JP2000506716A - Method of operating channel equalizer in receiver for DTV signal subject to co-channel interference - Google Patents

Method of operating channel equalizer in receiver for DTV signal subject to co-channel interference

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JP2000506716A JP11518833A JP51883399A JP2000506716A JP 2000506716 A JP2000506716 A JP 2000506716A JP 11518833 A JP11518833 A JP 11518833A JP 51883399 A JP51883399 A JP 51883399A JP 2000506716 A JP2000506716 A JP 2000506716A
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Abstract

(57)【要約】 本発明のＤＴＶ信号受信機は、適応型のチャネル等化フィルターと、同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトを抑制するためのコームフィルターと、そのコームフィルターにより導入されたシンボル間の干渉を補償するシンボル間の干渉抑制フィルターとを含む。前記等化フィルターのフィルター係数の適応化が同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトの存在又は非存在に鈍感になるように行われる。これにより、補償が完全に行われず、コームフィルターに導入されたシンボル間の干渉を予想できないように前記コームフィルターのシンボル間の干渉に対する補償を前記チャネル等化フィルターが試みることを防止することができる。前記等化フィルター係数の適応化はコームフィルターにより導入されたシンボル間の干渉に影響を与えないように行われる。その結果、シンボル間の干渉はシンボル間の干渉抑制フィルターにより適宜に補償される。 (57) [Summary] A DTV signal receiver of the present invention provides an adaptive channel equalization filter, a comb filter for suppressing co-channel NTSC interference artifacts, and interference between symbols introduced by the comb filter. And an interference suppression filter between symbols to be compensated. The adaptation of the filter coefficients of the equalization filter is performed such that it is insensitive to the presence or absence of co-channel NTSC interference artifacts. Accordingly, it is possible to prevent the channel equalization filter from attempting to compensate for the interference between the symbols of the comb filter so that the compensation is not completely performed and the interference between the symbols introduced into the comb filter cannot be predicted. . The adaptation of the equalization filter coefficients is performed so as not to affect the inter-symbol interference introduced by the comb filter. As a result, the inter-symbol interference is appropriately compensated by the inter-symbol interference suppression filter.

Description

【発明の詳細な説明】 同一チャネル干渉を受けるＤＴＶ信号用受信機のチャネル等化器の動作方法 本願は１９９７年９月１９日付け出願後、35 U.S.C．119(b)に基づいて仮出願 に変更した米国特許出願第０８／９３３，３９４号の出願日を35 U.S.C．111(e) (1)に基づいて遡及請求しながら、35 U.S.C．111(a)に基づいている。 発明の背景 本発明はディジタルテレビジョンシステムに係り、特に、ＮＴＳＣアナログテ レビジョン信号の放送チャネルと同一のチャネルを用いて無線放送するディジタ ルテレビジョン信号の受信機に用いられるチャネル等化回路を調節するための方 法に関する。 １９９５年９月１６日、ＡＴＳＣ(Advanced Television Systems Committee) が発表したディジタルテレビジョン基準には、６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチ ャネルでディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号の伝送のために用いられる残留 側波帯（ＶＳＢ）信号が開示されている。ＤＴＶ信号は米国内のＮＴＳＣ（Nati onal Television System Committee）方式のアナログテレビジョン信号の無線放 送に現在使用している極超短波チャネルのうち、所定のチャネルで伝送される。 ＶＳＢ ＤＴＶ信号は、そのスペクトルが同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナログ ＴＶ信号のスペクトルとインタリービング（Interleaving）しやすく設計されて いる。前記ＤＴＶ信号のシンボル周波数はＮＴＳＣカラー副搬送波周波数の３倍 に該当し、３．５８ＭＨｚの副搬送波周波数はＮＴＳＣ走査線速度の４５５／２ 倍に該当する。ＤＴＶ信号のパイロット搬送波及び元振幅−変調側波帯周波数は ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の１／４の奇数倍数に位置する。そ の結果、前記ＤＴＶ信号成分はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の１ ／４の偶数倍数に位置し、同一チャネル干渉性のＮＴＳＣアナログＴＶ信号の輝 度及び色度成分のエネルギーの大部分は前記偶数倍数に存在するようになってい る。 ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波はテレビジョンチャネルの下限周波数 から１．２５ＭＨｚだけオフセットされている。かつ、ＤＴＶ信号の搬送波は上 述したようなＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波からそのＮＴＳＣアナロ グＴＶ信号の水平走査線速度の５９．７５倍だけオフセットされてテレビジョン チャネルの下限周波数から約３０９，８７７．６ＫＨｚだけ離隔される。したが って、ＤＴＶ信号の搬送波はテレビジョンチャネルの中間周波数から約２，６９ ０，１２２．４Ｈｚだけ離隔される。 ディジタルテレビジョン基準による正確なシンボル速度は、ＮＴＳＣアナログ ＴＶ信号のビデオ搬送波から４．５ＭＨｚだけオフセットされたサウンド搬送波 の（６８４／２８６）倍に該当する。ここで、“６８４”はＮＴＳＣアナログＴ Ｖ信号の水平走査線当たりのシンボル数を示し、“２８６”はＮＴＳＣアナログ ＴＶ信号のビデオ搬送波から４．５ＭＨｚだけオフセットされたサウンド搬送波 を得るようにＮＴＳＣ水平走査線速度に乗算される因数を示す。前記シンボル速 度は秒当たり１０．７６２２３８＊１０6個のシンボルに該当するシンボル速度 であって、そのシンボル速度はＤＴＶ信号搬送波から５．３８１１１９ＭＨｚだ け延長するＶＳＢ信号に含まれることができる。すなわち、ＶＳＢ信号はテレビ ジョンチャネルの下限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚだけ延長する帯域に制 限されうる。 米国内のＤＴＶ信号の地上放送のためのＡＴＳＣ規格によれば、１６：９の画 面比を有する二つの高鮮明テレビジョン（ＨＤＴＶ）フォーマットのうち、いず れによる送信も可能である。一つのＨＤＴＶフォーマットとしては２：１フィー ルド飛び越し走査方式があり、これは走査線当たり１，９２０個のサンプル及び ３０Ｈｚのフレーム当たり１，０８０個の有効水平走査線を使用する。もう一つ のＨＤＴＶフォーマットとしては順次走査方式があり、これは走査線当たり１， ２８０個の輝度サンプル及び６０Ｈｚのフレーム当たりテレビジョン映像の７２ ０個の順次走査線を使用する。かつ、ＡＴＳＣ規格によれば、ＮＴＳＣアナログ テレビジョン信号と比較して正常解像度を有する四つのテレビジョン信号の並列 伝送のような、ＨＤＴＶディスプレイフォーマット以外のＤＴＶディスプレイフ ォーマットの伝送も可能である。 米国内の地上放送のための残留側波帯（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送 されるＤＴＶ信号はそれぞれ時間的に連続性を有する３１３個のデータセグメン トを含む時間的に連続性を有する一連のデータフィールドを備える。このような データフィールドはモジューロ２で番号が連続的に与えられることができる。こ れにより、各奇数番目のデータフィールドとその後続の偶数番目のデータフィー ルドはデータフレームを形成する。各データセグメントは７７．３ｍｓ（マイク ロ秒）の持続期間を有する。したがって、シンボル速度が１０．７６ＭＨｚであ れば、各データセグメントには８３２個のシンボルが存在する。各データセグメ ントは＋Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，＋Ｓ値を連続的に有する四つのシンボルからなるデー タセグメント同期（data-segment-synchronization：ＤＳＳ）コードグループか ら始まる。値＋Ｓは最大正（＋）データ回帰点より一レベルが低く、値−Ｓは最 大負（−）データ回帰点より一レベルが高い。各データフィールドの初期データ セグメントはチャネル等化及び多重経路抑制過程に使用するトレーニング信号を コード化するデータフィールド同期（data-field-synchronization：ＤＦＳ）コ ードグループを含む。前記トレーニング信号は三つの６３−サンプルＰＮシーケ ンスの伴われる一つの５１１−サンプル擬似雑音シーケンス（“ＰＮシーケンス ”）からなる。ＤＦＳコードの６３−サンプルＰＮシーケンスのうち、その中間 のものは各奇数番目のデータフィールドの第１ラインでは第１論理規定に応じて 、各偶数番目のデータフィールドの第１ラインでは第２論理規定に応じて伝送さ れる。前記第１及び第２論理規定は相補関係（すなわち、相互反対の極性）を有 する。 データライン内のデータはそれぞれ事前コーディング（precoding）される一 つのコーディングされないビットを有する２／３速度のトレリスコードである１ ２個のインタリービングされたトレリスコードを用いてトレリスコーディングさ れる。前記インタリービングされたトレリスコードはリード−ソロモン順方向エ ラー訂正コーディング方式で処理されるが、このコーディング方式はノイズ面で 殆ど非遮断状態の自動車点火システムのようなノイズソースからのバーストエラ ーの訂正のために提供される。リード−ソロモンコーディング結果は無線通信の 場合には８−レベル（３ビット／シンボル）の１次元構造のシンボルコード化デ ー タとして伝送される。かつ、リード−ソロモンコーディング結果は有線放送のた めの１６−レベル（４ビット／シンボル）の１次元構造のシンボルコード化デー タとして伝送され、この場合の前記伝送はシンボル発生後に事前コーディング無 しに行われる。ＶＳＢ信号は抑制された変調比率に応じて振幅の変わる固有搬送 波を有する。 前記固有搬送波は所定の変調比率に対応する一定振幅のパイロット搬送波に取 り替えられる。この一定振幅のパイロット搬送波は振幅変調側波帯信号を発生さ せる平衡変調機に印加される変調電圧の直流成分をシフト、即ち、移動させるこ とにより発生する。前記振幅変調側波帯信号はＶＳＢ信号を応答信号として供給 するフィルターに提供される。４−ビットシンボルコードの８個のレベルが搬送 波変調信号で−７，−５，−３，−１，＋１，＋３，＋５及び＋７の正規化値を 有すると、パイロット搬送波は１．２５の正規化値を有する。この場合、＋Ｓの 正規化値は＋５であり、−Ｓの正規化値は−５である。 基底帯シンボルコード化データに伴われる同一チャネルＮＴＳＣ干渉のアーチ ファクトを抑制するためのコームフィルター（くし形フィルター）とそのコーム フィルターにより導入されるシンボル間の干渉を補償するシンボル間の干渉抑制 フィルターとを使用するＶＳＢＤＴＶ信号受信機は公知のものである。このよう な受信機は１９９２年２月１１日、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏などによる米国特許第 ５，０８７，９７５号（発明の名称：“VSB HDTV TRANSMISSION SYSTEM WITH RE DUCED NTSC CO-CHANNEL INTERFERENCE”）に開示されている。かつ、１９９８年 ５月５日、Ａ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇ氏による米国特許第５，７４８，２２６ 号（発明の名称：“DIGITAL TELEVISION RECEIVER WITH ADAPTIVE FILTER CIRCU ITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTERFERENCE”）に開示されている。 前記米国特許第５，０８７，９７５号の図１６にはＮＴＳＣ除去コームフィルタ ーの事前コーディング効果を補償するように前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター とデータスライサーとの間に設けられたＩＳＩ抑制フィルターが示されている。 かつ、前記米国特許第５，７４８，２２６９７５号の図１にはＮＴＳＣ除去コー ムフィルターの事前コーディング効果を補償するように前記ＮＴＳＣ除去コーム フィルターとデータスライサーの後端側に設けられたＩＳＩ抑制フィルターが示 さ れている。 基底帯シンボルコード化データを復元するためのディジタルテレビジョン信号 の同期検出中に同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトが発生する。同一チャ ネル干渉性のＮＴＳＣカラーＴＶ信号のビデオ搬送波のアーチファクトは５７． ７５ｆHの周波数を有する。ここで、ｆHは前記信号の水平走査周波数である。カ ラー副搬送波のアーチファクトは２８７．２５ｆHの周波数を有しており、非変 調ＮＴＳＣオーディオ搬送波のアーチファクトは３４５．７５ｆHの周波数を有 している。 前記ＩＳＩ抑制フィルターはＮＴＳＣ除去コームフィルターにより導入される シンボル間の干渉を取り除くために前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターと整合す るように設計されたコームフィルターである。前記ＩＳＩ抑制フィルターの適宜 動作は特性の知られているシンボル間の干渉に依存する。一般に、ＤＴＶ信号受 信機は基底帯シンボルコード化データの復元に用いられる復調機を含め、その復 調機までの伝送チャネルで発生するシンボル間の干渉を抑制するように整合フィ ルタリングを提供するように設計された適応型のチャネル等化フィルターを含む 。前記適応型のチャネル等化フィルターのフィルター係数は一般的にデータフィ ールドの初期データセグメント内のデータフィールド同期（ＤＦＳ）信号から抽 出されたトレーニング信号を用いてトレーニング信号方法に応じて初期化する。 前記ＤＦＳ信号に伴われる同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトは前記適応 型のチャネル等化フィルターのフィルター係数に影響を与えてフィルター係数を 減少させるように作用する。その結果、前記適応型のチャネル等化フィルターが 行うと予想される伝送チャネルに対する整合フィルタリングに悪影響を及ぼす。 これにより、ＮＴＳＣ除去コームフィルターの出力信号はＮＴＳＣ除去コームフ ィルターにより導入されるシンボル間の干渉を抑制するように設計されたコーム フィルターによりそれ以上整合フィルタリングされない。したがって、抑制され ないシンボル間の干渉によりエラー訂正コード化データへの基底帯シンボルコー ド化データの変換と関連付けられているビットエラー率が増加するが、このよう なビットエラー率の増加は望ましくない。 本発明の目的は、ＤＦＳ信号に伴われる同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファ クトにより影響を受けるトレーニング信号に応答して適応型のチャネル等化フィ ルターのフィルター係数の初期化を防止することにある。 発明の概要 本発明はアナログテレビジョン信号から同一チャネル干渉を受けるディジタル テレビジョン信号用受信機のチャネル等化器を動作させる方法で具現される。デ ィジタルテレビジョン信号は時々同一チャネルアナログテレビジョン信号の干渉 アーチファクトを同伴する基底帯シンボルコード信号を発生させるように復調さ れる。前記基底帯シンボルコード信号は前記同一チャネルアナログテレビジョン 信号の干渉アーチファクトを抑制するようにコームフィルタリングされた後、シ ンボルデコーディングされる。前記基底帯信号コード信号はそのシンボルデコー ディング以前にチャネル等化フィルタリング処理される。前記チャネル等化フィ ルタリングにより前記コームフィルタリング及びチャネル等化フィルタリング段 階による全体チャネル応答信号が整合フィルタリングされた伝送チャネルに対す るコームフィルター応答信号と一致する。 本発明の他の様相はアナログテレビジョン信号から同一チャネル干渉を受ける ディジタルテレビジョン信号用として本発明に応じて動作する受信機にある。前 記受信機は、受信ディジタルテレビジョン信号に応答してアナログテレビジョン 信号から同一チャネル干渉の復調アーチファクトを同伴するシンボルコード化デ ータを含むディジタル化した基底帯復調機応答信号を供給する復調機装置を含む 。前記受信機には前記ディジタル化した基底帯変調機応答信号に対するカスケー ド(cascade)フィルター応答信号を供給するためのカスケードフィルター装置が 含まれる。前記カスケードフィルター装置には同一チャネルアナログテレビジョ ン信号からの干渉の復調アーチファクトを抑制するためのコームフィルターとと もに調整可能なフィルタリング係数を有する適応型のチャネル等化フィルターが 含まれる。かつ、前記受信機は前記カスケードフィルター応答信号に応答してデ ータを供給するシンボルデコーダと、前記コームフィルターにより導入されたシ ンボル間の干渉を補償するように前記データを処理するシンボル間の干渉抑制フ ィル ターとを含む。さらに、前記受信機は前記ディジタルテレビジョン信号でデータ フィールド同期信号が発生する期間中に前記カスケードフィルターの応答信号か ら受信トレーニング信号を抽出するための装置を含む。前記受信機にはコンピュ ータが含まれるが、そのコンピュータは前記トレーニング信号の離散フーリエ変 換項を計算する。前記コンピュータは前記項をコンピュータのメモリに貯蔵され ており、ゴースト(ghost)を含まないトレーニング信号に対するコームフィルタ リング及び整合フィルタリング処理された応答信号の対応離散フーリエ変換項で 除算してチャネルを特徴づける離散フーリエ変換を発生させる。かつ、前記コン ピュータは前記チャネルの特徴化を補完するように前記適応型のチャネル等化フ ィルターの調整可能なフィルタリング係数を計算する。 本発明のさらに他の様相によれば、本発明は同一チャネルアナログテレビジョ ン信号から相当な干渉が存在するか否かを決めるための検出器を含む。同一チャ ネルアナログテレビジョン信号から相当な干渉が存在すれば、コンピュータは上 述したように前記トレーニング信号の離散フーリエ変換項を計算する。しかしな がら、この場合、前記コンピュータは前記項をコンピュータのメモリに貯蔵して おり、ゴーストを含まないトレーニング信号に対する整合フィルタリング処理は 行われるが、コームフィルタリング処理は行われない応答信号の対応離散フーリ エ変換項で除算してチャネルを特徴づける離散フーリエ変換を発生させる。かつ 、前記コンピュータは前記チャネルの特徴化を補完するように前記適応型のチャ ネル等化フィルターの調整可能なフィルタリング係数を計算する。 図面の簡単な説明 図１は基底帯Ｉ−チャネル信号に応答する同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器を 含め、本発明の一実施形態に応じて選択的に動作する同一チャネルＮＴＳＣ干渉 抑制回路を有するシンボルデコーダを備えるＤＴＶ信号受信機の一部を示したブ ロック図である。 図２は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑制するためのコームフィルタリングの利 用可否に対する等化過程の修正状態を示す、図１のＤＴＶ信号受信機の一部を示 した動作流れ図である。 図３は基底帯Ｑ−チャネル信号に応答する同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器を 含め、本発明の一実施形態に応じて選択的に動作する同一チャネルＮＴＳＣ干渉 抑制回路を有するシンボルデコーダを備えるＤＴＶ信号受信機の一部を示したブ ロック図である。 図４は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑制するためのコームフィルタリングの利 用可否に対する等化過程の修正状態を示す、図３のＤＴＶ信号受信機の一部を示 した動作流れ図である。 図５は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑制するためのコームフィルタリングを利 用しない場合、トレーニング信号に応答してチャネル等化回路の係数を調整する ために図２又は図４の方法に用いられるルーチンの流れ図である。 図６は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑制するためのコームフィルタリングを利 用する場合、トレーニング信号に応答してチャネル等化回路の係数を調整するた めに図２又は図４の方法に用いられるルーチンの流れ図である。 図７は図５及び図６のルーチンを行うための回路に関連する図１又は図３に示 したＤＴＶ信号受信機部分の具体的な構成を示したブロック図である。 図８及び図９は図１及び図３の同一チャネルＮＴＳＣ干渉デコーダが選択的に 採用する一般的な構成形態を示したブロック図である。 最良の実施形態に対する詳細な説明 図１、図３、図７、図８及び図９に示した回路の多数部分には電子設計分野に おける通常の知識を持つ者が理解するように動作順序の正確性を図るためにシー ミング（Shimming）遅延素子を設けるべきである。しかしながら、特定のシーミ ング遅延素子の必要性について別途の特性条件が求められない限り、以下の説明 ではシーミング遅延素子に対する別途の説明は省略する。 図１にはディジタルビデオカセットレコーダ（ＤＶＣＲ）による記録用又はテ レビジョンセットにおけるＭＰＥＧ−２デコーディング及びディスプレイ用に好 適なエラー訂正データの復元に使用するディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号 受信機が示されている。図１のＤＴＶ信号受信機は受信アンテナ８からテレビジ ヨン放送信号を受信するが、ケーブル網からの信号を受信することもできる。前 記テレビジョン放送信号はＤＴＶ信号受信機の“前端”電子装置１０に入力信号 として供給される。前記“前端”電子装置１０は一般に高周数テレビジョン信号 を残留側波帯ＤＴＶ（ＶＳＢ ＤＴＶ）信号用の中間周波数（ＩＦ）増幅器チェ ーン１２に入力信号として供給される中間周波数テレビジョン信号に変換させる ための高周波増幅器と第１検出器を含めている。前記ＤＴＶ信号受信機は、望ま しくは、前記ＩＦ増幅器チェーン１２が前記第１検出器により超短波（ＶＨＦ） 帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するための中間周波数増幅器と、増幅された 前記ＤＴＶ信号を極超短波（ＵＨＦ）帯域に変換するための第２検出器と、前記 ＶＨＦ帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するための他のＩＦ増幅器とを含む多 重変換型からなる。基底帯への復調がディジタル方式で行われる場合、前記ＩＦ 増幅器チェーン１２は増幅された前記ＤＴＶ信号を基底帯により近接する最終中 間周波数帯域に変換する第３検出器を含む。 望ましくは、ＵＨＦ帯域用の前記ＩＦ増幅器にはチャネル選択応答を形成し、 隣接チャネルを取り除くためにＳＡＷ（surface-acoustic-wave）フィルターが 用いられる。前記ＳＡＷフィルターはＶＳＢ ＤＴＶ信号の抑制搬送波周波数及 び類似周波数を備えており、一定の振幅のパイロット搬送波から５．３８ＭＨｚ を超える成分を遮断して取り除く。したがって、前記ＳＡＷフィルターはある同 一チャネル干渉性のアナログＴＶ信号の周波数変調サウンド搬送波の大部分を取 り除く。ＩＦ増幅器チェーン１２からある同一チャネル干渉性のアナログＴＶ信 号のＦＭサウンド搬送波が取り除かれるにつれて基底帯シンボルを復元するため に最終のＩＦ信号が検出されるときに前記搬送波のアーチファクトの発生が防止 され、このようなアーチファクトがシンボルデコーディング中に行われる前記基 底帯シンボルのデータスライス処理過程を妨げない。このようなアーチファクト がシンボルデコーディング中に行われる前記基底帯シンボルのデータスライス処 理過程を妨げないようにすることはデータスライス処理過程前にコームフィルタ リングを行うことよりもよい結果が得られるが、これは特にコームフィルターの 微分遅延が数回のシンボル期間より大きい場合に著しくなる。 ＩＦ増幅器チェーン１２からの最終中間周波数（ＩＦ）出力信号は複素数複素 復調機１４に供給され、前記ＤＴＶ信号複素数復調機１４は実数基底帯信号と虚 数基底帯信号を復元させるように最終中間周波数帯域のＶＳＢ ＡＭ ＤＴＶ信号 を復調する。このような復調は、米国特許第５，４７９，４４９号に記載のよう に数メガサイクル範囲で最終中間周波数帯域のアナログ／ディジタル変換を行っ た後、ディジタル方式で行われる。これとは異なり、アナログ方式で前記復調を 行うこともできるが、この場合には後続処理の便宜上復調結果に対して常時アナ ログ／ディジタル変換処理を行う。前記複素数復調は望ましくは同位相（Ｉ）同 期復調と直交位相（Ｑ）同期復調を含む。従来では前記復調過程のディジタル結 果は８ビット又はそれ以上の正確度を有しており、Ｎビットのデータを符号化す る２Ｎレベルのシンボルを表現する。現在、２Ｎは図１のＤＴＶ信号受信機がア ンテナ１２を通して無線放送信号を受信する場合には８であり、図１のＤＴＶ信 号受信機がケーブル放送信号を受信する場合には１６である。本発明は地上無線 放送の受信に関連付けられるが、図１には受信されたケーブル放送送出信号に対 するシンボルデコーディング及びエラー訂正デコーディングを提供するＤＴＶ信 号受信機部分を図示していない。 前記複素数復調機１４から出力される同位相（Ｉ−チャネル）基底帯信号のう ち、最小限ディジタル化した実数サンプルはシンボル同期化及び等化回路１６に 印加されるが、図１のＤＴＶ信号受信機において前記回路１６は直交位相（Ｑ− チャネル）基底帯信号のディジタル化した虚数サンプルも受信する。前記回路１ ６は受信信号のゴースト及びチルトを補償する調整可能な加重係数を備えている ディジタルフィルターを含む。前記シンボル同期化及び等化回路１６は振幅等化 、ゴースト除去のみならず、シンボル同期又は“ディーローティーション（de-R otation）”を提供する。振幅等化前にシンボル同期化を行うシンボル同期化及 び等化回路は米国特許第５，４７９，４４９号に開示されている。このような構 成において、前記復調機１４はシンボル同期化及び等化回路１６に実数及び虚数 基底帯信号を含むオーバーサンプリングされた復調機出力信号を供給する。シン ボル同期化後、オーバーサンプリングされたデータはデシメート（decimate）処 理される。これにより、正常的なシンボル速度で基底帯Ｉ−チャネル信号を抽出 する ことができ、振幅等化及びゴースト除去に用いられたディジタルフィルタリング を通してサンプル速度を減少させることができる。振幅等化がシンボル同期化、 すなわち、“ディーローティーション”又は“位相トラッキング”に先立つシン ボル同期化及び等化回路はディジタル信号受信機の分野における通常の知識を持 つ者には公知のものである。 前記回路１６の出力信号の各サンプルは１０ビット又はそれ以上のビットに分 解されるが、実際に各サンプルは２Ｎ（２Ｎ＝８）個のレベルのうち一つを示す アナログシンボルのディジタル表現である。前記回路１６の出力信号は公知方法 のうち任意のものを用いて精密に利得制御される。したがって、シンボルに対す る理想的な段階レベルがわかる。公知利得制御方法のうち、利得制御応答速度が 非常に速くて選択される利得制御方法の場合には複素数復調機１４から供給され る実数基底帯信号の直流成分が＋１．２５の公称レベルまで調節される。このよ うな利得制御方法は一般的には米国特許第５，４７９，４４９号に記載されてい る。より詳しくは、本明細書に引用され、１９９７年６月１３日、Ｃ．Ｂ．Ｐａ ｔｅｌ氏などによる米国特許第５，５７３，４５４号（発明の名称：“AUTOMATI C GAIN CONTROL OF RADIO RECEIVER FOR RECEIVING DIGITAL HIGH-DEFINITION T ELEVISION SIGNALS”）に記載されている。 前記回路１６からの出力信号はデータ同期検出器１８に入力信号として供給さ れるが、前記データ同期検出器１８は等化基底帯Ｉ−チャネル信号からデータフ ィールド同期情報（ＤＦＳ）とデータセグメント同期情報（ＤＳＳ）を復元させ る。他の実施形態では、データ同期検出器１８に対する入力信号を等化前に得る こともできる。 前記回路１６からの出力信号として正常的なシンボル速度で供給される等化Ｉ −チャネル信号サンプルはＮＴＳＣ除去コームフィルター２０に入力信号として 印加される。前記コームフィルター２０は２Ｎ−レベルシンボルの微分遅延され た一対のストリームを発生させるための第１遅延器２０１と、コームフィルター ２０の応答信号を発生させるように微分遅延されたシンボルストリームを線形結 合させる第１線形結合器２０２とを含んでいる。米国特許第５，２６０，７９３ 号に記載のように、前記第１遅延器２０１は１２個の２Ｎ−レベルシンボルの期 間と同一な遅延を提供することができ、前記第１線形結合器２０２は減算機とな り得る。コームフィルター２０の出力信号の各サンプルは１０ビット又はそれ以 上のビットに分解されるが、実際に各サンプルは“４Ｎ−１”（４Ｎ−１＝１５ ）個のレベルのうち一つを示すアナログシンボルのディジタル表現である。 前記シンボル同期化及び等化回路１６はその入力信号（すなわち、ディジタル サンプルとして表現されるシステム関数の直流項）の直流バイアス成分を抑制さ せるように設計されると見込まれる。したがって、コームフィルター２０の入力 信号として印加されるシンボル同期化及び等化回路１６の出力信号の各サンプル は次の公称レベル、すなわち、−７，−５，−３，−１，＋１，＋３，＋５及び ＋７のうち、一つを示すアナログシンボルのディジタル表現となる。このような シンボルレベルは“奇数”シンボルレベルとして呼ばれるが、それぞれ０００， ００１，０１０，０１１，１００，１０１，１１０，１１１に該当する中間シン ボルデコーディング結果を発生させるように奇数レベルデータスライサー２２に より検出される。 コームフィルター２０の出力信号の各サンプルは実際に次の公称レベル、すな わち、−１４，−１２，−１０，−８，−６，−４，−２，０，＋２，＋４，＋ ６，＋８，＋１０，＋１２，＋１４のうち、一つを示すアナログシンボルのディ ジタル表現である。このようなシンボルレベルは“偶数”シンボルレベルとして 呼ばれるが、それそれ００１，０１０，０１１，１００，１０１，１１０，１１ １，０００，００１，０１０，０１１，１００，１０１，１１０，１１１に該当 するコームフィルタリング処理されたシンボルデコーディング結果を発生するよ うに偶数レベルデータスライサー２４により検出される。 上述したように、前記データスライサー２２，２４はいわゆる“厳格な決定(h ard decision)”型で構成されるか、ビタビデコーディング方法の実施に用いら れるいわゆる“簡単な決定(soft decision)”型で構成されることができる。回 路内における位置を移動させ、スライス範囲を変化させるためのバイアスを提供 するようにマルチプレクサ連結構成を利用する単一データスライサーで前記奇数 レベルデータスライサー２２と偶数データスライサー２４を取り替えることもで きるが、このような構成は動作を複雑にするので望ましくない。 以上の説明では前記シンボル同期化及び等化回路１６は入力信号（ディジタル サンプルとして表現されるシステム関数の直流項）の直流バイアス成分を抑制す るように設計されると見込まれた。前記直流バイアス成分は＋１．２５の公称レ ベルを有しており、パイロット搬送波の検出により複素数復調機１４から供給さ れる実数基底帯信号で現れる。実際、前記シンボル同期化及び等化回路１６はそ の入力信号の直流バイアス成分を最小限部分的に保存するように設計されるが、 このような設計によれば、シンボル同期化及び等化回路１６の等化フィルターを 多少単純化することができる。