JP2000323963A - Device and method for adjusting tuning voltage of tuning vibration circuit - Google Patents

Device and method for adjusting tuning voltage of tuning vibration circuit

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JP2000323963A
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a device and method for adjusting a tuning vibration circuit by which the non-linearity of a tuning component is compensated. SOLUTION: This device for adjusting the tuning voltage of a tuning vibration circuit has an amplification device. The amplification device non-linearly amplifies oscillator tuning voltage transmitted by a phase control circuit 13 to tuning voltage whose amplification degree can be adjusted by a digital amplification degree control signal. Signal resolution can be controlled by the use of two D/A converters which are differently controlled.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、同調チューニング
振動回路の同調チューニング電圧調整のための装置及び
方法、例えば、放送受信機における当該の調整装置及び
方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus and a method for adjusting a tuning voltage of a tuning tuning oscillation circuit, for example, a corresponding adjusting apparatus and method in a broadcast receiver.

【０００２】[0002]

【従来の技術】放送受信機では、振動回路及び他の周波
数選択性装置の周波数決定素子が、所望の周波数又は周
波数領域に同調チューニングされる。2. Description of the Related Art In a broadcast receiver, the frequency determining elements of an oscillating circuit and other frequency selective devices are tuned to a desired frequency or frequency range.

【０００３】集積化ＩＣ放送受信機では振動回路の調整
セッティングが容量ダイオードないしバラクタダイオー
ドのバイアス電圧の変化により行われ、前記ダイオード
の容量が、同調チューニング電圧の増大と共に減少す
る。その種の容量ダイオードは、例えば同調チューニン
グコンデンサのような離散的個別構成素子に比して有す
る利点とするところは、作製の際技術的に１つの半導体
チップ上に集積化可能であり、従って、一層より有利な
コストで作製可能であり、ここで、同時に受信機の小型
化が推進されることである。In an integrated IC broadcast receiver, the adjustment setting of the oscillation circuit is performed by changing the bias voltage of a capacitance diode or a varactor diode, and the capacitance of the diode decreases as the tuning tuning voltage increases. The advantage of such a capacitive diode over discrete discrete components, such as, for example, a tuning capacitor, is that it can be technically integrated on a single semiconductor chip during fabrication, and It can be manufactured at even more advantageous cost, at the same time promoting miniaturization of the receiver.

【０００４】放送受信機では、その場合、種々のプログ
ラムの周波数帯域にて種々のプログラムを受信、増幅
し、再生できる。ここで所望の周波数の調整セッティン
グのため同調チューニング振動回路を、使用して、当該
の周波数上にて伝送される所望の受信信号の受信を確保
するものである。このために、発振器回路にて次のよう
な発振器周波数が調整セッティングされ、即ち、所望の
受信周波数に対して固定した所定の周波数だけずれてい
る発振器周波数が調整セッティングされ、この発振器周
波数は、混合器に供給される。発信器周波数及びプレフ
ィルタリングされた受信信号−これは同様に混合器に供
給される−から、中間周波信号が生成される。混合器に
は、前置及び中間振動回路が前置接続されており、この
前置及び中間振動回路は受信周波数に対する周波数フィ
ルタとして用いられる。In such a case, the broadcast receiver can receive, amplify, and reproduce various programs in the frequency bands of various programs. Here, a tuning tuning oscillation circuit is used for the adjustment setting of a desired frequency to ensure reception of a desired reception signal transmitted on the frequency. For this purpose, the following oscillator frequency is adjusted and set in the oscillator circuit, that is, an oscillator frequency that is shifted by a predetermined fixed frequency with respect to a desired reception frequency is adjusted and set. Supplied to the vessel. From the oscillator frequency and the prefiltered received signal, which is likewise fed to the mixer, an intermediate frequency signal is generated. A pre- and intermediate-oscillation circuit is connected upstream of the mixer, which is used as a frequency filter for the reception frequency.

【０００５】振動回路の同調チューニングは、従来通有
のように手動ではなく、従来技術の最近の受信機では電
子的制御により実施される。[0005] Tuning tuning of the oscillatory circuit is performed by electronic control in prior art modern receivers, rather than manually, as is conventional in the art.

【０００６】図１は、従来技術による受信機を示し、こ
の受信機は振動回路は電子的制御により同調チューニン
グされる。FIG. 1 shows a receiver according to the prior art, in which the oscillating circuit is tuned by electronic control.

【０００７】このために、受信機は、アンテナＡを有
し、該アンテナは、放送信号を受信し、線路を介して第
１振動回路、いわゆる前置回路に送出する。受信信号
は、前置回路ＶＫにより受信周波数に相応してフィルタ
リングされ、次いで、アンプＶに送出される。アンプＶ
はフィルタリングされた受信信号を増幅し、この受信信
号は、第２の後置接続の振動回路である所謂中間回路Ｚ
Ｋにより、再度、受信周波数に相応してフィルタリング
される。前置回路ＶＫ及び中間回路ＺＫにより、フィル
タリングされた受信信号が、混合装置Ｍへ転送され、こ
の混合装置は、フィルタリングされた信号を所望の周波
数領域へフィルタリングするものであり、ここでこのフ
ィルタリングのため電圧制御される発振器振動回路ＶＣ
Ｏにより、所望の受信機周波数に相応する発振器周波数
が調整セッティングされる。混合器Ｍの出力側における
所望の中間周波数ＺＦは、例えば１０，７ＭＨｚであ
る。中間周波数ＺＦは、受信周波数ｆEと発振器周波数
ｆVCOとの差として求められる。For this purpose, the receiver has an antenna A, which receives the broadcast signal and sends it out via a line to a first oscillating circuit, a so-called front circuit. The received signal is filtered by the pre-circuit VK according to the received frequency and then sent to the amplifier V. Amplifier V
Amplifies the filtered received signal, which is connected to a so-called intermediate circuit Z which is a second post-connected oscillating circuit
With K again, it is filtered according to the received frequency. By means of the pre-circuit VK and the intermediate circuit ZK, the filtered received signal is transferred to a mixing device M, which filters the filtered signal into a desired frequency range, where the filtering is performed. Oscillator circuit VC that is voltage-controlled
O adjusts the oscillator frequency corresponding to the desired receiver frequency. The desired intermediate frequency ZF at the output of the mixer M is, for example, 10.7 MHz. Intermediate frequency ZF is determined as the difference between the reception frequency fE and oscillator frequency f VCO.

【０００８】ｆZF＝ｆVCO−ｆE 受信周波数ｆEは、典型的ＦＭ受信機では８７，５ＭＨ
ｚ〜１０８ＭＨｚである。それに相応して、電圧制御振
動発振器ＶＣＯの発振器周波数は、９８，２ＭＨｚ〜１
１８，７ＭＨｚである、即ち、１０，７ＭＨｚの中間周
波数だけ高められている。F ZF = f V CO -f E The reception frequency f E is 87,5 MH in a typical FM receiver.
z to 108 MHz. Correspondingly, the oscillator frequency of the voltage controlled oscillator VCO ranges from 98,2 MHz to 1
18.7 MHz, ie increased by an intermediate frequency of 10.7 MHz.

【０００９】発振器周波数ｆVCOの調整セッティング
は、制御可能な発振器同調チューニング電圧ＶTを介し
て行われる。電圧制御発振器ＶＣＯの出力信号は、帰還
結合線路を介して位相制御回路ＰＬＬに供給され、この
位相制御回路は、発振器同調チューニング電圧ＶTを生
じさせる。発振器同調チューニング電圧ＶTの上昇と共
に、発振器振動周波数ｆVCOは、図２の特性図に示すよ
うに上昇する。発振器振動回路ＶＣＯの振動周波数ｆ
VCOと受信周波数ｆEとの間の周波数間隔△ｆは、理想的
には、中間周波数ｆZF、例えば１０，７ＭＨｚと全く同
じである。理想的な場合には、両特性カーブｆVCO、ｆE
は、周波数領域全体に対して並行に延びている、換言す
れば、振動回路ＶＫ及びＺＫは、理想的には次のように
調整セッティングされるべきである、即ち、周波数特性
カーブｆEは、常に中間周波数ｆZFだけずれを以て発振
器周波数ｆVCOに並行に延びるように調整セッティング
されるべきである、勿論理論的考察及び構成素子トレラ
ンスに基づき、その種の理想的な並行の特性カーブ経過
−これは、理想的周波数特性経過とも称される−は、実
現不能である。The adjustment setting of the oscillator frequency f VCO is provided via a controllable oscillator tuning tuning voltage V T. The output signal of the voltage controlled oscillator VCO is supplied to the phase control circuit PLL via a feedback coupling line, the phase control circuit causes the oscillator tuning tuning voltage V T. With increasing oscillator tuning tuning voltage V T, the oscillator oscillation frequency f VCO is increased as shown in the characteristic diagram of FIG. Oscillation frequency f of oscillator oscillation circuit VCO
Ideally, the frequency interval Δf between the VCO and the reception frequency fE is exactly the same as the intermediate frequency fZF, for example, 10.7 MHz. In the ideal case, both characteristic curves f VCO and f E
Extends parallel to the entire frequency domain, in other words, the oscillating circuits VK and ZK should ideally be adjusted and set as follows: the frequency characteristic curve f E is It should always be set to extend parallel to the oscillator frequency f VCO with a shift of the intermediate frequency f ZF, of course, based on logical considerations and component tolerances, such an ideal parallel characteristic curve course- , Which is also called ideal frequency characteristic curve, cannot be realized.

