JP2002223114A - Antenna and radio equipment using it - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、アンテナ及びそれ
を用いた無線装置に関し、より特定的には、主として携
帯電話端末等の無線装置に使用される移動無線用のアン
テナ、及び当該アンテナを用いた無線装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an antenna and a radio device using the same, and more particularly, to a mobile radio antenna mainly used for a radio device such as a portable telephone terminal and the like, and to an antenna using the antenna. Wireless device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、携帯電話等の移動体通信に関する
技術が急速に発達している。携帯電話端末においてアン
テナは特に重要なデバイスの１つであり、端末の小型化
に伴ってアンテナも小型化及び内蔵化が要求されてい
る。2. Description of the Related Art In recent years, technology relating to mobile communication such as a cellular phone has been rapidly developed. An antenna is one of the most important devices in a mobile phone terminal, and the miniaturization of the terminal requires the antenna to be reduced in size and built-in.
【０００３】以下に図面を参照しながら、携帯電話端末
に用いられる従来の移動無線用アンテナの一例について
説明する。図１６に、従来の移動無線用アンテナの構造
を抽象的に示す。図１６において、従来の移動無線用ア
ンテナは、導体地板１０１と、平面状の導体板１０２
と、２本の金属線１０３及び１０４とで構成される。導
体板１０２には、金属線１０３を介して、給電点１０５
から所定の電圧が供給される（以下、給電という）。ま
た、導体板１０２は、金属線１０４を介して、接地（Ｇ
ＮＤ）レベルである導体地板１０１と接続されている。[0003] An example of a conventional mobile radio antenna used for a portable telephone terminal will be described below with reference to the drawings. FIG. 16 shows an abstract structure of a conventional mobile radio antenna. In FIG. 16, a conventional mobile radio antenna comprises a conductor ground plate 101 and a planar conductor plate 102.
And two metal wires 103 and 104. A feeding point 105 is provided on the conductor plate 102 via a metal wire 103.
Supplies a predetermined voltage (hereinafter, referred to as power supply). In addition, the conductor plate 102 is grounded (G
ND) level.
【０００４】上記構造によるアンテナは、板状逆Ｆアン
テナ（ＰＩＦＡ：Planar InvertedF Antenna)と呼ば
れ、通常、低背で小型なアンテナとして携帯電話端末で
用いられている。このＰＩＦＡは、λ／２マイクロスト
リップアンテナのアンテナ中央部を短絡して体積を半分
にした構造であり、λ／４共振器である。[0004] An antenna having the above structure is called a planar inverted F antenna (PIFA), and is usually used as a low-profile and small-sized antenna in a portable telephone terminal. This PIFA has a structure in which the center of the λ / 2 microstrip antenna is short-circuited to reduce the volume by half, and is a λ / 4 resonator.
【０００５】図１７（ａ）及び（ｂ）に、図１６に示し
た従来の移動無線用アンテナにおいて、給電点１０５か
ら給電した場合の電流経路を示す。図１７（ａ）は、逆
相モードの電流経路を示す図である。図中矢印で示すよ
うに、逆相モードの電流経路は、給電点１０５から金属
線１０３を通り、導体板１０２の下側表面を通り、金属
線１０４を通って導体地板１０１に短絡される。この逆
相モードの場合、金属線１０３を流れる電流と金属線１
０４を流れる電流とが逆相で互いに打ち消し合うことに
なるため、アンテナの共振には寄与しない。図１７
（ｂ）は、同相モードの電流経路を示す図である。図中
矢印で示すように、同相モードの電流経路は、給電点１
０５から金属線１０３を通り、導体板１０２の下側表面
を通って開放端部で折り返して上側表面を通り、金属線
１０４を通って導体地板１０１に短絡される。この同相
モードの場合、電流経路の長さが１／２波長となる周波
数では、金属線１０３を流れる電流と金属線１０４を流
れる電流とが同相となるので、その周波数でアンテナが
共振することとなる。FIGS. 17A and 17B show current paths when power is supplied from a power supply point 105 in the conventional mobile radio antenna shown in FIG. FIG. 17A is a diagram illustrating a current path in the reverse phase mode. As shown by the arrow in the figure, the current path in the reverse phase mode is short-circuited to the conductor ground plane 101 from the feeding point 105 through the metal wire 103, through the lower surface of the conductor plate 102, through the metal wire 104. In the case of this reverse phase mode, the current flowing through the metal wire 103 and the metal wire 1
Since the current flowing through the electric current 04 cancels each other out of phase, it does not contribute to the resonance of the antenna. FIG.
(B) is a diagram showing a current path in the common mode. As shown by the arrows in the figure, the current path in the common mode is
From 05, the metal wire 103, the lower surface of the conductor plate 102 is folded at the open end, the upper surface is turned, and the metal wire 104 is shorted to the conductor ground plate 101. In the case of the in-phase mode, the current flowing through the metal wire 103 and the current flowing through the metal wire 104 have the same phase at a frequency at which the length of the current path is 波長 wavelength, so that the antenna resonates at that frequency. Become.
【０００６】図１８に、図１６に示す従来の移動無線用
アンテナの具体的な構成例を示す。図１８において、導
体地板１０１は、幅４０ｍｍ及び長さ１２５ｍｍの長方
形である。導体板１０２は、幅４０ｍｍ及び長さ３０ｍ
ｍの長方形である。金属線１０３及び１０４は、それぞ
れ長さ７ｍｍである。また、アンテナの占有体積を、導
体板１０２を導体地板１０１に対して正射影したときに
囲まれる領域と定義すると、この例の場合は、導体板１
０２の面積と金属線１０３及び１０４の長さとの積であ
って、８．４ｃｃ（＝３×４×０．７）となる。ここ
で、給電ピンとして機能する金属線１０３と、短絡ピン
として機能する金属線１０４との間隔をｄと定義する。
今、間隔ｄを３ｍｍとすれば、図１８に示すアンテナ
は、５０Ω系において中心周波数が１２６６ＭＨｚとな
り、このときの帯域幅（電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が２
以下となる周波数帯域幅）が９３ＭＨｚとなるため、比
帯域は７．３％（≒９３／１２６６）となる。FIG. 18 shows a specific configuration example of the conventional mobile radio antenna shown in FIG. In FIG. 18, the conductive ground plane 101 is a rectangle having a width of 40 mm and a length of 125 mm. The conductor plate 102 has a width of 40 mm and a length of 30 m
m is a rectangle. Each of the metal wires 103 and 104 has a length of 7 mm. If the occupied volume of the antenna is defined as a region surrounded when the conductor plate 102 is orthogonally projected onto the conductor ground plate 101, in this case, the conductor plate 1
02 and the length of the metal wires 103 and 104, which is 8.4 cc (= 3 × 4 × 0.7). Here, the distance between the metal wire 103 functioning as the power supply pin and the metal wire 104 functioning as the short-circuit pin is defined as d.
Assuming that the distance d is 3 mm, the antenna shown in FIG. 18 has a center frequency of 1266 MHz in a 50Ω system, and a bandwidth (voltage standing wave ratio (VSWR) of 2
Since the following frequency bandwidth is 93 MHz, the fractional band is 7.3% (≒ 93/1266).
【０００７】しかし、上記従来の移動無線用アンテナ
（ＰＩＦＡ）の場合、共振周波数とアンテナエレメント
の長さは、ほぼ逆比例の関係にある。このため、アンテ
ナの小型化のためにアンテナエレメントである導体板１
０２の長さ（言い替えれば、アンテナの占有体積）を小
さくすると、共振周波数が高くなってしまうという課題
があった。そこで、アンテナの占有体積が等しい状態で
共振周波数を低下させる移動無線用アンテナの一例とし
て、図１９に示す構造が用いられている。However, in the case of the above-mentioned conventional mobile radio antenna (PIFA), the resonance frequency and the length of the antenna element are substantially in inverse proportion. Therefore, the conductor plate 1 which is an antenna element for miniaturizing the antenna
When the length of 02 (in other words, the occupied volume of the antenna) is reduced, there is a problem that the resonance frequency increases. Therefore, the structure shown in FIG. 19 is used as an example of a mobile radio antenna that lowers the resonance frequency in a state where the occupied volumes of the antennas are equal.
【０００８】図１９において、従来の移動無線用アンテ
ナは、導体地板１１１と、平面状の導体板１１２と、導
体壁１１６と、２本の金属線１１３及び１１４とで構成
される。導体板１１２には、金属線１１３を介して給電
点１１５から給電される。また、導体板１１２は、金属
線１１４を介して導体地板１１１と接続されている。導
体壁１１６は、その一端が導体板１１２と電気的に接続
されており、導体板１１２及び導体壁１１６の形状は、
図１６において導体板１０２の開放端部を折り曲げた形
状となっている。また、導体壁１１６の他端と導体地板
１１１との間には、所定の空隙が存在している。このア
ンテナの場合、金属線１１４から最も離れた導体板１１
２の一端に、導体壁１１６が配置されていることが重要
である。In FIG. 19, the conventional mobile radio antenna comprises a conductor ground plate 111, a planar conductor plate 112, a conductor wall 116, and two metal wires 113 and 114. Power is supplied to the conductor plate 112 from a power supply point 115 via a metal wire 113. The conductor plate 112 is connected to the conductor ground plate 111 via a metal wire 114. One end of the conductor wall 116 is electrically connected to the conductor plate 112, and the shapes of the conductor plate 112 and the conductor wall 116 are
In FIG. 16, the open end of the conductor plate 102 is bent. In addition, a predetermined gap exists between the other end of the conductor wall 116 and the conductor ground plane 111. In the case of this antenna, the conductor plate 11 farthest from the metal wire 114
It is important that the conductor wall 116 is disposed at one end of the second.
