Tslotはスロット間隔である。第ｐステージ
（１＜ｐ＜Ｐ）の繰返し伝搬路推定ｒ回目（１＜ｒ＜
Ｒ）におけるRake合成に用いられる伝搬路推定値を
（１＜ｐ＜Ｐ）の繰返し伝搬路推定ｒ回目（１＜ｒ＜
Ｒ）におけるRake合成に用いられる伝搬路推定値を
【００６５】
【数２３】 とする。始めに第1ステージにおける伝搬路推定値
【００６６】
【数２４】 は共通パイロットチャネルを用いて次式により求められ
る。 （数式２０）
る。 （数式２０）
【００６７】
【数２５】 ここで、Ncpichは１スロットに含まれる共通パイロット
チャネルのシンボル数である。即ち、受信複素信号に送
信複素信号の複素共役を乗じることで、伝搬路による複
素包絡変動変動を求めている。この伝搬路推定値を用い
て、BL個のマルチパス成分に
チャネルのシンボル数である。即ち、受信複素信号に送
信複素信号の複素共役を乗じることで、伝搬路による複
素包絡変動変動を求めている。この伝搬路推定値を用い
て、BL個のマルチパス成分に
【００６８】
【数２６】 の複素共役を乗算することにより、第ｋコードチャネル
の第ｎスロット、第ｍシンボルにおけるコヒーレントRa
ke合成出力
の第ｎスロット、第ｍシンボルにおけるコヒーレントRa
ke合成出力
【００６９】
【数２７】 は次式のように求められる。 （数式２１）
【００７０】
【数２８】 ここで、Rake合成後に仮データ判定を行う場合は、デー
タ系列
タ系列
【００７１】
【数２９】 を硬判定し、仮判定データシンボル系列 （数式２２）
【００７２】
【数３０】 を再生する。一方、誤り訂正復号後に仮データ判定を行
う場合は、
う場合は、
【００７３】
【数３１】 に対してブランチメトリックを算出し、Kコードチャネ
ルのブランチメトリックをパラレル/シリアル変換（＝P
/S変換）し、誤り訂正復号されて２値情報データ系列
ルのブランチメトリックをパラレル/シリアル変換（＝P
/S変換）し、誤り訂正復号されて２値情報データ系列
【００７４】
【数３２】 が得られる。また、誤り訂正復号の仕方は、一般に知ら
れている他の方法を用いることも可能である。この復号
情報データ系列を、誤り訂正符号化処理し、シリアル/
パラレル変換によりKコードチャネルへ割り当てた後、
データ変調を施すことにより、仮判定データシンボル系
列 （数式２３）
れている他の方法を用いることも可能である。この復号
情報データ系列を、誤り訂正符号化処理し、シリアル/
パラレル変換によりKコードチャネルへ割り当てた後、
データ変調を施すことにより、仮判定データシンボル系
列 （数式２３）
【００７５】
【数３３】 を再生する。そして、逆拡散器出力のデータシンボル
【００７６】
【数３４】 に
【００７７】
【数３５】 の複素共役を乗算（逆変調）してデータ変調成分を取り
除くことにより、擬似パイロットシンボルとして用いる
ことが可能となるため、共通パイロットチャネルに加え
てKNd個の擬似パイロットシンボルを用いて再度伝搬路
推定を行い、Rake合成、仮データ判定を更新する。この
プロセスをｒ回繰り返した後に得られる伝搬路推定値
除くことにより、擬似パイロットシンボルとして用いる
ことが可能となるため、共通パイロットチャネルに加え
てKNd個の擬似パイロットシンボルを用いて再度伝搬路
推定を行い、Rake合成、仮データ判定を更新する。この
プロセスをｒ回繰り返した後に得られる伝搬路推定値
【００７８】
【数３６】 は次式で表される。 （数式２４）
【００７９】
【数３７】 以上の説明では、共通パイロットチャネルを用いた伝搬
路推定は、１スロット区間のパイロットチャネルを平均
化することで行ったが、これを他の一般に知られる方法
に変えることもできる。例えば、式（２４）の第１項は
共通パイロットチャネルを用いた伝搬路推定値を示し、
第２項は判定帰還データシンボルを擬似パイロットシン
ボルとした伝搬路推定値を示す。判定帰還データによる
伝搬路推定値は振幅に応じた重み付け平均を用いてい
る。また、式（２４）におけるｗは共通パイロットチャ
ネルによる伝搬路推定値と判定帰還データシンボルによ
る伝搬路推定値の平均化における重み係数であり、デー
タ判定誤りが大きいときには小さい値を、データ判定誤
りが小さいときには大きな値を用いることで最適な推定
精度を得ることができる。W=0の場合はデータシンボル
をチャネル推定に用いない場合を示す。判定帰還データ
による伝搬路推定を加えることで、伝搬路推定に用いる
シンボル数が増大することから、雑音および干渉の平均
化効果が増大するために伝搬路推定精度が向上する（た
だし、判定帰還データシンボルには判定誤りが含まれる
ため、この判定誤りが伝搬路推定精度に影響を与え
る）。干渉推定器ではこのようににして得られた伝搬路
推定値
路推定は、１スロット区間のパイロットチャネルを平均
化することで行ったが、これを他の一般に知られる方法
に変えることもできる。例えば、式（２４）の第１項は
共通パイロットチャネルを用いた伝搬路推定値を示し、
第２項は判定帰還データシンボルを擬似パイロットシン
ボルとした伝搬路推定値を示す。判定帰還データによる
伝搬路推定値は振幅に応じた重み付け平均を用いてい
る。また、式（２４）におけるｗは共通パイロットチャ
ネルによる伝搬路推定値と判定帰還データシンボルによ
る伝搬路推定値の平均化における重み係数であり、デー
タ判定誤りが大きいときには小さい値を、データ判定誤
りが小さいときには大きな値を用いることで最適な推定
精度を得ることができる。W=0の場合はデータシンボル
をチャネル推定に用いない場合を示す。判定帰還データ
による伝搬路推定を加えることで、伝搬路推定に用いる
シンボル数が増大することから、雑音および干渉の平均
化効果が増大するために伝搬路推定精度が向上する（た
だし、判定帰還データシンボルには判定誤りが含まれる
ため、この判定誤りが伝搬路推定精度に影響を与え
る）。干渉推定器ではこのようににして得られた伝搬路
推定値
【００８０】
【数３８】 、仮判定データシンボル系列
【００８１】
【数３９】 を用いて、第ｂアンテナ、第ｌパスのマルチパス干渉レ
プリカを次式により求める。 （数式２５）
プリカを次式により求める。 （数式２５）
【００８２】
【数４０】 このマルチパス干渉レプリカを用いて、第２ステージに
おける第ｂアンテナ、第ｌパスの干渉推定器の逆拡散器
入力信号は次式で表される。 （数式２６）
おける第ｂアンテナ、第ｌパスの干渉推定器の逆拡散器
入力信号は次式で表される。 （数式２６）
【００８３】
【数４１】 ここで、αは干渉除去重み係数であり０＜αである。こ
のαは生成された干渉レプリカに含まれる誤差が大きい
場合には、小さくすることでこの影響を緩和することが
できる。しかし、小さすぎるαは明らかに干渉除去の効
果を低減するため、干渉レプリカの生成精度に応じて最
適なαを設定することでマルチパス干渉除去の効果を増