したがって、奇数レベルデータスライサー２２内 のデータスライスレベルはその入力信号内のデータステップに伴われる直流バイ アス成分を考慮するようにオフセットされる。第１線形結合器２０２が減算機の 場合、前記回路１６がその入力信号のシステム関数の直流項を抑制するように設 計されるか、そのような直流項を保存するように設計されるかは偶数レベルデー タスライサー２４内のデータスライスレベルに対しては重要ではない。しかしな がら、その代わりに第１線形結合器２０２が加算機となるように第１遅延器２０ １により提供される微分遅延が選択されると仮定すれば、偶数レベルデータスラ イサー２４内のデータスライスレベルはその入力信号内のデータステップに伴わ れる直流項を考慮するようにオフセットされるべきである。 前記データスライサー２２，２４の後端にはコームフィルター２０によりシン ボル間の干渉（intersymbol interference：ＩＳＩ）の導入されるフィルター応 答信号を発生させるようにシンボル間の干渉抑制コームフィルター２６が設けら れる。前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６は３−入カマルチプレクサ２６１と 、第２線形結合器２６２と、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター２０内の第１遅 延器２０１と同一の遅延を有する第２遅延器２６３とを含む。前記第２線形結合 器２６２は前記第１線形結合器２０２が減算機の場合にはモジューロ−８加算機 であり、前記第１線形結合器２０２が加算機の場合にはモジューロ−８減算機で ある。前記第１線形結合器２０２と第２線形結合器２６２は関連サンプル速度を 支援するように線形結合動作速度を十分に高くするようにそれぞれＲＯＭで構成 されうる。マルチプレクサ２６１からの出力信号はＩＳＩ抑制コームフィルター ２６の応答信号として供給され、第２遅延器２６３により遅延される。前記第２ 線 形結合器２６２は偶数レベルデータスライサー２４の事前コーディングされたシ ンボルデコーディング結果を第２遅延器２６３の出力信号と結合させる。 マルチプレクサ２６１の出力信号は制御器２８からマルチプレクサ２６１に供 給されるマルチプレクサ制御信号の第１、第２及び第３状態に応答して選択され る、マルチプレクサ２６１に印加される三つの入力信号のうち一つを再生させる 。マルチプレクサ２６１の第１入力ポートにはデータフィールド同期情報（ＤＦ Ｓ）とデータセグメント同期情報（ＤＳＳ）がデータ同期検出回路１８により等 化した基底帯Ｉ−チャネル信号から復元される期間中に制御器２８内のメモリか ら供給される理想的なシンボルデコーディング結果を受信する。前記制御器２８ は前記期間中にマルチプレクサ２６１に第１状態のマルチプレクサ制御信号を供 給してマルチプレクサ２６１を制御器２８内のメモリから供給される理想的なシ ンボルデコーディング結果をその出力信号である最終コーディング結果として供 給するように制御する。奇数レベルデータスライサー２２はその出力信号である 中間シンボルデコーディング結果をマルチプレクサ２６１の第２入力ポートに供 給する。マルチプレクサ２６１は前記最終コーディング結果のうち中間シンボル デコーディング結果を再生するように第２状態のマルチプレクサ制御信号により 制御される。第２線形結合器２６２はその出力信号であるＩＳＩ抑制フィルタリ ングされたシンボルデコーディング結果をマルチプレクサ２６１の第３入力ポー トに供給する。マルチプレクサ２６１はそのマルチプレクサ２６１から供給され た最終コーディング結果内にＩＳＩ抑制フィルタリングされたシンボルデコーデ ィング結果を再生するように第３状態のマルチプレクサ制御信号により制御され る。ＩＳＩ抑制コームフィルター２６から出力されるＩＳＩ抑制フィルタリング されたシンボルデコーディング結果内の連続エラーは、データ同期検出回路１８ がＤＳＳ又はＤＦＳ同期情報を復元させる期間中に制御器２８内のメモリから供 給される理想的なシンボルデコーディング結果を帰還させることにより減少する 。 ＩＳＩ抑制コームフィルター２６のマルチプレクサ２６１の出力信号はトレリ スデコーダ回路３２への印加のためにデータアセンブラ３０によりアセンブリン グされる３−並列ビット群の最終シンボルデコーディング結果を含む。通常、ト レリスデコーダ回路３２は１２個のトレリスデコーダを使用する。前記トレリス デコーディング結果はディコミュニケーション(de-communication)のために前記 トレリスデコーダ回路３２からデータディインタリーバー(de-interleaver)３４ に供給される。前記データディインタリーバー３４の出力信号はバイト構成回路 ３６によりリード−ソロモンデコーダ回路３８への印加のためにリード−ソロモ ンエラー訂正コード化データのバイトに変換される。前記リード−ソロモン検出 器回路３８はデータディランダム化器４０に供給されるエラー訂正バイトストリ ームを発生させるようにリード−ソロモンデコーディングを行う。前記データデ ィランダム化器４０は受信機の残余部（図示せず）に再生データを供給する。完 全なＤＴＶ信号受信機の残余部はパケットソーター、オーディオデコーダ、ＭＰ ＥＧ−２デコーダなどを含む。ディジタルテープレコーダ／再生器に用いられる ＤＴＶ信号受信機の残余部はデータの記録が可能な形態に変換するための回路を 含むこともできる。 同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４はその入力信号の直流バイアス成分に鈍 感な特性をもち、前記入力信号で同一チャネルＮＴＳＣ干渉により発生するアー チファクトの強度を検出するのに用いられる。前記同一チャネルＮＴＳＣ干渉検 出器４４は同一チャネルＮＴＳＣ干渉がデータスライサー２２により行われるデ ータスライス処理時に訂正不可能なエラーを発生させる十分な強度を有するか否 かを示す信号を制御器２８に供給する。前記検出器４４は、同一チャネルＮＴＳ Ｃ干渉が上述した強度を有していないと示す場合、制御器２８は大部分の期間中 にマルチプレクサ２６１に第２状態のマルチプレクサ制御信号を供給する。前記 期間でない場合にはデータ同期検出回路１８によりデータフィールド同期情報（ ＤＦＳ）とデータセグメント同期情報（ＤＳＳ）が復元されて制御器２８がマル チプレクサ２６１に第１状態のマルチプレクサ制御信号を印加する期間である。 マルチプレクサ２６１は第２状態のマルチプレクサ制御信号によりその出力信号 として奇数レベルデータスライサー２２から供給される中間シンボルデコーディ ング結果を再生するように制御される。 前記検出器４４は、同一チャネルＮＴＳＣ干渉がデータスライサー２２により 行われるデータスライス処理時に訂正不可能なエラーを発生させる十分な程度の 強度を有すると示す場合、制御器２８は大部分の期間中にマルチプレクサ２６１ に第３状態のマルチプレクサ制御信号を供給する。前記期間でない場合にはデー タ同期検出回路１８によりデータフィールド同期情報（ＤＦＳ）とデータセグメ ント同期情報（ＤＳＳ）が復元されて制御器２８がマルチプレクサ２６１に第１ 状態のマルチプレクサ制御信号を印加する期間である。マルチプレクサ２６１は 第３状態のマルチプレクサ制御信号によりその出力信号として第２線形結合器２ ６２からの第２線形結合結果として提供されるＩＳＩ抑制フィルタリングされた シンボルデコーディング結果を再生する。 図２は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑制するためにコームフィルタリング技術 が利用されるか否かに応じて図１のＤＴＶ信号受信機の等化過程の変化を示した 流れ図である。本発明者は、基底帯シンボルコード化データに同一チャネルＮＴ ＳＣ干渉アーチファクトが存在する場合、等化フィルターカーネル係数の計算時 にそのようなアーチファクトを無効化するための特別な処理を行わなくては前記 計算にエラーが発生するということを指摘している。 初期段階（Ｓ１）において、図１のＤＴＶ信号受信機に備えられた複素数復調 機１４によりディジタルテレビジョン信号の複素数復調を連続的に行って受信Ｉ −チャネル基底帯信号及びその受信Ｉ−チャネル基底帯信号と直交関係を有する 受信Ｑ−チャネル基底帯信号を分離させる。前記初期段階（Ｓ１）と同様に図１ のＤＴＶ信号受信機に備えられた同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４により連 続的に行われる決定段階（Ｓ２）では、受信Ｑ−チャネル基底帯信号に相当量の 同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われるかが決められる。 ここで、受信Ｑ−チャネル基底帯信号に相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干渉と は、トレリスデコーディングに後続する２次元構造のリード−ソロモンデコーデ ィングのエラー訂正能力を相当に低減させる程度にエラーをトレリスデコーディ ング中に発生させるレベルを有する同一チャネルＮＴＳＣ干渉をいう。正常的な 背景ノイズが存在する受信状態では究極的に復元されたデータ内に相当数のビッ トエラーが含まれる。特定構成のＤＴＶ信号受信機の場合、上述した相当量の同 一チャネルＮＴＳＣ干渉は原型に対する実験により容易に決めることができる。 決定段階（Ｓ２）で受信Ｉ−チャネル基底帯信号に相当量の同一チャネルＮＴ ＳＣ干渉が伴われないと決められると、前記ディジタル等化フィルターのカーネ ル加重値を調整する段階（Ｓ３）と、前記段階（Ｓ３）から得られた等化フィル ター応答信号をシンボルデコーディングする段階（Ｓ４）を行う。カーネル加重 値を調整する段階（Ｓ３）が行われると、ディジタル等化フィルターはＩ−チャ ネル基底帯信号に対する整合応答信号を提供する。前記等化フィルターの応答信 号をシンボルデコーディングさせる段階（Ｓ４）によってはシンボルデコーディ ング結果が発生するが、このシンボルデコーディング結果は後続段階（Ｓ５）で トレリスデコーディングされてエラーが訂正される。その後、前記トレリスデコ ーディング結果に含まれたエラーを訂正するように前記トレリスデコーディング 結果をリード−ソロモンデコーディングする段階（Ｓ６）と、リード−ソロモン デコーディング結果をディフォーマットする段階（Ｓ７）を行う。 決定段階（Ｓ２）で受信Ｉ−チャネル基底帯信号に相当量の同一チャネルＮＴ ＳＣ干渉が伴われると決められると、コームフィルタリングされた受信Ｉ−チャ ネル基底帯信号を発生させるように受信Ｉ−チャネル基底帯信号をコームフィル タリングさせる段階（Ｓ８）を適当なコームフィルターを用いて行う。段階（Ｓ ９）では全体のチャネル特性により整合フィルタリングされたＩ−チャネル基底 帯シンボルコードに対する理想的なコームフィルター応答信号を提供するように チャネル等化フィルタリングを行う。すなわち、カスケードされたディジタル等 化フィルター及びコームフィルターの応答信号をそのようなフィルターカスケー ドのための理想的な応答信号に一致させるように前記ディジタル等化フィルター のカーネル加重値を調整する。その後、上述したようなフィルターカスケード応 答信号をシンボルデコーディングする段階（Ｓ１０）を行い、引き続いてトレリ スデコーディング段階Ｓ５で使用する訂正されたシンボルデコーディング結果を 得るように前記シンボルデコーディング応答信号を事後コーディングさせる段階 （Ｓ１１）を行う。段階（Ｓ１１）の事後コーディングにより段階（Ｓ８）のコ ームフィルタリングによる事前コーディングが補償され、その事前コーディング と関連するシンボル間の干渉が抑制される。この場合にもトレリスコーディング 段階（Ｓ５）に続いてトレリスデコーディング結果に含まれたエラーを訂正する ためのリード−ソロモンデコーディング段階（Ｓ６）と、リードソロモンデコー ディング結果をディフォーマットする段階（Ｓ７）を行う。 ディジタル等化フィルター応答信号を等化させる段階（Ｓ３）でディジタル等 化フィルターのカーネル加重値の調整に用いられる副次的方法は従来の技術で使 用したディジタル等化フィルターの加重値調整方法と類似している。前記調整は 受信されたデータフィールド同期コード又はその所定部分の離散フーリエ変換（ ＤＦＴ）を計算し、その計算されたＤＦＴを理想的なデータフィールド同期コー ド又はその所定部分のＤＦＴで除算することにより、ＤＴＶ伝送チャネルのＤＦ Ｔを決定することにより行われる。前記ＤＴＶ伝送チャネルのＤＦＴは前記チャ ネルを特徴づけるように最大項（群）に対して正規化し、前記ディジタル等化フ ィルターのカーネル加重値が前記チャネルを特徴づける前記正規化ＤＦＴを補完 するように選択される。このような調整方法は、例えば、１９９４年７月１９日 、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏などによる米国特許第５，３３１，４１６号（発明の名 称：“METHOD FOR OPERATING GHOST-CANCELLATION CIRCUITRY FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER”）に詳しく開示されている。その方法はディジタル等化フ ィルターのカーネル加重値の初期調整に好適であるが、これは前記初期調整が適 応型等化を利用する通常の場合より容易に行われるからである。ディジタル等化 フィルターのカーネル加重値の初期調整後には適応型の等化方法を行うことが望 ましい。１９９７年７月１５日、Ｊ．Ｙａｎｇ氏などによる米国特許第５，６４ ８，９８７号（発明の名称：“RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION F ILTERING FOR DIGITAL RAPID RECEIVERS，SUCH AS HDTV RECEIVERS”）には適応 型等化を行うためのブロックＬＭＳ方法が開示されている。適応型の等化を行う ための連続ブロックＬＭＳ方法は、１９９７年４月４日、Ａ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂ ｅｒｇ氏による米国特許出願第０８／８３２，６７４号（発明の名称：“DYNAMI CALLY ADAPTIVE EQUALIZER SYSTEM AND METHOD”）に開示されている。 段階（Ｓ９）では前記カスケードされたディジタル等化フィルター及びコーム フィルターの応答信号を前記フィルターカスケードのための理想的な応答と一致 させるために、前記ディジタル等化フィルターのカーネル加重値を調節する前記 副次的方法を行うようにＤＦＴを使用することができる。特に、ＤＦＴは適応型 等化への切り換え以前にトレーニング信号としてデータフィールド同期（ＤＦＳ ）コード又はその所定部分を用いて迅速な初期等化を行うときに有用である。 初期化中に等化フィルター係数は所定の値に設定され、これにより、フィルター 応答信号によりその入力信号が再生される。ＮＴＳＣアーチファクトを取り除く ためのコームフィルター２０によりコームフィルタリングされた状態の受信デー タフィールド同期コード又はその所定部分の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を計算 する。このＤＦＴをコームフィルタリングされた状態の理想的なＤＦＳコード又 はその所定部分のＤＦＴで除算することによりＤＴＶ伝送チャネルのＤＦＴを決 めることができる。前記ＤＴＶ伝送チャネルのＤＦＴは前記チャネルを特徴づけ るように最大項（群）に対して正規化し、前記ディジタル等化フィルターのカー ネル加重値が前記チャネルを特徴づける前記定期化したＤＦＴを補完するように 選択される。前記ディジタル等化フィルターのカーネル加重値の初期調節後には 適応型の等化方法を用いることが望ましい。このような適応型の等化方法は、同 一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトが重要でない場合に用いられる適応型の 等化方法と比較するとき、ＮＴＳＣアーチファクトを取り除くためのコームフィ ルター２０を使用するにつれて可能な有効信号状態の数が一つ少ない２倍となる ということから異なる。 図３には同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４にその入力信号として基底帯Ｉ −チャネル信号の代わりに基底帯Ｑ−チャネル信号が印加されるということから 、図１のＤＴＶ信号受信機とは異なるＤＴＶ信号受信機が示されている。前記同 一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４は基底帯Ｑ−チャネル信号で同一チャネルＮ ＴＳＣ干渉によるアーチファクトの強度を検出するために用いられる。前記同一 チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４の検出応答信号は、複素数復調器１４に備えら れた同期検出器の位相ロック（phase-lock）が確立されるべき時間中に基底帯Ｑ −チャネル信号に現れるある直流バイアス成分に対して鈍感である。したがって 、回路１６における等化フィルタリングのために加重係数を計算するとき、基底 帯信号とコームフィルタリングされた基底帯信号との間には切り換えがなくなる 。ＤＴＶ信号受信機のＤＴＶ信号獲得後、基底帯Ｑ−チャネル信号に現れる（例 えば、弱い強度の信号受信中に発生する不良な位相ロックにより）ある直流バイ アス成分により同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４の検出応答には影響を及ぼ すことはない。図３のＤＴＶ信号受信機の場合、受信Ｉ−チャネル基底帯信号に 相 当量の同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われるか否かは受信Ｑ−チャネル基底帯信 号に相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われるか否かを決めて推論する。 図４は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑えるためのコームフィルタリングの利用 可否に応じて図３のＤＴＶ信号受信機における等化過程の修正方法を示した流れ 図である。図３のＤＴＶ信号受信機に対する図４の流れ図は、受信Ｉ−チャネル 基底帯信号に相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われるか否かを決める決定 段階（Ｓ２）を受信Ｑ−チャネル基底帯信号に相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干 渉が伴われるか否かを決める決定段階（Ｓ２０）に取り替えるということから、 図１のＤＴＶ信号受信機に対する図２の流れ図と異なる。 図５は図２又は図４の方法でチャネル応答信号を等化する段階（Ｓ３）に用い られる公知のルーチンに対する流れ図である。前記段階（Ｓ３）は各データフィ ールドの開始部でＤＦＳ信号からトレーニング信号を抽出する副段階（３１）か ら始まる一連の副段階を含む。トレーニング信号の抽出される前記ＤＦＳ信号は 前記複素数復調段階（Ｓ１）により発生した信号である。前記段階（３１）に続 いては付属ゴーストを含む受信ゴースト削除基準（ghost-cancellation referen ce：ＧＣＲ）信号を発生させるように抽出されたトレーニング信号を所定の偶数 個のデータフィールドにかけて累積する副段階（３２）が行われる。前記ＧＣＲ 信号がＡＴＳＣ規格のＤＦＳ信号の中間ＰＮ６３シーケンスとなる場合、前記Ｄ ＦＳ信号の極性は各累積段階に対して一つずつ置いて同一に維持される。前記Ｇ ＣＲ信号がＡＴＳＣ規格のＤＦＳ信号のＰＮ５１１シーケンスとなる場合、前記 ＤＦＳ信号の極性は各累積段階で常時同一に維持される。その後、付属ゴースト を有する前記受信ＧＣＲ信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を計算する副段階（ Ｓ３３）が行われる。次に、伝送チャネルをＤＦＴにより特徴づける副段階（Ｓ ３４）で付属ゴーストの取り除かれた理想的なＧＣＲ信号に対する整合フィルタ ー応答信号のＤＦＴがＤＴＶ受信機のメモリから抽出される。その後、前記伝送 チャネルを特徴づける前記ＤＦＴの各項を発生させるように前記副段階（Ｓ３４ ）で付属ゴーストを含む前記受信ＧＣＲ信号のＤＦＴの項が前記理想的なＧＣＲ 信号に対する整合フィルター応答信号のＤＦＴの対応項で除算される。最終的に 副段階（Ｓ３５）で伝送チャネルを特徴づけるＤＦＴの項を補完するように チャネル等化フィルタリング係数が計算される。 図６はチャネル応答信号を等化する段階（Ｓ３）に用いられた図５のルーチン の修正ルーチンに対する流れ図である。この修正ルーチンは、本発明に応じて段 階（１０）でシンボルデコーディングのために供給する整合フィルタリングされ た伝送チャネル用の理想的なコームフィルター応答信号を発生させるためにチャ ネル等化フィルタリングされた段階（Ｓ９）を行うために用いられる。前記段階 （Ｓ９）は各データフィールドの開始部からコームフィルタリングされたＤＦＳ 信号からトレーニング信号を抽出する副段階（９１）から始まる一連の副段階を 含む。トレーニング信号の抽出される前記ＤＦＳ信号は前記複素数復調段階（Ｓ １）により直接的に発生するＤＦＳ信号でなく、コームフィルタリング段階（Ｓ ８）により発生した信号である。前記副段階（９１）に続いては付属（コームフ ィルタリングされた）ゴーストを含むコームフィルタリングされた受信ゴースト 削除基準（ＧＣＲ）信号を発生させるように抽出されたトレーニング信号を所定 の偶数個のデータフィールドにかけて累積する副段階（９２）が行われる。前記 ＧＣＲ信号がＡＴＳＣ規格のＤＦＳ信号の中間ＰＮ６３シーケンスとなる場合、 前記ＤＦＳ信号の極性は各累積段階に対して一つずつ置いて同一に維持される。 前記ＧＣＲ信号がＡＴＳＣ規格のＤＦＳ信号のＰＮ５１１シーケンスとなる場合 、前記ＤＦＳ信号の極性は各累積段階で常時同一に維持される。その後、付属ゴ ーストを有する前記受信ＧＣＲ信号のＤＦＴを計算する副段階（Ｓ９３）が行わ れる。次いで、伝送チャネルをＤＴＦにより特徴づける副段階（Ｓ９４）で付属 ゴーストの取り除かれた理想的なＧＣＲ信号に対するコームフィルタリングされ た整合フィルター応答信号のＤＦＴがＤＴＶ受信機のメモリから抽出される。そ の後、前記伝送チャネルを特徴づける前記ＤＦＴの各項を発生させるように前記 副段階（Ｓ９４）で付属ゴーストを含む前記受信ＧＣＲ信号のＤＦＴの項が前記 理想的なＧＣＲ信号に対するコームフィルタリングされた整合フィルター応答信 号のＤＦＴの対応項で除算される。最終的に副段階（Ｓ９５）で伝送チャネルを 特徴づけるＤＦＴ項の逆数からチャネル等化フィルタリング係数が計算される。 図７には図５及び図６に示したルーチンを行うために使用する回路の具体的な 構成が示されている。付属ゴーストを含む状態で受信される前記ＧＣＲ信号は偶 数個のデータフィールドの初期データセグメントにＤＦＳ信号の対応シンボルを 累積する累積器５０により発生される。前記ＤＦＳ信号の極性は各累積段階に対 して一つずつ置いて同一に維持される。前記ＧＣＲ信号がＡＴＳＣ規格のＤＦＳ 信号のＰＮ５１１シーケンスとなる場合、前記ＤＦＳ信号の極性は各累積段階で 常時同一に維持される。 同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４が受信Ｉ−チャネル基底帯信号に相当量 の同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われないと決めると、加算機５０により累積さ れた前記ＤＦＳ信号はＮＴＳＣ除去コームフィルター２０に入力される信号から ＤＦＳゲート回路５１を通して抽出される。同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４ ４が受信Ｉ−チャネル基底帯信号に相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われ ないと決めると、加算機５０により累積された前記ＤＦＳ信号はＮＴＳＣ除去コ ームフィルター２０から出力される信号からＤＦＳゲート回路５２を通して抽出 される。このような過程を図るようにデータセグメントカウンタ５３によりフレ ーム群のどのデータセグメントが受信中であるかを示す計数値が発生する。かつ 、デコーダ５４により前記計数値に対する応答信号が発生する。前記デコーダ５ ４は、現在受信中のデータセグメントがデータフィールドの初期データセグメン トであると示す前記カウンタ５３からの計数値に応答して論理“１”出力を発生 させる。かつ、前記デコーダ５４は現在受信中のデータセグメントがデータフィ ールドの後続データセグメントであると示す前記カウンタ５３からの計数値に応 答して論理“０”出力を発生させる。 同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４は受信Ｉ−チャネル基底帯信号に相当量 の同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われないと決める場合、論理“０”出力信号を 供給する。データフィールドの初期セグメントの開始部から供給される前記“０ ”にシフトレジスタステージ５６が応答して前記初期データセグメントの全体に かけて論理インバータ５５の入力端に論理“０”を印加する。前記論理インバー タ５５は前記“０”に応答して２−入力ＡＮＤゲート５７の第１入力端に論理“ １”を供給する。この“１”により前記ＡＮＤゲート５７はその第２入力端に受 信された前記デコーダ５４の出力信号が論理“１”のとき、論理“１”を出力す る。このような状態は現在受信中のデータセグメントがデータフィールドの初期 データセグメントであると示すカウンタ５３からの計数値に応答して発生する。 ＡＮＤゲート５７の出力信号“１”によりＤＦＳゲート回路５１はＮＴＳＣ除去 コームフィルター２０の入力信号から抽出されたＤＦＳ信号を累積器５０に供給 するように制御される。 同一チャネルＮＴＳＣ干渉検出器４４は受信Ｉ−チャネル基底帯信号に相当量 の同一チャネルＮＴＳＣ干渉が伴われると決める場合、論理“１”出力信号を供 給する。データフィールドの初期セグメントの開始部から供給される前記“１” にシフトレジスタステージ５６が応答して前記初期データセグメントの全体にか けて論理インバータ５５の入力端に論理“１”を印加する。前記論理インバータ ５５は応答信号として論理“０”出力信号を発生させ、この信号により前記ＡＮ Ｄゲート５７はその出力信号として論理“０”を供給するように制御される。Ａ ＮＤゲート５７の出力信号“０”によりＤＦＳゲート回路５１はＮＴＳＣ除去コ ームフィルター２０の入力信号から抽出されたＤＦＳ信号を累積器５０に供給し ないようにハイ(high)ソースインピダンスを示すように制御される。前記ＤＦＳ ゲート回路５１によるハイソースインピダンスにより前記ＤＦＳゲート回路５２ がＮＴＳＣ除去コームフィルター２０の出力信号から抽出されたＤＦＳ信号を累 積器５０に供給する。 前記シフトレジスタステージ５６の出力信号は２−入力ＡＮＤゲート５８の第 １入力端に印加される。前記シフトレジスタステージ５６がＡＮＤゲート５８の 第１入力端に論理“１”出力信号を供給すると、前記ＡＮＤゲート５８はその第 ２入力端に受信される前記デコーダ５４の出力信号が論理“１”のとき、論理“ １”を出力するように制御される。このような状態は現在受信中のデータセグメ ントがデータフィールドの初期データセグメントであると示すカウンタ５３の計 数値に応答して発生する。ＡＮＤゲート５８の出力信号“１”によりＤＦＳゲー ト回路５２はＮＴＳＣ除去コームフィルター２０の出力信号から抽出されたＤＦ Ｓ信号を累積器５０に供給するように制御される。 前記シフトレジスタステージ５６がＡＮＤゲート５８の第１入力端に論理“０ ”出力信号を供給すると、この“０”により前記ＡＮＤゲート５８はその出力信 号として論理“０”を供給するように制御される。ＡＮＤゲート５８のこのよう な出力信号によりＤＦＳゲート回路５２はＮＴＳＣ除去コームフィルター２０の 出力信号から抽出されたＤＦＳ信号を累積器５０に供給しないようにハイソース インピダンスを示すように制御される。前記ＤＦＳゲート回路５２によるハイソ ースインピダンスにより前記ＤＦＳゲート回路５１がＮＴＳＣ除去コームフィル ター２０の出力信号から抽出されたＤＦＳ信号を累積器５０に供給する。 前記シフトレジスタステージ５６は各データフィールドの初期セグメントの開 始部で２−入力ＡＮＤゲート５９により発生するシフト命令に応答してシフトを 行う。前記ＡＮＤゲート５９はその第１入力端で前記デコーダ５４の出力信号を 受信するが、この信号は各データフィールドの初期データセグメント期間にのみ 全的に論理“１”の状態を有する。前記ＡＮＤゲート５９の第２入力端には各デ ータセグメントの終了時にデータセグメントカウンタ５３に供給されたパルスが 受信される。前記パルスはサンプルカウンタに応答するデコーダにより供給され るが、この素子は図７には明確に図示していない。 累積器５０が付属ゴーストを有する前記受信ＧＣＲ信号のアップデートデータ を発生させると、そのアップデートデータはＤＴＶ信号受信機に備えられた小型 のコンピュータ６０の第１入力レジスタにローディングされる。前記コンピュー タ６０は前記受信ＧＣＲ信号及びその付属ゴーストのＤＦＴを計算するようにプ ログラミングされている。前記コンピュータ６０は現在データフィールドの初期 データセグメントの受信を示すデコーダ５４の出力信号を入力ラインを通して受 信する。コンピュータ６０はＡＮＤゲート５９により発生するシフト命令を他の 入力ラインを通して受信する。図７には明確に図示していないが、前記コンピュ ータ６０はサンプルクロッキング情報も受信する。図７には同一チャネルＮＴＳ Ｃ干渉が相当でないと決められるとき、伝送チャネルを特徴づけるように使用す るコームフィルタリング処理されないゴースト除去状態の整合フィルタリングさ れたＧＣＲ信号のＤＦＴが求められるとき、前記コンピュータ６０に供給するた めのメモリ６１が示されている。かつ、図７には同一チャネルＮＴＳＣ干渉が相 当であると決められるとき、伝送チャネルを特徴づけるように使用するコームフ ィルタリング処理されたゴースト除去状態の整合フィルタリングされたＧＣＲ信 号のＤＦＴが求められるとき、前記コンピュータ６０に供給するためのメモリ６ ２が示されている。前記メモリ６１，６２はサンプル計数値により、かつどのＤ ＦＴが求められるかを示す追加ビットによりアドレスされる単一ＲＯＭで構成す ることができる。 累積器５０により発生した付属ゴーストを有する前記受信ＧＣＲ信号を有用に するためには、その受信ＧＣＲ信号が同一の特定の属性を有する偶数整数個（２ Ｎ）の連続データフィールドにかけて初期データセグメントを累積することによ り得られたものでなければならない。かつ、同一チャネルＮＴＳＣ干渉が最終的 に発生した２Ｎ個の連続フィールドの全体で相当であるか、或いは、その連続フ ィールドのどこでも相当でないと決められた状態にあるべきである。図７には累 積器５０により発生した付属ゴーストを有する前記受信ＧＣＲ信号が有用である かを決めるための回路が示されている。この回路は個数が６３（２Ｎ−１）個の 多数の追加直列入力／並列出力（serial-in/parallel-out：ＳＩＰＯ）型のシフ トレジスタステージと、２Ｎ−入力型のＮＯＲゲート６４と、２Ｎ−入力型のＡ ＮＤゲート６５と、２−入力型のＯＲゲート６６とを含めている。 前記ＮＯＲゲート６４は前記シフトレジスタステージ５６及び前記６３個の多 数の追加ＳＩＰＯ型のシフトレジスタステージの各々の内容をそれぞれ入力信号 として受信する。前記ＮＯＲゲート６４は最近の２Ｎ個の連続フィールドのどこ でも同一チャネルＮＴＳＣ干渉が相当でないと決められた状態のみで全的に前記 ＯＲゲート６６に第１入力信号として論理“１”出力信号を供給する。前記ＯＲ ゲート６６は前記ＮＯＲゲート６４の出力信号を第１入力信号として受信し、前 記第１入力信号“１”に応答して前記累積器５０により発生した付属ゴーストを 有する前記受信ＧＣＲ信号が有用であるということをコンピュータ６０に知らせ る。前記ＮＯＲゲート６４の出力信号はコンピュータ６０に印加される。前記Ｎ ＯＲゲート６４の出力信号“１”によりコンピュータ６０は伝送チャネルを特徴 づけるＤＦＴの計算時に前記メモリ６１から読み出されたＤＦＴを使用するよう に制御される。 前記ＡＮＤゲート６５も前記シフトレジスタステージ５６及び前記６３個の多 数の追加ＳＩＰＯ型のシフトレジスタステージの各々の内容をそれぞれ入力信号 として受信する。前記ＡＮＤゲート６５は最近の２Ｎ個の連続フィールドのどこ でも同一チャネルＮＴＳＣ干渉が相当であると決められた状態のみで全的に前記 ＯＲゲート６６に第１入力信号として論理“１”出力信号を供給する。前記ＮＯ Ｒゲート６５は前記ＡＮＤゲート６５の出力信号を第２入力信号として受信し、 前記第２入力信号“１”に応答して前記累積器５０により発生した付属ゴースト を有する前記受信ＧＣＲ信号が有用であるということをコンピュータ６０に知ら せる。前記ＡＮＤゲート６５の出力信号はコンピュータ６０に印加される。前記 ＡＮＤゲート６５の出力信号“１”によりコンピュータ６０は伝送チャネルを特 徴づけるＤＦＴの計算時に前記メモリ６２から読み出されたＤＦＴを使用するよ うに制御される。 前記累積器５０の出力信号を有効化する方法としてはより精巧な方法が用いら れるが、この方法は累積器５０をその累積器５０により発生する付属ゴーストを 有する前記受信ＧＣＲ信号の有用性を決めるための回路とともに前記コンピュー タ６０に併合させることにより利用が可能である。シフトレジスタ５６からの単 一ビット出力信号はコンピュータ６０に備えられた多数の追加ＳＩＰＯ型のシフ トレジスタステージに供給される。前記コンピュータ６０は累積器５０により発 生する付属ゴーストを有する前記受信ＧＣＲ信号の有用性を決めるために使用す べき２Ｎの値を決めるようにプログラミングされる。かつ、コンピュータ６０は 現在の累積結果が有用でないと決めるときには以前の累積結果に戻すようにプロ グラミングされることができる。 図８には図１及び図３のＤＴＶ信号受信機で前記同一チャネルＮＴＳＣ干渉検 出器４４が採用しうる一般的な形態が示されている。前記検出器４４に対する入 力信号はノード４４０に受信される。その入力信号は図１及び図３のＤＴＶ信号 受信機のようにシンボル同期化回路１６から供給される等化Ｉ−チャネル又はＱ −チャネル基底帯信号となり得る。