【０００９】この導体壁１１６を用いたアンテナ小型化
では、次の２点がポイントである。１点目は、電流経路
長の増加による共振周波数の低下である。逆相モードの
電流経路長の最大値が大きくなるように導体壁１１６を
配置することによって（図２０）、共振周波数が低下す
る。アンテナの共振周波数を一定にして小型化すること
と、アンテナの占有体積を一定にして共振周波数を低下
させることとは等価であるため、上記図１９の構成によ
りアンテナを小型化できる。２点目は、容量装荷による
共振周波数の低下である。導体壁１１６と導体地板１１
１との空隙は、シャントの容量として動作するが、導体
壁１１６の開放端部は電界が最も強くなるため、共振周
波数の低周波化に寄与している。The following two points are important points in downsizing the antenna using the conductor wall 116. The first point is that the resonance frequency decreases due to an increase in the current path length. By arranging the conductor wall 116 so that the maximum value of the current path length in the reverse phase mode becomes large (FIG. 20), the resonance frequency is reduced. Decreasing the size of the antenna by keeping the resonance frequency constant is equivalent to reducing the resonance frequency by keeping the occupied volume of the antenna constant. Therefore, the antenna shown in FIG. 19 can be downsized. The second point is a decrease in the resonance frequency due to the capacitance loading. Conductive wall 116 and conductive ground plane 11
The gap with 1 operates as a shunt capacitance, but the open end of the conductor wall 116 has the strongest electric field, which contributes to lowering the resonance frequency.
【００１０】図２１に、図１９に示す従来の移動無線用
アンテナの具体的な構成例を示す。図２１において、導
体地板１１１の寸法とアンテナの占有体積を図１８の構
成と等しくした。すなわち、導体板１１２は、幅４０ｍ
ｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。導体壁１１６は、
幅６ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。金属線１１
３及び１１４は、それぞれ長さ７ｍｍである。このと
き、間隔ｄを４ｍｍとすると、図２１に示すアンテナ
は、５０Ω系において中心周波数が１２０９ＭＨｚとな
り、このときの帯域幅が１２１ＭＨｚとなるため、比帯
域は１０．０％（≒１２１／１２０９）である。FIG. 21 shows a specific configuration example of the conventional mobile radio antenna shown in FIG. In FIG. 21, the dimensions of the conductive ground plane 111 and the occupied volume of the antenna are made equal to those in the configuration of FIG. That is, the conductor plate 112 has a width of 40 m.
It is a rectangle of m and 30 mm in length. The conductor wall 116
It is a rectangle having a width of 6 mm and a length of 30 mm. Metal wire 11
3 and 114 are each 7 mm long. At this time, if the interval d is 4 mm, the antenna shown in FIG. 21 has a center frequency of 1209 MHz in a 50Ω system and a bandwidth of 121 MHz at this time, so that the fractional band is 10.0% (≒ 121/1209). It is.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の移動無線用アンテナの構成では、アンテナエレメン
ト（導体板）の端部を折り曲げることで共振周波数の低
周波化を図ることができるが、低周波化に伴って周波数
帯域が狭くなるという課題があった。また、導体壁と導
体地板との空隙を狭くするほどアンテナ共振周波数の低
周波化が可能となるが、この場合には空隙の変化に対す
るインピーダンス特性の変化が大きくなり、特性の安定
性が劣化してしまうという課題があった。さらに、設計
の自由度が低いために、アンテナを低背化するとアンテ
ナエレメントと導体地板との容量性結合が増加し、整合
が取れないという課題があった。However, in the configuration of the conventional mobile radio antenna described above, the resonance frequency can be reduced by bending the end of the antenna element (conductor plate). There has been a problem that the frequency band becomes narrower as the frequency band becomes smaller. Also, the narrower the gap between the conductor wall and the conductor ground plane, the lower the antenna resonance frequency can be.However, in this case, the change in the impedance characteristic with respect to the change in the gap becomes large, and the stability of the characteristic deteriorates. There was a problem that would. Further, since the degree of freedom of design is low, when the height of the antenna is reduced, capacitive coupling between the antenna element and the conductive ground plane increases, and there is a problem that matching cannot be achieved.
【００１２】それ故に、本発明の目的は、アンテナ共振
周波数の低周波化と周波数特性の広帯域化とを両立させ
ると共に、インピーダンス特性の安定化及び設計の自由
度を高めたアンテナ及びそれを用いた無線装置を提供す
ることである。SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to provide an antenna which achieves both a lowering of the antenna resonance frequency and a broader frequency characteristic, as well as a stabilized impedance characteristic and an increased degree of freedom in design. To provide a wireless device.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段および発明の効果】第１の
発明は、無線装置に使用されるアンテナであって、接地
レベルである導体地板と、導体地板上に配置されるアン
テナ素子と、アンテナ素子と電気的に接続されており、
導体地板に対して所定の空隙をもたせて配置される電磁
界結合調整素子と、アンテナ素子に給電を行う給電接続
部とを備える。Means for Solving the Problems and Effects of the Invention A first invention is an antenna used for a radio apparatus, which comprises a conductor ground plane at a ground level, an antenna element arranged on the conductor ground plane, and an antenna. It is electrically connected to the element,
An electromagnetic field coupling adjustment element is provided with a predetermined gap with respect to the conductive ground plane, and a power supply connection part that supplies power to the antenna element.
【００１４】第２の発明は、第１の発明に従属する発明
であって、さらに、アンテナ素子を導体地板に短絡接続
する短絡接続部を、少なくとも１つ備える。A second invention is an invention according to the first invention, and further comprises at least one short-circuit connection portion for short-circuiting the antenna element to the conductor ground plane.
【００１５】第３の発明は、第２の発明に従属する発明
であって、電磁界結合調整素子は、短絡接続部との間で
電磁界結合効果が生じるように配置されることを特徴と
する。[0015] A third invention is an invention according to the second invention, wherein the electromagnetic field coupling adjusting element is arranged so as to produce an electromagnetic field coupling effect with the short-circuit connection portion. I do.
【００１６】第４の発明は、第２及び第３の発明に従属
する発明であって、電磁界結合調整素子は、導体地板と
の間で電磁界結合効果が生じるように、その一部が導体
地板と略平行に配置されることを特徴とする。A fourth invention is an invention according to the second and third inventions, wherein the electromagnetic field coupling adjusting element is partially formed so as to produce an electromagnetic field coupling effect with the conductor ground plane. It is characterized by being arranged substantially parallel to the conductive ground plane.
【００１７】第５の発明は、第４の発明に従属する発明
であって、電磁界結合調整素子は、アンテナ素子と接続
されていない開放端部を折り返す給電接続部から短絡接
続部までの最大経路が、所望の共振周波数の１／２波長
と一致するように配置されることを特徴とする。A fifth invention is an invention according to the fourth invention, wherein the electromagnetic field coupling adjustment element has a maximum length from a feed connection portion which turns an open end not connected to the antenna element to a short-circuit connection portion. The path is arranged so as to coincide with a half wavelength of a desired resonance frequency.
【００１８】上記のように、第１〜第５の発明によれ
ば、アンテナエレメントをアンテナ素子に電磁界結合調
整素子を接続した特徴的な形状にして、導体地板との電
磁界結合を利用する。従って、電磁界結合調整素子の寸
法をパラメータとしてアンテナと導体地板との間の電磁
界結合を調整することによって、アンテナの共振周波数
と導体地板の共振周波数とをわずかにずらし、広帯域な
周波数特性を実現することができる。また、共振周波数
の低下によるアンテナの小型化を実現できると同時に、
インピーダンス特性を広帯域化することが可能となる。
さらに、設計パラメータの増加により、インピーダンス
整合を容易に取ることが可能となる。As described above, according to the first to fifth aspects, the antenna element has a characteristic shape in which the electromagnetic field coupling adjusting element is connected to the antenna element, and utilizes the electromagnetic field coupling with the conductor ground plane. . Therefore, by adjusting the electromagnetic field coupling between the antenna and the conductor ground plane using the dimensions of the electromagnetic field coupling adjustment element as a parameter, the resonance frequency of the antenna and the resonance frequency of the conductor ground plane are slightly shifted, and a broadband frequency characteristic is obtained. Can be realized. In addition, the antenna can be downsized by lowering the resonance frequency, and at the same time,
It is possible to widen the impedance characteristics.
Further, impedance matching can be easily achieved by increasing the design parameters.
【００１９】第６の発明は、第１〜第５の発明に従属す
る発明であって、アンテナ素子、電磁界結合調整素子及
び導体地板とで囲まれた空間の一部又は全てに、誘電体
材料を充填したことを特徴とする。A sixth invention is an invention according to the first to fifth inventions, wherein a part or all of a space surrounded by the antenna element, the electromagnetic field coupling adjusting element, and the conductive ground plane is provided with a dielectric material. It is characterized by being filled with a material.
【００２０】上記のように、第６の発明によれば、充填
した誘電体材料によって電磁界結合調整素子と導体地板
との間の容量性結合の増加が期待できるため、アンテナ
の小型化を実現することが可能となる。As described above, according to the sixth aspect, an increase in the capacitive coupling between the electromagnetic field coupling adjusting element and the conductive ground plane can be expected by the filled dielectric material, thereby realizing the miniaturization of the antenna. It is possible to do.
【００２１】第７の発明は、第１〜第６の発明に従属す
る発明であって、電磁界結合調整素子は、誘電体材料で
構成された支持台によって導体地板に固定されることを
特徴とする。A seventh invention is an invention according to the first to sixth inventions, wherein the electromagnetic field coupling adjusting element is fixed to the conductor ground plane by a support made of a dielectric material. And
【００２２】上記のように、第７の発明によれば、誘電
体材料からなる支持台によって電磁界結合調整素子と導
体地板との間の容量性結合の増加が期待できるため、導
体地板上に配置されるアンテナエレメントを安定して固
定することが可能となる。加えて、電磁界結合調整素子
と導体地板との距離を精度よく制御できるため、量産性
の向上が期待できる。As described above, according to the seventh aspect, an increase in the capacitive coupling between the electromagnetic field coupling adjusting element and the conductive ground plane can be expected by the support made of a dielectric material. It is possible to stably fix the disposed antenna element. In addition, since the distance between the electromagnetic field coupling adjustment element and the conductive ground plane can be controlled with high accuracy, improvement in mass productivity can be expected.