大することができる。例えば、マルチパスが多い場合に
は、伝搬路推定の精度が劣化するため、より小さなαを
用いることが効果的である場合がある。また、ステージ
数が大きくなるに従い、マルチパス干渉レプリカの精度
は向上するため、より大きなαを用いたほうが受信特性
を改善することができる。
のαは生成された干渉レプリカに含まれる誤差が大きい
場合には、小さくすることでこの影響を緩和することが
できる。しかし、小さすぎるαは明らかに干渉除去の効
果を低減するため、干渉レプリカの生成精度に応じて最
適なαを設定することでマルチパス干渉除去の効果を増
大することができる。例えば、マルチパスが多い場合に
は、伝搬路推定の精度が劣化するため、より小さなαを
用いることが効果的である場合がある。また、ステージ
数が大きくなるに従い、マルチパス干渉レプリカの精度
は向上するため、より大きなαを用いたほうが受信特性
を改善することができる。
【００８４】同様に、前ステージで生成したマルチパス
干渉レプリカを用いて、第ｐステージ（ｐ＞２）の干渉
推定器の逆拡散入力信号は次式のように求められる。 （数式２７）
干渉レプリカを用いて、第ｐステージ（ｐ＞２）の干渉
推定器の逆拡散入力信号は次式のように求められる。 （数式２７）
【００８５】
【数４２】 各ステージでは、マルチパス干渉レプリカを差し引いた
信号に対して、第ｌステージと同様に伝搬路推定、デー
タ変調の仮判定を行いマルチパス干渉レプリカの更新を
行う。そして最後に、最終ステージ（ｐ＝P）におい
て、Rake合成後のデータ系列
信号に対して、第ｌステージと同様に伝搬路推定、デー
タ変調の仮判定を行いマルチパス干渉レプリカの更新を
行う。そして最後に、最終ステージ（ｐ＝P）におい
て、Rake合成後のデータ系列
【００８６】
【数４３】 が誤り訂正復号されて（誤り訂正符号化されている場
合）、２値情報データ系列
合）、２値情報データ系列
【００８７】
【数４４】 が復調される。
【００８８】上述したように、第２ステージ以降の干渉
推定器には、受信信号から前ステージで生成した他の全
てのマルチパス干渉レプリカ
推定器には、受信信号から前ステージで生成した他の全
てのマルチパス干渉レプリカ
【００８９】
【数４５】 が差し引かれた信号が入力されるので、各ステージ毎に
マルチパス干渉レプリカが更新される。そのため、自チ
ャネルのマルチパス干渉の除去には精度の高いマルチパ
ス干渉レプリカを用いることができるので、受信品質を
高くした干渉キャンセルが実現可能である。
マルチパス干渉レプリカが更新される。そのため、自チ
ャネルのマルチパス干渉の除去には精度の高いマルチパ
ス干渉レプリカを用いることができるので、受信品質を
高くした干渉キャンセルが実現可能である。
【００９０】なお、上述では、共通パイロットチャネル
が符号多重されている場合の実施例を説明したが、本発
明の干渉キャンセラは図３の（２）に示される送信フォ
ーマット（共通パイロットチャネルが時間多重されてい
る場合）にも容易に適用することができる。
が符号多重されている場合の実施例を説明したが、本発
明の干渉キャンセラは図３の（２）に示される送信フォ
ーマット（共通パイロットチャネルが時間多重されてい
る場合）にも容易に適用することができる。
【００９１】次に、自チャネル以外のコードチャネル群
からのマルチパス干渉を除去する場合の実施例を上記と
同様に図面を参照して説明する。
からのマルチパス干渉を除去する場合の実施例を上記と
同様に図面を参照して説明する。
【００９２】図６において、本発明のマルチパス干渉キ
ャンセラは図４と比較して他の直交コードチャネルの干
渉推定部５１０、５４０、他の非直交コードチャネルの
干渉推定部５２０、５５０が付加されている。本実施形
態の説明では他の非直交コードチャネルの干渉推定部５
２０、５５０がマルチパス干渉キャンセラに具備される
場合を例にとり説明を行うが、上記他の非直交コードチ
ャネルの干渉推定部５２０、５５０を他の送信装置の処
理部等と置き換えることも可能である。各干渉推定部で
は上述した干渉推定器と同様に伝搬路の推定、データ変
調の判定を行って、マルチパス干渉レプリカを出力す
る。本図においては、自チャネルのマルチパス干渉レプ
リカを
ャンセラは図４と比較して他の直交コードチャネルの干
渉推定部５１０、５４０、他の非直交コードチャネルの
干渉推定部５２０、５５０が付加されている。本実施形
態の説明では他の非直交コードチャネルの干渉推定部５
２０、５５０がマルチパス干渉キャンセラに具備される
場合を例にとり説明を行うが、上記他の非直交コードチ
ャネルの干渉推定部５２０、５５０を他の送信装置の処
理部等と置き換えることも可能である。各干渉推定部で
は上述した干渉推定器と同様に伝搬路の推定、データ変
調の判定を行って、マルチパス干渉レプリカを出力す
る。本図においては、自チャネルのマルチパス干渉レプ
リカを
【００９３】
【数４６】 、他の直交チャネルのマルチパス干渉レプリカを
【００９４】
【数４７】 、他の非直交チャネルのマルチパス干渉を
【００９５】
【数４８】 と示した。上述した第６図におけるマルチパス干渉キャ
ンセル方法では各コードチャネル群に対するマルチパス
干渉レプリカの推定の処理は各ステージで並列に行われ
る。即ち、第１ステージでは受信信号そのものを用いて
マルチパス干渉レプリカを生成し、第２ステージでは、
第１ステージでのマルチパス干渉レプリカ推定値を受信
信号から減じた信号を基に、より精度の高いマルチパス
干渉レプリカの推定を行う。
ンセル方法では各コードチャネル群に対するマルチパス
干渉レプリカの推定の処理は各ステージで並列に行われ
る。即ち、第１ステージでは受信信号そのものを用いて
マルチパス干渉レプリカを生成し、第２ステージでは、
第１ステージでのマルチパス干渉レプリカ推定値を受信
信号から減じた信号を基に、より精度の高いマルチパス
干渉レプリカの推定を行う。
【００９６】ここで、同一の送信局から送信されたコー
ドチャネルについては、同一の伝搬路変動を受けて移動
局１０で受信されるため、伝搬路推定部を共通化し、よ
り多くの共通パイロットチャネルおよびデータ信号を用
いて上述のような伝搬路推定をすることで伝搬路推定の
精度を向上でき、また受信処理量を軽減することができ
る。
ドチャネルについては、同一の伝搬路変動を受けて移動
局１０で受信されるため、伝搬路推定部を共通化し、よ
り多くの共通パイロットチャネルおよびデータ信号を用
いて上述のような伝搬路推定をすることで伝搬路推定の
精度を向上でき、また受信処理量を軽減することができ
る。
【００９７】図６に示す干渉キャンセラの第二構成例で
は、第２ステージ以降の干渉推定器には全ステージで生
成した他の全てのマルチパス干渉レプリカが差し引かれ
た信号が入力されるが、ここで、互いに直交しないコー
ドチャネルの干渉レプリカについては同一パスのマルチ