【００１０】公知の受信機の場合、同調チューニング振
動回路の反復調節マッチング操作により、発振器同調チ
ューニング電圧ＶTの増幅のため直線的係数の計算を介
して理想的な同期、同調動作経過ｓに接近させることが
試みられる。[0010] For the known receiver, the iterative adjusting the matching operation of the tuned tuning oscillation circuit, via the calculation of the linear coefficient for the amplification of the oscillator tuning tuning voltage V T ideal synchronization, close to the tuning operation elapsed s An attempt is made to do so.

【００１１】このために、発振器同調チューニング電圧
ＶTは、前置回路ＶＫ及び中間周波回路ＺＫの同調チュ
ーニングのため、第１の直線的アンプ増幅回路Ｖ１及び
第２の直線的アンプ増幅回路Ｖ２に供給される。ここで
前置回路の同調チューニング電圧ＶT VKは、下式に従っ
て形成される。For this purpose, the oscillator tuning tuning voltage V T is applied to the first linear amplifier V1 and the second linear amplifier V2 for tuning the pre-circuit VK and the intermediate frequency circuit ZK. Supplied. Here, the tuning voltage V T VK of the pre-circuit is formed according to the following equation.

【００１２】ＶT VK＝Ｙ１・ＶT＋Ｘ1 中間回路に対する同調チューニング電圧は、下式に従っ
て計算される。V T V K = Y 1 V T + X 1 The tuning voltage for the intermediate circuit is calculated according to the following equation:

【００１３】ＶT ZK＝Ｙ２・ＶT＋Ｘ２ 乗算係数Ｙと加算係数Ｘは、受信機の作製の際及び投入
の際、一度混合器の出力電圧の最大調節により求めら
れ、記憶される。V T ZK = Y 2 · V T + X 2 The multiplication coefficient Y and the addition coefficient X are obtained and stored by the maximum adjustment of the output voltage of the mixer once when the receiver is manufactured and when the receiver is turned on.

【００１４】図３は、印加される同調チューニング電圧
ＶTに依存しての同調チューニング振動回路の容量ダイ
オードの容量特性経過を示す。容量ダイオードないし容
量バラクタダイオードは、半導体ダイオードであり、こ
の半導体ダイオードは、超階段型（hyperabrupt）ＰＮ
接合部又は金属半導体接合部からなり、これは逆方向に
バイアスされ、ここで、障壁層容量の電圧依存関係性が
利用される。図３から明らかなように、バラクタダイオ
ードの容量は、同調チューニング電圧の増大と共に非直
線的に低下する。容量バラクタダイオードは、低い同調
チューニング電圧ＶTの場合のほうが、高い同調チュー
ニング電圧の場合におけるより敏感ないし高感度であ
る。電圧変化△Ｕのもとで、容量の変化△Ｃ１が、比較
的に高い同調チューニング電圧の場合における容量変化
△Ｃ２より大である。FIG. 3 shows the course of the capacitance characteristic of the capacitive diode of the tuning tuning oscillation circuit as a function of the tuning tuning voltage V T applied. The capacitive diode or capacitive varactor diode is a semiconductor diode, which is a hyperabrupt PN
It consists of a junction or a metal-semiconductor junction, which is reverse biased, where the voltage dependence of the barrier layer capacitance is exploited. As can be seen from FIG. 3, the capacitance of the varactor diode decreases non-linearly with increasing tuning tuning voltage. Capacitance varactor diodes, towards the case of the lower tuning tuning voltage V T is sensitive to higher sensitivity than in the case of the high tuning tuning voltage. Under a voltage change ΔU, the change in capacitance ΔC1 is greater than the change in capacitance ΔC2 for a relatively high tuning tuning voltage.

【００１５】従来の調整装置では、例えば、前置回路Ｖ
Ｋに対して同調チューニング電圧は、同調チューニング
電圧ＶTと直線的関係性がある。In a conventional adjusting device, for example, a pre-circuit V
For K, the tuning voltage has a linear relationship with the tuning voltage V T.

【００１６】図４は、発振器同調チューニング電圧ＶT
に依存してのバラクタダイオードの容量の関係性を示
す。図４の下方の特性図から明らかなように、前置回路
ＶＫに対してアンプ調整回路Ｖ１により生ぜしめられる
同調チューニング電圧ＶT VKは、同調チューニング電圧
ＶTの増大と共に直線的に低下し、その結果電圧変化△
ＶT１により容量変化△Ｃ１が生ぜしめられ、電圧変化
△ＶT２により容量変化△Ｃ２が生ぜしめられる。電圧
変化△ＶT２が電圧変化△ＶT１に等しい場合、図４から
明らかなように、高い同調チューニング電圧ＶTの際の
容量変化△Ｃ１が低い同調チューニング電圧ＶTの際の
容量変化△Ｃ２より大である。同調チューニング電圧Ｖ
TがマイクロプロセッサＭＰにより調整セッティングさ
れるので、最小の電圧変化△ＶTは１ビットに相応す
る。図４から明らかなように、最小の単位、即ち、１ビ
ットだけのマイクロプロセッサの制御信号の変化によ
り、直線的アンプ特性カーブのどの点に位置するかに応
じて制御回路にて種々の容量変化、従って、周波数変化
が生ぜしめられる。バラクタダイオードの非直線性の容
量特性経過により、図４に示す直線的調節マッチングプ
ロセスにて誤りが生ぜしめられる。それというのは、増
幅度領域全体に亘っての制御信号の信号分解能が一定で
あるからである。FIG. 4 shows the oscillator tuning tuning voltage V T
Shows the relationship of the capacitance of the varactor diode depending on. As is clear from the lower characteristic diagram of FIG. 4, the tuning tuning voltage V T VK generated by the amplifier adjustment circuit V1 with respect to the pre-circuit VK decreases linearly with the increase of the tuning tuning voltage V T , As a result, the voltage change △
Capacitance change △ C1 is caused by the V T 1, the capacitance change △ C2 by the voltage change △ V T 2 is caused. When the voltage change ΔV T2 is equal to the voltage change ΔV T1 , as is clear from FIG. 4, the capacitance change ΔC1 when the tuning voltage V T is high is the capacitance change when the tuning voltage V T is low. ΔC2 is larger than C2. Tuning voltage V
Since T is adjusted by the microprocessor MP, the minimum voltage change ΔV T corresponds to one bit. As can be seen from FIG. 4, the change of the control signal of the microprocessor in the smallest unit, that is, only one bit, causes the control circuit to change various capacitances in accordance with the position of the linear amplifier characteristic curve. Therefore, a frequency change is produced. The course of the non-linearity of the varactor diode's non-linear capacitance causes errors in the linear adjustment matching process shown in FIG. This is because the signal resolution of the control signal is constant over the entire amplification range.

【００１７】従って、同調チューニング振動回路内での
同調チューニング構成素子の非直線性により、振動回路
の同調チューニングの際誤りが生ぜしめられ、それによ
り、同期、同調動作が劣化する。Therefore, the non-linearity of the tuning components in the tuning tuning oscillator circuit can cause errors in tuning the tuning of the oscillator circuit, thereby degrading synchronization and tuning operations.

【００１８】前記の問題は、調整量に関して非直線性特
性経過を有する同調チューニング構成素子により調節さ
れるすべての振動回路において生起する。The above problem arises in all oscillator circuits which are adjusted by a tuning component having a non-linear characteristic course with respect to the adjustment amount.

【００１９】[0019]

【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の課題
とするところは、同調チューニング構成素子の非直線性
が補償されるようにした同調チューニング振動回路の調
整のための調整装置及び方法を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, it is an object of the present invention to provide an adjustment apparatus and method for adjusting a tuning tuning oscillator circuit so that the non-linearities of the tuning tuning components are compensated. Is to do.

【００２０】[0020]

【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記課
題は請求項１に記載された調整装置の構成要件及び請求
項１２に記載された調整方法の構成要件により解決され
る。According to the present invention, the above-mentioned object is achieved by the constituent elements of an adjusting device according to claim 1 and the constituent elements of an adjusting method according to claim 12.

【００２１】本発明の有利な実施形態が引用請求項に記
載されている。[0021] Advantageous embodiments of the invention are described in the dependent claims.