【００２３】第８の発明は、第１〜第７の発明に従属す
る発明であって、アンテナ素子又は電磁界結合調整素子
の少なくとも一方に、給電接続部から短絡接続部までの
経路を伸長するためスリットを設けることを特徴とす
る。An eighth invention is an invention according to the first to seventh inventions, wherein at least one of the antenna element and the electromagnetic field coupling adjusting element extends a path from the feed connection to the short-circuit connection. For this purpose, a slit is provided.
【００２４】上記のように、第８の発明によれば、スリ
ットを設けることで共振周波数の低下が可能となり、ア
ンテナを小型化することが可能となる。この場合、電流
が強く分布する場所にスリットを設ければ、共振周波数
の低下量を大きくすることが可能となる。また、電磁界
結合調整素子にスリットを設ければ、導体地板との間の
容量を制御できる。As described above, according to the eighth aspect, the provision of the slit makes it possible to lower the resonance frequency and to reduce the size of the antenna. In this case, if a slit is provided in a place where the current is strongly distributed, the amount of decrease in the resonance frequency can be increased. If a slit is provided in the electromagnetic field coupling adjusting element, the capacitance between the element and the conductor ground plane can be controlled.
【００２５】第９の発明は、第１〜第８の発明に従属す
る発明であって、電磁界結合調整素子は、折り曲げ加工
によってアンテナ素子と一体で成形されることを特徴と
する。A ninth invention is the invention according to the first to eighth inventions, wherein the electromagnetic field coupling adjusting element is formed integrally with the antenna element by bending.
【００２６】上記のように、第９の発明によれば、アン
テナ素子と電磁界結合調整素子とを一体成形することに
より、アンテナの強度を高めることができると共に、製
造時の量産性の向上が期待できる。As described above, according to the ninth aspect, by integrally forming the antenna element and the electromagnetic field coupling adjusting element, the strength of the antenna can be increased, and the mass productivity at the time of manufacturing can be improved. Can be expected.
【００２７】第１０の発明は、第１〜第９の発明に従属
する発明であって、少なくとも２つ周波数で共振するこ
とを特徴とする。A tenth invention is an invention according to the first to ninth inventions, characterized by resonating at at least two frequencies.
【００２８】第１１の発明は、第１０の発明に従属する
発明であって、それぞれ異なる共振周波数帯域を決定す
る複数の短絡接続部を備え、これら短絡接続部の導通を
制御することによって、いずれか１つの共振周波数帯域
を選択的にカバーできることを特徴とする。An eleventh invention is a subordinate invention according to the tenth invention, comprising a plurality of short-circuit connections each for determining a different resonance frequency band, and controlling the conduction of these short-circuit connections by any means. It is characterized in that one of the resonance frequency bands can be selectively covered.
【００２９】第１２の発明は、第１０の発明に従属する
発明であって、それぞれ異なる共振周波数帯域を決定す
る複数の給電接続部を備え、これら給電接続部の導通を
制御することによって、いずれか１つの共振周波数帯域
を選択的にカバーできることを特徴とする。A twelfth invention is a subordinate invention according to the tenth invention, comprising a plurality of power supply connection portions each for determining a different resonance frequency band, and controlling the conduction of these power supply connection portions to attain any one of them. It is characterized in that one of the resonance frequency bands can be selectively covered.
【００３０】上記のように、第１１及び第１２の発明に
よれば、１つのアンテナで、異なる複数の共振周波数帯
域内のいずれか１つの共振周波数帯域を選択的にカバー
できる構成を実現することが可能となる。As described above, according to the eleventh and twelfth aspects, it is possible to realize a configuration in which one antenna can selectively cover any one of a plurality of different resonance frequency bands. Becomes possible.
【００３１】第１３の発明は、第１０の発明に従属する
発明であって、第１の共振周波数帯域を決定する短絡接
続部と、第２の共振周波数帯域を決定するスロットとを
備え、アンテナ素子部とスロット部との作用によって、
２つの共振周波数帯域を同時にカバーできることを特徴
とする。A thirteenth invention is an invention according to the tenth invention, comprising: a short-circuit connection portion for determining a first resonance frequency band; and a slot for determining a second resonance frequency band. By the action of the element part and the slot part,
It is characterized in that it can cover two resonance frequency bands simultaneously.
【００３２】上記のように、第１３の発明によれば、本
来のアンテナエレメント（アンテナ素子及び電磁界結合
調整素子）で第１の共振周波数帯域をカバーし、スロッ
ト部分によって第２の共振周波数帯域をカバーすること
ができるので、１つのアンテナで、同時に２つの共振周
波数帯域をカバーできる構成を実現することが可能とな
る。As described above, according to the thirteenth aspect, the first resonance frequency band is covered by the original antenna element (the antenna element and the electromagnetic field coupling adjustment element), and the second resonance frequency band is covered by the slot portion. Therefore, it is possible to realize a configuration in which one antenna can simultaneously cover two resonance frequency bands.
【００３３】第１４の発明は、上記第１〜第１３の発明
のアンテナのいずれか２つを、共通の導体地板上に並べ
て構成し、互いの位相差が１８０度となるよう給電を行
うことを特徴とするアンテナである。According to a fourteenth aspect, any two of the antennas of the first to thirteenth aspects are arranged side by side on a common conductive ground plane, and power is supplied so that the phase difference between them is 180 degrees. An antenna characterized by the following.
【００３４】上記のように、第１４の発明によれば、上
述した各発明の効果に加えて、導体地板上の電流をアン
テナエレメント近傍に集中させることが可能となるた
め、手で保持した場合の特性劣化を抑えることが期待で
きる。また、２つのアンテナの共振周波数がわずかにず
れるように電磁界結合調整素子を調整することで、さら
なる広帯域特性が期待できる。As described above, according to the fourteenth aspect, in addition to the effects of the above-described aspects, the current on the conductor ground plane can be concentrated near the antenna element. Can be expected to suppress the characteristic deterioration. Further, by adjusting the electromagnetic field coupling adjustment element such that the resonance frequencies of the two antennas are slightly shifted, further broadband characteristics can be expected.
【００３５】第１５の発明は、上記第１〜第１４の発明
のアンテナのいずれか１つを用いた、無線装置である。A fifteenth invention is a radio device using any one of the antennas of the first to fourteenth inventions.
【００３６】[0036]
【発明の実施の形態】（第１の実施形態）図１は、本発
明の第１の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示
した図である。図１において、本第１の実施形態に係る
アンテナは、導体地板１１と、アンテナ素子である平面
状の導体板１２と、電磁界結合調整素子である導体壁１
６及び電磁界結合調整板１７と、２本の金属線１３及び
１４とで構成される。導体板１２には、金属線１３を介
して給電点１５から給電される。また、導体板１２は、
金属線１４を介して導体地板１１と接続されている。導
体壁１６は、その一端が導体板１２と電気的に接続され
ている。電磁界結合調整板１７は、導体壁１６の上記一
端と対向する他端と電気的に接続されている。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS (First Embodiment) FIG. 1 is a diagram showing an abstract structure of an antenna according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, an antenna according to the first embodiment includes a conductor ground plate 11, a planar conductor plate 12 serving as an antenna element, and a conductor wall 1 serving as an electromagnetic field coupling adjustment element.
6 and an electromagnetic coupling adjustment plate 17 and two metal wires 13 and 14. Power is supplied to the conductor plate 12 from a power supply point 15 via a metal wire 13. In addition, the conductor plate 12
It is connected to the conductive ground plane 11 via the metal wire 14. One end of the conductor wall 16 is electrically connected to the conductor plate 12. The electromagnetic field coupling adjusting plate 17 is electrically connected to the other end of the conductor wall 16 which faces the one end.
【００３７】本第１の実施形態では、電磁界結合調整板
１７は、導体地板１１と所定の空隙をあけて配置されて
おり、導体地板１１との間でコンデンサを形成する。こ
のとき、金属線１４が導体板１２に接続される部分（以
下、短絡部という）から電磁界結合調整素子の開放端部
までの経路長が長くなるように、導体壁１６及び電磁界
結合調整板１７が配置（接続）される。好ましくは、金
属線１３が導体板１２に接続される部分（以下、給電部
という）から短絡部までの電流経路が、所望の共振周波
数の１／２波長となるように配置される。この構造によ
り、従来に比べて、同一のアンテナエレメントサイズ
（アンテナの占有体積）で共振周波数をより低下させる
こと、又は同一の共振周波数でアンテナエレメントサイ
ズを小さくさせること、が可能となる。また、この構造
により、電磁界結合調整板１７の面積及び導体地板１１
との距離（空隙）を調整することで、電磁界結合調整板
１７と導体地板１１とで構成されるコンデンサの容量を
制御できるため、インピーダンス整合を容易に調整でき
る。In the first embodiment, the electromagnetic field coupling adjusting plate 17 is arranged with a predetermined gap from the conductor ground plate 11, and forms a capacitor with the conductor ground plate 11. At this time, the conductor wall 16 and the electromagnetic field coupling adjustment are performed such that the path length from the portion where the metal wire 14 is connected to the conductor plate 12 (hereinafter, referred to as a short-circuit portion) to the open end of the electromagnetic field coupling adjusting element becomes longer. The plate 17 is arranged (connected). Preferably, a current path from a portion where the metal wire 13 is connected to the conductor plate 12 (hereinafter referred to as a power supply portion) to a short-circuit portion is arranged so as to have a half wavelength of a desired resonance frequency. With this structure, it is possible to further reduce the resonance frequency with the same antenna element size (the occupied volume of the antenna) or to reduce the antenna element size with the same resonance frequency, as compared with the related art. Further, with this structure, the area of the electromagnetic field coupling adjusting plate 17 and the conductive ground
By adjusting the distance (gap) from the capacitor, the capacitance of the capacitor formed by the electromagnetic field coupling adjusting plate 17 and the conductive ground plane 11 can be controlled, so that the impedance matching can be easily adjusted.