パス干渉レプリカも受信信号から差し引くことで受信品
質を向上する。
は、第２ステージ以降の干渉推定器には全ステージで生
成した他の全てのマルチパス干渉レプリカが差し引かれ
た信号が入力されるが、ここで、互いに直交しないコー
ドチャネルの干渉レプリカについては同一パスのマルチ
パス干渉レプリカも受信信号から差し引くことで受信品
質を向上する。
【００９８】これに対して、第７図に示される本発明に
おける干渉キャンセラの構成例３では、各コードチャネ
ル群に対するマルチパス干渉レプリカの推定処理は各ス
テージで直列に行われる。本干渉キャンセラの構成は上
述の図６と同様な構成をとる。自コードチャネルの干渉
推定部は７００、７３０、他の直交コードチャネルの干
渉推定部７１０、７４０、他の非直交コードチャネルの
干渉推定部７２０、７５０が付加されている。本実施形
態の説明では、上記同様に、他の非直交コードチャネル
の干渉推定部７２０、７５０がマルチパス干渉キャンセ
ラに具備される場合を例にとり説明を行うが、上記他の
非直交コードチャネルの干渉推定部７２０、７５０を他
の送信装置の処理部等と置き換えることも可能である。
おける干渉キャンセラの構成例３では、各コードチャネ
ル群に対するマルチパス干渉レプリカの推定処理は各ス
テージで直列に行われる。本干渉キャンセラの構成は上
述の図６と同様な構成をとる。自コードチャネルの干渉
推定部は７００、７３０、他の直交コードチャネルの干
渉推定部７１０、７４０、他の非直交コードチャネルの
干渉推定部７２０、７５０が付加されている。本実施形
態の説明では、上記同様に、他の非直交コードチャネル
の干渉推定部７２０、７５０がマルチパス干渉キャンセ
ラに具備される場合を例にとり説明を行うが、上記他の
非直交コードチャネルの干渉推定部７２０、７５０を他
の送信装置の処理部等と置き換えることも可能である。
【００９９】本図の例では、自チャネルの干渉推定、他
の直交コードチャネルの干渉推定、他の非直交コードチ
ャネルの干渉推定の順に処理が行われる。従って、第１
ステージにおいても順次先に処理の行われたチャネルの
干渉レプリカを受信信号から差し引いた信号で後続のチ
ャネルの干渉推定を行うことができるため、図６で示し
た構成例２に比較して性能が向上する。第２ステージ以
降では、自分より処理の早いチャネルについては当該ス
テージで生成されたマルチパス干渉レプリカを、自分お
よび自分より処理が後となるチャネルについては、前ス
テージでのマルチパス干渉レプリカが受信信号から減じ
られる。図７の構成例３前述の構成例２よりも受信品質
の改善が期待できるが、信号処理の処理遅延は一般に大
きくなると考えられるため、状況に応じて構成例２ある
いは構成例３のいずれかを選択する。または、第１ステ
ージは構成例３を採用し、第２ステージ以降は構成例２
を採用するといった複合構成をとることも可能である。
の直交コードチャネルの干渉推定、他の非直交コードチ
ャネルの干渉推定の順に処理が行われる。従って、第１
ステージにおいても順次先に処理の行われたチャネルの
干渉レプリカを受信信号から差し引いた信号で後続のチ
ャネルの干渉推定を行うことができるため、図６で示し
た構成例２に比較して性能が向上する。第２ステージ以
降では、自分より処理の早いチャネルについては当該ス
テージで生成されたマルチパス干渉レプリカを、自分お
よび自分より処理が後となるチャネルについては、前ス
テージでのマルチパス干渉レプリカが受信信号から減じ
られる。図７の構成例３前述の構成例２よりも受信品質
の改善が期待できるが、信号処理の処理遅延は一般に大
きくなると考えられるため、状況に応じて構成例２ある
いは構成例３のいずれかを選択する。または、第１ステ
ージは構成例３を採用し、第２ステージ以降は構成例２
を採用するといった複合構成をとることも可能である。
【０１００】次に、上述した本発明における干渉キャン
セラ（図４、図６、図７）を適用した場合のマルチパス
干渉の低減効果及びその干渉低減効果によって得られる
受信品質の改善効果について図８及び図９を用いて説明
する。
セラ（図４、図６、図７）を適用した場合のマルチパス
干渉の低減効果及びその干渉低減効果によって得られる
受信品質の改善効果について図８及び図９を用いて説明
する。
【０１０１】まず、図８では、図１及び図２に基づいて
両基地局（基地局１２０、基地局２２１）から送信され
たコードチャネル信号が２パスで移動局１０において受
信された場合を表している（基地局１２０の受信パスは
パス１、パス２、基地局２２１の受信パスはパス３、パ
ス４と記す）。従って、移動局１０での受信信号は、次
のようなコードチャネルが多重化されたものとなる。
両基地局（基地局１２０、基地局２２１）から送信され
たコードチャネル信号が２パスで移動局１０において受
信された場合を表している（基地局１２０の受信パスは
パス１、パス２、基地局２２１の受信パスはパス３、パ
ス４と記す）。従って、移動局１０での受信信号は、次
のようなコードチャネルが多重化されたものとなる。
【０１０２】復調すべき自コードチャネル群（直交チ
ャネル）のパス１の受信信号 復調すべき自コードチャネル群（直交チャネル）のパ
ス２の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（直
交チャネル）のパス１の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（直
交チャネル）のパス２の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（非
直交チャネル）のパス１の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（非
直交チャネル）のパス２の受信信号 基地局２２１（他セル）のコードチャネル群のパス３
の受信信号 基地局２２１（他セル）のコードチャネル群のパス４
の受信信号 このように、図１及び図２の例に対応して上記〜の
各信号が同一帯域に混在して受信拡散信号として移動局
１０で受信される。移動局１０では復調したいコードチ
ャネルの拡散符号を用いて逆拡散を行うことでこの復調
したいコードチャネルのみ狭帯域信号に変換されて復調
される。ここで、本発明における干渉キャンセル方法を
適用しない場合を図９（１）に示す。この場合、復調す
べき自コードチャネルのパス１について狭帯域信号に変
換されて復調されるので、基地局１からの他の直交コー
ドチャネルの同一パス（図８の）信号成分は逆拡散信
号に残留しないが、他の受信信号（〜）は干渉とし
て残るため本図１に示すようなSIRに応じた受信品質に
なる。
ャネル）のパス１の受信信号 復調すべき自コードチャネル群（直交チャネル）のパ
ス２の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（直