【００２２】本発明による調整装置では、増幅装置が設
けられており、該増幅装置は、位相制御回路により送出
される発振器同調チューニング電圧を非直線的につぎの
ような同調チューニング電圧に増幅し、即ち、それの増
幅度がデジタル増幅度制御信号により調整可能である同
調チューニング電圧に増幅し、ここで調整装置の信号分
解能は、信号分解能が増幅度の減少と共に増大する。In the adjusting device according to the present invention, an amplifying device is provided, and the amplifying device nonlinearly amplifies the oscillator tuning tuning voltage sent by the phase control circuit to the following tuning tuning voltage, That is, its amplification is amplified to a tuning tuning voltage that can be adjusted by the digital amplification control signal, where the signal resolution of the adjustment device increases as the signal resolution decreases.

【００２３】本発明の更なる有利な実施形態によれば、
オフセット装置が設けられており、該オフセット装置
は、基準電圧をオフセット電圧に対して直線的に増幅す
るものであり、他方のＤ／Ａ変換器を有しているのであ
る。According to a further advantageous embodiment of the invention,
An offset device is provided, which amplifies the reference voltage linearly with respect to the offset voltage, and has the other D / A converter.

【００２４】本発明の有利な発展形態によれば、同調チ
ューニング電圧は、オフセット電圧によりシフト可能で
あるのである。According to an advantageous development of the invention, the tuning voltage can be shifted by an offset voltage.

【００２５】本発明の調整装置の更なる有利な実施形態
では、加算装置が設けられており、該加算装置はオフセ
ット電圧と同調チューニング電圧とを加算して同調チュ
ーニング和電圧を形成し、該同調チューニング和電圧に
より、同調チューニング振動回路が同調チューニングさ
れる。In a further advantageous embodiment of the adjusting device according to the invention, a summing device is provided, the summing device adding the offset voltage and the tuning tuning voltage to form a tuning tuning sum voltage, and The tuning tuning oscillation circuit is tuned by the tuning sum voltage.

【００２６】本発明の調整装置の更なる有利な発展形態
では、デジタル増幅度制御信号及びデジタルオフセット
制御信号がマイクロプロセッサにより生ぜしめられる。In a further advantageous development of the adjusting device according to the invention, the digital amplification control signal and the digital offset control signal are generated by a microprocessor.

【００２７】なおまた、本発明の調整装置の更なる有利
な発展形態ではマイクロプロセッサは信号測定装置から
測定信号を受け取る。In a further advantageous development of the adjusting device according to the invention, the microprocessor receives the measuring signal from the signal measuring device.

【００２８】更に本発明の調整装置の更なる有利な発展
形態では信号測定装置は、同調チューニング振動回路に
後置接続された混合器の出力信号振幅を検出する。In a further advantageous development of the adjusting device according to the invention, the signal measuring device detects the output signal amplitude of a mixer downstream of the tuning tuning oscillator.

【００２９】本発明の有利な発展形態では、マイクロプ
ロセッサは、デジタル増幅度制御信号及びデジタルオフ
セット制御信号を次のように調整セッティングする、即
ち、混合器の出力信号振幅が最大になるように調整セッ
ティングする。In an advantageous development of the invention, the microprocessor adjusts the digital amplification control signal and the digital offset control signal as follows, ie, adjusts the output signal amplitude of the mixer to a maximum. Set.

【００３０】本発明の実施形態によれば、発振器同調チ
ューニング電圧が電圧−電流変換器により同調チューニ
ング電流に変換され、前記同調チューニング電流は、電
流増幅装置により増幅されるのである。According to an embodiment of the present invention, an oscillator tuning voltage is converted to a tuning current by a voltage-to-current converter, and the tuning current is amplified by a current amplifier.

【００３１】更に本発明の実施形態によれば、基準電圧
は、電圧／電流変換器により一定電流に変換され、この
一定電流は、電流増幅装置により増幅されるものであ
る。Further, according to the embodiment of the present invention, the reference voltage is converted into a constant current by the voltage / current converter, and the constant current is amplified by the current amplifier.

【００３２】なおさらに本発明の実施形態によれば、増
幅された同調チューニング電流及び増幅された一定電流
が加算和電流ノードにて和電流に加算されるように構成
されているのである。Still further, according to the embodiment of the present invention, the amplified tuning current and the amplified constant current are added to the sum current at the sum current node.

【００３３】なお亦さらに本発明の実施形態によれば、
和電流が電流／電圧変換器により同調チューニング電圧
に変換されるように構成されているのである。Still further, according to an embodiment of the present invention,
The sum current is configured to be converted to a tuning tuning voltage by a current / voltage converter.

【００３４】また、本発明の更なる有利な発展形態によ
れば同調チューニング電圧により振幅回路における容量
バラクタダイオードの容量が投入されるように構成され
るのである。According to a further advantageous development of the invention, it is provided that the capacitance of the capacitive varactor diode in the amplitude circuit is switched on by the tuning voltage.

【００３５】同調チューニング振動回路に対する同調チ
ューニング方法は下記の方法ステップを有する、即ち、
位相制御回路により、オフセット同調チューニング電圧
を生成する、非直線性の増幅度を有するアンプ装置によ
り発振器同調チューニング電圧を増幅する。The tuning method for the tuning tuning oscillator circuit comprises the following method steps:
An oscillator tuning tuning voltage is amplified by an amplifier device having a non-linear amplification degree which generates an offset tuning tuning voltage by a phase control circuit.

【００３６】増幅された発振器同調チューニング電圧に
より同調チューニング振動回路を同調チューニングす
る。The tuning tuning oscillation circuit is tuned by the amplified oscillator tuning voltage.

【００３７】同調チューニング回路の出力信号を発振器
混合周波信号と混合する。The output signal of the tuning circuit is mixed with the oscillator mixed frequency signal.

【００３８】混合器により生ぜしめられた混合信号の出
力信号振幅を測定する。The output signal amplitude of the mixed signal generated by the mixer is measured.

【００３９】測定された出力信号振幅が最大になるま
で、制御装置により増幅度を変化させるという方法ステ
ップを有するのである。There is a method step in which the amplification is varied by the controller until the measured output signal amplitude is at a maximum.

【００４０】[0040]

【実施例】図５は、同調チューニング振動回路に対する
同調チューニング電圧の調整のための調整装置を有する
受信機を示してある。FIG. 5 shows a receiver having an adjustment device for adjusting the tuning tuning voltage for a tuning tuning oscillation circuit.

【００４１】以降、本発明の調整装置及び調整方法の有
利な実施形態について説明する。Hereinafter, advantageous embodiments of the adjusting device and the adjusting method of the present invention will be described.

【００４２】信号受信機は、アンテナ１を有し、該アン
テナは、高周波入力信号を高周波線路２を介して第１の
振動回路３に供給する。第１の振動回路３は、受信され
た信号を所望の受信周波数に相応してフィルタリングす
る所謂前置回路である。前置回路３は、線路４を介して
アンプ５に接続されており、該アンプ５は、フィルタリ
ングされた信号を増幅し、線路６を介して更なる振動回
路７に送出する。振動回路７は、所謂中間回路であり、
この中間回路は受信された入力信号をさらに所望の受信
周波数に相応してフィルタリングし、線路８を介して混
合器９に送出する。混合器９は、線路８上に現れる信号
を発振器混合信号と混合し、この発振器混合信号は、線
路１０を介して電圧制御発振器１１から送出される。電
圧制御発振器１１は、線路１２を介して発振器同調チュ
ーニング電圧ＶTを受け取り、この発振器同調チューニ
ング電圧ＶTは位相制御回路１３により生成される。こ
のために位相制御回路に帰還結合線路１４を介して電圧
制御発振器１１により生ぜしめられた発振器信号が供給
される。位相制御回路１３により生ぜしめられた発振器
同調チューニング電圧ＶTは、ノード点１５にて分岐さ
れ、線路１６を介して両同調チューニング振動回路３，
７の同調チューニング電圧の調整セッティングのための
調整装置１７に供給される。調整装置１７は、第１同調
チューニング線路１８を介して、前置回路３に接続さ
れ、第２同調チューニング線路１９を介して中間回路７
に接続されている。測定信号受信線路２０を介して測定
装置２１から測定信号を受け取り、この測定装置２１は
例えばデジタルボルトメータである。混合器９は、線路
８及び１０上に現れる信号を乗算することにより混合す
る。混合器９の混合信号は、線路２２を介して送出され
る。測定点２３にて混合信号が取出され、測定線路２４
を介して測定装置２１に供給される。測定装置２１は、
測定混合器９の出力混合信号の信号振幅ないし電界強度
を測定する。検出された振幅は、線路２０を介して調整
装置１７に供給される。The signal receiver has an antenna 1, which supplies a high frequency input signal to a first vibration circuit 3 via a high frequency line 2. The first vibration circuit 3 is a so-called front circuit that filters a received signal according to a desired reception frequency. The pre-circuit 3 is connected via a line 4 to an amplifier 5, which amplifies the filtered signal and sends it to a further oscillating circuit 7 via a line 6. The vibration circuit 7 is a so-called intermediate circuit,
This intermediate circuit further filters the received input signal according to the desired reception frequency and sends it via line 8 to a mixer 9. The mixer 9 mixes the signal appearing on the line 8 with the oscillator mixed signal, which is sent from the voltage controlled oscillator 11 via the line 10. Voltage controlled oscillator 11 receives the oscillator tuning tuning voltage V T via a line 12, the oscillator tuning tuning voltage V T is generated by the phase control circuit 13. For this purpose, an oscillator signal generated by the voltage controlled oscillator 11 is supplied to the phase control circuit via the feedback connection line 14. Oscillator tuning tuning voltage V T generated by phase control circuit 13 is branched at node 15 and is tuned to both tuning tuning oscillation circuits 3 and 3 via line 16.
7 is provided to an adjusting device 17 for adjusting the tuning tuning voltage. The adjusting device 17 is connected to the pre-circuit 3 via a first tuning tuning line 18 and to the intermediate circuit 7 via a second tuning tuning line 19.
It is connected to the. A measurement signal is received from the measurement device 21 via the measurement signal receiving line 20, and the measurement device 21 is, for example, a digital voltmeter. Mixer 9 mixes by multiplying the signals appearing on lines 8 and 10. The mixed signal of the mixer 9 is sent out via a line 22. At the measurement point 23, the mixed signal is taken out and the measurement line 24
Is supplied to the measuring device 21 via the. The measuring device 21
The signal amplitude or electric field strength of the output mixed signal of the measurement mixer 9 is measured. The detected amplitude is supplied to the adjusting device 17 via the line 20.