かつ、その代わりに前記入力信号は図１又は 図３のＤＴＶ信号受信機の変形実施形態における複素数復調機１４から等化無し に供給されるＩ−チャネル又はＱ−チャネル基底帯信号となり得る。前記検出器 ４４に備えられているＮＴＳＣ除去コームフィルターにおいては、ディジタル減 算機４４２に対する被減数及び減数入力信号を発生させるように第３遅延器４１ １が前記ノード４４０に印加された入力信号を微分遅延させる。減算機４４２か らの差出力信号は同一チャネル干渉性のアナログテレビジョン信号の同期検出に より発生するアーチファクト抑制状態のＮＴＳＣ除去コームフィルター応答信号 （Ｒ）である。例えば、前記第３遅延器４４１は１２個のシンボル期間、１３６ ８個のシンボル期間（２６２個のＮＴＳＣビデオ走査線に該当する期間）又は７ １８，２０８個のシンボル期間（２個のＮＴＳＣビデオフレームに該当する期間 ）に該当する遅延を導入することができる。検出器４４に備えられているＮＴＳ Ｃ選択コームフィルターにおいては、ディジタル減算機４４４に対する被減数及 び減数入力信号を発生させるように第４遅延器４４３が前記ノード４４０に印加 された入力信号を微分遅延させる。減算機４４４からの差出力信号は同一チャネ ル干渉性のアナログテレビジョン信号の同期検出により発生するアーチファクト 強化状態のＮＴＳＣ除去コームフィルター応答信号（Ｓ）である。例えば、前記 第４遅延器４４４は６個のシンボル期間に該当する遅延を導入することができる 。パイロット搬送波の同期検出により発生するシステム特性の直流項は前記ＮＴ ＳＣ除去コームフィルター応答信号（Ｒ）とＮＴＳＣ選択コームフィルター応答 信号（Ｓ）の両方で抑制される。 前記減算機４４２から出力されるＮＴＳＣ除去コームフィルター応答信号（Ｒ ）の振幅は振幅検出器４４５により検出され、前記減算機４４４から出力される ＮＴＳＣ選択コームフィルター応答信号（Ｓ）の振幅は振幅検出器４４６により 検出される。前記振幅検出器４４５，４４６による振幅検出結果は振幅比較器４ ４７により相互比較される。その結果、前記振幅比較器４４７は振幅検出器４４ ６の出力信号が振幅検出器４４５の出力信号より実質的に大きいか否かを示す出 力ビットを発生させる。この出力ビットはマルチプレクサ２６１の第２及び第３ 動作状態から一つを選択するのに用いられる。例えば、前記振幅比較器４４７か ら出力される前記出力ビットは制御機２８により図１又は図３のＩＳＩ抑制コー ムフィルター２６のマルチプレクサ２６１に供給される二つの制御ビットのうち の一つとなり得る。もう一つの制御ビットは前記制御機２８から供給される信号 が前記マルチプレクサ２６１の出力信号に再生されるか否かを示す。 前記振幅検出器４４５，４４６は、例えば、数個のデータサンプル周期と同一 の時定数を有する包絡線検出器となり得、その入力信号のデータ成分間の差は前 記入力信号をランダムなものと椎測させる低い値に平均化する傾向がある。減算 機４４２，４４４の差出力信号に伴われるランダムノイズ間の振幅差は“０”に 平均化する傾向もある。したがって、振幅比較器４４７が振幅検出器４４５，４ ４６の振幅検出応答に所定値以上の差が発生すると表示する場合、これは同一チ ャネル干渉性のアナログテレビジョン信号のアーチファクトがノード４４０に供 給される基底帯域信号の有意レベル(significant level)より高いということを 示す。このような有意レベルは奇数レベルデータフライサ２２に印加される等化 Ｉ−チャネル基底帯信号の有意レベルと一致する。同一チャネル干渉性のＮＴＳ Ｃ信号のアーチファクトが前記有意レベルより低く維持される限りは、Ｉ−チャ ネル基底帯信号を単純にデータスライス処理して行われるシンボルデコーディン グ時に発生するエラーはトレリスコーディング及びリード−ソロモンエラー訂正 コーディングにより訂正することができる。 同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトは減算機４４２から出力されるコー ムフィルター応答信号（Ｒ）では取り除かれ、減算機４４４から出力されるコー ムフィルター応答信号（Ｓ）では選択される。前記コームフィルター応答信号（ Ｓ）の振幅が前記コームフィルター応答信号（Ｒ）の振幅より実質的に大きい場 合、その差はノード４４０の信号に同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトが 存在することにより発生すると予想することができる。このような状態で振幅比 較器４４７により供給される出力ビットはマルチプレクサ２６１をその第２状態 で動作不能に制御する。その結果、奇数レベルデータスライサ２２から出力され る中間シンボルデコーディング結果の選択を解除させて前記中間シンボルデコー ディング結果がマルチプレクサ２６１から最終のシンボルデコーディング結果と して出力されないようにする。 前記コームフィルター応答信号（Ｓ）の振幅が前記コームフィルター応答信号 （Ｒ）の振幅より実質的に大きくない場合、これはノード４４０の信号に同一チ ャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトが存在しないことを示すと予想することがで きる。このような状態で振幅比較器４４７により供給される出力ビットはマルチ プレクサ２６１をその第３状態で動作不能に制御する。その結果、第２線形結合 器２６２から出力されるＩＳＩ抑制フィルタリングされたシンボルデコーディン グ結果の選択を解除させて前記中間シンボルデコーディング結果がマルチプレク サ２６１から最終のシンボルデコーディング結果として出力されないようにする 。 図９には図１及び図３のＤＴＶ信号受信機で前記同一チャネルＮＴＳＣ干渉検 出器４４が採用しうる代替形態（４４’）が示されている。前記減算機４４２， ４４４は加算機４４８，４４９に取り替えられる。このような変形例においては 、第３遅延器４４１’が、例えば、６個のシンボル期間に該当するより短くなっ た遅延を導入するようになっている。かつ、第４遅延器４４３’により、例えば 、１２個のシンボル期間、１３６８個のシンボル期間、１７９，２０８個のシン ボル期間又は７１８，２００個のシンボル期間に該当する遅延を導入することが できる。 上述した本発明の実施形態の場合には、同一チャネルＮＴＳＣ干渉が周期的に 徐々に増減するときにデータスライサ２２，２４の出力間における選択切り換え を図るように等化フィルタリングをＮＴＳＣ除去コームフィルタリングの以前に 行うようになっている。等化フィルタリングをＮＴＳＣ除去コームフィルタリン グの以後に行う本発明の実施形態も考えられる。 本発明はフィルター係数をトレーニング信号方法を用いて初期化した後、その フィルター係数を調整するように決定帰還方法を用いて変換させるように構成さ れた適応型のチャネル等化器を使用するＤＴＶ信号受信機に有用に用いられる。 決定帰還エラー信号が正確に発生する限り、トレーニング信号方法に及ぶ同一チ ャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトの影響より決定帰還方法に及ぶ同一チャネル ＮＴＳＣ干渉アーチファクトの影響は小さくなる。しかしながら、前記トレーニ ング信号方法が本発明に応じて修正された場合、トレーニング信号方法を用いた フィルター係数初期化は常時決定帰還方法を用いたフィルター係数初期化に比べ てはるかに短い時間内に行われる。 今まではデータスライサの出力に直接的に依存する“厳格な決定”方式で決定 が行われるように構成されたシンボルデコーダを用いて本発明を説明した。しか しなから、例えば、ビタビアルゴリズムを用いて“簡単な決定”方式でシンボル デコーディングを行うようになっている本発明の他の実施形態もある。本発明の このような実施形態も下記の請求範囲に含まれるべきである。 本発明をＮＴＳＣ除去コームフィルターの事前コーディング効果を補償するた めのＩＳＩ抑制フィルターをデータスライサの後端に設けるようになっている最 適の実施形態に対して説明した。ＮＴＳＣ除去コームフィルターの事前コーディ ング効果を補償するための前記ＩＳＩ抑制フィルターを前記ＮＴＳＣ除去コーム フィルターとデータスライサとの間に設けるようになっている本発明の実施形態 もある。このような実施形態は米国特許第５，０８７，９７５号の図１６に示し た構成と類似した構成を使用する。本発明のこのような実施形態も下記の請求範 囲に含まれるべきである。 以上、チャネル等化フィルタリングを基底帯で行うようになっている最適の実 施形態に対して本発明を説明した。しかしながら、ディジタル受信機の設計分野 における通常の知識を持つ者なら、通過帯域チャネル等化フィルタリングを低い 中間周波数で行うようになっている発明の実施形態を設計することもできる。こ のような実施形態も下記の請求範囲内に含まれるべきであり、各請求項内でチャ ネル等化フィルタリングを基底帯で行うことを明確に示さないと意図される。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Operation of Channel Equalizer for DTV Signal Receiver Subject to Co-Channel Interference This application is filed on September 19, 1997 and filed on 35 USC. U.S. patent application Ser. No. 08 / 933,394, which was converted to a provisional application based on US Pat. 35 USC. 111 (e) with retroactive billing under (1). Based on 111 (a). BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digital television system, and more particularly, to a channel equalization circuit used in a receiver of a digital television signal that is broadcasted wirelessly using the same channel as that of an NTSC analog television signal. For how to. The Digital Television Standards published by the Advanced Television Systems Committee (ATSC) on September 16, 1995 include vestigial sidebands used for the transmission of digital television (DTV) signals on television channels with a 6 MHz bandwidth. (VSB) signal is disclosed. The DTV signal is transmitted on a predetermined channel among ultra-high frequency channels currently used for wireless broadcasting of analog television signals of the NTSC (National Television System Committee) system in the United States. The VSB DTV signal is designed so that its spectrum can be easily interleaved with the spectrum of the NTSC analog TV signal of co-channel interference. The symbol frequency of the DTV signal corresponds to three times the NTSC color subcarrier frequency, and the 3.58 MHz subcarrier frequency corresponds to 455/2 times the NTSC scanning line speed. The pilot carrier and original amplitude-modulation sideband frequency of the DTV signal are located at odd multiples of 1/4 of the horizontal scanning linear velocity of the NTSC analog TV signal. As a result, the DTV signal component is located at an even multiple of 1/4 of the horizontal scanning linear velocity of the NTSC analog TV signal, and most of the energy of the luminance and chromaticity components of the co-channel coherent NTSC analog TV signal is as described above. It is to be present in even multiples. The video carrier of the NTSC analog TV signal is offset by 1.25 MHz from the lower limit frequency of the television channel. Also, the carrier of the DTV signal is offset from the video carrier of the NTSC analog TV signal as described above by 59.75 times the horizontal scanning linear velocity of the NTSC analog TV signal, and is about 309,877. Separated by 6 KHz. Thus, the carrier of the DTV signal is separated from the intermediate frequency of the television channel by about 2,690,122.4 Hz. The exact symbol rate according to the digital television standard corresponds to (684/286) times the sound carrier offset by 4.5 MHz from the video carrier of the NTSC analog TV signal. Here, "684" indicates the number of symbols per horizontal scanning line of the NTSC analog TV signal, and "286" indicates that the NTSC analog TV signal obtains a sound carrier offset by 4.5 MHz from the video carrier of the NTSC analog TV signal. Shows the factor by which the scan line speed is multiplied The symbol rate is 10.762238 * 10 per second 6 Symbol rate corresponding to the number of symbols, and the symbol rate can be included in the VSB signal extending 5.381119 MHz from the DTV signal carrier. That is, the VSB signal may be limited to a band extending by 5.690997 MHz from the lower limit frequency of the television channel. According to the ATSC standard for terrestrial broadcasting of DTV signals in the United States, transmission in any of two high definition television (HDTV) formats having a 16: 9 screen ratio is possible. One HDTV format is the 2: 1 field interlacing scheme, which uses 1,920 samples per scan line and 1,080 active horizontal scan lines per 30 Hz frame. Another HDTV format is the progressive scan scheme, which uses 1,280 luminance samples per scan line and 720 sequential lines of television video per 60 Hz frame. In addition, according to the ATSC standard, transmission in a DTV display format other than the HDTV display format, such as parallel transmission of four television signals having a normal resolution compared to an NTSC analog television signal, is also possible. A DTV signal transmitted by Vestigial Sideband (VSB) Amplitude Modulation (AM) for terrestrial broadcasting in the United States is a time-continuous series including 313 data segments each having time continuity. Data field. Such data fields can be numbered consecutively in modulo two. Thus, each odd-numbered data field and the subsequent even-numbered data field form a data frame. Each data segment has a duration of 77.3 ms (microseconds). Thus, if the symbol rate is 10.76 MHz, there are 832 symbols in each data segment. Each data segment begins with a data-segment-synchronization (DSS) code group consisting of four symbols having consecutive + S, -S, -S, and + S values. The value + S is one level lower than the maximum positive (+) data regression point, and the value -S is one level higher than the maximum negative (-) data regression point. The initial data segment of each data field includes a data-field-synchronization (DFS) code group that encodes a training signal used in the channel equalization and multipath suppression processes. The training signal consists of one 511-sample pseudo-noise sequence ("PN sequence") followed by three 63-sample PN sequences. Of the 63-sample PN sequence of the DFS code, the middle one is in accordance with the first logical rule in the first line of each odd-numbered data field and in the second line in the first line of each even-numbered data field. Is transmitted according to The first and second logic rules have a complementary relationship (ie, opposite polarities). The data in the data line is trellis coded using 12 interleaved trellis codes, each being a 2/3 rate trellis code having one uncoded bit that is precoded. The interleaved trellis code is processed by a Reed-Solomon forward error correction coding scheme which corrects for burst errors from noise sources, such as automobile ignition systems, which are almost uninterrupted in terms of noise. Provided for. The Reed-Solomon coding result is transmitted as 8-level (3 bits / symbol) one-dimensional structure symbol coded data in the case of wireless communication. Also, the result of Reed-Solomon coding is transmitted as 16-level (4 bits / symbol) one-dimensional symbol coded data for cable broadcasting, in which case the transmission is performed without prior coding after symbol generation. . The VSB signal has a unique carrier whose amplitude varies according to the suppressed modulation ratio. The unique carrier is replaced by a pilot carrier having a constant amplitude corresponding to a predetermined modulation ratio. The pilot carrier having a constant amplitude is generated by shifting, that is, moving the DC component of the modulation voltage applied to the balanced modulator that generates the amplitude-modulated sideband signal. The amplitude modulated sideband signal is provided to a filter that provides a VSB signal as a response signal. If the eight levels of the 4-bit symbol code have normalized values of -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5 and +7 in the carrier modulated signal, the pilot carrier has a normalized value of 1.25. Has a chemical value. In this case, the normalized value of + S is +5, and the normalized value of -S is -5. A comb filter (comb filter) for suppressing co-channel NTSC interference artifacts associated with baseband symbol coded data, and an inter-symbol interference suppression filter for compensating for interference between symbols introduced by the comb filter. The VSB DTV signal receiver used is known. Such a receiver is described in US Pat. B. No. 5,087,975 to Patel et al. (Title of Invention: "VSB HDTV TRANSMISSION SYSTEM WITH RE DUCED NTSC CO-CHANNEL INTERFERENCE"). And on May 5, 1998, A. L. R. U.S. Pat. No. 5,748,226 to Limberg (Title of Invention: "DIGITAL TELEVISION RECEIVER WITH ADAPTIVE FILTER CIRCU ITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTERFERENCE"). FIG. 16 of U.S. Pat. No. 5,087,975 shows an ISI suppression filter provided between the NTSC rejection comb filter and the data slicer to compensate for the precoding effect of the NTSC rejection comb filter. I have. FIG. 1 of US Pat. No. 5,748,226975 shows the NTSC-removed comb filter and an ISI suppression filter provided at the rear end of the data slicer so as to compensate for the precoding effect of the NTSC-removed comb filter. It is shown. Co-channel NTSC interference artifacts occur during synchronization detection of digital television signals to recover baseband symbol coded data. The video carrier artifact of the co-channel coherent NTSC color TV signal is 57. 75f H Having a frequency of Where f H Is the horizontal scanning frequency of the signal. The color subcarrier artifact is 287.25f H And the artifact of the unmodulated NTSC audio carrier is 345.75f H Frequency. The ISI suppression filter is a comb filter designed to match the NTSC reject comb filter to remove inter-symbol interference introduced by the NTSC reject comb filter. The proper operation of the ISI suppression filter depends on the interference between symbols whose characteristics are known. In general, DTV signal receivers, including demodulators used to recover baseband symbol coded data, are designed to provide matched filtering to suppress inter-symbol interference occurring on the transmission channel to the demodulator. Adaptive channel equalization filter. The filter coefficients of the adaptive channel equalization filter are generally initialized according to a training signal method using a training signal extracted from a data field synchronization (DFS) signal in an initial data segment of a data field. The co-channel NTSC interference artifacts associated with the DFS signal affect the filter coefficients of the adaptive channel equalization filter and act to reduce the filter coefficients. As a result, the adaptive channel equalization filter adversely affects matched filtering for a transmission channel expected to be performed. Thus, the output signal of the NTSC reject comb filter is no longer matched filtered by a comb filter designed to suppress inter-symbol interference introduced by the NTSC reject comb filter. Thus, the unsuppressed inter-symbol interference increases the bit error rate associated with the conversion of baseband symbol coded data to error correction coded data, but such an increase in bit error rate is undesirable. It is an object of the present invention to prevent the initialization of filter coefficients of an adaptive channel equalization filter in response to a training signal affected by co-channel NTSC interference artifacts associated with DFS signals. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention is embodied in a method for operating a channel equalizer in a digital television signal receiver that receives co-channel interference from an analog television signal. The digital television signal is demodulated to produce a baseband symbol code signal sometimes accompanied by interference artifacts of the co-channel analog television signal. The baseband symbol code signal is comb-filtered so as to suppress interference artifacts of the co-channel analog television signal, and then symbol-decoded. The baseband signal code signal is subjected to channel equalization filtering before symbol decoding. According to the channel equalization filtering, the entire channel response signal obtained by the comb filtering and the channel equalization filtering step matches the comb filter response signal for the matched and filtered transmission channel. Another aspect of the invention resides in a receiver that operates in accordance with the invention for digital television signals that experience co-channel interference from analog television signals. A demodulator apparatus for providing a digitized baseband demodulator response signal including symbol coded data accompanied by demodulation artifacts of co-channel interference from an analog television signal in response to a received digital television signal. Including. The receiver includes a cascade filter device for providing a cascade filter response signal to the digitized baseband modulator response signal. The cascade filter device includes an adaptive channel equalization filter having adjustable filtering coefficients, as well as a comb filter for suppressing demodulation artifacts of interference from co-channel analog television signals. And a symbol decoder for providing data in response to the cascade filter response signal, and an inter-symbol interference suppression filter for processing the data to compensate for inter-symbol interference introduced by the comb filter. And Further, the receiver includes an apparatus for extracting a received training signal from a response signal of the cascade filter during a time when a data field synchronization signal occurs in the digital television signal. The receiver includes a computer, which computes a discrete Fourier transform term of the training signal. The computer stores the term in a memory of the computer, and divides the term by a corresponding discrete Fourier transform term of a response signal that has been subjected to comb filtering and matched filtering on a training signal not containing a ghost to characterize a channel. Generate a Fourier transform. And the computer calculates adjustable filtering coefficients of the adaptive channel equalization filter to complement the channel characterization. According to yet another aspect of the invention, the invention includes a detector for determining whether significant interference exists from a co-channel analog television signal. If there is significant interference from the co-channel analog television signal, the computer calculates a discrete Fourier transform term of the training signal as described above. However, in this case, the computer stores the term in the memory of the computer, and performs a matched filtering process on the training signal containing no ghost but performs a corresponding discrete Fourier transform term of the response signal without performing the comb filtering process. To generate a discrete Fourier transform characterizing the channel. And the computer calculates adjustable filtering coefficients of the adaptive channel equalization filter to complement the channel characterization. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 includes a symbol decoder having a co-channel NTSC interference suppression circuit that selectively operates according to one embodiment of the present invention, including a co-channel NTSC interference detector responsive to a baseband I-channel signal. FIG. 2 is a block diagram showing a part of a DTV signal receiver including the following. FIG. 2 is an operational flowchart illustrating a part of the DTV signal receiver of FIG. 1, showing a correction state of an equalization process with respect to availability of comb filtering for suppressing co-channel NTSC interference. FIG. 3 illustrates a DTV signal reception including a symbol decoder having a co-channel NTSC interference suppression circuit that selectively operates according to one embodiment of the present invention, including a co-channel NTSC interference detector responsive to a baseband Q-channel signal. FIG. 2 is a block diagram showing a part of the machine. FIG. 4 is an operational flowchart illustrating a part of the DTV signal receiver of FIG. 3 showing a correction state of an equalization process with respect to availability of comb filtering for suppressing co-channel NTSC interference. FIG. 5 is a flow chart of a routine used in the method of FIG. 2 or 4 to adjust the coefficients of the channel equalization circuit in response to the training signal when comb filtering is not used to suppress co-channel NTSC interference. is there. FIG. 6 is a flow chart of a routine used in the method of FIG. 2 or FIG. 4 to adjust the coefficients of the channel equalization circuit in response to the training signal when using comb filtering to suppress co-channel NTSC interference. is there. FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration of the DTV signal receiver shown in FIG. 1 or 3 relating to a circuit for performing the routines of FIGS. FIGS. 8 and 9 are block diagrams showing general configurations selectively adopted by the co-channel NTSC interference decoder of FIGS. 1 and 3. DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT Many portions of the circuits shown in FIGS. 1, 3, 7, 8 and 9 have exact order of operation as understood by those of ordinary skill in the electronic design arts. A shimming delay element should be provided to improve performance. However, unless a separate characteristic condition is required for the necessity of a specific seaming delay element, a separate description of the seaming delay element will be omitted in the following description. FIG. 1 shows a digital television (DTV) signal receiver used for recording by a digital video cassette recorder (DVCR) or for restoring error-corrected data suitable for MPEG-2 decoding and display in a television set. ing. The DTV signal receiver of FIG. 1 receives a television broadcast signal from the receiving antenna 8, but can also receive a signal from a cable network. The television broadcast signal is provided as an input signal to a "front end" electronic device 10 of a DTV signal receiver. The "front end" electronics 10 generally converts high frequency television signals into intermediate frequency television signals which are provided as input signals to an intermediate frequency (IF) amplifier chain 12 for VSB DTV (VSB DTV) signals. A high frequency amplifier and a first detector. The DTV signal receiver preferably includes an IF amplifier chain 12 for amplifying a DTV signal converted into a very high frequency (VHF) band by the first detector, and an IF amplifier for converting the amplified DTV signal. The multiplex conversion type includes a second detector for converting into an ultra high frequency (UHF) band and another IF amplifier for amplifying the DTV signal converted into the VHF band. If demodulation to the baseband is performed digitally, the IF amplifier chain 12 includes a third detector that converts the amplified DTV signal to a final intermediate frequency band closer to the baseband. Preferably, the IF amplifier for the UHF band uses a surface-acoustic-wave (SAW) filter to form a channel selection response and remove adjacent channels. The SAW filter has a suppressed carrier frequency of the VSB DTV signal and a similar frequency, and the SAW filter starts from the pilot carrier having a constant amplitude. Blocks and removes components above 38 MHz. Thus, the SAW filter removes most of the frequency modulated sound carrier of certain co-channel coherent analog TV signals. As the FM sound carrier of some co-channel coherent analog TV signal is removed from the IF amplifier chain 12, the occurrence of carrier artifacts is prevented when the final IF signal is detected to recover the baseband symbols, Such artifacts do not interfere with the data slicing process of the baseband symbol performed during symbol decoding. Preventing such artifacts from interfering with the data slicing process of the baseband symbol performed during symbol decoding provides better results than performing comb filtering before the data slicing process. Is particularly noticeable when the differential delay of the comb filter is greater than a few symbol periods. The final intermediate frequency (IF) output signal from the IF amplifier chain 12 is supplied to a complex complex demodulator 14, which converts the final intermediate frequency band to restore the real baseband signal and the imaginary baseband signal. Of the VSB AM DTV signal is demodulated. Such demodulation is performed digitally after analog-to-digital conversion of the final intermediate frequency band in the range of several megacycles as described in US Pat. No. 5,479,449. Alternatively, the demodulation can be performed by an analog method, but in this case, the analog / digital conversion processing is always performed on the demodulation result for the convenience of the subsequent processing. The complex demodulation preferably includes in-phase (I) synchronous demodulation and quadrature (Q) synchronous demodulation. Conventionally, the digital result of the demodulation process has an accuracy of 8 bits or more, and represents a 2N level symbol that encodes N bits of data. Currently, 2N is 8 when the DTV signal receiver of FIG. 1 receives a radio broadcast signal through the antenna 12, and is 16 when the DTV signal receiver of FIG. 1 receives a cable broadcast signal. Although the present invention is associated with the reception of terrestrial radio broadcasts, FIG. 1 does not show a DTV signal receiver portion that provides symbol decoding and error correction decoding for a received cable broadcast transmission signal. Of the in-phase (I-channel) baseband signals output from the complex demodulator 14, the minimally digitized real number samples are applied to the symbol synchronization and equalization circuit 16; In the implementation, the circuit 16 also receives digitized imaginary samples of the quadrature (Q-channel) baseband signal. The circuit 16 includes a digital filter with adjustable weighting factors to compensate for ghosts and tilts of the received signal. The symbol synchronization and equalization circuit 16 provides symbol synchronization or "de-rotation" as well as amplitude equalization and ghost removal. A symbol synchronization and equalization circuit that performs symbol synchronization before amplitude equalization is disclosed in U.S. Pat. No. 5,479,449. In such a configuration, the demodulator 14 provides an oversampled demodulator output signal including real and imaginary baseband signals to a symbol synchronization and equalization circuit 16. After symbol synchronization, the oversampled data is decimated. Accordingly, the baseband I-channel signal can be extracted at a normal symbol rate, and the sample rate can be reduced through digital filtering used for amplitude equalization and ghost removal. Symbol synchronization and equalization circuits where amplitude equalization precedes symbol synchronization, ie "derotation" or "phase tracking", are well known to those of ordinary skill in the art of digital signal receivers. . Each sample of the output signal of the circuit 16 is decomposed into 10 bits or more, but in fact each sample is a digital representation of an analog symbol representing one of 2N (2N = 8) levels. . The output signal of circuit 16 is precisely gain controlled using any of the known methods. Therefore, an ideal step level for the symbol is known. Among the known gain control methods, in the case of the gain control method in which the gain control response speed is very fast, the DC component of the real baseband signal supplied from the complex demodulator 14 is +1. Adjusted to 25 nominal levels. Such a gain control method is generally described in U.S. Pat. No. 5,479,449. More specifically, reference is made to C.I. B. No. 5,573,454 to Patel et al. (Title of Invention: "AUTOMATIC C GAIN CONTROL OF RADIO RECEIVER FOR RECEIVING DIGITAL HIGH-DEFINITION T ELEVISION SIGNALS"). The output signal from the circuit 16 is supplied to a data synchronization detector 18 as an input signal, and the data synchronization detector 18 converts data field synchronization information (DFS) and data segment synchronization information from the equalized baseband I-channel signal. (DSS) is restored. In other embodiments, the input signal to the data synchronization detector 18 may be obtained before equalization. Equalized I-channel signal samples, provided at the normal symbol rate as output signals from the circuit 16, are applied as input signals to the NTSC rejection comb filter 20. The comb filter 20 linearly combines a first delay unit 201 for generating a pair of differentially delayed streams of 2N-level symbols and a differentially delayed symbol stream to generate a response signal of the comb filter 20. And a first linear combiner 202. As described in U.S. Pat. No. 5,260,793, the first delay 201 can provide the same delay as the duration of 12 2N-level symbols, and the first linear combiner 202 It can be a subtractor. Each sample of the output signal of the comb filter 20 is decomposed into 10 bits or more, but each sample is actually an analog signal representing one of "4N-1" (4N-1 = 15) levels. A digital representation of a symbol. The symbol synchronization and equalization circuit 16 is expected to be designed to suppress the DC bias component of its input signal (ie, the DC term of the system function expressed as digital samples). Therefore, each sample of the output signal of the symbol synchronization and equalization circuit 16 applied as an input signal of the comb filter 20 has the next nominal level: -7, -5, -3, -1, +1, +3, Digital representation of an analog symbol indicating one of +5 and +7. Such symbol levels are referred to as "odd" symbol levels, but are generated by the odd level data slicer 22 to generate intermediate symbol decoding results corresponding to 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, respectively. Is detected. Each sample of the output signal of comb filter 20 is actually at the next nominal level: -14, -12, -10, -8, -6, -4, -2, 0, +2, +4, +6, +8. , +10, +12, +14 are digital representations of analog symbols indicating one of them. Such symbol levels are referred to as "even" symbol levels, which correspond to 001, 010, 011, 100, 101, 110, 11 1,000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, respectively. It is detected by the even-level data slicer 24 to generate a comb-filtered symbol decoding result. As mentioned above, the data slicers 22, 24 may be of the so-called "hard decision" type, or may be of the so-called "soft decision" type used to implement the Viterbi decoding method. Can be configured. The odd-level data slicer 22 and even-number data slicer 24 can be replaced with a single data slicer that utilizes a multiplexer concatenation configuration to provide a bias to shift position in the circuit and change the slice range, Such a configuration is undesirable because it complicates operation. In the above description, it was anticipated that the symbol synchronization and equalization circuit 16 would be designed to suppress the DC bias component of the input signal (the DC term of the system function expressed as digital samples). The DC bias component is +1. It has a nominal level of 25 and appears in the real baseband signal supplied