交チャネル）のパス１の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（直
交チャネル）のパス２の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（非
直交チャネル）のパス１の受信信号 基地局１２０（自セル）の他のコードチャネル群（非
直交チャネル）のパス２の受信信号 基地局２２１（他セル）のコードチャネル群のパス３
の受信信号 基地局２２１（他セル）のコードチャネル群のパス４
の受信信号 このように、図１及び図２の例に対応して上記〜の
各信号が同一帯域に混在して受信拡散信号として移動局
１０で受信される。移動局１０では復調したいコードチ
ャネルの拡散符号を用いて逆拡散を行うことでこの復調
したいコードチャネルのみ狭帯域信号に変換されて復調
される。ここで、本発明における干渉キャンセル方法を
適用しない場合を図９（１）に示す。この場合、復調す
べき自コードチャネルのパス１について狭帯域信号に変
換されて復調されるので、基地局１からの他の直交コー
ドチャネルの同一パス（図８の）信号成分は逆拡散信
号に残留しないが、他の受信信号（〜）は干渉とし
て残るため本図１に示すようなSIRに応じた受信品質に
なる。
【０１０３】ここで、図４に示す干渉キャンセラを適用
して干渉キャンセルを行った場合、図９（２）に示すよ
うに、自コードチャネルの他のマルチパス（図８の）
の干渉が取り除かれるため、逆拡散信号のSIRは干渉キ
ャンセルを行わない場合の図９（１）に比較して大きく
なり受信品質が改善される。また、図５あるいは図６の
干渉キャンセラに基づいて干渉キャンセルを行った場
合、図９（３）〜（５）に示すように、図５あるいは図
６の干渉キャンセラでは自コードチャネル以外に他の直
交コードチャネル、他の非直交コードチャネルに対して
干渉推定が行われる。そのため、干渉低減効果は図９
（３）〜（５）のようになる。即ち、図９（３）では自
コードチャネル+基地局１２０の他のコードチャネル群
（直交チャネル）の干渉キャンセルが行われた場合を示
しており、この場合、図８の（３）及び（４）の干渉信
号が除去される。また、図９（４）では自コードチャネ
ル+基地局１２０の他のコードチャネル群（直交チャネ
ル）+基地局１２０の他のコードチャネル群（非直交チ
ャネル）の干渉キャンセルが行われた場合を示してお
り、この場合、図８の（５）及び（６）の干渉信号が除
去される。更に、図９（５）では自コードチャネル+基
地局１２０の他のコードチャネル群（直交チャネル）+
基地局１２０の他のコードチャネル群（非直交チャネ
ル）+基地局２２１のコードチャネル群の干渉キャンセ
ルが行われた場合を示しており、この場合、基地局２２
１からのコードチャネルの２パスからの干渉が差し引か
れるため、図８の（７）及び（８）に示すように更なる
受信品質の改善が可能である。
して干渉キャンセルを行った場合、図９（２）に示すよ
うに、自コードチャネルの他のマルチパス（図８の）
の干渉が取り除かれるため、逆拡散信号のSIRは干渉キ
ャンセルを行わない場合の図９（１）に比較して大きく
なり受信品質が改善される。また、図５あるいは図６の
干渉キャンセラに基づいて干渉キャンセルを行った場
合、図９（３）〜（５）に示すように、図５あるいは図
６の干渉キャンセラでは自コードチャネル以外に他の直
交コードチャネル、他の非直交コードチャネルに対して
干渉推定が行われる。そのため、干渉低減効果は図９
（３）〜（５）のようになる。即ち、図９（３）では自
コードチャネル+基地局１２０の他のコードチャネル群
（直交チャネル）の干渉キャンセルが行われた場合を示
しており、この場合、図８の（３）及び（４）の干渉信
号が除去される。また、図９（４）では自コードチャネ
ル+基地局１２０の他のコードチャネル群（直交チャネ
ル）+基地局１２０の他のコードチャネル群（非直交チ
ャネル）の干渉キャンセルが行われた場合を示してお
り、この場合、図８の（５）及び（６）の干渉信号が除
去される。更に、図９（５）では自コードチャネル+基
地局１２０の他のコードチャネル群（直交チャネル）+
基地局１２０の他のコードチャネル群（非直交チャネ
ル）+基地局２２１のコードチャネル群の干渉キャンセ
ルが行われた場合を示しており、この場合、基地局２２
１からのコードチャネルの２パスからの干渉が差し引か
れるため、図８の（７）及び（８）に示すように更なる
受信品質の改善が可能である。
【０１０４】このように、図５あるいは図６の干渉キャ
ンセラをマルチパスフェ―ジングが発生する移動体通信
で適用することによって、図４の干渉キャンセラと比較
して更に、逆拡散信号のSIRが大きくなるため受信品質
を改善することができる。
ンセラをマルチパスフェ―ジングが発生する移動体通信
で適用することによって、図４の干渉キャンセラと比較
して更に、逆拡散信号のSIRが大きくなるため受信品質
を改善することができる。
【０１０５】次に、本発明の干渉キャンセル方法を適用
した場合の効果を示す計算機シミュレーションにおける
スループット特性を表図１０に、その計算機シミュレー
ションに用いられた諸元を表１に示す。
した場合の効果を示す計算機シミュレーションにおける
スループット特性を表図１０に、その計算機シミュレー
ションに用いられた諸元を表１に示す。
【０１０６】表１において、計算機シミュレーションの
諸元は次の通りである。
諸元は次の通りである。
【０１０７】チップレート（）：３．８４Mｃｐｓ、
シンボルレート（）：２４０ｋｓｐｓ、情報ビットレ
ート：８．４２Mｂｐｓ、拡散率：１６、マルチコード
数：１２、拡散コード：直交符号系列、Gold系列、変調
方式：データ変調用に６４QAM、一次拡散用にQPSK、チ
ャネルコーディング/デコーディング：畳み込み符号
（符号化率：1/2、拘束長：９）/軟判定、ビタビ復号、
アンテナダイバーシチ：２ブランチ、チャネルモデル：
Lパスのレイリー変動、ドップラ周波数ｆD＝８０Hz。
シンボルレート（）：２４０ｋｓｐｓ、情報ビットレ
ート：８．４２Mｂｐｓ、拡散率：１６、マルチコード
数：１２、拡散コード：直交符号系列、Gold系列、変調
方式：データ変調用に６４QAM、一次拡散用にQPSK、チ
ャネルコーディング/デコーディング：畳み込み符号
（符号化率：1/2、拘束長：９）/軟判定、ビタビ復号、
アンテナダイバーシチ：２ブランチ、チャネルモデル：
Lパスのレイリー変動、ドップラ周波数ｆD＝８０Hz。
【０１０８】この表１に示すように、３．８４Mｃｐｓ
のチップレートで拡散率１６、１２マルチコード、畳み
込み符号化率１/２として６４QAMデータ変調を用いるこ
とで情報ビットレート８．４２Mｂｐｓが実現されてい
る。
のチップレートで拡散率１６、１２マルチコード、畳み
込み符号化率１/２として６４QAMデータ変調を用いるこ
とで情報ビットレート８．４２Mｂｐｓが実現されてい