【００４３】図６は、図５に示す、両同調チューニング
振動回路３，７の調整セッティングのための調整装置１
７の構成を示す。調整装置は、線路１６を介して発振器
同調チューニング電圧ＶTを受け取り、該発振器同調チ
ューニング電圧ＶTは、位相制御回路１３により生ぜし
められる。線路１６は、調整装置内で、分岐点２５に
て、線路２６と線路２７となって分岐する。調整装置１
７は、線路２６に加わる発振器同調チューニング電圧の
増幅のための第１のデジタル増幅装置２８及び線路２７
に加わる発振器同調チューニング電圧の増幅のための第
２のデジタル制御可能増幅装置２９を有する。第１のデ
ジタル増幅装置２８は、デジタル制御線路３０，３１を
介してマイクロプロセッサ３２により制御される。マイ
クロプロセッサ３２は、さらにデジタル制御線路３３，
３４を介して第２の制御可能増幅装置２９を制御する。
第１の増幅装置２８は、同調チューニング制御線路１８
を介して同調チューニング制御信号を第１の同調チュー
ニング振動回路３に送出する。第２の増幅装置２９は、
同調チューニング制御線路１９を介して同調チューニン
グ制御信号を第２の同調チューニング振動回路７に送出
する。線路３０，３１，３２，３３，３４に現れるデジ
タル制御信号は、マイクロプロセッサ３２により、線路
２０に加わる測定信号に依存して生ぜしめられる。両増
幅装置２８，２９の内部構成は、殆ど同じものであり、
以下図７を参照して説明する。FIG. 6 shows an adjusting device 1 shown in FIG. 5 for adjusting the tuning of the two tuning tuning oscillation circuits 3 and 7.
7 shows the configuration. Adjustment device receives the oscillator tuning tuning voltage V T via a line 16, the oscillator tuning tuning voltage V T is caused by the phase control circuit 13. The line 16 branches into a line 26 and a line 27 at a branch point 25 in the adjustment device. Adjustment device 1
7 is a first digital amplifying device 28 for amplifying the oscillator tuning voltage applied to the line 26 and a line 27.
A second digitally controllable amplifier 29 for the amplification of the oscillator tuning tuning voltage applied to the amplifier. The first digital amplifying device 28 is controlled by a microprocessor 32 via digital control lines 30 and 31. The microprocessor 32 further includes a digital control line 33,
The second controllable amplifier 29 is controlled via 34.
The first amplifying device 28 includes a tuning tuning control line 18.
The tuning tuning control signal is sent to the first tuning tuning oscillation circuit 3 via the control circuit. The second amplifying device 29
A tuning control signal is transmitted to the second tuning oscillation circuit 7 via a tuning control line 19. The digital control signals appearing on the lines 30, 31, 32, 33, 34 are generated by the microprocessor 32 depending on the measurement signals applied to the line 20. The internal configuration of both amplifying devices 28 and 29 is almost the same,
This will be described below with reference to FIG.

【００４４】図７は、図６に示すような増幅装置２８の
構成を示す。第１のデジタル制御線路３０は、デジタル
可制御電流アンプ３５を制御する。デジタル制御線路３
１は、更なるデジタル可制御電流アンプ３６を制御す
る。線路２６に加わる発振器制御電圧ＶTは、電圧／電
流変換器３７により同調チューニング電流に変換され、
この同調チューニング電流は、線路３８を介して電流ア
ンプ３５に供給される。電流アンプ３５は、線路３８を
介して供給される電流をデジタル調整可能増幅率Ｇだけ
増幅し、増幅電流を線路３９を介して送出する。FIG. 7 shows the configuration of the amplifier 28 as shown in FIG. The first digital control line 30 controls a digital controllable current amplifier 35. Digital control line 3
1 controls a further digitally controllable current amplifier 36. The oscillator control voltage V T applied to the line 26 is converted by a voltage / current converter 37 into a tuning tuning current,
This tuning tuning current is supplied to the current amplifier 35 via the line 38. The current amplifier 35 amplifies the current supplied via the line 38 by the digitally adjustable amplification factor G and sends out the amplified current via the line 39.

【００４５】基準電圧源４０により生ぜしめられた一定
電圧は、電圧／電流変換器４１により一定電流IC ONSTに
変換され、この一定電流は、線路４２を介して電流増幅
装置３６に供給される。増幅装置３６は線路３１にて受
信されたデジタル制御信号に依存して線路３１にて受信
された一定電流を直線的に増幅し、これを線路４３を介
して送出する。線路３９，４３に現れる増幅された電流
は、加算ノード点４４にて加算され、線路４５を介して
電流電圧変換器４６に供給される。電流電圧変換器４６
は、受信された和電流を前置回路に対する同調チューニ
ング制御電圧に変換する。The reference voltage source constant voltage which is caused by 40 is converted to a constant current I C ONST by the voltage / current converter 41, the constant current is supplied to the current amplifier 36 via a line 42 . The amplifying device 36 linearly amplifies the constant current received on the line 31 depending on the digital control signal received on the line 31, and sends out the amplified current via the line 43. The amplified currents appearing on the lines 39 and 43 are added at an addition node point 44 and supplied to a current-voltage converter 46 via a line 45. Current-voltage converter 46
Converts the received sum current to a tuning control voltage for the pre-circuit.

【００４６】電流増幅装置３６は、一定のオフセット電
流ＩOFFSETを生じさせ、このオフセット電流は、加算点
４４にて増幅された同調チューニング電流に加算され
る。The current amplifying device 36 produces a constant offset current I OFFSET , which is added to the tuned tuning current amplified at summing point 44.

【００４７】図８は、図７に示す電流アンプの詳細図で
ある。同調チューニング電流Ｉｒは、線路３８を介して
オペアンプ４７の非反転入力側に供給される。ここで、
抵抗Ｒ４８にて電圧降下が生じる。オペアンプ４７は、
線路４９を介して電圧／電流変換器５０に接続されてい
る。オペアンプ４７の出力線路４９の分岐点５１にて分
岐され、オペアンプの出力側は、帰還結合線路５２−こ
の中には抵抗５３が設けられている−を介してオペアン
プ４７の反転入力側へ帰還結合されている。電圧／電流
変換器５０は、線路５４を介してＤ／Ａ変換器ＤＡＵ５
５に接続されている。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＵ５５は、例え
ば、７ビットＤＡＣであり、これはデジタル制御線路３
０を介して供給される７ビット−制御信号をアナログ信
号に変換する。変換された電圧は、線路５６を介してオ
ペアンプ４７の反転入力側へ印加される。FIG. 8 is a detailed diagram of the current amplifier shown in FIG. The tuning tuning current Ir is supplied to the non-inverting input side of the operational amplifier 47 via the line 38. here,
A voltage drop occurs at the resistor R48. The operational amplifier 47
It is connected to a voltage / current converter 50 via a line 49. The output of the operational amplifier 47 is branched at a branch point 51, and the output side of the operational amplifier is feedback-coupled to the inverting input side of the operational amplifier 47 via a feedback coupling line 52, in which a resistor 53 is provided. Have been. The voltage / current converter 50 is connected to the D / A converter DAU5 via the line 54.
5 is connected. The D / A converter DAU55 is, for example, a 7-bit DAC, which is a digital control line 3
Convert the 7-bit control signal supplied via 0 to an analog signal. The converted voltage is applied to the inverting input side of the operational amplifier 47 via the line 56.