by the complex demodulator 14 upon detection of the pilot carrier. In practice, the symbol synchronization and equalization circuit 16 is designed to at least partially preserve the DC bias component of its input signal. According to such a design, the symbol synchronization and equalization circuit 16 Can be somewhat simplified. Therefore, the data slice levels in odd level data slicer 22 are offset to account for the DC bias component associated with the data step in its input signal. If the first linear combiner 202 is a subtractor, whether the circuit 16 is designed to suppress the DC term of the system function of its input signal or to preserve such DC term is It is not important for the data slice level in even level data slicer 24. However, assuming instead that the differential delay provided by the first delay 201 is selected so that the first linear combiner 202 is an adder, the data slice level in the even level data slicer 24 is It should be offset to account for the DC term associated with the data step in the input signal. At the rear end of the data slicers 22 and 24, an inter-symbol interference suppression comb filter 26 is provided so as to generate a filter response signal in which intersymbol interference (ISI) is introduced by the comb filter 20. The ISI suppression comb filter 26 includes a 3-input multiplexer 261, a second linear combiner 262, and a second delay 263 having the same delay as the first delay 201 in the NTSC removal comb filter 20. . The second linear combiner 262 is a modulo-8 adder when the first linear combiner 202 is a subtractor, and is a modulo-8 subtractor when the first linear combiner 202 is an adder. is there. Each of the first linear combiner 202 and the second linear combiner 262 may be formed of a ROM so as to increase a linear combination operation speed sufficiently to support an associated sample rate. The output signal from the multiplexer 261 is supplied as a response signal of the ISI suppression comb filter 26, and is delayed by the second delay unit 263. The second linear combiner 262 combines the precoded symbol decoding result of the even-level data slicer 24 with the output signal of the second delay 263. The output signal of the multiplexer 261 is one of three input signals applied to the multiplexer 261 that are selected in response to the first, second, and third states of the multiplexer control signal supplied from the controller 28 to the multiplexer 261. Play one. A first input port of the multiplexer 261 controls the data field synchronization information (DFS) and the data segment synchronization information (DSS) from the baseband I-channel signal equalized by the data synchronization detection circuit 18 during a period in which the controller is used. The ideal symbol decoding result supplied from the memory in 28 is received. The controller 28 supplies a multiplexer control signal in a first state to the multiplexer 261 during the period, and controls the multiplexer 261 to output an ideal symbol decoding result supplied from a memory in the controller 28 as a final output signal. Control to supply as a coding result. The odd-level data slicer 22 supplies the intermediate symbol decoding result, which is the output signal, to the second input port of the multiplexer 261. The multiplexer 261 is controlled by a second state multiplexer control signal so as to reproduce an intermediate symbol decoding result among the final coding results. The second linear combiner 262 supplies an ISI suppression filtered symbol decoding result as an output signal thereof to a third input port of the multiplexer 261. The multiplexer 261 is controlled by a third state multiplexer control signal to reproduce the ISI suppressed filtered symbol decoding result in the final coding result provided by the multiplexer 261. The continuous error in the ISI suppressed filtered symbol decoding result output from the ISI suppressed comb filter 26 is supplied from the memory in the controller 28 during the period when the data synchronization detection circuit 18 restores the DSS or DFS synchronization information. It is reduced by feeding back the ideal symbol decoding result. The output signal of the multiplexer 261 of the ISI suppression comb filter 26 contains the final symbol decoding result of the 3-parallel bits assembled by the data assembler 30 for application to the trellis decoder circuit 32. Usually, the trellis decoder circuit 32 uses 12 trellis decoders. The trellis decoding result is supplied from the trellis decoder circuit 32 to a data de-interleaver 34 for de-communication. The output signal of the data deinterleaver 34 is converted by a byte configuration circuit 36 into bytes of Reed-Solomon error correction coded data for application to a Reed-Solomon decoder circuit 38. The Reed-Solomon detector circuit 38 performs Reed-Solomon decoding so as to generate an error correction byte stream supplied to a data de-randomizer 40. The data de-randomizer 40 supplies reproduced data to the remaining part (not shown) of the receiver. The rest of the complete DTV signal receiver includes a packet sorter, audio decoder, MPEG-2 decoder, and so on. The remainder of a DTV signal receiver used in a digital tape recorder / reproducer can also include circuitry for converting the data into a recordable form. The co-channel NTSC interference detector 44 has a characteristic that is insensitive to the DC bias component of the input signal, and is used to detect the intensity of an artifact generated by the co-channel NTSC interference in the input signal. The co-channel NTSC interference detector 44 supplies a signal to the controller 28 indicating whether the co-channel NTSC interference has sufficient strength to cause an uncorrectable error during the data slicing process performed by the data slicer 22. . If the detector 44 indicates that the co-channel NTSC interference does not have the strength described above, the controller 28 provides the multiplexer 261 a second state multiplexer control signal during most of the time. If it is not the above period, the data field synchronization information (DFS) and the data segment synchronization information (DSS) are restored by the data synchronization detection circuit 18 and the controller 28 applies the first state multiplexer control signal to the multiplexer 261. is there. The multiplexer 261 is controlled by the multiplexer control signal in the second state to reproduce the intermediate symbol decoding result supplied from the odd-level data slicer 22 as its output signal. If the detector 44 indicates that co-channel NTSC interference is strong enough to cause an uncorrectable error during the data slicing process performed by the data slicer 22, the controller 28 will be able to operate during most of the time. The third state multiplexer control signal is supplied to the multiplexer 261. If the period is not the above period, the data synchronization detection circuit 18 restores the data field synchronization information (DFS) and the data segment synchronization information (DSS) and the controller 28 applies the multiplexer control signal in the first state to the multiplexer 261. is there. The multiplexer 261 reproduces the ISI suppressed filtered symbol decoding result provided as the second linear combination result from the second linear combiner 262 as an output signal thereof according to the third state multiplexer control signal. FIG. 2 is a flowchart illustrating a change in an equalization process of the DTV signal receiver of FIG. 1 depending on whether a comb filtering technique is used to suppress co-channel NTSC interference. The present inventor has found that if co-channel NTSC interference artifacts are present in the baseband symbol coded data, the calculation of the equalization filter kernel coefficients requires special processing to nullify such artifacts. He points out that there is an error in the calculation. In the initial stage (S1), the complex number demodulator 14 provided in the DTV signal receiver of FIG. 1 continuously performs complex number demodulation of the digital television signal to obtain the received I-channel baseband signal and the received I-channel baseband signal. A received Q-channel baseband signal having an orthogonal relationship with the band signal is separated. As in the initial step (S1), in the decision step (S2) continuously performed by the co-channel NTSC interference detector 44 provided in the DTV signal receiver of FIG. 1, a considerable amount of the received Q-channel baseband signal is Is determined to be accompanied by the same channel NTSC interference. Here, a considerable amount of co-channel NTSC interference in the received Q-channel baseband signal means that an error is trellised to such an extent that the error correction capability of the two-dimensional Reed-Solomon decoding following trellis decoding is considerably reduced. Refers to co-channel NTSC interference having a level that occurs during decoding. In a reception state where normal background noise is present, a considerable number of bit errors are included in the ultimately restored data. For a particular configuration of a DTV signal receiver, the significant amount of co-channel NTSC interference described above can be readily determined by experimentation with the prototype. If it is determined in the determining step (S2) that the received I-channel baseband signal is not accompanied by a significant amount of co-channel NTSC interference, adjusting the kernel weight of the digital equalization filter (S3); The step (S4) of symbol decoding the equalized filter response signal obtained from the step (S3) is performed. When the step (S3) of adjusting the kernel weight is performed, the digital equalization filter provides a matched response signal to the I-channel baseband signal. Depending on the step (S4) of symbol decoding the response signal of the equalization filter, a symbol decoding result is generated, and the symbol decoding result is trellis decoded in a subsequent step (S5) to correct an error. Then, a step of Reed-Solomon decoding the trellis decoding result so as to correct an error included in the trellis decoding result (S6) and a step of deformatting the Reed-Solomon decoding result (S7). Do. If it is determined in the decision step (S2) that the received I-channel baseband signal is accompanied by a considerable amount of co-channel NTSC interference, the received I-channel is generated so as to generate a comb-filtered received I-channel baseband signal. The step of comb filtering the baseband signal (S8) is performed using an appropriate comb filter. In step S9, channel equalization filtering is performed to provide an ideal comb filter response signal for the I-channel baseband symbol code that has been matched and filtered according to the overall channel characteristics. That is, the kernel weight of the digital equalization filter is adjusted so that the response signals of the cascaded digital equalization filter and comb filter match the ideal response signal for such a filter cascade. Thereafter, the step of symbol decoding the filter cascade response signal as described above (S10) is performed, and subsequently, the symbol decoding response signal is decoded to obtain a corrected symbol decoding result used in the trellis decoding step S5. A post-coding step (S11) is performed. The post-coding of step (S11) compensates for the pre-coding by comb filtering of step (S8), and suppresses the interference between the pre-coding and the related symbols. Also in this case, following the trellis coding step (S5), a Reed-Solomon decoding step (S6) for correcting an error included in the trellis decoding result and a step of deformatting the Reed-Solomon decoding result (S7). )I do. The secondary method used to adjust the kernel weight of the digital equalization filter in the step of equalizing the digital equalization filter response signal (S3) is similar to the weight adjustment method of the digital equalization filter used in the prior art. are doing. The adjustment comprises calculating a discrete Fourier transform (DFT) of the received data field synchronization code or a predetermined portion thereof, and dividing the calculated DFT by the ideal data field synchronization code or the DFT of the predetermined portion. This is done by determining the DFT of the DTV transmission channel. The DFT of the DTV transmission channel is normalized with respect to a maximum term (s) to characterize the channel, and the kernel weights of the digital equalization filter are selected to complement the normalized DFT characterizing the channel. Is done. Such an adjustment method is described in, for example, July 19, 1994, C.I. B. It is disclosed in detail in US Pat. No. 5,331,416 by Patel et al. (Title of Invention: "METHOD FOR OPERATING GHOST-CANCELLATION CIRCUITRY FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER"). The method is suitable for the initial adjustment of the kernel weights of the digital equalization filter, since the initial adjustment is easier to perform than in the normal case using adaptive equalization. After the initial adjustment of the kernel weight of the digital equalization filter, it is desirable to perform an adaptive equalization method. July 15, 1997; U.S. Pat. No. 5,648,987 to Yang et al. (Title of Invention: "RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION FILTERING FOR DIGITAL RAPID RECEIVERS, SUCH AS HDTV RECEIVERS"). A block LMS method is disclosed. A continuous block LMS method for performing adaptive equalization is described in April 4, 1997; L. R. U.S. patent application Ser. No. 08/832, issued to Limberg. No. 674 (Title of Invention: "DYNAMI CALLY ADAPTIVE EQUALIZER SYSTEM AND METHOD"). In step (S9), in order to match the response signal of the cascaded digital equalization filter and comb filter with the ideal response for the filter cascade, DFT can be used to perform the secondary method of adjusting the kernel weight of the digital equalization filter. In particular, DFT is useful when performing quick initial equalization using a data field synchronization (DFS) code or a predetermined portion thereof as a training signal before switching to adaptive equalization. During initialization, the equalization filter coefficients are set to predetermined values, This allows The input signal is reproduced by the filter response signal. A discrete Fourier transform (DFT) of the received data field synchronization code or a predetermined portion thereof, which is comb-filtered by the comb filter 20 for removing NTSC artifacts, is calculated. The DFT of the DTV transmission channel can be determined by dividing this DFT by an ideal DFS code in a comb-filtered state or a DFT of a predetermined portion thereof. The DFT of the DTV transmission channel is normalized to a maximum term (s) to characterize the channel; The kernel weights of the digital equalization filter are selected to complement the periodic DFT characterizing the channel. It is preferable to use an adaptive equalization method after the initial adjustment of the kernel weight of the digital equalization filter. Such an adaptive equalization method is: When compared to the adaptive equalization method used when co-channel NTSC interference artifacts are not