る。
【０１０９】次に、このシミュレーション諸元に基づい
て行われた計算機シミュレーション結果を図１０に示
す。
て行われた計算機シミュレーション結果を図１０に示
す。
【０１１０】図１０において、本図は、縦軸にスループ
ット（bits/sec）、横軸に１アンテナ当たりの平均受信
Eb/No(dB)を表す。Eb/Noとは、１情報ビット当たりの信
号電力対雑音電力密度比である。
ット（bits/sec）、横軸に１アンテナ当たりの平均受信
Eb/No(dB)を表す。Eb/Noとは、１情報ビット当たりの信
号電力対雑音電力密度比である。
【０１１１】本計算機シミュレーションでは、伝搬モデ
ルL＝１〜４パスについて評価し、干渉除去重み係数α
はL＝２、３、４において、それぞれ０．９、０．７、
０．７とした。また、干渉キャンセラのステージ数Pを
４とし、チャネル推定の繰返し数Rは１として評価を行
った。更に、マルチパス干渉キャンセラを適用した場合
の効果を確認するためにマルチパス干渉キャンセラを非
適用とした場合のスループット特性についても評価し
た。本図中、マルチパス干渉キャンセラ適用の場合は、
×（L=1）、○（L=2）、□（L=3）、△（L＝４）で表さ
れ、マルチパス干渉キャンセラ非適用の場合は●（L=
2）、■（L=3）、▲（L＝４）で表されている。
ルL＝１〜４パスについて評価し、干渉除去重み係数α
はL＝２、３、４において、それぞれ０．９、０．７、
０．７とした。また、干渉キャンセラのステージ数Pを
４とし、チャネル推定の繰返し数Rは１として評価を行
った。更に、マルチパス干渉キャンセラを適用した場合
の効果を確認するためにマルチパス干渉キャンセラを非
適用とした場合のスループット特性についても評価し
た。本図中、マルチパス干渉キャンセラ適用の場合は、
×（L=1）、○（L=2）、□（L=3）、△（L＝４）で表さ
れ、マルチパス干渉キャンセラ非適用の場合は●（L=
2）、■（L=3）、▲（L＝４）で表されている。
【０１１２】本計算機シミュレーション結果に示すよう
に、L=1パス環境では高Eb/Noの領域で８．４Mｂｐｓの
高スループットを達成している（図中×）が、L=2パス
環境ではマルチパス干渉キャンセラなしでは、スループ
ットは２Mｂｐｓ以下まで劣化する（図中●）。これに
対し本発明の干渉キャンセラ（４ステージ）を適用する
ことで、L=2パス環境でも８Mｂｐｓの高スループットが
実現可能となり（図中○）マルチパス環境でのスループ
ットを大幅に改善することがわかる。
に、L=1パス環境では高Eb/Noの領域で８．４Mｂｐｓの
高スループットを達成している（図中×）が、L=2パス
環境ではマルチパス干渉キャンセラなしでは、スループ
ットは２Mｂｐｓ以下まで劣化する（図中●）。これに
対し本発明の干渉キャンセラ（４ステージ）を適用する
ことで、L=2パス環境でも８Mｂｐｓの高スループットが
実現可能となり（図中○）マルチパス環境でのスループ
ットを大幅に改善することがわかる。
【０１１３】これまで説明したように、本発明では、直
交符号系列並びに非直交符号系列で拡散したコードチャ
ネルにおいて共通パイロットチャネル及び通信チャネル
の誤り訂正（チャネル符号化）復号後もしくは復号前の
判定帰還データを用いた高精度チャネル推定値を元にマ
ルチパス干渉レプリカが生成され、受信信号から当該マ
ルチパス干渉レプリカを取り除く（マルチパス干渉キャ
ンセル）ことによりマルチパス環境での受信品質（ビッ
ト誤り率、スループット等）を大きく改善することが可
能となる。その結果、同一の受信品質を得るのに必要な
受信信号電力を大幅に低減できるので、高速データ伝送
がマルチパス干渉の無い基地局の極近傍のエリアに限定
されてしまう従来と比較して、１基地局がカバーする高
速データ伝送を可能とするエリアを拡大することができ
る。
交符号系列並びに非直交符号系列で拡散したコードチャ
ネルにおいて共通パイロットチャネル及び通信チャネル
の誤り訂正（チャネル符号化）復号後もしくは復号前の
判定帰還データを用いた高精度チャネル推定値を元にマ
ルチパス干渉レプリカが生成され、受信信号から当該マ
ルチパス干渉レプリカを取り除く（マルチパス干渉キャ
ンセル）ことによりマルチパス環境での受信品質（ビッ
ト誤り率、スループット等）を大きく改善することが可
能となる。その結果、同一の受信品質を得るのに必要な
受信信号電力を大幅に低減できるので、高速データ伝送
がマルチパス干渉の無い基地局の極近傍のエリアに限定
されてしまう従来と比較して、１基地局がカバーする高
速データ伝送を可能とするエリアを拡大することができ
る。
【０１１４】尚、上記チャネル推定は上記判定帰還デー
タを用いなくても推定することができる。
タを用いなくても推定することができる。
【０１１５】上記例において、干渉キャンセラの機能が
他チャネルマルチパス干渉キャンセル手段、自チャネル
マルチパス干渉キャンセル手段、減算手段に対応し、上
記干渉キャンセラの干渉推定部の機能がデータ変調推定
手段、チャネル推定手段、乗算手段、受信拡散信号系列
生成手段、データ変調推定更新手段、チャネル推定更新
手段、受信拡散信号系列更新手段、データ復調手段に対
応する。
他チャネルマルチパス干渉キャンセル手段、自チャネル
マルチパス干渉キャンセル手段、減算手段に対応し、上
記干渉キャンセラの干渉推定部の機能がデータ変調推定
手段、チャネル推定手段、乗算手段、受信拡散信号系列
生成手段、データ変調推定更新手段、チャネル推定更新
手段、受信拡散信号系列更新手段、データ復調手段に対
応する。
【０１１６】また、上記干渉キャンセラの干渉推定部の
機能が第１〜第３の伝搬路変動推定手段、データ変調判
定更新手段、伝搬路変動推定更新手段、同一推定値適用
手段、絶対同期検波手段、第１及び第２のデータ変調推
定手段、原情報データ系列推定手段、データ変調推定適
応振り分け手段に対応する。
機能が第１〜第３の伝搬路変動推定手段、データ変調判
定更新手段、伝搬路変動推定更新手段、同一推定値適用
手段、絶対同期検波手段、第１及び第２のデータ変調推
定手段、原情報データ系列推定手段、データ変調推定適
応振り分け手段に対応する。
【０１１７】
【発明の効果】以上、説明したように、請求項１乃至１
２記載の本願発明によれば、DS-CDMAを用いたセルラ通
信において、特にチップレートと同等かそれ以上のよう
な超高速データ伝送を行う際に、受信品質を大きく劣化
させるマルチパス干渉を生成し、受信信号から取り除く
（マルチパス干渉キャンセル）ことにより、マルチパス
環境での受信品質を大きく改善することができる。
２記載の本願発明によれば、DS-CDMAを用いたセルラ通
信において、特にチップレートと同等かそれ以上のよう
な超高速データ伝送を行う際に、受信品質を大きく劣化
させるマルチパス干渉を生成し、受信信号から取り除く
（マルチパス干渉キャンセル）ことにより、マルチパス