【００４８】図９は、図７に示す第２アンプ３６の詳細
を示す。デジタル的に制御可能アンプ３６は、図６に示
すマイクロプロセッサ３２によりデジタル線路３１を介
して制御される。マイクロプロセッサ３２のデジタル制
御信号は、Ｄ／Ａ変換器５６に供給される。Ｄ／Ａ変換
器５６は、例えば、同様に７ビット制御信号の変換のた
めの７ビットＤＡＣである。Ｄ／Ａ変換器５６は、図７
に示すように入力側が線路４２を介して電圧／電流変換
器４１に接続されている。Ｄ／Ａ変換器５６の出力側
は、線路５８を介してオペアンプ５７の非反転入力側に
供給される。オペアンプ５７は出力側が電流線路５９を
介して、カレントミラー回路６０と接続されている。カ
レントミラー回路６０は、線路６１及び抵抗６２を介し
てアースされている。線路６１は、分岐点６３にて分岐
され、抵抗６２に加わる電圧が帰還結合線路６４を介し
てオペアンプ５７の反転入力側へ帰還結合される。カレ
ントミラー回路６０は、線路４３を介してオフセット電
流Ｉoffsetを加算点４４に送出し、この加算点４４は、
図７に示されている。オペアンプ５７及びカレントミラ
ー６０は、抵抗６２と共に電圧／電流変換器６５を形成
する。FIG. 9 shows details of the second amplifier 36 shown in FIG. The digitally controllable amplifier 36 is controlled via the digital line 31 by the microprocessor 32 shown in FIG. The digital control signal of the microprocessor 32 is supplied to the D / A converter 56. The D / A converter 56 is, for example, a 7-bit DAC for converting a 7-bit control signal. The D / A converter 56 is configured as shown in FIG.
The input side is connected to a voltage / current converter 41 via a line 42 as shown in FIG. The output side of the D / A converter 56 is supplied to a non-inverting input side of an operational amplifier 57 via a line 58. The output side of the operational amplifier 57 is connected to the current mirror circuit 60 via the current line 59. The current mirror circuit 60 is grounded via a line 61 and a resistor 62. The line 61 is branched at the branch point 63, and the voltage applied to the resistor 62 is feedback-coupled to the inverting input side of the operational amplifier 57 via the feedback coupling line 64. The current mirror circuit 60 sends the offset current Ioffset to the addition point 44 via the line 43, and the addition point 44
This is shown in FIG. The operational amplifier 57 and the current mirror 60 form a voltage / current converter 65 together with the resistor 62.

【００４９】図１０は、図８中ＤＡＵ５５として、そし
て、図９中ＤＡＵ５６として示されている７ビットＤ／
Ａ変換器を示す。図１０中の７ビットＤ／Ａ変換器は、
オペアンプ７０を有する。Ｄ／Ａ変換器はアナログ電圧
入力側７１とアナログ電圧出力側７２を有する。Ｄ／Ａ
変換器は内部に、７つの内部のスイッチング回路構成素
子７３〜７９を有し、該７つのスイッチング回路構成素
子７３〜７９により電流源８０〜８７が、図示の抵抗値
Ｒを有する抵抗ネットワークにスイッチング可能であ
る。図示の内部のスイッチは、例えば、図６における７
ビット制御線路３０〜３４により制御される。FIG. 10 shows a 7-bit D / D shown as DAU 55 in FIG. 8 and DAU 56 in FIG.
3 shows an A converter. The 7-bit D / A converter in FIG.
It has an operational amplifier 70. The D / A converter has an analog voltage input 71 and an analog voltage output 72. D / A
The converter internally has seven internal switching circuit components 73-79, by means of which the current sources 80-87 switch to a resistor network having the resistance value R shown. It is possible. The internal switch shown in FIG.
Controlled by bit control lines 30-34.

【００５０】出力端子７２に現れるアナログ出力電圧
は、入力端子７１に加わるアナログ入力電流に対して下
記の関係式に従って増幅される。The analog output voltage appearing at the output terminal 72 is amplified with respect to the analog input current applied to the input terminal 71 according to the following relational expression.

【００５１】ＵAUS＝ＵIN（ＡＯ＋２Ａ１＋４Ａ２＋８
Ａ３＋１６Ａ４＋３２Ａ５＋６４Ａ６）／１２８ 図７における電流増幅装置３５の詳細を図８に示す。電
流増幅装置３５は、有利な実施形態ではＤ／Ａ変換器５
５として、図１０に示す７ビット−ＤＡＣを有する。そ
れに相応して増幅度Ｇが下記のように得られ、該増幅度
Ｇを以て、線路３８上での同調チューニング電流ＩTが
線路３９上での増幅された電流ＩGに増幅される。UAUS = UIN (AO + 2A1 + 4A2 + 8
A3 + 16A4 + 32A5 + 64A6) / 128 The details of the current amplifying device 35 in FIG. 7 are shown in FIG. The current amplifying device 35 is a D / A converter 5 in an advantageous embodiment.
5 has a 7-bit DAC shown in FIG. Amplification degree G Correspondingly is obtained as follows, with a amplification degree G, is tuned tuning current IT in on line 38 is amplified in the amplified current I G in on line 39.

【００５２】Ｇ＝ＩG／ＩT＝１２８／（６４＋ｎ）、但
しｎ＝０…１２７ 図７に示すオフセット−電流アンプ３６の詳細を図９に
示す。有利な実施形態によれば、オフセット電流アンプ
３６のＤ／Ａ変換器５６は、図１０に示すような７ビッ
トＤ／Ａ変換器である。それに相応してオフセット電流
アンプ３６の電流増幅度が次のように求まる； オフセット−電流増幅度＝ＩOFFSET／IKONSTANT＝ｎ／
１２７ 但し、ｎ＝０…１２７ 図５に示す同調チューニング振動回路３に対する同調チ
ューニング電圧ＶT VKは、図７から明らかなように、線
路に加わる発振器同調チューニング電圧ＶTとオフセッ
ト電圧とに依存する。電圧／電流変換器３７，４１が１
の増幅度を有し、電圧／電流変換器４６が同様に増幅度
１を有するものと仮定すると、同調チューニング振動回
路３ないし前置回路３に対する同調チューニング電圧は
下記のように求められる。G = I G / I T = 128 / (64 + n), where n = 0... 127 The details of the offset-current amplifier 36 shown in FIG. 7 are shown in FIG. According to an advantageous embodiment, D / A converter 56 of offset current amplifier 36 is a 7-bit D / A converter as shown in FIG. Accordingly, the current amplification of the offset current amplifier 36 is obtained as follows: offset−current amplification = I OFFSET / I KONSTANT = n /
127 where n = 0 ... 127 The tuning tuning voltage V T VK for the tuning tuning oscillation circuit 3 shown in FIG. 5 depends on the oscillator tuning tuning voltage V T and the offset voltage applied to the line, as is apparent from FIG. . If the voltage / current converters 37 and 41 are 1
Assuming that the voltage / current converter 46 also has a gain of 1, the tuning tuning voltage for the tuning tuning oscillation circuit 3 or the front circuit 3 is obtained as follows.