significant, The difference is that as the comb filter 20 is used to remove NTSC artifacts, the number of possible useful signal states is one less and double. FIG. 3 shows that the baseband Q-channel signal is applied to the co-channel NTSC interference detector 44 instead of the baseband I-channel signal as its input signal. A DTV signal receiver different from the DTV signal receiver of FIG. 1 is shown. The co-channel NTSC interference detector 44 is used to detect the strength of artifacts due to co-channel NTSC interference in the baseband Q-channel signal. The detection response signal of the co-channel NTSC interference detector 44 is: It is insensitive to certain DC bias components that appear in the baseband Q-channel signal during the time when the phase-lock of the synchronous detector provided in the complex demodulator 14 is to be established. Therefore, When calculating weighting factors for equalization filtering in circuit 16, There is no switching between the baseband signal and the comb-filtered baseband signal. After acquiring the DTV signal of the DTV signal receiver, Appear in the baseband Q-channel signal (eg, Certain DC bias components do not affect the detection response of the co-channel NTSC interference detector 44 (due to poor phase locking that occurs during reception of weak signals). In the case of the DTV signal receiver of FIG. Whether the received I-channel baseband signal is accompanied by a considerable amount of co-channel NTSC interference is determined by determining whether the received Q-channel baseband signal is accompanied by a considerable amount of co-channel NTSC interference. FIG. 4 is a flowchart illustrating a method of correcting an equalization process in the DTV signal receiver of FIG. 3 according to whether comb filtering can be used to suppress co-channel NTSC interference. The flowchart of FIG. 4 for the DTV signal receiver of FIG. The determining step (S2) of determining whether the received I-channel baseband signal is accompanied by a substantial amount of co-channel NTSC interference is performed by determining whether the received Q-channel baseband signal is accompanied by a substantial amount of co-channel NTSC interference. From the decision stage (S20) 2 differs from the flowchart of FIG. 2 for the DTV signal receiver of FIG. FIG. 5 is a flowchart for a known routine used in the step (S3) of equalizing the channel response signal by the method of FIG. 2 or FIG. The step (S3) includes a series of sub-steps starting from a sub-step (31) of extracting a training signal from a DFS signal at the beginning of each data field. The DFS signal from which the training signal is extracted is a signal generated in the complex demodulation step (S1). Subsequent to the step (31), the ghost-cancellation referencing including the received ghost including the attached ghost is performed. A sub-step (32) of accumulating the training signal extracted to generate a GCR) signal over a predetermined even number of data fields is performed. When the GCR signal is an intermediate PN63 sequence of the DFS signal of the ATSC standard, The polarity of the DFS signal is kept the same, one for each accumulation stage. When the GCR signal is a PN511 sequence of an ATSC standard DFS signal, The polarity of the DFS signal is always kept the same in each accumulation stage. afterwards, A sub-step (S33) of calculating a discrete Fourier transform (DFT) of the received GCR signal having an attached ghost is performed. next, In a sub-step (S34) of characterizing the transmission channel by DFT, the DFT of the matched filter response signal for the ideal GCR signal from which the attached ghost has been removed is extracted from the memory of the DTV receiver. afterwards, In the sub-step (S34), the DFT term of the received GCR signal including the attached ghost is changed to the DFT term of the matched filter response signal with respect to the ideal GCR signal so as to generate the DFT term characterizing the transmission channel. Divided by the corresponding term. Finally, in a sub-step (S35), channel equalization filtering coefficients are calculated so as to complement the DFT term characterizing the transmission channel. FIG. 6 is a flowchart for a modification routine of the routine of FIG. 5 used in the step (S3) of equalizing the channel response signal. This modification routine According to the present invention, in step (10), a channel equalization-filtered step (S9) is performed to generate an ideal comb filter response signal for a matched-filtered transmission channel to provide for symbol decoding. Used for The step (S9) includes a series of sub-steps starting from a sub-step (91) of extracting a training signal from the comb-filtered DFS signal from the beginning of each data field. The DFS signal from which the training signal is extracted is not a DFS signal generated directly by the complex demodulation step (S1), The signal generated by the comb filtering step (S8). Following said sub-step (91), the training signal extracted to generate a comb-filtered received ghost cancellation reference (GCR) signal containing ancillary (comb-filtered) ghosts is divided into a predetermined even number of data fields. An accumulation sub-step (92) is performed. When the GCR signal is an intermediate PN63 sequence of the DFS signal of the ATSC standard, The polarity of the DFS signal is kept the same, one for each accumulation stage. When the GCR signal is a PN511 sequence of the DFS signal of the ATSC standard, The polarity of the DFS signal is always kept the same in each accumulation stage. afterwards, A sub-step (S93) of calculating a DFT of the received GCR signal having an attached ghost is performed. Then In a sub-step (S94) characterizing the transmission channel with the DTF, the DFT of the comb-filtered matched filter response signal for the ideal GCR signal with the ghost removed is extracted from the memory of the DTV receiver. afterwards, In the sub-step (S94), the DFT term of the received GCR signal, including the attached ghosts, is comb-filtered matched filter response to the ideal GCR signal so as to generate the DFT terms characterizing the transmission channel. The signal is divided by the corresponding term in the DFT. Finally, in a sub-step (S95), a channel equalization filtering coefficient is calculated from the reciprocal of the DFT term characterizing the transmission channel. FIG. 7 shows a specific configuration of a circuit used to perform the routine shown in FIGS. The GCR signal received with the attached ghost is generated by accumulator 50 which accumulates the corresponding symbols of the DFS signal in the initial data segments of the even number of data fields. The polarity of the DFS signal is kept the same, one for each accumulation stage. When the GCR signal is a PN511 sequence of the DFS signal of the ATSC standard, The polarity of the DFS signal is always kept the same in each accumulation stage. If co-channel NTSC interference detector 44 determines that the received I-channel baseband signal is not accompanied by a significant amount of co-channel NTSC interference, The DFS signal accumulated by the adder 50 is extracted from a signal input to the NTSC removal comb filter 20 through a DFS gate circuit 51. If co-channel NTSC interference detector 44 determines that the received I-channel baseband signal does not involve a significant amount of co-channel NTSC interference, The DFS signal accumulated by the adder 50 is extracted from a signal output from the NTSC removal comb filter 20 through a DFS gate circuit 52. In such a manner, the data segment counter 53 generates a count value indicating which data segment of the frame group is being received. And, The decoder 54 generates a response signal to the count value. The decoder 54, A logical "1" output is generated in response to a count from the counter 53 indicating that the data segment currently being received is the initial data segment of the data field. And, The decoder 54 produces a logic "0" output in response to a count from the counter 53 indicating that the data segment currently being received is the data segment following the data field. If co-channel NTSC interference detector 44 determines that the received I-channel baseband signal is not accompanied by a significant amount of co-channel NTSC interference, Provides a logic "0" output signal. Shift register stage 56 responds to the "0" supplied from the beginning of the initial segment of the data field by applying a logical "0" to the input of logic inverter 55 throughout the initial data segment. The logic inverter 55 supplies a logic "1" to a first input terminal of the 2-input AND gate 57 in response to the "0". This "1" causes the AND gate 57 to output a signal when the output signal of the decoder 54 received at its second input terminal is a logical "1". Outputs logic "1". Such a condition occurs in response to a count from counter 53 indicating that the data segment currently being received is the initial data segment of the data field. The DFS gate circuit 51 is controlled by the output signal “1” of the AND gate 57 so as to supply the DFS signal extracted from the input signal of the NTSC removal comb filter 20 to the accumulator 50. If co-channel NTSC interference detector 44 determines that the received I-channel baseband signal is accompanied by a significant amount of co-channel NTSC interference, Provides a logic "1" output signal. Shift register stage 56 responds to the "1" supplied from the beginning of the initial segment of the data field by applying a logical "1" to the input of logic inverter 55 throughout the initial data segment. The logic inverter 55 generates a logic "0" output signal as a response signal, With this signal, the AND gate 57 is controlled to supply a logical "0" as its output signal. The DFS gate circuit 51 is controlled by the output signal “0” of the AND gate 57 so as to indicate a high source impedance so that the DFS signal extracted from the input signal of the NTSC removal comb filter 20 is not supplied to the accumulator 50. Is done. The DFS gate circuit 52 supplies the DFS signal extracted from the output signal of the NTSC removal comb filter 20 to the accumulator 50 by the high source impedance of the DFS gate circuit 51. The output signal of the shift register stage 56 is applied to a first input terminal of a 2-input AND gate 58. When the shift register stage 56 provides a logical "1" output signal to a first input of an AND gate 58, When the output signal of the decoder 54 received at the second input terminal of the AND gate 58 is a logical "1", It is controlled to output logic "1". Such a condition occurs in response to the count of counter 53 indicating that the data segment currently being received is the initial data segment of the data field. The DFS gate circuit 52 is controlled by the output signal “1” of the AND gate 58 so as to supply the DFS signal extracted from the output signal of the NTSC removal comb filter 20 to the accumulator 50. When the shift register stage 56 provides a logical "0" output signal to a first input of an AND gate 58, By this "0", the AND gate 58 is controlled to supply a logical "0" as its output signal. With such an output signal of the AND gate 58, the DFS gate circuit 52 is controlled so as to exhibit a high source impedance so as not to supply the DFS signal extracted from the output signal of the NTSC removal comb filter 20 to the accumulator 50. The DFS gate circuit 51 supplies the DFS signal extracted from the output signal of the NTSC removal comb filter 20 to the accumulator 50 by the high source impedance by the DFS gate circuit 52. The shift register stage 56 shifts in response to a shift command generated by a 2-input AND gate 59 at the beginning of the initial segment of each data field. The AND gate 59 receives at its first input the output signal of the decoder 54, This signal has a logic "1" state only during the initial data segment period of each data field. The second input terminal of the AND gate 59 receives the pulse supplied to the data segment counter 53 at the end of each data segment. The pulses are provided by a decoder responsive to a sample counter, This element is not explicitly shown in FIG. When the accumulator 50 generates update data of the received GCR signal having an attached ghost, The update data is loaded into a first input register of a small computer 60 provided in the DTV signal receiver. The computer 60 is programmed to calculate the DFT of the received GCR signal and its associated ghost. The computer 60 receives, via an input line, an output signal of the decoder 54 indicating the reception of the initial data segment of the current data field. Computer 60 receives the shift command generated by AND gate 59 through another input line. Although not explicitly shown in FIG. 7, The computer 60 also receives sample clocking information. FIG. 7 shows that when it is determined that co-channel NTSC interference is not significant, When the DFT of the unfiltered matched ghosted GCR signal used to characterize the transmission channel is determined, A memory 61 for supplying the computer 60 is shown. And, FIG. 7 shows that when it is determined that co-channel NTSC interference is significant, When the DFT of the comb-filtered ghost-removed matched filtered GCR signal used to characterize the transmission channel is determined, A memory 62 for supplying to the computer 60 is shown. The memory 61, 62 is the sample count value, And it can consist of a single ROM addressed by an additional bit indicating which DFT is required. To make the received GCR signal with an attached ghost generated by accumulator 50 useful, The received GCR signal must have been obtained by accumulating an initial data segment over an even integer (2N) consecutive data fields having the same particular attributes. And, Whether co-channel NTSC interference is significant over the final 2N consecutive fields, Or, It should be in a state determined not to be significant anywhere in its contiguous field. FIG. 7 shows a circuit for determining whether the received GCR signal having an attached ghost generated by the accumulator 50 is useful. This circuit has a large number of 63 (2N-1) additional serial inputs / parallel-outs (serial-in / parallel-out: A SIPO) type shift register stage; A 2N-input type NOR gate 64; A 2N-input type AND gate 65; And a two-input OR gate 66. The NOR gate 64 receives the contents of each of the shift register stage 56 and the 63 additional SIPO-type shift register stages as input signals. The NOR gate 64 provides a logic "1" output signal as a first input signal to the OR gate 66 entirely only in those conditions where it is determined that co-channel NTSC interference is not significant anywhere in the last 2N consecutive fields. . The OR gate 66 receives the output signal of the NOR gate 64 as a first input signal, Inform the computer 60 that the received GCR signal having an attached ghost generated by the accumulator 50 in response to the first input signal "1" is useful. The output signal of the NOR gate 64 is applied to the computer 60. The output signal "1" of the NOR gate 64 controls the computer 60 to use the DFT read from the memory 61 when calculating the DFT characterizing the transmission channel. The AND gate 65 also