環境での受信品質を大きく改善することができる。
【０１１８】また、請求項１３乃至２１記載の本願発明
によれば、マルチパス環境で超高速のデータ伝送を行っ
ていてもマルチパス干渉をキャンセルすることのできる
受信装置を提供することができる。
によれば、マルチパス環境で超高速のデータ伝送を行っ
ていてもマルチパス干渉をキャンセルすることのできる
受信装置を提供することができる。
【図１】本発明の実施の一形態に係る受信処理方法が適
用される移動通信システム（他セルの拡散符号情報を他
セルの制御チャネルから受信する場合）の構成例を示す
図である。
用される移動通信システム（他セルの拡散符号情報を他
セルの制御チャネルから受信する場合）の構成例を示す
図である。
【図２】本発明の実施の一形態に係る受信処理方法が適
用される移動通信システム（他セルの拡散符号情報を上
位局経由で自セルの制御チャネルから受信する場合）の
構成例を示す図である。
用される移動通信システム（他セルの拡散符号情報を上
位局経由で自セルの制御チャネルから受信する場合）の
構成例を示す図である。
【図３】本発明に係るパケットデータの送信フォーマッ
トの一例を示す図である。
トの一例を示す図である。
【図４】本発明に係る干渉キャンセラの第１の構成例を
示す図である。
示す図である。
【図５】図４に示す干渉キャンセラ内の干渉推定部の構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図６】本発明に係る干渉キャンセラの第２の構成例
（自チャネル以外のコードチャネルの干渉キャンセルも
行う）を示す図である。
（自チャネル以外のコードチャネルの干渉キャンセルも
行う）を示す図である。
【図７】本発明における干渉キャンセラの第３の構成例
（自チャネル以外のコードチャネルの干渉キャンセルも
行う）を示す図である。
（自チャネル以外のコードチャネルの干渉キャンセルも
行う）を示す図である。
【図８】自コードチャネル及び他コードチャネルが多重
された受信信号の一例を示す図である。
された受信信号の一例を示す図である。
【図９】本発明に係る干渉キャンセラを適用した場合の
干渉の低減効果を示す図である。
干渉の低減効果を示す図である。
【図１０】本発明に係る干渉キャンセラをマルチパス環
境で適用した場合の計算機シミュレーション結果（スル
ープット特性）を示す図である。
境で適用した場合の計算機シミュレーション結果（スル
ープット特性）を示す図である。
【図１１】図１０に示した計算機シミュレーションにて
用いられたシミュレーション諸元を示す表である。
用いられたシミュレーション諸元を示す表である。
１０ 移動局 ２０ 基地局１ ２１ 基地局２ ３０ 上位局（無線回線制御装置） １００ 干渉推定部（第１ステージ） １１０ 干渉推定部（第２ステージ） １２１〜１２４、６００〜６０３、８００〜８１１ 遅
延線路 １３０、１６０、４１０ 干渉推定信号（マルチパス干
渉レプリカ）出力部 １４０、１４１、２０３、２０４、３２３、３２４、６
５０〜６５５、８５０〜８５９ 乗算器 １５０〜１５３、６６０〜６７１、８６０〜８７９ 減
算器 ２００、２１０ Rake・アンテナダイバーシチ合成器 ２０１、２０２ 逆拡散器 ２０５ 加算器 ２２０ パラレル/シリアル変換器（P/S変換器） ２３０ 誤り訂正復号器 ２４０、２４１ 硬判定器 ２５０ 誤り訂正符号化器 ２６０ データ変調器 ２７０ シリアル/パラレル変換器（S/P変換器） ２８０ 複素共役演算器（複素乗算器） ３００、３１０ 伝搬路推定器 ３０１、３０２ 逆拡散器 ３０３、３０４ 伝搬路推定器 ３２０、３３０ マルチパス干渉レプリカ生成器 ３２１、３２２ 拡散器 ３４０、３４１ 拡散器 ３５０〜３５３、３６０〜３６３ 演算器 ４００ アンテナ信号入力部 ５００、５３０、７００、７３０ 自チャネルに対する
干渉推定部 ５０１、５３１、７０１、７３１ 自チャネルに対する
干渉推定部の推定信号出力部 ５１０、５４０、７１０、７４０ 他の直交コードチャ
ネルに対する干渉推定部 ５１１、５４１、７１１、７４１ 他の直交コードチャ
ネルに対する干渉推定部の推定信号出力部 ５２０、５５０、７２０、７５０ 他の非直交コードチ
ャネルに対する干渉推定部 ５２１、５５１、７２１、７５１ 他の非直交コードチ
ャネルに対する干渉推定部の推定信号出力部
延線路 １３０、１６０、４１０ 干渉推定信号（マルチパス干
渉レプリカ）出力部 １４０、１４１、２０３、２０４、３２３、３２４、６
５０〜６５５、８５０〜８５９ 乗算器 １５０〜１５３、６６０〜６７１、８６０〜８７９ 減
算器 ２００、２１０ Rake・アンテナダイバーシチ合成器 ２０１、２０２ 逆拡散器 ２０５ 加算器 ２２０ パラレル/シリアル変換器（P/S変換器） ２３０ 誤り訂正復号器 ２４０、２４１ 硬判定器 ２５０ 誤り訂正符号化器 ２６０ データ変調器 ２７０ シリアル/パラレル変換器（S/P変換器） ２８０ 複素共役演算器（複素乗算器） ３００、３１０ 伝搬路推定器 ３０１、３０２ 逆拡散器 ３０３、３０４ 伝搬路推定器 ３２０、３３０ マルチパス干渉レプリカ生成器 ３２１、３２２ 拡散器 ３４０、３４１ 拡散器 ３５０〜３５３、３６０〜３６３ 演算器 ４００ アンテナ信号入力部 ５００、５３０、７００、７３０ 自チャネルに対する
干渉推定部 ５０１、５３１、７０１、７３１ 自チャネルに対する
干渉推定部の推定信号出力部 ５１０、５４０、７１０、７４０ 他の直交コードチャ
ネルに対する干渉推定部 ５１１、５４１、７１１、７４１ 他の直交コードチャ
ネルに対する干渉推定部の推定信号出力部 ５２０、５５０、７２０、７５０ 他の非直交コードチ
ャネルに対する干渉推定部 ５２１、５５１、７２１、７５１ 他の非直交コードチ
ャネルに対する干渉推定部の推定信号出力部
Claims (21)
- 【請求項１】送信装置は一受信装置に対し、所定の拡散
符号が割り当てられた複数のコードチャネルを束ねて送
信し、受信装置にてその束ねられた複数のコードチャネ
ルを受信する移動通信システムにおける受信処理方法に
おいて、 上記束ねられた複数のコードチャネルをコードチャネル
群とする場合であって、 上記送信装置から送信される上記コードチャネル群に用
いられる拡散符号群が直交符号系列の場合、 上記受信装置は受信点に到来した受信パス数に応じた上
記コードチャネル群の受信拡散信号系列を生成し、 受信信号から除去すべき自コードチャネルの受信パスの
受信拡散信号系列を取り除くようにした受信処理方法。 - 【請求項２】請求項１記載の受信処理方法において、 上記送信装置から送信される上記コードチャネル群に含
まれる複数の拡散コードチャネルのうち制御チャネルあ
るいは他のチャネルに用いられる他コードチャネルの拡
散符号群が直交符号系列の場合、 上記受信装置は受信点に到来した受信パス数に応じた上