【００５３】ＶT VK＝ＶT・Ｇ＋ＶOFFSET， 但し Ｇ＝１２８／（６４＋ｎ）, ＶOFFSET＝ＶREF・ｎ／１
２７ 図１１は、従来技術による従来の直線的増幅度特性経過
に比しての本発明の同調チューニング振動回路３，７の
同調チューニング電圧の調整のための調整装置２８，２
９の典型的増幅度特性経過を示す。増幅度はマイクロプ
ロセッサ３２の７ビットデジタル制御信号との依存関係
性で示してある。７ビット制御信号は、１２８のディス
クリート値をとり得る。０のデジタル制御信号の場合、
増幅度は、最大であり、図１の受信機回路にて使用され
るような従来技術による従来の調整装置において直線的
に低下する。このことは、図１１中階段状に低下する直
線的カーブＫ１により示されている。それに対して、本
発明による調整装置の増幅度は、図１１中Ｋ２で示すよ
うに、デジタル制御値の上昇と共に非直線的に低下す
る。図１１から明らかなように、信号分解能は、本発明
の調整装置の増幅度特性経過に相応してカーブＫ２にて
絶対的増幅度低下の際増大する。増幅度変化は、各デジ
タルステップごとに、デジタル制御値の増大と共に一層
よりわずかになる。例えば、１０から１１へのデジタル
制御値の増大の際の増幅度変化は、１２０から１２１へ
のデジタル制御値の増大の際よりも高い。換言すれば、
信号分解能は、増幅度Ｖの低下と共に益々良好になる。V T VK = V T · G + V OFFSET , where G = 128 / (64 + n), V OFFSET = V REF · n / 1
FIG. 11 shows adjusting devices 28, 2 for adjusting the tuning tuning voltage of the tuning tuning oscillation circuits 3, 7 according to the present invention as compared with the conventional linear amplification characteristic curve according to the prior art.
9 shows a typical amplification characteristic profile of 9. The amplification degree is indicated by the dependency on the 7-bit digital control signal of the microprocessor 32. The 7-bit control signal can take 128 discrete values. For a digital control signal of 0,
The degree of amplification is at a maximum and decreases linearly in a conventional regulator according to the prior art as used in the receiver circuit of FIG. This is shown in FIG. 11 by a linear curve K1 which decreases stepwise. On the other hand, the amplification degree of the adjusting device according to the present invention decreases nonlinearly as the digital control value increases, as indicated by K2 in FIG. As is evident from FIG. 11, the signal resolution increases with a decrease in the absolute amplification on the curve K2 in accordance with the course of the amplification characteristic of the adjusting device according to the invention. The amplification change becomes even less with each digital step with increasing digital control values. For example, the amplification change when the digital control value increases from 10 to 11 is higher than when the digital control value increases from 120 to 121. In other words,
The signal resolution becomes better and better as the amplification V decreases.

【００５４】図４から明らかなように容量ダイオードは
低い同調チューニング電圧T VKののときのほうが高い同
調チューニング電圧T VKのときより感度が高い。負方向
に低下する増幅度に基づき、前置回路３に対する高い振
動回路同調チューニング電圧ＶT VKは、位相制御回路に
より生成される低い発振器同調チューニング電圧ＶTに
相応し、そして、その逆に、前置回路３に対する低い振
動回路同調チューニング電圧ＶT VKは、位相制御回路に
より生成される高い発振器同調チューニング電圧ＶTに
相応する。このことは、図４から明らかである。従って
図１１における増幅度の分解能は、カーブＫ２から明ら
かなように容量ダイオードの敏感感度領域にてデジタル
制御値と共に増大する。逆に容量ダイオードの比較的敏
感でない領域にて分解能は、デジタル制御値の低下及び
増幅度上昇と共に低下する。As is apparent from FIG. 4, the capacitance diode has a higher sensitivity at a low tuning tuning voltage T VK than at a high tuning tuning voltage T VK . Based on the negatively decreasing amplification, the high oscillator tuning voltage V T VK for the pre-circuit 3 corresponds to the low oscillator tuning voltage V T generated by the phase control circuit, and vice versa. The low oscillator circuit tuning tuning voltage V T VK for the front circuit 3 corresponds to the high oscillator tuning tuning voltage V T generated by the phase control circuit. This is clear from FIG. Therefore, the resolution of the amplification degree in FIG. 11 increases with the digital control value in the sensitive region of the capacitance diode as is apparent from the curve K2. Conversely, in the relatively insensitive region of the capacitive diode, the resolution decreases with decreasing digital control value and increasing amplification.

【００５５】従って、同調チューニング電圧の調整のた
めの本発明の調整装置における増幅度特性経過は、デジ
タル制御信号の各ステップごとに比較的大きな増幅度ス
テップにより容量ダイオード（図４△Ｃ２）の相対的な
非敏感性を補償する。それとは逆に、本発明の調整装置
は、デジタル制御信号の各変化ステップごとに比較的小
さな増幅度ステップにより容量ダイオード（図４△Ｃ
１）の高い感度を補償する。要するに、そこにて容量ダ
イオードが敏感である増幅度領域ではデジタル値変化ご
とのアナログ増幅度変化が低減され、一方、そこにて、
容量ダイオードが非敏感である増幅度領域ではデジタル
制御信号の変化ステップごとの増幅度変化が高められ
る。従って図１１に示す本発明の増幅度特性カーブＫ２
は、同調チューニング振動回路の同調チューニングに使
用される典型的な同調チューニングバラクタダイオード
の非直線性の容量−依存関係性を補償する。同調チュー
ニング振動回路の周波数変化ステップは、全制御信号値
に亘ってほぼ等しく、その結果容量ダイオードの非直線
性特性カーブに基づく誤りが回避される。Therefore, the course of the amplification characteristic in the adjusting device of the present invention for adjusting the tuning tuning voltage indicates that the relative increase of the capacitance diode (FIG. 4C2) is caused by a relatively large amplification step at each step of the digital control signal. To compensate for insensitivity. Conversely, the adjusting device of the present invention uses a capacitive diode (FIG. 4C) with a relatively small amplification step for each change step of the digital control signal.
1) High sensitivity is compensated. In short, in the amplification region where the capacitance diode is sensitive, the analog amplification change for each digital value change is reduced, while
In the amplification region where the capacitance diode is insensitive, the amplification change at each change step of the digital control signal is increased. Therefore, the amplification characteristic curve K2 of the present invention shown in FIG.
Compensates for the non-linear capacitance-dependency of a typical tuning varactor diode used for tuning the tuning tuning oscillator circuit. The frequency change steps of the tuning tuning oscillation circuit are substantially equal over all control signal values, so that errors due to the non-linear characteristic curve of the capacitive diode are avoided.

【００５６】図１２は、本発明の装置の使用下では調節
マッチング方法プロセスのフローチャートを示す。この
調節マッチング方法ステップは、スタートステップＳ１
で始まり、このスタートステップＳ１につづいて、初期
化ステップＳ２が行われる。初期化ステップＳ２ではオ
フセット電圧が“０”にセットされ、増幅度は１にセッ
トされる。ステップＳ３では、受信機のアンテナの入力
側が所定の高周波、例えば、８７.５ＭＨｚにセットさ
れる。それと同時に、同調チューニング周波数ｆVCO
は、中間周波数だけ高められた周波数にセットされる、
例えば、１０．７ＭＨｚの中間周波数の場合において、
９８．２ＭＨｚにセットされる。ステップＳ４では、測
定装置２１により測定された振幅が最大であるか否かが
測定される。振幅Ｓ１が最大でない場合、ステップＳ５
にて、オペアンプ電圧は調整装置１７にて、測定された
振幅が最大になるまで調整される。ステップＳ４にて、
混合器９の出力信号の信号振幅が最大であることが検出
された後、Ｓ６にて、今や調整セッティングされたオフ
セット値がそれまでのオフセット値と偏差があるか否か
がチェックされる。オフセット値が偏差を呈しない場合
には、ステップＳ７にて、増幅度が既に調節マッチング
されているか否かがチェックされる。増幅度Ｇが未だ調
節マッチングされていない場合には、ステップＳ８にて
高周波入力信号が、更なる周波数ないし支持個所、例え
ば１０８ＭＨｚにセットされる。ＰＬＬ１３はステップ
Ｓ８にて、それに相応して、１０．７ＭＨｚだけ高めら
れて１１８．７ＭＨｚへセットされる。ステップＳ８は
次のような場合にも実施される、即ち、ステップＳ６に
て、見出されたオフセット値が先行の実施オフセット値
と一致していることが検出される場合でも実施される。
ステップＳ８の後、ステップＳ９にて、混合器９の出力
信号の信号振幅が最大であるか否かが測定される。ＮＯ
の場合には、増幅度はステップＳ１０にて、混合器９の
出力信号振幅が最大になるまで調節される。ステップＳ
９にて、混合器９の出力信号振幅が最大になっているこ
と、ないし最大になったことが検出された後、ステップ
Ｓ１１にて、見出された、もしくは調整セッティングさ
れた増幅度値Ｇがそれまでの増幅度値Ｇから偏差を呈す
るか否かがチェックされる。偏差がある場合には、ステ
ップＳ３へ分岐して戻る。偏差がない場合には、ステッ
プＳ１２にて、受信機が今や最適に調節マッチングされ
ていることが検出される。Ｓ７にて、増幅度が既に最適
に調節マッチングされている場合には、直接ステップＳ
１２へ移る、換言すれば、受信機ないしシステムが最適
に調節マッチングされていることを直接的に検出でき
る。ステップＳ１２の後、調節マッチングはストップＳ
１３にて終了される。FIG. 12 shows a flow chart of the adjustment matching method process using the apparatus of the present invention. This adjustment matching method step includes a start step S1.
, An initialization step S2 is performed after the start step S1. In the initialization step S2, the offset voltage is set to "0", and the amplification is set to 1. In step S3, the input side of the antenna of the receiver is set to a predetermined high frequency, for example, 87.5 MHz. At the same time, the tuning frequency fVCO
Is set to the frequency raised by the intermediate frequency,
For example, in the case of an intermediate frequency of 10.7 MHz,
Set to 98.2 MHz. In step S4, it is measured whether or not the amplitude measured by the measuring device 21 is the maximum. If the amplitude S1 is not the maximum, step S5
Then, the operational amplifier voltage is adjusted by the adjusting device 17 until the measured amplitude becomes maximum. In step S4,
After it is detected that the signal amplitude of the output signal of the mixer 9 is the maximum, it is checked in S6 whether the offset value that has just been adjusted and set has a deviation from the previous offset value. If the offset value does not show a deviation, it is checked in step S7 whether the amplification degree has already been adjusted and matched. If the amplification G has not yet been adjusted and matched, the high-frequency input signal is set to a further frequency or a supporting point, for example 108 MHz, in step S8. The PLL 13 is correspondingly boosted by 10.7 MHz and set to 118.7 MHz in step S8. Step S8 is also performed in the following case, that is, even when it is detected in step S6 that the found offset value matches the preceding performed offset value.
After step S8, in step S9, it is measured whether or not the signal amplitude of the output signal of the mixer 9 is the maximum. NO
In this case, the amplification degree is adjusted in step S10 until the output signal amplitude of the mixer 9 becomes maximum. Step S
9, it is detected that the output signal amplitude of the mixer 9 is maximum or maximum, and then in step S11, the amplification value G found or adjusted and set is determined. Is checked whether it exhibits a deviation from the previous amplification value G. If there is a deviation, the process branches back to step S3. If there is no deviation, it is detected in step S12 that the receiver is now optimally matched. If the amplification degree has already been optimally adjusted and matched in S7, the process proceeds directly to step S
Going to 12, in other words, it can be directly detected that the receiver or the system is optimally matched. After step S12, the adjustment matching is stopped S
The process ends at 13.