receives the contents of each of the shift register stage 56 and the 63 additional SIPO-type shift register stages as input signals. The AND gate 65 provides a logical "1" output signal as a first input signal to the OR gate 66 entirely only in those states where co-channel NTSC interference is significant anywhere in the last 2N consecutive fields. I do. The NOR gate 65 receives an output signal of the AND gate 65 as a second input signal, Inform the computer 60 that the received GCR signal having an attached ghost generated by the accumulator 50 in response to the second input signal "1" is useful. The output signal of the AND gate 65 is applied to the computer 60. The output signal "1" of the AND gate 65 controls the computer 60 to use the DFT read from the memory 62 when calculating the DFT characterizing the transmission channel. As a method for validating the output signal of the accumulator 50, a more elaborate method is used. This method can be used by merging an accumulator 50 with the computer 60 along with circuitry for determining the usefulness of the received GCR signal having an attached ghost generated by the accumulator 50. The single bit output signal from shift register 56 is provided to a number of additional SIPO type shift register stages provided in computer 60. The computer 60 is programmed to determine the value of 2N to be used to determine the usefulness of the received GCR signal with the attached ghost generated by accumulator 50. And, The computer 60 can be programmed to revert to a previous cumulative result when it determines that the current cumulative result is not useful. FIG. 8 shows a general form that the co-channel NTSC interference detector 44 can employ in the DTV signal receiver of FIGS. 1 and 3. The input signal to the detector 44 is received at node 440. The input signal can be an equalized I-channel or Q-channel baseband signal supplied from the symbol synchronization circuit 16 as in the DTV signal receiver of FIGS. And, Alternatively, the input signal may be an I-channel or Q-channel baseband signal provided without equalization from the complex demodulator 14 in the alternative embodiment of the DTV signal receiver of FIG. 1 or FIG. In the NTSC removal comb filter provided in the detector 44, A third delay 411 differentially delays the input signal applied to the node 440 so as to generate the minuend and subtrahend input signals to the digital subtractor 442. The difference output signal from the subtractor 442 is an NTSC-removed comb filter response signal (R) in an artifact-suppressed state generated by synchronous detection of an analog television signal having co-channel interference. For example, The third delay unit 441 has 12 symbol periods, 136 8 symbol periods (period corresponding to 262 NTSC video scan lines) or 718, A delay corresponding to 208 symbol periods (a period corresponding to two NTSC video frames) can be introduced. In the NTSC selection comb filter provided in the detector 44, A fourth delay 443 differentially delays the input signal applied to the node 440 so as to generate a minuend and a minuend input signal for the digital subtractor 444. The difference output signal from the subtractor 444 is an NTSC-removed comb filter response signal (S) in an artifact-enhanced state generated by the synchronous detection of the co-channel coherent analog television signal. For example, The fourth delay unit 444 can introduce a delay corresponding to six symbol periods. The DC term of the system characteristics generated by the synchronous detection of the pilot carrier is suppressed by both the NTSC removal comb filter response signal (R) and the NTSC selection comb filter response signal (S). The amplitude of the NTSC-removed comb filter response signal (R 1) output from the subtracter 442 is detected by an amplitude detector 445, The amplitude of the NTSC selection comb filter response signal (S) output from the subtractor 444 is detected by an amplitude detector 446. The amplitude detector 445, The amplitude detection result by 446 is compared with each other by amplitude comparator 47. as a result, The amplitude comparator 447 generates an output bit indicating whether the output signal of the amplitude detector 446 is substantially larger than the output signal of the amplitude detector 445. This output bit is used to select one of the second and third operating states of the multiplexer 261. For example, The output bit output from the amplitude comparator 447 can be one of two control bits supplied to the multiplexer 261 of the ISI suppression comb filter 26 of FIG. Another control bit indicates whether the signal supplied from the controller 28 is reproduced as the output signal of the multiplexer 261. The amplitude detector 445, 446 is For example, Can be an envelope detector with the same time constant as several data sample periods, The differences between the data components of the input signal tend to average out to low values that make the input signal random and probable. Subtractor 442, The amplitude difference between random noises associated with the 444 difference output signal also tends to average to "0". Therefore, The amplitude comparator 447 includes an amplitude detector 445, When it is displayed that a difference equal to or larger than a predetermined value occurs in the amplitude detection response This indicates that the co-channel coherent analog television signal artifact is higher than the significant level of the baseband signal provided to node 440. Such a significance level coincides with the significance level of the equalized I-channel baseband signal applied to odd-level data flyer 22. As long as the co-channel coherent NTSC signal artifact is kept below the significant level, An error generated during symbol decoding performed by simply performing data slicing on the I-channel baseband signal can be corrected by trellis coding and Reed-Solomon error correction coding. Co-channel NTSC interference artifacts are removed in the comb filter response signal (R) output from subtractor 442, This is selected in the comb filter response signal (S) output from the subtractor 444. When the amplitude of the comb filter response signal (S) is substantially larger than the amplitude of the comb filter response signal (R), The difference can be expected to occur due to the presence of co-channel NTSC interference artifacts in the signal at node 440. In such a state, the output bit provided by the amplitude comparator 447 controls the multiplexer 261 to be inoperative in its second state. as a result, The intermediate symbol decoding result output from the odd-level data slicer 22 is deselected so that the intermediate symbol decoding result is not output from the multiplexer 261 as the final symbol decoding result. If the amplitude of the comb filter response signal (S) is not substantially greater than the amplitude of the comb filter response signal (R), This can be expected to indicate that there is no co-channel NTSC interference artifact in the signal at node 440. In such a state, the output bit provided by the amplitude comparator 447 controls the multiplexer 261 to be inoperative in its third state. as a result, The ISI suppression filtered symbol decoding result output from the second linear combiner 262 is deselected so that the intermediate symbol decoding result is not output from the multiplexer 261 as the final symbol decoding result. FIG. 9 shows an alternative (44 ') that the co-channel NTSC interference detector 44 can employ in the DTV signal receiver of FIGS. 1 and 3. The subtractor 442, 444 is an adder 448, Replaced by 449. In such a variant, The third delay unit 441 ′ For example, A shorter delay corresponding to six symbol periods is introduced. And, By the fourth delay unit 443 ', For example, 12 symbol periods, 1368 symbol periods, 179, 208 symbol periods or 718, A delay corresponding to 200 symbol periods can be introduced. In the case of the embodiment of the present invention described above, When the co-channel NTSC interference gradually increases and decreases periodically, the data slicer 22, Equalization filtering is performed prior to NTSC removal comb filtering so as to switch between the 24 outputs. Embodiments of the present invention are also conceivable in which equalization filtering is performed after NTSC removal comb filtering. The present invention initializes the filter coefficients using the training signal method, It is usefully used in DTV signal receivers that use an adaptive channel equalizer configured to convert using a decision feedback method to adjust its filter coefficients. As long as the decision feedback error signal is exactly generated, The influence of co-channel NTSC interference artifacts on the decision feedback method is smaller than the effect of co-channel NTSC interference artifacts on the training signal method. However, If the training signal method is modified according to the invention, Filter coefficient initialization using the training signal method is performed in a much shorter time than filter coefficient initialization using the decision feedback method at all times. So far, the present invention has been described using a symbol decoder configured to make decisions in a "strict decision" manner that directly depends on the output of the data slicer. But for some reason For example, There are other embodiments of the present invention that perform symbol decoding in a "simple decision" manner using the Viterbi algorithm. Such embodiments of the invention are also to be included in the following claims. The present invention has been described for an optimal embodiment in which an ISI suppression filter for compensating for the precoding effect of the NTSC rejection comb filter is provided at the rear end of the data slicer. In some embodiments of the present invention, the ISI suppression filter for compensating for the precoding effect of the NTSC rejection comb filter is provided between the NTSC rejection comb filter and the data slicer. Such an embodiment is disclosed in U.S. Pat. 087, A configuration similar to that shown in FIG. Such embodiments of the invention are also to be included in the following claims. that's all, The invention has been described for an optimal embodiment in which channel equalization filtering is performed in the baseband. However, If you have ordinary knowledge in the field of digital receiver design, Embodiments of the invention can be designed such that the passband channel equalization filtering is performed at a low intermediate frequency. Such embodiments should be included within the following claims, It is not explicitly stated in each claim that channel equalization filtering is performed in the baseband.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １．アナログテレビジョン信号から同一チャネル干渉を受けるディジタルテレ ビジョン信号用受信機を動作させる方法において、 時々同一チャネルアナログテレビジョン信号の干渉アーチファクトを同伴する 基底帯シンボルコード信号を発生させるようにディジタルテレビジョン信号を復 調する段階と、 前記基底帯シンボルコード信号をシンボルデコーディングする段階と、 前記シンボルデコーディング前に前記基底帯シンボルコード信号をコームフィ ルタリングさせて前記基底帯シンボルコード信号で前記同一チャネルアナログテ レビジョン信号の前記干渉アーチファクトを抑制する段階と、 前記シンボルデコーディング前に前記基底帯シンボルコード信号をチャネル等 化フィルタリングさせ、前記コームフィルタリング及びチャネル等化フィルタリ ング段階による全体チャネル応答信号を整合フィルタリングされた伝送チャネル に対するコームフィルター応答信号と一致する段階とを含むことを特徴とする方 法。 ２．前記チャネル等化フィルタリング段階は調整可能なフィルター係数を有す る適応型のチャネル等化フィルターにより行われ、前記コームフィルタリング段 階は前記チャネル等化フィルターとカスケード接続されたＮＴＳＣ除去コームフ ィルターにより行われることを特徴とする請求項１に記載の方法。 ３．前記チャネル等化フィルタリング段階は前記適応型のチャネル等化フィル ターの調整可能なフィルター係数を調整するためのルーチンを含め、前記ルーチ ンは、 前記コームフィルター応答信号から各データフィールドの開始部で前記基底帯 シンボルコード信号に挿入されるデータフィールド同期信号内に含まれているト レーニング信号を抽出する段階と、 付属ゴーストを有するゴースト削除基準信号を発生させるように偶数個のデー タフィールドにかけてトレーニング信号を累積する段階と、 付属ゴーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換を計算す る段階と、 付属ゴーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換の項を前 記ディジタルテレビジョン信号受信機のメモリから供給される整合フィルタリン グ及びコームフィルタリングされたゴースト除去状態のゴースト削除基準信号の 離散フーリエ変換の対応項で除算して前記伝送チャネルを特徴づける離散フーリ エ変換項を発生させる段階と、 前記ディジタルテレビジョン信号受信機の前記項の逆数からチャネル等化フィ ルター係数を計算する段階とを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。 ４．前記シンボルデコーディング段階は、 前記チャネル等化フィルターと前記コームフィルターとの前記カスケード接続 部における出力信号に応答して予備シンボルコーディング結果を供給するデータ スライサーと、 前記予備シンボルコーディング結果に応答して前記ＮＴＳＣ除去コームフィル ターにより導入されたシンボル間の干渉を抑制する追加コームフィルターとによ り行われることを特徴とする請求項２に記載の方法。 ５．前記チャネル等化フィルタリング段階は前記適応型のチャネル等化フィル ターの調整可能なフィルター係数を調整するためのルーチンを含み、前記ルーチ ンは、 前記コームフィルター応答信号から各データフィールドの開始部で前記基底帯 シンボルコード信号に挿入されるデータフィールド同期信号内に含まれているト レーニング信号を抽出する段階と、 付属ゴーストを有するゴースト削除基準信号を発生させるように偶数個のデー タフィールドにかけてトレーニング信号を累積する段階と、 付属ゴーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換を計算す る段階と、 付属コーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換の項を前 記ディジタルテレビジョン信号受信機のメモリから供給される整合フィルタリン グ及びコームフィルタリングされたゴースト除去状態のゴースト削除基準信号の 離散フーリエ変換の対応項で除算して前記伝送チャネルを特徴づける離散フーリ エ変換項を発生させる段階と、 前記ディジタルテレビジョン信号受信機の前記項の逆数からチャネル等化フィ ルター係数を計算する段階とを含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。 ６．前記チャネル等化フィルタリング段階は調整可能なフィルター係数を有す る適応型のチャネル等化フィルターにより行われ、前記コームフィルタリング段 階は前記チャネル等化フィルターの後端にカスケード接続されたＮＴＳＣ除去コ ームフィルターにより行われることを特徴とする請求項１に記載の方法。 ７．前記チャネル等化フィルタリング段階は前記適応型のチャネル等化フィル ターの調整可能なフィルター係数を調整するためのルーチンを含み、前記ルーチ ンは、 前記コームフィルター応答信号から各データフィールドの開始部で前記基底帯 シンボルコード信号に挿入されるデータフィールド同期信号内に含まれているト レーニング信号を抽出する段階と、 付属ゴーストを有するゴースト削除基準信号を発生させるように偶数個のデー タフィールドにかけてトレーニング信号を累積する段階と、 付属ゴーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換を計算す る段階と、 付属コーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換の項を前 記ディジタルテレビジョン信号受信機のメモリから供給される整合フィルタリン グ及びコームフィルタリングされたゴースト除去状態のゴースト削除基準信号の 離散フーリエ変換の対応項で除算して前記伝送チャネルを特徴づける離散フーリ エ変換項を発生させる段階と、 前記ディジタルテレビジョン信号受信機の前記項の逆数からチャネル等化フィ ルター係数を計算する段階とを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。 ８．前記シンボルデコーディング段階は、 前記チャネル等化フィルターと前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターとの前記カ スケード接続部における出力信号に応答して予備シンボルコーディング結果を供 給するデータスライサーと、 前記予備シンボルコーディング結果に応答して前記ＮＴＳＣ除去コームフィル ターにより導入されたシンボル間の干渉を抑制する追加コームフィルターとによ り行われることを特徴とする請求項６に記載の方法。 ９．前記チャネル等化フィルタリング段階は前記適応型のチャネル等化フィル ターの調整可能なフィルター係数を調整するためのルーチンを含み、前記ルーチ ンは、 前記コームフィルター応答信号から各データフィールドの開始部で前記基底帯 シンボルコード信号に挿入されるデータフィールド同期信号内に含まれているト レーニング信号を抽出する段階と、 付属ゴーストを有するゴースト削除基準信号を発生させるように偶数個のデー タフィールドにかけてトレーニング信号を累積する段階と、 付属ゴーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換を計算す る段階と、 付属コーストを有する前記ゴースト削除基準信号の離散フーリエ変換の項を前 記ディジタルテレビジョン信号受信機のメモリから供給される整合フィルタリン グ及びコームフィルタリングされたゴースト除去状態のゴースト削除基準信号の 離散フーリエ変換の対応項で除算して前記伝送チャネルを特徴づける離散フーリ エ変換項を発生させる段階と、 前記ディジタルテレビジョン信号受信機の前記項の逆数からチャネル等化フィ ルター係数を計算する段階とを含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。 １０．アナログテレビジョン信号から同一チャネル干渉を受けるディジタルテ レビジョン信号用受信機において、 前記ディジタルテレビジョン信号のうち、受信されたディジタルテレビジョン 信号に応答して同一チャネルアナログテレビジョン信号から任意の同一チャネル 干渉の復調アーチファクトを同伴するシンボルコード化データを含むディジタル 化した基底帯復調機応答信号を供給する復調機装置と、 前記ディジタル化した基底帯変調機応答信号に対するカスケードフィルター応 答信号を供給するためのカスケードフィルター装置と、 前記カスケードフィルター装置に備えられ、調整可能なフィルタリング係数を 有する適応型のチャネル等化フィルターと、 前記カスケードフィルター装置に備えられて同一チャネルアナログテレビジョ ン信号からの干渉の復調アーチファクトを抑制するためのコームフィルターと、 前記カスケードフィルター応答信号に応答してデータを供給するシンボルデコ ーダと、 前記コームフィルターにより導入されたシンボル間の干渉を補償するように前 記データを処理するシンボル間の干渉抑制フィルターと、 前記ディジタルテレビジョン信号でデータフィールド同期信号が発生する期間 中に前記カスケードフィルターの応答信号から受信トレーニング信号を抽出する ための装置と、 前記トレーニング信号の離散フーリエ変換項を計算し、前記項を内蔵メモリに 貯蔵しており、ゴーストを含まないトレーニング信号に対するコームフィルタリ ング及び整合フィルタリング処理された応答信号の対応離散フーリエ変換項で除 算して前記チャネルを特徴づける離散フーリエ変換を発生させ、前記チャネルの 特徴化を補完するように前記適応型のチャネル等化フィルターの調整可能なフィ ルタリング係数を計算するコンピュータとを含むことを特徴とする受信機。 １１．前記チャネル等化フィルターは前記カスケードフィルター装置内で前記 コームフィルターの先端側に設けられることを特徴とする請求項１０に記載の受 信機。 １２．前記シンボル間の干渉抑制フィルターは前記シンボルデコーダーから出 力されるデコーディングされたデータを受信する入力部を有することを特徴とす る請求項１０に記載の受信機。 １３．