記コードチャネル群の受信拡散信号系列を生成し、 受信信号から除去すべき他コードチャネルの受信パスの
受信拡散信号系列を取り除くようにした受信処理方法。 - 【請求項３】請求項１乃至２いずれか一項記載の受信処
理方法において、 上記送信装置から送信される上記コードチャネル群に用
いられる拡散符号群の一部又は全部が非直交符号系列の
場合、 上記受信装置は受信点に到来した受信パス数に応じた上
記コードチャネル群の受信拡散信号系列を生成し、 受信信号から同一受信パス内で非直交となる他コードチ
ャネルの受信拡散信号系列を取り除くようにした受信処
理方法。 - 【請求項４】請求項１乃至３いずれか一項記載の受信処
理方法において、 上記受信装置は接続をしていない他の送信装置からのコ
ードチャネル群を受信したときに、受信点に到来した受
信パス数に応じた上記コードチャネル群の受信拡散信号
系列を生成し、 受信信号から上記コードチャネル群の受信拡散信号系列
を取り除くようにした受信処理方法。 - 【請求項５】請求項１乃至４いずれか一項記載の受信処
理方法において、 上記受信拡散信号系列は、各コードチャネルについて得
られる伝搬路変動の推定値およびデータ変調の推定値に
基づいて生成される受信処理方法。 - 【請求項６】請求項５記載の受信処理方法において、 送信装置は予め送信位相および送信振幅が受信装置で既
知のパイロット信号を該受信装置に周期的に送信し、 受信装置にて上記パイロット信号の受信位相および受信
振幅を測定し、上記送信位相および送信振幅とを比較し
て伝搬路による位相および振幅の変動を求めて上記伝搬
路変動の推定を行う受信処理方法 - 【請求項７】請求項６記載の受信処理方法において、 受信装置は上記のようにして得られる伝搬路変動の推定
値と、データ信号についてデータ変調の判定結果と受信
位相および振幅とを比較することによって得られる伝搬
路変動の推定値とを平均化して上記伝搬路変動の推定値
を求めるようにした受信処理方法。 - 【請求項８】請求項７記載の受信処理方法において、 上記パイロット信号と上記データ信号および上記データ
変調判定結果に基づいて上記伝搬路変動の推定を行い、 その推定した伝搬路変動推定値を用いてデータ変調判定
を更新し、その更新したデータ変調判定結果に基づいて
伝搬路変動の推定を更新することを所定回数繰り返すよ
うにした受信処理方法。 - 【請求項９】請求項５乃至８いずれか一項記載の受信処
理方法において、 上記伝搬路変動の推定値は、同一の送信装置から送信さ
れたコードチャネルに対しては同一の推定値を用いるよ
うにした受信処理方法。 - 【請求項１０】請求項５及び請求項７乃至８記載の受信
処理方法において、 受信装置は受信拡散信号系列を差し引いた受信信号を逆
拡散して得られるデータ信号の受信逆拡散信号に対し
て、上記伝搬路変動の推定値を用いて絶対同期検波を行
い、パスダイバーシチあるいはアンテナダイバーシチで
信号を受信したときには、所定のアンテナダイバーシチ
合成を行った後の信号を硬判定してデータ変調の推定を
行う受信処理方法。 - 【請求項１１】請求項５及び請求項７乃至８記載の受信
処理方法において、 送信装置にて予め送信原情報データ系列に対して誤り訂
正符号化したデータ系列に対してデータ変調を施してい
る場合、 受信装置は受信拡散信号系列を差し引いた受信信号を逆
拡散して得られるデータ信号の受信逆拡散信号に対し
て、上記伝搬路変動の推定値を用いて絶対同期検波を行
い、パスダイバーシチあるいは、アンテナダイバーシチ
で信号を受信したときには所定のアンテナダイバーシチ
合成を行った後の信号に対して誤り訂正復号を行うこと
で原情報データ系列を推定し、その推定した原情報デー
タ系列を再度誤り訂正符号化し、その誤り訂正符号化し
たデータ系列を用いてデータ変調することでデータ変調
の推定を行う受信処理方法。 - 【請求項１２】請求項８記載の受信処理方法において、 受信装置は、更新された伝搬路変動の推定値に基づいて
受信拡散信号系列を更新し、 受信信号からその更新された受信拡散信号系列を差し引
いた信号を用いて復調すべきコードチャネルの復調を行
う受信処理方法。 - 【請求項１３】送信装置から送信されるコードチャネル
群を受信する受信装置において、 上記受信装置は干渉キャンセラを具備し、 上記干渉キャンセラは、複数段で構成され、 初段においては、干渉キャンセルの対象となる各受信コ
ードチャネルについて、データ変調および伝搬路変動の
推定を行うデータ変調推定手段とチャネル推定手段と、 その推定されたデータ変調信号に伝搬路変動推定値を乗
じる乗算手段と、 該当する拡散符号を用いて再度拡散を行って受信拡散信
号系列を各マルチパスについて求める受信拡散信号系列
生成手段とを有し、 次段以降においては、干渉キャンセルの対象となる各受
信コードチャネルについて、受信信号から前段で得られ
た他のコードチャネルの受信拡散信号系列を差し引く他
チャネルマルチパス干渉キャンセル手段と、 かつ前段で得られた自コードチャネルの受信拡散信号系
列も復調の対象となるパスに対応する受信拡散信号系列
を差し引く自チャネルマルチパス干渉キャンセル手段
と、 上記他チャネルマルチパス干渉キャンセル手段および自
チャネルマルチパス干渉キャンセル手段によって差し引
かれた後の信号を各マルチパス分用意し、その各マルチ
パス分用意された信号を用いて再度データ変調および伝
搬路変動の推定を更新するデータ変調推定更新手段及び
チャネル推定更新手段と、 その更新したデータ変調および伝搬路変動の推定値に基
づいて受信拡散信号系列を生成し直すことを所定回数繰
り返す受信拡散信号系列更新手段とを有し、 最終段においては、復調すべきコードチャネルについ
て、受信信号から前段で得られた受信拡散信号系列を差
し引いた信号を用いてデータ復調を行うデータ復調手段
を有する受信装置。 - 【請求項１４】請求項１３記載の受信装置において、 送信装置で予め送信位相および送信振幅が受信装置で既
知のパイロット信号を該受信装置に周期的に送信し、受
信装置で上記パイロット信号の受信位相および受信振幅
を測定し、上記送信位相および送信振幅とを比較して伝
搬路による位相および振幅の変動を求めて上記伝搬路変
動の推定を行う第１の伝搬路変動推定手段を有する受信
装置。 - 【請求項１５】請求項１４記載の受信装置において、 受信装置は上記第１の伝搬路変動推定にて得られる伝搬
路変動の推定値と、データ信号についてデータ変調の判
定結果と受信位相および振幅とを比較することによって
得られる伝搬路変動の推定値とを平均化して上記伝搬路
変動の推定を行う第２の伝搬路変動推定手段を有する受
信装置する受信装置。 - 【請求項１６】請求項１５記載の受信装置において、 受信装置は上記パイロット信号と上記データ信号および
上記データ変調判定結果に基づいて上記伝搬路変動の推
定を行う第３の伝搬路変動推定手段と、 その推定した伝搬路変動推定値を用いてデータ変調判定