【００３８】図２は、図１に示す第１の実施形態に係る
アンテナの具体的な構成例を示した図である。図２にお
いて、導体地板１１の寸法とアンテナの占有体積は、図
１８の従来例と等しくした。すなわち、導体板１２は、
幅４０ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。導体壁１
６は、幅６ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。金属
線１３及び１４は、長さ７ｍｍである。このとき、電磁
界結合調整板１７が、幅７ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方
形であるとすると、給電ピンとして機能する金属線１３
と短絡ピンとして機能する金属線１４との間隔ｄが７．
５ｍｍの場合に５０Ω系でインピーダンス整合が取れ
る。この場合、図２に示すアンテナは、中心周波数が９
２４ＭＨｚとなり、このときの帯域幅は１４５ＭＨｚと
なるため、比帯域は１５．７％（≒１４５／９２４）と
なる。このように、上記図１８及び図２１に示した従来
例と比べて、共振周波数の低周波化かつ周波数特性の広
帯域化が実現できることがわかる。なお、上記寸法はあ
くまでも一例であり、これに限定されるものではない。FIG. 2 is a diagram showing a specific configuration example of the antenna according to the first embodiment shown in FIG. In FIG. 2, the dimensions of the conductive ground plane 11 and the occupied volume of the antenna are equal to those of the conventional example of FIG. That is, the conductor plate 12
It is a rectangle having a width of 40 mm and a length of 30 mm. Conductor wall 1
Reference numeral 6 denotes a rectangle having a width of 6 mm and a length of 30 mm. The metal wires 13 and 14 are 7 mm in length. At this time, assuming that the electromagnetic field coupling adjustment plate 17 is a rectangle having a width of 7 mm and a length of 30 mm, the metal wire 13 functioning as a power supply pin is provided.
The distance d between the metal wire 14 and the metal wire 14 functioning as a short-circuit pin is 7.
In the case of 5 mm, impedance matching can be achieved with a 50Ω system. In this case, the antenna shown in FIG.
Since the bandwidth is 24 MHz and the bandwidth at this time is 145 MHz, the fractional band is 15.7% (≒ 145/924). Thus, it can be seen that the resonance frequency can be reduced and the frequency characteristic can be broadened as compared with the conventional example shown in FIGS. 18 and 21. In addition, the said dimension is an example to the last, and is not limited to this.
【００３９】なお、図１６に示す従来のアンテナ構成の
場合、アンテナの容積を一定にすると間隔ｄのみが可変
であり、設計の自由度を決める要素がその１つしかなか
った。このため、５０Ω系でＶＳＷＲが最もよくなるよ
うに調整すると、間隔ｄが３ｍｍと小さくなった。給電
ピンを短絡ピンに近づけると、給電点とアンテナ開放端
部との最大距離が大きくなるため、共振周波数が低下し
て誘導性が増加するが、比帯域が狭くなってしまうとい
うトレードオフの関係がある。これに対し、図２に示す
本発明のアンテナ構造の場合には、間隔ｄの調整に加え
て、導体壁１６と電磁界結合調整板１７との寸法を調整
することが可能となるため、従来と比べて設計の自由度
が向上する。その結果、本発明のアンテナ構造は、従来
に比べて共振周波数を低下させると同時に、比帯域を増
加させることが実現できるのである。In the case of the conventional antenna configuration shown in FIG. 16, when the volume of the antenna is fixed, only the interval d is variable, and there is only one factor that determines the degree of freedom in design. Therefore, when the VSWR was adjusted to be the best in the 50Ω system, the distance d was reduced to 3 mm. When the feeding pin is moved closer to the shorting pin, the maximum distance between the feeding point and the open end of the antenna increases, so the resonance frequency decreases and the inductivity increases, but the trade-off relationship is that the fractional bandwidth becomes narrower. There is. On the other hand, in the case of the antenna structure of the present invention shown in FIG. 2, the dimensions of the conductor wall 16 and the electromagnetic field coupling adjusting plate 17 can be adjusted in addition to the adjustment of the distance d. The degree of freedom of design is improved as compared with. As a result, the antenna structure of the present invention can realize a reduction in resonance frequency and an increase in the fractional band as compared with the related art.
【００４０】例えば、さらに共振周波数を低下させるた
めに、電磁界結合調整板１７の幅を単純に長くすること
が考えられるが、こうすると電磁界結合調整板１７の面
積が大きくなるため、導体地板１１との容量性結合が強
くなり、インピーダンス整合が取りづらくなる。このよ
うな場合には、電磁界結合調整板１７の長さを短くして
面積を小さくすることが考えられ、これにより導体地板
１１との電磁界結合を調整することが可能となる（図
３）。このように、導体壁１６の長さと電磁界結合調整
板１７の長さとが、必ずしも同じでなくても構わない。For example, in order to further reduce the resonance frequency, it is conceivable to simply increase the width of the electromagnetic field coupling adjusting plate 17, but this will increase the area of the electromagnetic field coupling adjusting plate 17, so that the conductor ground plane will be increased. 11 becomes strong, and impedance matching becomes difficult. In such a case, it is conceivable to shorten the length of the electromagnetic field coupling adjusting plate 17 to reduce the area, thereby making it possible to adjust the electromagnetic field coupling with the conductor ground plane 11 (FIG. 3). ). As described above, the length of the conductor wall 16 and the length of the electromagnetic field coupling adjustment plate 17 do not necessarily have to be the same.
【００４１】（第２の実施形態）図４は、本発明の第２
の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図で
ある。図４において、本第２の実施形態に係るアンテナ
は、導体地板２１と、アンテナ素子である平面状の導体
板２２と、電磁界結合調整素子である電磁界結合調整壁
２７と、２本の金属線２３及び２４とで構成される。導
体板２２には、金属線２３を介して給電点２５から給電
される。また、導体板２２は、金属線２４を介して導体
地板２１と接続されている。電磁界結合調整壁２７は、
その一端が導体板２２と電気的に接続されている。(Second Embodiment) FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an abstract structure of an antenna according to the embodiment. In FIG. 4, the antenna according to the second embodiment includes a conductor ground plate 21, a planar conductor plate 22 as an antenna element, an electromagnetic field coupling adjustment wall 27 as an electromagnetic field coupling adjustment element, and two It is composed of metal wires 23 and 24. Power is supplied to the conductor plate 22 from a power supply point 25 via a metal wire 23. The conductor plate 22 is connected to the conductor ground plate 21 via a metal wire 24. The electromagnetic field coupling adjustment wall 27
One end is electrically connected to the conductor plate 22.
【００４２】本第２の実施形態では、電磁界結合調整壁
２７は、導体板２２と電気的に接続されている一端に対
向する他端と、導体地板２１との間に、空隙が存在する
ように構成される。この場合、電磁界結合調整壁２７と
導体板２２との接続点は、金属線２４の近傍に配置され
ていることが重要である。これにより、電磁界結合調整
壁２７と金属線２４との間に電磁界結合効果を生じさせ
る。In the second embodiment, the electromagnetic field coupling adjustment wall 27 has a gap between the other end opposite to the one end electrically connected to the conductor plate 22 and the conductor ground plate 21. It is configured as follows. In this case, it is important that the connection point between the electromagnetic field coupling adjustment wall 27 and the conductor plate 22 is disposed near the metal wire 24. Thereby, an electromagnetic field coupling effect is generated between the electromagnetic field coupling adjustment wall 27 and the metal wire 24.
【００４３】上記第１の実施形態では、電流経路長の最
大値が大きくなるように電磁界結合調整素子（導体壁１
６及び電磁界結合調整板１７）を配置する構造例を示し
たが、この場合には、導体地板１１との容量性結合を増
加させると同時にアンテナの共振周波数が低下するた
め、共振周波数を一定に保ったまま容量性結合を増加す
ることが不可能であった。そこで、本第２の実施形態で
は、図４に示すように電流経路長の最大値が増加しない
ように電磁界結合調整壁２７を挿入する。これにより、
アンテナの共振周波数を一定に保った状態で導体地板２
１との容量性結合を増加することが可能となり、設計の
自由度が向上する。また、短絡部近傍は電流密度が高く
インピーダンス整合が取れにくくなるため、電流密度の
高い短絡部近傍に電磁界結合調整壁２７を配置する。こ
れにより、短絡部近傍の電流密度を低くでき、インピー
ダンスが低減される。この結果、インピーダンス整合を
容易に調整することが可能となる。In the first embodiment, the electromagnetic field coupling adjusting element (the conductor wall 1) is set such that the maximum value of the current path length becomes large.
6 and the electromagnetic field coupling adjusting plate 17) are arranged, but in this case, the resonance frequency of the antenna is decreased while the capacitive coupling with the conductive ground plane 11 is increased. It was not possible to increase the capacitive coupling while keeping Therefore, in the second embodiment, as shown in FIG. 4, the electromagnetic field coupling adjustment wall 27 is inserted so that the maximum value of the current path length does not increase. This allows
Conductor ground plate 2 with the antenna resonance frequency kept constant
1 can be increased, and the degree of freedom in design is improved. Further, since the current density is high near the short-circuited portion and it is difficult to achieve impedance matching, the electromagnetic field coupling adjustment wall 27 is arranged near the short-circuited portion having a high current density. As a result, the current density near the short-circuit portion can be reduced, and the impedance is reduced. As a result, it is possible to easily adjust the impedance matching.
【００４４】図５（ａ）及び（ｂ）に、図４に示したア
ンテナにおいて、給電点２５から給電した場合の電流経
路を示す。また、図６（ａ）及び（ｂ）に、図５（ａ）
及び（ｂ）に対応した給電点２５からアンテナを見込ん
だ入力インピーダンスのリターンロスの周波数特性をそ
れぞれ示す。図４において、給電点２５から給電したと
きの電流経路は、同相モード及び逆相モードの２つに分
けて考えることができるが、このうち逆相モードは互い
に電流を打ち消し合いアンテナの共振に寄与しないた
め、同相モードのみを考えればよい。まず、図５（ａ）
に示す同相モードの電流経路は、図中矢印で示すよう
に、給電点２５から金属線２３を通り、導体板２２の下
側表面を通って開放端部で折り返されて上側表面を通
り、金属線２４を通って導体地板２１に到る。このと
き、電流経路の長さが１／２波長となる周波数では、金
属線２３及び金属線２４に流れる電流の向きが互いに同
相となるので、その周波数でアンテナが共振する。この
ときの共振周波数をｆ１として、図６（ａ）にリターン
ロスの周波数特性を示す。FIGS. 5A and 5B show current paths when power is supplied from the power supply point 25 in the antenna shown in FIG. 6 (a) and 6 (b) are shown in FIG.