【００５７】本発明の調整装置を、同調チューニングす
べき振動回路と共にＩＣ回路へ集積化できる。本発明の
調整装置は、放送受信機にて同調チューニング振動回路
の同調チューニングに適するのみならず、その調整セッ
ティング素子が非直線性特性を有する任意の振動回路に
も適する。本発明の調整装置の非直線性の増幅度直線性
経過により、同調チューニング振動回路の操作素子の非
直線性特性が補償され、ここで、信号分解能は、非直線
性特性の操作素子の敏感な、もしくは高い感受性の領域
にて増大する。The adjustment device according to the invention can be integrated into an IC circuit together with the oscillation circuit to be tuned. The adjustment device of the present invention is suitable not only for tuning tuning of a tuning tuning oscillation circuit in a broadcast receiver, but also for any oscillation circuit whose adjustment setting element has a non-linear characteristic. The non-linearity characteristic of the operating element of the tuning tuning oscillation circuit is compensated by the linearity progression of the degree of amplification of the non-linearity of the adjusting device of the present invention, wherein the signal resolution is sensitive to the operating element of the non-linear characteristic. Or in areas of high sensitivity.

【００５８】本発明の調整装置は、１つ又は複数の同調
チューニング振動回路の調整セッティングのため使用し
得る。The adjustment device of the present invention may be used for the adjustment setting of one or more tuning tuning oscillator circuits.

【００５９】[0059]

【発明の効果】本発明によれば、同調チューニング構成
素子の非直線性が補償されるようにした同調チューニン
グ振動回路の調整のための調整装置及び方法を実現する
ことができるという効果が奏される。According to the present invention, it is possible to realize an adjusting apparatus and a method for adjusting a tuning tuning oscillation circuit in which nonlinearity of a tuning tuning component is compensated. You.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】従来技術の従来受信機のブロック接続図。FIG. 1 is a block connection diagram of a conventional receiver of the related art.

【図２】発振器混合周波数と振動回路周波数との理想的
な周波数同調同期の特性図。FIG. 2 is a characteristic diagram of ideal frequency tuning synchronization between an oscillator mixed frequency and an oscillation circuit frequency.

【図３】同調チューニング電圧に依存した容量ダイオー
ドの容量特性経過の特性図。FIG. 3 is a characteristic diagram showing the course of capacitance characteristics of a capacitance diode depending on a tuning tuning voltage.

【図４】本発明の課題の説明のための、同調チューニン
グ増幅度の直線的経過を有する振動回路の同調チューニ
ング容量の変化の特性図。FIG. 4 is a characteristic diagram of a change in tuning tuning capacity of an oscillation circuit having a linear progression of tuning tuning amplification for explaining the problem of the present invention.

【図５】本発明の調整装置を有する受信機のブロック接
続図。FIG. 5 is a block connection diagram of a receiver having the adjustment device of the present invention.

【図６】本発明による２つの同調チューニング振動回路
に対する同調チューニング電圧の調整のための調整装置
の概略図。FIG. 6 is a schematic diagram of an adjustment device for adjusting a tuning tuning voltage for two tuning tuning oscillation circuits according to the present invention.

【図７】本発明による同調チューニング振動回路の同調
チューニング電圧の調整のための調整装置の概略図。FIG. 7 is a schematic diagram of an adjusting device for adjusting a tuning tuning voltage of a tuning tuning oscillation circuit according to the present invention.

【図８】本発明の増幅蔵置の概略図。FIG. 8 is a schematic diagram of an amplification storage device of the present invention.

【図９】本発明のオフセット装置の概略図。FIG. 9 is a schematic view of an offset device according to the present invention.

【図１０】本発明の増幅装置及びオフセット装置にて設
けられているような７ビットＤ／Ａ変換器の実施例の概
略図。FIG. 10 is a schematic diagram of an embodiment of a 7-bit D / A converter as provided in the amplifier and offset device of the present invention.

【図１１】従来技術による従来の直線的増幅度特性経過
に比しての本発明の同調チューニング振動回路の同調チ
ューニング電圧の調整のための調整装置の典型的増幅度
特性経過を示す特性図。FIG. 11 is a characteristic diagram illustrating a typical amplification characteristic curve of the adjusting device for adjusting the tuning tuning voltage of the tuning tuning oscillation circuit of the present invention as compared with a conventional linear amplification characteristic curve according to the related art.

【図１２】本発明の調節マッチング装置のシーケンスの
フローチャートの図。FIG. 12 is a flowchart of a sequence of the adjustment matching apparatus of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ アンテナ ２ 高周波線路 ３ 振動回路 ４ 線路 ５ アンプ ６ 線路 ７ 振動回路 ８ 線路 ９ 混合器 １０ 線路 １１ 電圧制御発振器 １２ 線路 １３ 位相制御回路 １４ 帰還結合線路 １５ ノード点 １６ 線路 １７ 調整装置 １８ 同調チューニング線路 １９ 同調チューニング線路 ２０ 測定信号受信線路 ２１ 測定装置 ２２ 線路 ２３ 測定点 ２４ 測定線路 ２５ 分岐点 ２６ 分岐点 ２７ 分岐点 ２８ 増幅装置 ２９ 増幅装置 ３０ 制御線路 ３１ 制御線路 ３２ マイクロプロセッサ ３３ デジタル制御線路 ３４ デジタル制御線路 ３５ 電流増幅装置 ３６ 電流増幅装置 ３７ 電圧／電流変換器 ３８ 線路 ３９ 線路 ４０ 基準電圧源 ４１ 電圧／電流変換器 ４２ 線路 ４３ 線路 ４４ 和ノード ４５ 線路 ４６ 電流／電圧変換器 ４７ オペアンプ ４８ 抵抗 ４９ 線路 ５０ 電圧／電流変換器 ５１ 電圧／電流変換器 ５２ 線路 ５３ 線路 ５４ 線路 ５５ Ｄ／Ａ変換器 ５６ Ｄ／Ａ変換器 ５７ オペアンプ ５８ 線路 ５９ 線路 ６０ カレントミラー回路 ６１ 線路 ６２ 抵抗 ６３ ノード点 ６４ 増幅線路 ６５ 電圧／電流変換器 ７０ オペアンプ ７１ 電圧入力側 ７２ 電圧入力側 ７３ スイッチ ７４ スイッチ ７５ スイッチ ７６ スイッチ ７７ スイッチ ７８ スイッチ ７９ スイッチ ８０ 電流源 ８１ 電流源 ８２ 電流源 ８３ 電流源 ８４ 電流源 ８５ 電流源 ８６ 電流源 ８７ 電流源 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Antenna 2 High frequency line 3 Vibration circuit 4 Line 5 Amplifier 6 Line 7 Vibration circuit 8 Line 9 Mixer 10 Line 11 Voltage controlled oscillator 12 Line 13 Phase control circuit 14 Feedback coupling line 15 Node point 16 Line 17 Adjustment device 18 Tuning line Reference Signs List 19 tuning tuning line 20 measurement signal receiving line 21 measuring device 22 line 23 measuring point 24 measuring line 25 branch point 26 branch point 27 branch point 28 amplifying device 29 amplifying device 30 control line 31 control line 32 microprocessor 33 digital control line 34 digital Control line 35 current amplifier 36 current amplifier 37 voltage / current converter 38 line 39 line 40 reference voltage source 41 voltage / current converter 42 line 43 line 44 sum node 45 line 46 current / voltage converter 47 operational amplifier 48 resistor 49 line 50 voltage / current converter 51 voltage / current converter 52 line 53 line 54 line 55 D / A converter 56 D / A converter 57 operational amplifier 58 line 59 line 60 current mirror circuit 61 line 62 resistor 63 node point 64 Amplifying line 65 voltage / current converter 70 operational amplifier 71 voltage input side 72 voltage input side 73 switch 74 switch 75 switch 76 switch 77 switch 78 switch 79 switch 80 current source 81 current source 82 current source 83 current source 84 current source 85 current source 85 86 current source 87 current source