を更新するデータ変調判定更新手段と、 その更新したデータ変調判定結果に基づいて伝搬路変動
の推定を更新することを所定回数繰り返す伝搬路変動推
定更新手段とを有する受信装置。 - 【請求項１７】請求項１５又は１６いずれか一項記載の
受信装置において、 上記伝搬路変動の推定値は、同一送信局から送信された
コードチャネルに対しては同一の推定値を用いる同一推
定値適用手段を有する受信装置。 - 【請求項１８】請求項１３および請求項１５乃至請求項
１６記載の受信装置において、 受信装置は受信拡散信号系列を差し引いた受信信号を逆
拡散して得られるデータ信号の受信逆拡散信号に対し
て、上記伝搬路変動の推定値を用いて絶対同期検波を行
う絶対同期検波手段と、 パスダイバーシチあるいはアンテナダイバーシチで信号
を受信したときには、該当のダイバーシチによる合成処
理を行った後の信号を硬判定してデータ変調の推定を行
う第１のデータ変調推定手段を有する受信装置。 - 【請求項１９】請求項１３および請求項１５乃至請求項
１６記載の受信装置において、 送信装置にて予め送信原情報データ系列に対して誤り訂
正符号化したデータ系列に対してデータ変調を施してい
る場合、 受信装置は受信拡散信号系列を差し引いた受信信号を逆
拡散して得られるデータ信号の受信逆拡散信号に対し
て、上記伝搬路変動の推定値を用いて絶対同期検波を行
う絶対同期検波手段と、 パスダイバーシチあるいは、アンテナダイバーシチで信
号を受信したときには該当のダイバーシチによる合成処
理を行った後の信号に対して誤り訂正復号を行うことで
原情報データ系列を推定する原情報データ系列推定手段
と、 その推定した原情報データ系列を再度誤り訂正符号化
し、その誤り訂正符号化したデータ系列を用いてデータ
変調することでデータ変調の推定を行う第２のデータ変
調推定手段とを有する受信装置。 - 【請求項２０】請求項１３および請求項１５乃至１６記
載の受信装置において、 請求項１８の第１のデータ変調推定手段又は請求項１９
の第２のデータ変調推定手段にてなされるデータ変調の
推定を干渉キャンセラの各段に応じて使い分けるデータ
変調推定適応振り分け手段を有する受信装置。 - 【請求項２１】請求項１３乃至２０記載の受信装置にお
いて、 受信信号から受信拡散信号系列を差し引く際に、予め設
定される干渉除去重み係数を受信拡散信号系列に乗じて
から差し引く減算手段を有する受信装置。
Priority Applications (10)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001024557A JP2002232397A (ja) | 2001-01-31 | 2001-01-31 | 移動通信システムにおける受信処理方法及び受信装置 |
| CA 2369863 CA2369863C (en) | 2001-01-31 | 2002-01-30 | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
| US10/058,382 US7333420B2 (en) | 2001-01-31 | 2002-01-30 | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
| DE60236473T DE60236473D1 (de) | 2001-01-31 | 2002-01-30 | Empfangsprozessverfahren und Empangsgerät eines Mobilfunksystems |
| CA002484277A CA2484277C (en) | 2001-01-31 | 2002-01-30 | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
| SG200200588A SG118112A1 (en) | 2001-01-31 | 2002-01-30 | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
| EP20020250647 EP1229668B1 (en) | 2001-01-31 | 2002-01-30 | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
| AU14732/02A AU762238B2 (en) | 2001-01-31 | 2002-01-31 | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
| KR10-2002-0005693A KR100448446B1 (ko) | 2001-01-31 | 2002-01-31 | 이동통신시스템에서 수신처리방법 및 수신장치 |
| CNB021031312A CN1172472C (zh) | 2001-01-31 | 2002-01-31 | 移动通信系统中接收处理方法以及接收装置 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001024557A JP2002232397A (ja) | 2001-01-31 | 2001-01-31 | 移動通信システムにおける受信処理方法及び受信装置 |
| US10/058,382 US7333420B2 (en) | 2001-01-31 | 2002-01-30 | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002232397A true JP2002232397A (ja) | 2002-08-16 |
Family
ID=29252800
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001024557A Pending JP2002232397A (ja) | 2001-01-31 | 2001-01-31 | 移動通信システムにおける受信処理方法及び受信装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7333420B2 (ja) |
| EP (1) | EP1229668B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002232397A (ja) |
| CN (1) | CN1172472C (ja) |
| AU (1) | AU762238B2 (ja) |
| CA (1) | CA2369863C (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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