And (b) show the frequency characteristics of the return loss of the input impedance from the feed point 25 corresponding to the antenna. In FIG. 4, the current path when power is supplied from the power supply point 25 can be divided into two modes, an in-phase mode and an anti-phase mode. Of these, the anti-phase mode cancels out currents and contributes to the resonance of the antenna. Therefore, only the in-phase mode needs to be considered. First, FIG.
As shown by the arrow in the figure, the common-mode current path shown in FIG. 3 passes through the metal wire 23 from the feeding point 25, passes through the lower surface of the conductor plate 22, is folded at the open end, passes through the upper surface, and The conductor 24 reaches the conductor ground plane 21 through the wire 24. At this time, at a frequency at which the length of the current path is 波長 wavelength, the directions of the currents flowing through the metal wires 23 and 24 are in phase with each other, and the antenna resonates at that frequency. FIG. 6A shows the frequency characteristics of the return loss, where the resonance frequency at this time is f1.
【００４５】次に、図５（ｂ）に示す同相モードの電流
経路は、図中矢印で示すように、給電点２５から金属線
２３を通り、導体板２２の下側表面を通って導体板２２
と電磁界結合調整壁２７との接続点を介して電磁界結合
調整壁２７の下側表面を通り、電磁界結合調整壁２７の
開放端部で折り返されて上側表側を通り、接続点を介し
て導体板２２の上側表面を通り、金属線２４を通って導
体地板２１に到る。このとき、同様に電流経路の長さが
１／２波長となる周波数では、金属線２３及び金属線２
４を流れる電流の向きが互いに同相となるので、その周
波数でアンテナが共振する。このときの共振周波数をｆ
２として、図６（ｂ）にリターンロスの周波数特性を示
す。なお、図５（ｂ）の電流経路が図５（ａ）の電流経
路に比べて短い場合には、ｆ１≦ｆ２となることは当然
のことである。Next, the current path in the common mode shown in FIG. 5B passes through the metal wire 23 from the feeding point 25, passes through the lower surface of the conductor plate 22, 22
It passes through the lower surface of the electromagnetic field coupling adjusting wall 27 through the connection point between the electromagnetic field coupling adjusting wall 27 and the electromagnetic field coupling adjusting wall 27, is folded at the open end of the electromagnetic field coupling adjusting wall 27, passes through the upper front side, and passes through the connection point. Through the upper surface of the conductor plate 22, through the metal wire 24 to the conductor ground plate 21. At this time, similarly, at the frequency where the length of the current path is 同 様 wavelength, the metal wire 23 and the metal wire 2
Since the directions of the currents flowing through 4 are in phase with each other, the antenna resonates at that frequency. The resonance frequency at this time is f
FIG. 6B shows frequency characteristics of return loss as No. 2. When the current path in FIG. 5B is shorter than the current path in FIG. 5A, it is natural that f1 ≦ f2.
【００４６】図６（ｃ）に、図４に示すアンテナのリタ
ーンロスの周波数特性を示す。これは、図６（ａ）及び
（ｂ）で個別に求められるリターンロスの周波数特性を
重ね合わせることで求めることができる。このように、
図５（ａ）及び（ｂ）のように電流経路長を異ならせて
アンテナを複共振させることで、広帯域な特性を得るこ
とが期待できる。また、異なる周波数帯域をカバーする
複合機に用いるアンテナとして有効である。FIG. 6C shows the frequency characteristics of the return loss of the antenna shown in FIG. This can be obtained by superimposing the frequency characteristics of the return loss individually obtained in FIGS. 6A and 6B. in this way,
As shown in FIGS. 5 (a) and 5 (b), it is expected that wide-band characteristics can be obtained by causing the antenna to have multiple resonances with different current path lengths. Further, it is effective as an antenna used for a multifunction peripheral that covers different frequency bands.
【００４７】なお、図７に示すように、電磁界結合調整
壁２７を、一部分が導体地板２１に対して平行となるよ
う折り曲げられた構造（電磁界結合調整板を付加した構
造）にすることで、導体地板２１との間の電磁界結合を
強くすることが可能となる。このような場合に、電磁界
結合調整壁２７の折り曲げ部分の寸法を調整すること
で、導体地板２１との電磁界結合を制御することが可能
となり、インピーダンス整合を容易に行うことが可能と
なることは言うまでもない。As shown in FIG. 7, the electromagnetic field coupling adjusting wall 27 has a structure in which a part thereof is bent so as to be parallel to the conductor ground plate 21 (a structure to which an electromagnetic field coupling adjusting plate is added). Thus, the electromagnetic field coupling between the conductive ground plate 21 and the conductive ground plate 21 can be strengthened. In such a case, by adjusting the size of the bent portion of the electromagnetic field coupling adjustment wall 27, the electromagnetic field coupling with the conductive ground plane 21 can be controlled, and impedance matching can be easily performed. Needless to say.
【００４８】（第３の実施形態）図８は、本発明の第３
の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図で
ある。図８において、本第３の実施形態に係るアンテナ
は、導体地板３１と、アンテナ素子である平面状の導体
板３２と、電磁界結合調整素子であるＬ字型導体壁３７
ａ、Ｌ字型導体壁３７ｂ及びＬ字型導体壁３７ｃと、２
本の金属線３３及び３４とで構成される。導体板３２に
は、金属線３３を介して給電点３５から給電される。ま
た、導体板３２は、金属線３４を介して導体地板３１と
接続されている。また、３つのＬ字型導体壁３７ａ〜３
７ｃは、各々の一端が導体板３２と電気的にそれぞれ接
続されている。(Third Embodiment) FIG. 8 shows a third embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an abstract structure of an antenna according to the embodiment. 8, the antenna according to the third embodiment includes a conductor ground plate 31, a planar conductor plate 32 serving as an antenna element, and an L-shaped conductor wall 37 serving as an electromagnetic field coupling adjusting element.
a, L-shaped conductor wall 37b and L-shaped conductor wall 37c;
And three metal wires 33 and 34. Power is supplied to the conductor plate 32 from a power supply point 35 via a metal wire 33. The conductor plate 32 is connected to the conductor ground plate 31 via a metal wire 34. In addition, three L-shaped conductor walls 37a to 37-3
7c has one end electrically connected to the conductive plate 32, respectively.
【００４９】本第３の実施形態では、電磁界結合調整素
子を構成する３つのＬ字型導体壁３７ａ〜３７ｃの折り
曲げ部分が、導体地板３１と所定の空隙をあけてそれぞ
れ配置されており、導体地板３１との間でコンデンサを
形成する。この構造により、電磁界結合調整素子である
Ｌ字型導体壁３７ａ〜３７ｃの面積及び（折り曲げ部分
に関する）導体地板３１との距離（空隙）を複数調整す
ることで、Ｌ字型導体壁３７ａ〜３７ｃと導体地板３１
とで構成されるコンデンサの容量を柔軟に制御できるた
め、インピーダンス整合を容易に調整できる。In the third embodiment, the bent portions of the three L-shaped conductor walls 37a to 37c constituting the electromagnetic field coupling adjusting element are arranged with a predetermined gap from the conductor ground plate 31, respectively. A capacitor is formed with the conductive ground plane 31. With this structure, the area of the L-shaped conductor walls 37a to 37c, which are the electromagnetic field coupling adjustment elements, and the distance (gap) to the conductor ground plane 31 (related to the bent portion) are adjusted plurally, so that the L-shaped conductor walls 37a to 37c 37c and conductor ground plane 31
Since the capacitance of the capacitor constituted by the above can be flexibly controlled, the impedance matching can be easily adjusted.
【００５０】図９は、図８に示す第３の実施形態に係る
アンテナの具体的な構成例を示した図である。図９にお
いて、導体地板３１の寸法とアンテナの占有体積は、図
１８の従来例と等しくした。すなわち、導体板３２は、
幅４０ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。金属線３
３及び３４は、長さ７ｍｍである。Ｌ字型導体壁３７ａ
及び３７ｃは、導体板３２の長辺にそれぞれ接続され、
Ｌ字型導体壁３７ｂは、導体板３２の短辺の一方に接続
される。金属線３４の一方端は、導体板３２の短辺の他
方に接続され、金属線３４の他方端は、導体地板３１に
接続されている。給電点３５は、金属線３３を介して導
体板３２に接続されている。また、Ｌ字型導体壁３７ａ
及び３７ｃは、壁部分が幅４０ｍｍ及び長さ６ｍｍの長
方形で、折り曲げ部の長さが２ｍｍである。Ｌ字型導体
壁３７ｂは、壁部分が長さ３０ｍｍ及び幅６ｍｍの長方
形で、折り曲げ部の幅が３ｍｍである。このとき、金属
線３３と金属線３４との間隔ｄを７．５ｍｍにすると、
図９に示すアンテナは５０Ω系において中心周波数が９
４９ＭＨｚとなり、このときの帯域幅は２３６ＭＨｚと
なるため、比帯域は２４．９％（≒２３６／９４９）と
なる。このように、上記図１８及び図２１に示した従来
例と比べて、共振周波数の低周波化かつ周波数特性の広
帯域化が実現できることがわかる。FIG. 9 is a diagram showing a specific configuration example of the antenna according to the third embodiment shown in FIG. In FIG. 9, the dimensions of the conductive ground plane 31 and the occupied volume of the antenna are equal to those of the conventional example of FIG. That is, the conductor plate 32
It is a rectangle having a width of 40 mm and a length of 30 mm. Metal wire 3
3 and 34 are 7 mm long. L-shaped conductor wall 37a
And 37c are respectively connected to the long sides of the conductor plate 32,
The L-shaped conductor wall 37b is connected to one of the short sides of the conductor plate 32. One end of the metal wire 34 is connected to the other short side of the conductor plate 32, and the other end of the metal wire 34 is connected to the conductor ground plate 31. The feeding point 35 is connected to the conductor plate 32 via a metal wire 33. Also, the L-shaped conductor wall 37a
And 37c, the wall portion is a rectangle having a width of 40 mm and a length of 6 mm, and the length of the bent portion is 2 mm. The L-shaped conductor wall 37b has a rectangular wall portion having a length of 30 mm and a width of 6 mm, and a bent portion having a width of 3 mm. At this time, if the distance d between the metal wire 33 and the metal wire 34 is 7.5 mm,
The antenna shown in FIG. 9 has a center frequency of 9 in a 50Ω system.