Claims (12)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 同調チューニング振動回路の同調チュー
ニング電圧調整のための装置であって、増幅装置（２
８；２９）を有し、該増幅装置（２８；２９）は、位相
制御回路（１３）から送出される発振器同調チューニン
グ電圧（ＶT）を非直線的につぎのような同調チューニ
ング電圧（ＶT VK；ＶT ZK）に増幅し、即ち、それの増幅
度がデジタル増幅度制御信号により調整可能である同調
チューニング電圧に増幅し、ここで調整装置の信号分解
能は、増幅度に依存して異なったものとなる当該の調整
装置において、 増幅装置（２８；２９）は、第１，第２Ｄ／Ａ変換器
（５５，５６）を有し、前記第１、第２Ｄ／Ａ変換器
（５５，５６）は、それぞれアナログ電圧（ＵIN）に対
する１つの入力側（７１）を有し、一方のＤ／Ａ変換器
（５５）の入力側に供給可能なアナログ電圧が発振器同
調チューニング電圧（ＶT）に依存して生成され、他方
のＤ／Ａ変換器（５６）の入力側に供給可能なアナログ
電圧が一定信号（Ｖｒｅｆ）により生成され、Ｄ／Ａ変
換器（５５，５６）はそれぞれ、デジタル制御信号に依
存して制御可能であることを特徴とする同調チューニン
グ振動回路の同調チューニング電圧調整のための装置。An apparatus for adjusting a tuning tuning voltage of a tuning tuning oscillation circuit, comprising an amplifying device (2).
8; 29). The amplifying device (28; 29) nonlinearly converts the oscillator tuning tuning voltage (V T ) sent from the phase control circuit (13) into the following tuning tuning voltage (V T ). T VK ; V T ZK ), that is, to a tuning tuning voltage whose amplification is adjustable by a digital amplification control signal, wherein the signal resolution of the adjustment device depends on the amplification. In the adjusting device, which is different, the amplifying device (28; 29) has first and second D / A converters (55, 56), and the first and second D / A converters (55, 56). , 56) each have one input (71) for the analog voltage (U IN ), and the analog voltage that can be supplied to the input of one D / A converter (55) is the oscillator tuning voltage (V IN ). It is generated depending on T), the other An analog voltage that can be supplied to the input side of the / A converter (56) is generated by a constant signal (Vref), and each of the D / A converters (55, 56) can be controlled depending on a digital control signal. A device for tuning tuning voltage of a tuning tuning oscillation circuit. 【請求項２】 調整装置の信号分解能が、増幅度の減少
すると共に増幅度制御信号に依存して増大するように構
成されていることを特徴とする請求項１記載の装置。2. The device according to claim 1, wherein the signal resolution of the adjusting device is configured to decrease as the amplification increases and increase as a function of the amplification control signal. 【請求項３】 オフセット装置（４１，３６）が設けら
れており、該オフセット装置（４１，３６）は、基準電
圧（ＶREF）をオフセット電圧に対して直線的に増幅す
るものであり、他方のＤ／Ａ変換器（５６）を有してい
ることを特徴とする請求項２記載の装置。3. An offset device (41, 36) is provided, which amplifies the reference voltage (VREF) linearly with respect to the offset voltage. 3. The device according to claim 2, further comprising a D / A converter. 【請求項４】 同調チューニング電圧は、オフセット電
圧によりシフト可能であることを特徴とする請求項１か
ら３までのうちいずれか１項記載の装置。4. Apparatus according to claim 1, wherein the tuning voltage can be shifted by an offset voltage. 【請求項５】 オフセット装置（３６，４１）は、デジ
タルオフセット信号（３１）により制御可能であること
を特徴とする請求項１から３までのうちいずれか１項記
載の装置。5. The device according to claim 1, wherein the offset device is controllable by a digital offset signal. 【請求項６】 発振器同調チューニング電圧（ＶT）が
電圧−電流変換器（３７）により同調チューニング電流
（ＩT）に変換され、前記同調チューニング電流（ＩT）
は、電流増幅装置（３５）により増幅され、該電流増幅
装置（３５）は、第１の変換器（５５）を有しているこ
とを特徴とする請求項１から５までのうちいずれか１項
記載の装置。6. An oscillator tuning tuning voltage (V T ) is converted into a tuning tuning current (IT) by a voltage-current converter (37), and the tuning tuning current (IT) is converted.
Is amplified by a current amplifying device (35), said current amplifying device (35) comprising a first converter (55). Item. 【請求項７】 基準電圧（ＶREF）は、電圧／電流変換
器（４１）により一定電流（ＩCONST）に変換され、こ
の一定電流（ＩCONST）は、電流増幅装置（３６）によ
り増幅されるものであることを特徴とする請求項１から
６までのうちいずれか１項記載の装置。7. A reference voltage (V REF ) is converted into a constant current (I CONST ) by a voltage / current converter (41), and the constant current (I CONST ) is amplified by a current amplifying device (36). Apparatus according to any one of claims 1 to 6, characterized in that 【請求項８】 増幅された同調チューニング電流
（ＩG）及び増幅された一定電流が加算−和電流ノード
（４４）にて和電流に加算されるように構成されている
ことを特徴とする請求項１から７までのうちいずれか１
項記載の装置。8. An arrangement wherein the amplified tuning current (I G ) and the amplified constant current are added to a sum current at a sum-sum current node (44). Any one of items 1 to 7
Item. 【請求項９】 和電流が電流／電圧変換器（４６）によ
り同調チューニング和電圧（ＶT VK）に変換されるよう
に構成されていることを特徴とする請求項１から８まで
のうちいずれか１項記載の装置。9. The method according to claim 1, wherein the sum current is converted into a tuning tuning sum voltage (V T VK ) by a current / voltage converter (46). The device according to claim 1. 【請求項１０】 前記同調チューニング電圧により、同
調チューニング振動回路の操作素子が調整セッティング
され、該操作素子は非直線性特性を有することを特徴と
する請求項１から９までのうちいずれか１項記載の装
置。10. The tuning element according to claim 1, wherein an operating element of the tuning tuning oscillation circuit is adjusted and set by the tuning tuning voltage, and the operating element has a non-linear characteristic. The described device. 【請求項１１】 前記操作素子は、容量バラクダイオー
ドであることを特徴とする請求項１０記載の装置。11. The device according to claim 10, wherein said operating element is a capacitive barac diode. 【請求項１２】 同調チューニング振動回路に対する同
調チューニング方法プロセスを以て同調チューニング振
動回路の同調チューニング電圧調整を行うための方法に
おいて、当該の同調チューニング振動回路に対する同調
チューニング方法プロセスは、下記の方法ステップを有
する、即ち、 位相制御回路により、オフセット同調チューニング電圧
を生成するステップ、 非直線性の増幅度を有するアンプ装置により発振器同調
チューニング電圧を増幅するステップ、 増幅された発振器同調チューニング電圧により同調チュ
ーニング振動回路を同調チューニングするステップ、 同調チューニング回路の出力信号を発振器混合周波信号
と混合するステップ、 混合器により生ぜしめられた混合信号の出力信号振幅を
測定するステップ、 測定された出力信号振幅が最大になるまで、制御装置に
より増幅度を変化させるという方法ステップを有するこ
とを特徴とする同調チューニング振動回路の同調チュー
ニング電圧調整のための方法。12. A method for performing tuning tuning voltage adjustment of a tuning tuning oscillator circuit with a tuning tuning method process for the tuning tuning oscillator circuit, wherein the tuning tuning method process for the tuning tuning oscillator circuit includes the following method steps. That is, a step of generating an offset tuning tuning voltage by a phase control circuit, a step of amplifying an oscillator tuning tuning voltage by an amplifier device having a non-linear amplification degree, and a step of generating a tuning tuning oscillation circuit by the amplified oscillator tuning tuning voltage. Tuning the output signal of the tuning circuit with the oscillator mixed frequency signal; measuring the output signal amplitude of the mixed signal generated by the mixer; A method for tuning tuning voltage of a tuning tuning oscillation circuit, comprising method steps of changing the degree of amplification by a controller until the output signal amplitude is maximized.
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