アナログテレビジョン信号から同一チャネル干渉を受けるディジタルテ レビジョン信号用受信機において、 前記ディジタルテレビジョン信号のうち、受信されたディジタルテレビジョン 信号に応答して同一チャネルアナログテレビジョン信号から任意の同一チャネル 干渉の復調アーチファクトを同伴するシンボルコード化データを含むディジタル 化した基底帯復調機応答信号を供給する復調機装置と、 前記同一チャネルアナログテレビジョン信号から相当量の干渉が存在するか否 かを決めるための同一チャネル干渉検出器と、 前記ディジタル化した基底帯復調機応答信号を入力信号として受信するように 接続され、調整可能なフィルタリング係数を備えており、前記調整可能なフィル タリング係数の変化に応答して適応するチャネル等化フィルター応答信号を供給 するチャネル等化フィルターと、 前記チャネル等化フィルター応答信号を入力信号として受信するように接続さ れており、同一チャネルアナログテレビジョン信号からの干渉の前記復調アーチ ファクトが抑制されているコームフィルター応答信号を供給するコームフィルタ ーと、 前記チャネル等化フィルター応答信号に応答してデータを供給する第１シンボ ルデコーダと、 前記コームフィルター応答信号に応答してデータを供給する第２シンボルデコ ーダと、 前記コームフィルターにより導入されたシンボル間の干渉を補償するように前 記データを処理するシンボル間の干渉抑制フィルターと、 データを前記受信機における連続処理のために選択する機能を備えており、そ の機能を前記同一チャネルアナログテレビジョン信号からの干渉が相当でないと 決めた前記同一チャネル干渉検出器の決定に応答して前記第１シンボルデコーダ からのデータを前記受信機における連続処理のために選択する反面、前記同一チ ャネルアナログテレビジョン信号からの干渉が相当であると決めた前記同一チャ ネル干渉検出器の決定に応答して前記コームフィルターにより導入されたシンボ ル間の干渉を補償するように前記シンボル間の干渉抑制フィルターにより処理さ れた前記第２シンボルデコーダからのデータを前記受信機における連続処理のた めに選択する方式で行うマルチプレクサと、 前記ディジタルテレビジョン信号でデータフィールド同期信号が発生する期間 中に受信されたトレーニング信号を抽出する機能を備えており、その機能を前記 同一チャネルアナログテレビジョン信号からの干渉が相当でないと決めた前記同 一チャネル干渉検出器の決定に応答して前記チャネル等化フィルター応答信号か ら前記受信トレーニング信号を抽出する反面、前記同一チャネルアナログテレビ ジョン信号からの干渉が相当であると決めた前記同一チャネル干渉検出器の決定 に応答して前記コームフィルター応答信号から前記受信トレーニング信号を抽出 する方式で行う装置と、 前記受信トレーニング信号の離散フーリエ変換項を計算し、前記同一チャネル アナログテレビジョン信号からの干渉が相当でないと決めた前記同一チャネル干 渉検出器の決定に応答して受信トレーニング信号の離散フーリエ変換項を内蔵メ モリに貯蔵しており、ゴーストを含まないトレーニング信号に対する整合フィル タリングされた応答信号の対応離散フーリエ変換項で除算して前記チャネルを特 徴づける離散フーリエ変換を発生させる反面、前記同一チャネルアナログテレビ ジョン信号からの干渉が相当であると決めた前記同一チャネル干渉検出器の決定 に応答して受信トレーニング信号の離散フーリエ変換項を内蔵メモリに貯蔵され ており、ゴーストを含まないトレーニング信号に対するコームフィルタリング及 び整合フィルタリングされた応答信号の対応離散フーリエ変換項で除算して前記 チャネルを特徴づける離散フーリエ変換を発生させ、前記チャネルの特徴化を補 完するように前記適応型のチャネル等化フィルターの前記調整可能なフィルタリ ング係数を計算するコンピュータとを含むことを特徴とする受信機。 １４．前記シンボル間の干渉抑制フィルターは前記シンボルデコーダーからデ コーディングされたデータを受信する入力部を有することを特徴とする請求項１ ３に記載の受信機。[Claims]   1. Digital television receiving co-channel interference from analog television signals In a method of operating a vision signal receiver,   Sometimes accompanies co-channel analog television signal interference artifacts Decode digital television signal to generate baseband symbol code signal Adjusting, and   Symbol decoding the baseband symbol code signal;   Before the symbol decoding, the baseband symbol code signal is comb-filtered. The same channel analog text with the baseband symbol code signal. Suppressing the interference artifact of the revision signal;   Before the symbol decoding, the baseband symbol code signal Filter and the comb filtering and the channel equalizing filter. Channel that matched-filters the entire channel response signal by the Matching with a comb filter response signal to Law.   2. The channel equalization filtering step has adjustable filter coefficients Performed by an adaptive channel equalization filter, said comb filtering stage The floor is an NTSC reject comb comb cascaded with the channel equalization filter. The method of claim 1, wherein the method is performed by a filter.   3. The channel equalization filtering step comprises the adaptive channel equalization filter. Said routine, including a routine for adjusting the adjustable filter coefficients of the Is   The base band at the beginning of each data field from the comb filter response signal The token included in the data field synchronization signal inserted into the symbol code signal Extracting a training signal;   An even number of data to generate a ghost removal reference signal with attached ghosts Accumulating the training signal over   Calculating a discrete Fourier transform of the ghost-removed reference signal having an attached ghost And   Before the discrete Fourier transform term of the ghost-eliminated reference signal with attached ghosts Matched filtering supplied from the memory of a digital television signal receiver. Of the ghost removal reference signal in the ghost removal state after Discrete Fourier that characterizes the transmission channel by dividing by the corresponding term of the Discrete Fourier Transform Generating a d-transform term;   From the reciprocal of the above term of the digital television signal receiver, Calculating a Luther coefficient.   4. The symbol decoding step includes:   The cascade connection of the channel equalization filter and the comb filter Providing preliminary symbol coding results in response to output signals in the section With a slicer,   The NTSC removal comb filter in response to the preliminary symbol coding result With an additional comb filter that suppresses interference between symbols introduced by the 3. The method of claim 2, wherein the method is performed.   5. The channel equalization filtering step comprises the adaptive channel equalization filter. A routine for adjusting an adjustable filter coefficient of the Is   The base band at the beginning of each data field from the comb filter response signal The token included in the data field synchronization signal inserted into the symbol code signal Extracting a training signal;   An even number of data to generate a ghost removal reference signal with attached ghosts Accumulating the training signal over   Calculating a discrete Fourier transform of the ghost-removed reference signal having an attached ghost And   Before the Discrete Fourier Transform section of the ghost cancellation reference signal with attached coast Matched filtering supplied from the memory of a digital television signal receiver. Of the ghost removal reference signal in the ghost removal state after Discrete Fourier that characterizes the transmission channel by dividing by the corresponding term of the Discrete Fourier Transform Generating a d-transform term;   From the reciprocal of the above term of the digital television signal receiver, Calculating a Luther coefficient.   6. The channel equalization filtering step has adjustable filter coefficients Performed by an adaptive channel equalization filter, said comb filtering stage The floor is an NTSC removal core cascaded to the rear end of the channel equalization filter. The method of claim 1, wherein the method is performed by a room filter.   7. The channel equalization filtering step comprises the adaptive channel equalization filter. A routine for adjusting an adjustable filter coefficient of the Is   The base band at the beginning of each data field from the comb filter response signal The token included in the data field synchronization signal inserted into the symbol code signal Extracting a training signal;   An even number of data to generate a ghost removal reference signal with attached ghosts Accumulating the training signal over   Calculating a discrete Fourier transform of the ghost-removed reference signal having an attached ghost And   Before the Discrete Fourier Transform section of the ghost cancellation reference signal with attached coast Matched filtering supplied from the memory of a digital television signal receiver. Of the ghost removal reference signal in the ghost removal state after Discrete Fourier that characterizes the transmission channel by dividing by the corresponding term of the Discrete Fourier Transform Generating a d-transform term;   From the reciprocal of the above term of the digital television signal receiver, Calculating a Luther coefficient.   8. The symbol decoding step includes:   The channel equalization filter and the NTSC removal comb filter Provide preliminary symbol coding results in response to the output signal at the scale connection. A data slicer to supply   The NTSC removal comb filter in response to the preliminary symbol coding result With an additional comb filter that suppresses interference between symbols introduced by the 7. The method of claim 6, wherein the method is performed.   9. The channel equalization filtering step comprises the adaptive channel equalization filter. A routine for adjusting an adjustable filter coefficient of the Is   The base band at the beginning of each data field from the comb filter response signal The token included in the data field synchronization signal inserted into the symbol code signal Extracting a training signal;   An even number of data to generate a ghost removal reference signal with attached ghosts Accumulating the training signal over   Calculating a discrete Fourier transform of the ghost-removed reference signal having an attached ghost And   Before the Discrete Fourier Transform section of the ghost cancellation reference signal with attached coast Matched filtering supplied from the memory of a digital television signal receiver. Of the ghost removal reference signal in the ghost removal state after Discrete Fourier that characterizes the transmission channel by dividing by the corresponding term of the Discrete Fourier Transform Generating a d-transform term;   From the reciprocal of the above term of the digital television signal receiver, Calculating a Luther coefficient.   10. Digital television receiving co-channel interference from analog television signals In a receiver for a revision signal,   Of the digital television signal, the received digital television In response to a signal from the same channel analog television signal to any of the same channel Digital with symbol-coded data accompanied by interference demodulation artifacts A demodulator device for supplying a baseband demodulator response signal,   Cascade filter response to the digitized baseband modulator response signal A cascade filter device for supplying an answer signal;   The cascade filter device includes an adjustable filtering coefficient. An adaptive channel equalization filter having   A co-channel analog television set provided in the cascade filter device A comb filter for suppressing demodulation artifacts of interference from the   Symbol decoupling that supplies data in response to the cascade filter response signal And   Before compensating for the inter-symbol interference introduced by the comb filter. An interference suppression filter between symbols for processing the data,   Period during which a data field synchronization signal is generated in the digital television signal The received training signal from the response signal of the cascade filter during A device for   Calculate a discrete Fourier transform term of the training signal and store the term in a built-in memory Comb filter for stored, ghost-free training signals Divided by the corresponding discrete Fourier transform term of the filtered and matched filtered response signal. To generate a discrete Fourier transform characterizing the channel, Adjustable filter of the adaptive channel equalization filter to complement characterization A computer for calculating a filtering coefficient.   11. The channel equalization filter is used in the cascade filter device. The receiving device according to claim 10, wherein the receiving device is provided on a tip side of the comb filter. Shinki.   12. The interference suppression filter between the symbols is output from the symbol decoder. Having an input for receiving the decoded data to be input. The receiver according to claim 10.   13. Digital television receiving co-channel interference from analog television signals In a receiver for a revision signal,   Of the digital television signal, the received digital television In response to a signal from the same channel analog television signal to any arbitrary channel Digital with symbol-coded data accompanied by interference demodulation artifacts A demodulator device for supplying a baseband demodulator response signal,   Whether there is a significant amount of interference from the co-channel analog television signal A co-channel interference detector to determine   Receiving the digitized baseband demodulator response signal as an input signal. Connected and having adjustable filtering coefficients, wherein said adjustable filter is Provides channel equalization filter response signal that adapts to changes in tarring coefficients A channel equalization filter to   Connected to receive the channel equalization filter response signal as an input signal. Demodulation of interference from co-channel analog television signals. Comb filter that provides a comb filter response signal with suppressed facts -   A first symbol for supplying data in response to the channel equalization filter response signal Decoder and   A second symbol decoder for supplying data in response to the comb filter response signal; And   Before compensating for the inter-symbol interference introduced by the comb filter. An interference suppression filter between symbols for processing the data,   A function for selecting data for continuous processing in the receiver; Function if the interference from the co-channel analog television signal is not considerable The first symbol decoder in response to the determined co-channel interference detector decision From the same channel for continuous processing in the receiver. The same channel determined to have considerable interference from the channel analog television signal. A symbol introduced by said comb filter in response to a flannel interference detector decision. Processed by the inter-symbol interference suppression filter to compensate for the inter-symbol interference. The data from the second symbol decoder is subjected to continuous processing in the receiver. A multiplexer that performs the selection in   Period during which a data field synchronization signal is generated in the digital television signal A function for extracting the training signal received during the The same as above, which determined that the interference from the co-channel analog television signal was not appreciable; The channel equalization filter response signal in response to a one-channel interference detector decision While extracting the received training signal from the same channel analog television Determination of said co-channel interference detector determined that the interference from the John signal is substantial Extracting the received training signal from the comb filter response signal in response to A device that performs the method   Calculating a discrete Fourier transform term of the received training signal; The co-channel interference determined to be insignificant from the analog television signal. Built-in discrete Fourier transform term of received training signal in response to decision of interference detector Matching fill for training signals stored in moly Divided by the corresponding discrete Fourier transform term of the filtered response signal While generating the discrete Fourier transform to be characterized, the same-channel analog television Determination of said co-channel interference detector determined that the interference from the John signal is substantial The discrete Fourier transform term of the received training signal in response to the Comb filtering and training for ghost-free training signals. And the matched filtered response signal divided by the corresponding discrete Fourier transform term Generate a discrete Fourier transform characterizing the channel to supplement the characterization of the channel. Completely the adjustable filter of the adaptive channel equalization filter. And a computer for calculating a weighting coefficient.   14． The inter-symbol interference suppression filter is decoded from the symbol decoder. 2. The method according to claim 1, further comprising an input unit for receiving the coded data. 3. The receiver according to 3.
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