Since the frequency band is 49 MHz and the bandwidth at this time is 236 MHz, the fractional band is 24.9% (≒ 236/949). Thus, it can be seen that the resonance frequency can be reduced and the frequency characteristic can be broadened as compared with the conventional example shown in FIGS. 18 and 21.
【００５１】図１０に、図９に示すアンテナのＳ11をス
ミスチャートで示す。図１０では、９５０ＭＨｚ付近に
変極点が存在し、アンテナが複共振していることがわか
る。この複共振は、アンテナの共振周波数と導体地板３
１の共振周波数とがわずかにずれていることが要因とし
て生じることが考えられ、これらの複共振により比帯域
が２４．９％を実現していると判断できる。図１１に、
図９に示すアンテナにおいて、導体地板３１の長さを１
１５ｍｍとした場合におけるアンテナのＳ11をスミスチ
ャートで示す。なお、図９における他のパラメータは変
更しない。図１１から、変極点が１．０５ＧＨｚに移動
していることがわかる。これは、導体地板３１が短くな
ったため、導体地板３１の共振周波数が上昇したことが
原因である。この場合、中心周波数は９３４ＭＨｚとな
り、このとき帯域幅は１５８ＭＨｚとなるため、比帯域
は１６．９％（≒１５８／９３４）である。[0051] FIG. 10 shows the S 11 of the antenna shown in FIG. 9 at the Smith chart. In FIG. 10, it can be seen that an inflection point exists near 950 MHz, and that the antenna has multiple resonances. This double resonance is caused by the resonance frequency of the antenna and the conductor ground plane 3.
It is conceivable that this is caused by a slight deviation from the resonance frequency of No. 1 and it can be determined that the fractional band realizes 24.9% by these multiple resonances. In FIG.
In the antenna shown in FIG.
The antenna of S 11 in the case of the 15mm shown in the Smith chart. The other parameters in FIG. 9 are not changed. FIG. 11 shows that the inflection point has moved to 1.05 GHz. This is due to the fact that the resonance frequency of the conductor ground plate 31 has increased because the conductor ground plate 31 has been shortened. In this case, the center frequency is 934 MHz, and the bandwidth is 158 MHz at this time, so that the fractional band is 16.9% (≒ 158/934).
【００５２】そこで、図１２のようにアンテナの寸法を
再調整した。図１２において、電磁界結合調整素子は、
電磁界結合調整壁４７ａ、電磁界結合調整壁４７ｃ及び
Ｌ字型電磁界結合調整壁４７ｂで構成される。電磁界結
合調整壁４７ａ及び４７ｃは、幅４０ｍｍ及び長さ６ｍ
ｍの長方形である。Ｌ字型電磁界結合調整壁４７ｂは、
壁部分が長さ３０ｍｍ及び幅６ｍｍの長方形で、折り曲
げ部の幅が１ｍｍである。このとき、金属線３３と金属
線３４との間隔ｄを１２．５ｍｍにすると、図１２に示
すアンテナは５０Ω系において中心周波数が１０８４Ｍ
Ｈｚとなり、このときの帯域幅は３０６ＭＨｚとなるた
め、比帯域は２８．２％（≒３０６／１０８４）であ
る。図１３に、図１２に示すアンテナのＳ11をスミスチ
ャートで示す。図１３から、１．０５ＧＨｚ近傍にある
変極点がスミスチャートの中心付近に存在していること
がわかる。Therefore, the dimensions of the antenna were readjusted as shown in FIG. In FIG. 12, the electromagnetic field coupling adjustment element is:
It is composed of an electromagnetic field coupling adjustment wall 47a, an electromagnetic field coupling adjustment wall 47c, and an L-shaped electromagnetic field coupling adjustment wall 47b. The electromagnetic field coupling adjusting walls 47a and 47c have a width of 40 mm and a length of 6 m.
m is a rectangle. The L-shaped electromagnetic field coupling adjustment wall 47b is
The wall portion is a rectangle having a length of 30 mm and a width of 6 mm, and the width of the bent portion is 1 mm. At this time, if the distance d between the metal wires 33 and 34 is 12.5 mm, the antenna shown in FIG.
Hz, and the bandwidth at this time is 306 MHz, so the fractional band is 28.2% (≒ 306/1084). Figure 13 shows the S 11 of the antenna shown in FIG. 12 in the Smith chart. FIG. 13 shows that the inflection point near 1.05 GHz exists near the center of the Smith chart.
【００５３】以上のように、本発明の第１〜第３の実施
形態に係るアンテナ構造によれば、アンテナエレメント
を電磁界結合調整素子を有する特徴的な形状にして、導
体地板との電磁界結合を利用する。従って、電磁界結合
調整素子の寸法をパラメータとしてアンテナと導体地板
との間の電磁界結合を調整することによって、アンテナ
の共振周波数と導体地板の共振周波数とをわずかにずら
し、広帯域な周波数特性を実現することができる。ま
た、共振周波数の低下によるアンテナの小型化を実現で
きると同時に、インピーダンス特性を広帯域化すること
が可能となる。さらに、設計パラメータの増加により、
インピーダンス整合を容易に取ることが可能となる。As described above, according to the antenna structures according to the first to third embodiments of the present invention, the antenna element is formed into a characteristic shape having the electromagnetic field coupling adjusting element, and the Use joins. Therefore, by adjusting the electromagnetic field coupling between the antenna and the conductor ground plane using the dimensions of the electromagnetic field coupling adjustment element as a parameter, the resonance frequency of the antenna and the resonance frequency of the conductor ground plane are slightly shifted, and a broadband frequency characteristic is obtained. Can be realized. Further, the antenna can be downsized by lowering the resonance frequency, and at the same time, the impedance characteristics can be broadened. Furthermore, due to the increase in design parameters,
Impedance matching can be easily achieved.
【００５４】なお、上記各実施形態において、導体板、
電磁界結合調整素子及び導体地板とで囲まれる空間の一
部又は全てに誘電体材料５１を充填すれば（例えば、図
１４（ａ））、さらなるアンテナの小型化が期待できる
ことは言うまでもない。また、電磁界結合調整素子を誘
電体材料で構成された支持台５２により導体地板上に固
定すれば（例えば、図１４（ｂ））、電磁界結合調整素
子と導体地板との間の容量性結合の増加が期待できる
上、導体地板上に配置されるアンテナエレメントを安定
して固定することが可能となる。加えて、電磁界結合調
整素子と導体地板との距離を精度よく制御できるため、
量産性の向上が期待できる。また、少なくとも導体板又
は電磁界結合調整素子のいずれかにスリット５３を設け
ることで（例えば、図１４（ｃ））、共振周波数の低下
が可能となり、アンテナの小型化が期待できる。この場
合、電流が強く分布する場所にスリットを設けること
で、共振周波数の低下量を大きくすることが可能とな
る。また、電磁界結合調整素子にスリットを設けること
で、導体地板との間の容量を制御できることは言うまで
もない。In each of the above embodiments, the conductive plate,
If a part or all of the space surrounded by the electromagnetic field coupling adjustment element and the conductor ground plane is filled with the dielectric material 51 (for example, FIG. 14A), it goes without saying that further miniaturization of the antenna can be expected. Further, if the electromagnetic field coupling adjusting element is fixed on the conductive ground plane by the support 52 made of a dielectric material (for example, FIG. 14B), the capacitance between the electromagnetic field coupling adjusting element and the conductive ground plane is reduced. An increase in coupling can be expected, and the antenna element disposed on the conductive ground plane can be stably fixed. In addition, since the distance between the electromagnetic field coupling adjustment element and the conductive ground plane can be accurately controlled,
An improvement in mass productivity can be expected. Further, by providing the slit 53 at least in either the conductor plate or the electromagnetic field coupling adjusting element (for example, FIG. 14C), the resonance frequency can be reduced, and the antenna can be expected to be reduced in size. In this case, by providing a slit at a location where the current is strongly distributed, it is possible to increase the amount of decrease in the resonance frequency. In addition, it goes without saying that by providing a slit in the electromagnetic field coupling adjusting element, the capacitance between the element and the conductor ground plane can be controlled.
【００５５】また、携帯電話端末等の無線装置の場合、
導体地板の寸法は波長に比べて小さいことが一般的であ
る。この場合、導体地板もアンテナとして電波の放射に
寄与していると考えられ、アンテナの設計には導体地板
の影響を考慮することが必要となる。各実施形態で示し
た導体地板の長さと幅は一例であり、導体地板のサイズ
が変化した場合にも電磁界結合調整素子の面積と導体地
板との間の距離を調整することで、導体地板との電磁界
結合を制御し、インピーダンス整合が容易に取れること
は言うまでもない。In the case of a wireless device such as a mobile phone terminal,
In general, the size of the conductive ground plane is smaller than the wavelength. In this case, it is considered that the conductor ground plane also contributes to the emission of radio waves as an antenna, and it is necessary to consider the influence of the conductor ground plane in antenna design. The length and width of the conductor ground plane shown in each embodiment are examples, and even when the size of the conductor ground plane changes, the conductor ground plane is adjusted by adjusting the area between the electromagnetic field coupling adjustment element and the conductor ground plane. It is needless to say that the electromagnetic field coupling with the semiconductor device is controlled and impedance matching can be easily achieved.
【００５６】また、上記各実施形態では、短絡ピンと給
電ピンとを導体地板の長寸方向に対して横（幅方向）に
並べた場合について示したが、本発明はこれに限定され
るものではない。短絡ピンと給電ピンとを横に並べた場
合には，電流経路を横向きにすることができるため、水
平偏波成分が大きくなる。携帯電話端末は、通話状態で
は約３０度の低仰角で使用されるため、水平偏波成分が
垂直偏波に変換される。現行のデジタル携帯電話（ＰＤ
Ｃ：Personal Digital Cellular ）の場合、市街地では
交差偏波識別度が約６ｄＢとなり、垂直偏波の方が有利
である。すなわち、上記構成のように短絡ピンと給電ピ
ンとを横に並べて配置することで、通話状態での垂直偏
波成分が強く放射されることが期待できる。Further, in each of the above embodiments, the case where the short-circuit pins and the power supply pins are arranged side by side (in the width direction) with respect to the longitudinal direction of the conductor ground plate is shown, but the present invention is not limited to this. . When the short-circuit pins and the power supply pins are arranged side by side, the current path can be made horizontal, so that the horizontal polarization component increases. Since the mobile phone terminal is used at a low elevation angle of about 30 degrees in a talking state, the horizontal polarization component is converted to the vertical polarization. Current digital mobile phones (PD
In the case of C (Personal Digital Cellular), the cross polarization discrimination is about 6 dB in an urban area, and vertical polarization is more advantageous. That is, by arranging the short-circuit pin and the power supply pin side by side as in the above configuration, it can be expected that the vertically polarized wave component in the talking state is strongly radiated.
【００５７】また、上記各実施形態では、短絡ピンと給
電ピンとを導体地板の長寸方向に対して導体板の上端
（長さ方向におけるいずれか一方の端）に配置すること
で、電流経路の最大値を大きくすることが可能であり、
アンテナの小型化が期待できることは言うまでもない。
この場合、導体地板上の電流経路の最大値を大きくでき
るため、導体地板が小さい場合に有効である。また、電
流分布の最大点である短絡ピンと給電ピンとを導体地板
の上端に配置することが可能となるため、携帯電話端末
を手で保持した場合に、手と短絡ピン及び給電ピンとの
距離を遠ざけることが可能となる。これにより、手によ
る特性の劣化を抑えることが期待できる。Further, in each of the above embodiments, the short-circuit pin and the power supply pin are arranged at the upper end (either one end in the length direction) of the conductor plate with respect to the longitudinal direction of the conductor ground plate, so that the maximum current path can be obtained. It is possible to increase the value,
It goes without saying that the antenna can be reduced in size.
In this case, since the maximum value of the current path on the conductive ground plane can be increased, it is effective when the conductive ground plane is small. In addition, since the short-circuit pin and the power supply pin, which are the maximum points of the current distribution, can be arranged at the upper end of the conductive ground plane, when the mobile phone terminal is held by hand, the distance between the hand, the short-circuit pin and the power supply pin is increased. It becomes possible. Thus, it is expected that the deterioration of the characteristics due to the hand is suppressed.
【００５８】また、上記各実施形態では、短絡ピンを１
つ備えた構造例を示したが、本発明はこれに限定される
ものではない。２つ以上の短絡ピンを備えた構造や短絡
ピンを全く備えない構造も考えられることは言うまでも
ない。しかしながら、短絡ピンを備えない構造の場合に
は、λ／２共振系となるためアンテナの小型化には不向
きである。In each of the above embodiments, the short-circuit pin is set to 1
Although an example of the structure provided is shown, the present invention is not limited to this. It goes without saying that a structure having two or more short-circuit pins or a structure having no short-circuit pins at all is also conceivable. However, a structure without a short-circuit pin is not suitable for miniaturization of an antenna because it has a λ / 2 resonance system.
【００５９】また、上記各実施形態では、アンテナエレ
メントを構成する導体板と電磁界結合調整素子とが個別
の部品であるように記載したが、これらの構成は、１つ
の導体材料を板金加工により折り曲げて一体成形するこ
とができる。このように一体成形すれば、アンテナの強
度を高めることができると共に、製造時の量産性の向上
が期待できることは言うまでもない。Further, in each of the above embodiments, the conductor plate and the electromagnetic field coupling adjusting element constituting the antenna element are described as separate components. However, in these configurations, one conductor material is formed by sheet metal processing. It can be bent and formed integrally. It is needless to say that the integral molding can increase the strength of the antenna and improve the mass productivity at the time of manufacturing.
【００６０】また、各実施形態で説明したアンテナを導
体地板上に２つ並べて、逆相給電することが考えられる
ことは言うまでもない。この場合には、上記効果に加え
て、導体地板上の電流をアンテナエレメント近傍に集中
させることが可能となるため、手で保持した場合の特性
劣化を抑えることが期待できる。また、２つのアンテナ
の共振周波数がわずかにずれるように電磁界結合調整素
子を調整することで、さらなる広帯域特性が期待でき
る。It goes without saying that two antennas described in each embodiment may be arranged on the conductor ground plane and fed in opposite phases. In this case, in addition to the above-described effects, the current on the conductive ground plane can be concentrated near the antenna element, so that it is expected that deterioration of characteristics when held by hand can be suppressed. Further, by adjusting the electromagnetic field coupling adjustment element such that the resonance frequencies of the two antennas are slightly shifted, further broadband characteristics can be expected.
【００６１】さらに、上記第１〜第３実施形態では、共
振周波数帯域が１つであるアンテナ構造について説明し
たが、以下のように共振周波数帯域が２つであるアンテ
ナ構造を実現することができる。１．いずれか１つの共
振周波数帯域を選択的にカバーさせる場合この場合に
は、例えば図１５（ａ）に示すように、第１の共振周波
数帯域用の短絡部（金属線６１）と第２の共振周波数帯
域用の短絡部（金属線６２）との２つを、アンテナエレ
メント上に設ければよい。これにより、短絡部の導通を
選択的に制御することによって、第１又は第２のいずれ
かの共振周波数帯域をカバーするアンテナを構成するこ
とが可能となる。なお、アンテナエレメント上に選択的
に切り替え可能な給電部を２つ設ける構造にした場合
も、同様である。２．２つの共振周波数帯域を同時にカ
バーさせる場合この場合には、例えば図１５（ｂ）又は
（ｃ）に示すように、アンテナエレメントにスロット６
３を設ける。これにより、本来のアンテナエレメントで
第１の共振周波数帯域をカバーし、スロット部分によっ
て第２の共振周波数帯域をカバーすることができ、同時
に２つの共振周波数帯域をカバーするアンテナを構成す
ることが可能となる。Further, in the first to third embodiments, the antenna structure having one resonance frequency band has been described. However, an antenna structure having two resonance frequency bands can be realized as follows. . 1. In the case of selectively covering any one of the resonance frequency bands In this case, for example, as shown in FIG. 15A, the short-circuit portion (metal wire 61) for the first resonance frequency band and the second resonance The two short-circuit portions (metal wires 62) for the frequency band may be provided on the antenna element. Thus, by selectively controlling the conduction of the short-circuit portion, it is possible to configure an antenna that covers either the first or second resonance frequency band. Note that the same applies to a case where two selectively feedable power supply units are provided on the antenna element. 2. In the case of simultaneously covering two resonance frequency bands In this case, for example, as shown in FIG. 15B or FIG.
3 is provided. As a result, the first resonance frequency band can be covered by the original antenna element, the second resonance frequency band can be covered by the slot portion, and an antenna that covers two resonance frequency bands at the same time can be configured. Becomes
【００６２】なお、上記例では、１つのアンテナで２つ
の共振周波数帯域を選択的又は同時にカバーできるアン
テナ構造を説明したが、３つ以上の共振周波数帯域を選
択的又は同時にカバーできるアンテナ構造も、同様にし
て実現することができる。また、このような複数の共振
周波数帯域を選択的又は同時にカバーできる構造のアン
テナを、導体地板上に２つ並べて、逆相給電することが
考えられることは言うまでもない。In the above example, an antenna structure that can selectively or simultaneously cover two resonance frequency bands with one antenna has been described. However, an antenna structure that can selectively or simultaneously cover three or more resonance frequency bands is also described. It can be realized in a similar manner. Needless to say, two antennas having such a structure that can selectively or simultaneously cover a plurality of resonance frequency bands may be arranged on a conductor ground plane and fed in opposite phases.
【図１】本発明の第１の実施形態に係るアンテナの構造
を抽象的に示した図である。FIG. 1 is a diagram schematically illustrating the structure of an antenna according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施形態に係るアンテナの具体
的な構成例を示した図である。FIG. 2 is a diagram showing a specific configuration example of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第１の実施形態に係るアンテナを応用
した他の構造を抽象的に示した図である。FIG. 3 is a diagram abstractly showing another structure to which the antenna according to the first embodiment of the present invention is applied.
【図４】本発明の第２の実施形態に係るアンテナの構造
を抽象的に示した図である。FIG. 4 is a diagram schematically illustrating the structure of an antenna according to a second embodiment of the present invention.
【図５】図４に示すアンテナにおいて給電点から給電し
た場合の電流経路の一例を説明する図である。5 is a diagram illustrating an example of a current path when power is supplied from a power supply point in the antenna illustrated in FIG. 4;
【図６】図４に示すアンテナの入力インピーダンスのリ
ターンロスを示す周波数特性図である。6 is a frequency characteristic diagram showing a return loss of the input impedance of the antenna shown in FIG.
【図７】本発明の第２の実施形態に係るアンテナを応用
した他の構造を抽象的に示した図である。FIG. 7 is a diagram abstractly showing another structure to which the antenna according to the second embodiment of the present invention is applied.
【図８】本発明の第３の実施形態に係るアンテナの構造
を抽象的に示した図である。FIG. 8 is a diagram showing an abstract structure of an antenna according to a third embodiment of the present invention.
【図９】本発明の第３の実施形態に係るアンテナの具体
的な構成例を示した図である。FIG. 9 is a diagram showing a specific configuration example of an antenna according to a third embodiment of the present invention.
【図１０】図９に示すアンテナのＳ11を表すスミスチャ
ートである。10 is a Smith chart showing the S 11 of the antenna shown in FIG.
【図１１】図９に示すアンテナにおいて導体地板の長さ
を変更した場合のＳ11を表すスミスチャートである。 11 is a Smith chart showing S11 when the length of a conductive ground plane is changed in the antenna shown in FIG. 9;
【図１２】本発明の第３の実施形態に係るアンテナを応
用した他の構造を抽象的に示した図である。FIG. 12 is a view abstractly showing another structure to which the antenna according to the third embodiment of the present invention is applied.
【図１３】図１２に示すアンテナのＳ11を表すスミスチ
ャートである。13 is a Smith chart showing the S 11 of the antenna shown in FIG. 12.
【図１４】本発明の第１〜第３の実施形態に係るアンテ
ナを応用した他の構造例を抽象的に示した図である。FIG. 14 is a diagram abstractly showing another example of the structure to which the antenna according to the first to third embodiments of the present invention is applied.
【図１５】本発明の第１〜第３の実施形態に係るアンテ
ナを応用した１つのアンテナで２つの共振周波数帯域を
カバーさせる構造例を抽象的に示した図である。FIG. 15 is a diagram schematically illustrating an example of a structure in which one antenna to which the antennas according to the first to third embodiments of the present invention are applied covers two resonance frequency bands.
【図１６】従来のアンテナの構造を抽象的に示した図で
ある。FIG. 16 is a diagram showing the structure of a conventional antenna in an abstract manner.
【図１７】図１６に示す従来のアンテナにおいて給電点
から給電した場合の電流経路の一例を説明する図であ
る。17 is a diagram illustrating an example of a current path when power is supplied from a power supply point in the conventional antenna illustrated in FIG.
【図１８】図１６に示す従来のアンテナの具体的な構成
例を示した図である。18 is a diagram showing a specific configuration example of the conventional antenna shown in FIG.
【図１９】他の従来のアンテナの構造を抽象的に示した
図である。FIG. 19 is a diagram abstractly showing the structure of another conventional antenna.
【図２０】図１９に示す他の従来のアンテナにおいて給
電点から給電した場合の電流経路の一例を説明する図で
ある。20 is a diagram illustrating an example of a current path when power is supplied from a power supply point in another conventional antenna illustrated in FIG.
【図２１】図１９に示す他の従来のアンテナの具体的な
構成例を示した図である。21 is a diagram showing a specific configuration example of another conventional antenna shown in FIG.
１１，２１，３１，１０１，１１１…導体地板 １２，２２，３２，１０２，１１２…導体板 １３，１４，２３，２４，３３，３４，６１，６２，１
０３，１０４，１１３，１１４…金属線 １５，２５，３５，１０５，１１５…給電点 １６，１１６…導体壁 １７…電磁界結合調整板 ２７，４７ａ，４７ｃ…電磁界結合調整壁 ３７ａ〜３７ｃ…Ｌ字型導体壁 ４７ｂ…Ｌ字型電磁界結合調整壁 ５１…誘電体材料 ５２…支持台 ５３…スリット ６３…スロット11, 21, 31, 101, 111 ... conductor ground plate 12, 22, 32, 102, 112 ... conductor plate 13, 14, 23, 24, 33, 34, 61, 62, 1
03, 104, 113, 114 ... metal wire 15, 25, 35, 105, 115 ... feeding point 16, 116 ... conductor wall 17 ... electromagnetic field coupling adjusting plate 27, 47a, 47c ... electromagnetic field coupling adjusting wall 37a to 37c ... L-shaped conductor wall 47b L-shaped electromagnetic field coupling adjustment wall 51 dielectric material 52 support 53 slit 63 slot
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小川 晃一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 ▲構▼口 信二 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 高橋 司 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 (72)発明者 山田 賢一 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J045 AA02 AB05 DA08 GA03 GA05 MA04 NA03 ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (72) Inventor Koichi Ogawa 1006 Kadoma Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Inventor Within the company (72) Inventor Tsukasa Takahashi 4-3-1 Tsunashima Higashi, Kohoku-ku, Yokohama, Kanagawa Prefecture Inside Matsushita Communication Industrial Co., Ltd. (72) Kenichi Yamada 4-3-1 Tsunashima Higashi, Kohoku-ku, Yokohama, Kanagawa Prefecture Matsushita Communication Industrial Co., Ltd. F term (reference) 5J045 AA02 AB05 DA08 GA03 GA05 MA04 NA03
Claims (15)
て、 接地レベルである導体地板と、 前記導体地板上に配置されるアンテナ素子と、 前記アンテナ素子と電気的に接続されており、前記導体
地板に対して所定の空隙をもたせて配置される電磁界結
合調整素子と、 前記アンテナ素子に給電を行う給電接続部とを備える、
アンテナ。1. An antenna used for a wireless device, comprising: a conductor ground plane at a ground level; an antenna element disposed on the conductor ground plane; and an antenna electrically connected to the antenna element. An electromagnetic field coupling adjustment element that is arranged with a predetermined gap with respect to the ground plane, and a power supply connection unit that supplies power to the antenna element,
antenna.
板に短絡接続する短絡接続部を、少なくとも１つ備え
る、請求項１に記載のアンテナ。2. The antenna according to claim 1, further comprising at least one short-circuit connection portion that short-circuits the antenna element to the conductive ground plane.
続部との間で電磁界結合効果が生じるように配置される
ことを特徴とする、請求項２に記載のアンテナ。3. The antenna according to claim 2, wherein the electromagnetic field coupling adjustment element is arranged so as to generate an electromagnetic field coupling effect with the short-circuit connection part.
板との間で電磁界結合効果が生じるように、その一部が
前記導体地板と略平行に配置されることを特徴とする、
請求項２又は３に記載のアンテナ。4. A part of the electromagnetic field coupling adjusting element is disposed substantially parallel to the conductor ground plane so that an electromagnetic field coupling effect occurs between the element and the conductor ground plane.
An antenna according to claim 2.
ナ素子と接続されていない開放端部を折り返す前記給電
接続部から前記短絡接続部までの最大経路が、所望の共
振周波数の１／２波長と一致するように配置されること
を特徴とする、請求項４に記載のアンテナ。5. The electromagnetic field coupling adjusting element according to claim 1, wherein a maximum path from the power supply connection to the short-circuit connection, which folds an open end not connected to the antenna element, is a half wavelength of a desired resonance frequency. The antenna according to claim 4, wherein the antenna is arranged so as to coincide with the antenna.
素子及び前記導体地板とで囲まれた空間の一部又は全て
に、誘電体材料を充填したことを特徴とする、請求項１
〜５のいずれかに記載のアンテナ。6. A dielectric material is filled in a part or all of a space surrounded by the antenna element, the electromagnetic field coupling adjusting element, and the conductive ground plane.
An antenna according to any one of claims 1 to 5.
で構成された支持台によって前記導体地板に固定される
ことを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載のア
ンテナ。7. The antenna according to claim 1, wherein the electromagnetic field coupling adjusting element is fixed to the conductive ground plane by a support made of a dielectric material.
整素子の少なくとも一方に、前記給電接続部から前記短
絡接続部までの経路を伸長するためスリットを設けるこ
とを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載のアン
テナ。8. A slit is provided in at least one of the antenna element and the electromagnetic field coupling adjusting element to extend a path from the feed connection to the short-circuit connection. An antenna according to any one of the above.
工によって前記アンテナ素子と一体で成形されることを
特徴とする、請求項１〜８のいずれかに記載のアンテ
ナ。9. The antenna according to claim 1, wherein the electromagnetic field coupling adjustment element is formed integrally with the antenna element by bending.
を特徴とする、請求項１〜９のいずれかに記載のアンテ
ナ。10. The antenna according to claim 1, wherein the antenna resonates at at least two frequencies.
する複数の前記短絡接続部を備え、これら短絡接続部の
導通を制御することによって、いずれか１つの共振周波
数帯域を選択的にカバーできることを特徴とする、請求
項１０に記載のアンテナ。11. The semiconductor device according to claim 1, further comprising a plurality of said short-circuit connection portions for determining different resonance frequency bands, and by controlling conduction of these short-circuit connection portions, any one of the resonance frequency bands can be selectively covered. The antenna according to claim 10, wherein
する複数の前記給電接続部を備え、これら給電接続部の
導通を制御することによって、いずれか１つの共振周波
数帯域を選択的にカバーできることを特徴とする、請求
項１０に記載のアンテナ。12. A power supply apparatus comprising: a plurality of power supply connection sections each for determining a different resonance frequency band; and controlling conduction of these power supply connection sections to selectively cover any one resonance frequency band. The antenna according to claim 10, wherein
短絡接続部と、第２の共振周波数帯域を決定するスロッ
トとを備え、アンテナ素子部とスロット部との作用によ
って、２つの共振周波数帯域を同時にカバーできること
を特徴とする、請求項１０に記載のアンテナ。13. A short-circuit connection portion for determining a first resonance frequency band, and a slot for determining a second resonance frequency band, wherein the two resonance frequency bands are formed by the action of the antenna element portion and the slot portion. The antenna according to claim 10, wherein the antenna can be simultaneously covered.
ずれか２つを、共通の導体地板上に並べて構成し、互い
の位相差が１８０度となるよう給電を行うことを特徴と
する、アンテナ。14. An antenna according to claim 1, wherein two of the antennas are arranged on a common conductive ground plane, and power is supplied so that a phase difference between the antennas is 180 degrees. antenna.
ずれか１つを用いた、無線装置。15. A wireless device using any one of the antennas according to claim 1. Description:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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