IT201900002785A1

IT201900002785A1 - Stazione radio base e processo di telecomunicazione wireless per scenari ad alta mobilita'

Info

Publication number: IT201900002785A1
Application number: IT102019000002785A
Authority: IT
Inventors: Vincenzo Icolari; Massimo Notargiacomo; Rodney Bryant; Stephen Turner
Original assignee: Teko Telecom S R L
Priority date: 2019-02-26
Filing date: 2019-02-26
Publication date: 2020-08-26
Also published as: EP3932027A1; US20220086031A1; CN113424504A; JP2022520941A; US20230327937A1; US11805000B2; WO2020174412A1

Description

Descrizione di Brevetto per Invenzione Industriale avente per titolo: “STAZIONE RADIO BASE E PROCESSO DI TELECOMUNICAZIONE WIRELESS PER SCENARI AD ALTA MOBILITA’”.

DESCRIZIONE

Campo dell'invenzione

La presente invenzione riguarda una stazione radio base e un relativo processo di telecomunicazione wireless per scenari ad alta mobilità, e più particolarmente, un processo e un sistema per fornire un uplink di alta qualità a dispositivi wireless in ambienti ad alta mobilità.

Stato dell’arte correlato

Con complessi standard di telecomunicazioni come LTE e 5G, data la grande quantità di dati che vengono impacchettati in sottoframe di spettro RF, le prestazioni di decodifica del ricevitore possono essere seriamente degradate dall'effetto Doppler se una determinata apparecchiatura utente (UE) si muove rapidamente rispetto alla stazione radio base (eNodeB o gNodeB). Ciò è dovuto allo shift Doppler nella frequenza portante della UE trasmittente. Dato uno shift Doppler sufficiente, può verificarsi un'interferenza tra le subcarrier di un sistema OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) e il Bit Error Rate (BER) sperimentato dal ricevitore può aumentare. Un aumento del BER può far sì che la stazione radio base istruisca la UE a ridurre il suo schema di modulazione ad uno con una velocità molto più bassa.

Soluzioni convenzionali al problema dello shift Doppler implicano prevedere la velocità di una UE e quindi stimare uno shift Doppler nella frequenza portante necessaria per compensare e quindi applicare un offset di frequenza portante appropriato. Per questi scopi sono noti algoritmi di stima e tracciamento computazionalmente pesanti. Tuttavia, questo approccio presenta dei limiti. Innanzitutto, in un tipico scenario ad alta mobilità, diverse UE possono muoversi a velocità diverse rispetto al ricevitore. Ciò rende estremamente difficile stimare e tracciare ciascuna UE collegata al ricevitore. In secondo luogo, la qualità del collegamento è valida tanto quanto la stima della velocità di ciascuna UE nel particolare istante di stima. Se la stima è disattivata, la connessione può essere gravemente compromessa. In terzo luogo, in un ambiente altamente dinamico ad alta mobilità, le UE possono sperimentare transizioni Doppler improvvise e cambiamenti difficili da prevedere. Ciò è particolarmente vero nel caso in cui le UE si trovino su veicoli vicini che possono cambiare improvvisamente la velocità o passare molto rapidamente vicino all'antenna del ricevitore.

Di conseguenza, ciò che è necessario è un ricevitore in grado di limitare gli spostamenti Doppler nelle trasmissioni uplink da più UE, in cui ciascuna delle UE può muoversi a velocità diverse e in condizioni altamente dinamiche, ed in cui la limitazione non si basa su tecniche di stima e tracking dal calcolo computazionale pesante e inaffidabile.

SOMMARIO DELL'INVENZIONE

Lo scopo principale della presente invenzione è quello di fornire un ricevitore che possa rilevare e limitare gli spostamenti Doppler nelle trasmissioni di uplink da più UE, nei casi in cui ciascuna delle UE può muoversi a velocità diverse e in condizioni altamente dinamiche, ed in cui la limitazione non si basa su tecniche di stima e tracking dal calcolo computazionale pesante e inaffidabile.

Gli scopi sopra menzionati sono raggiunti dall'architettura e dal processo di ricevitore parallelo in oggetto per scenari ad alta mobilità secondo le caratteristiche della rivendicazione 1.

Un aspetto della presente invenzione riguarda una stazione radio base di telecomunicazione wireless. La stazione radio base comprende un modulo coordinatore che determina una pluralità di offset di frequenza rispetto ad una frequenza portante; una pluralità di ricevitori, in cui ciascuno della pluralità di ricevitori riceve un offset di frequenza distinto all'interno della pluralità di offset di frequenza, sposta un segnale in ingresso alla frequenza portante dal suo corrispondente offset di frequenza per generare un segnale a frequenza shiftata e determina una misura di qualità del segnale corrispondente al suo segnale a frequenza shiftata; e un modulo selettore/combinatore che riceve il segnale di frequenza shiftata e la misura della qualità del segnale da ciascuno della pluralità di ricevitori, genera un segnale di frequenza shiftata di più alta qualità e invia il segnale di frequenza shiftata di più alta qualità a uno stack di protocollo di livello superiore.

Un altro aspetto della presente invenzione riguarda una stazione radio base di telecomunicazione wireless. La stazione radio base comprende mezzi di coordinamento per determinare una pluralità di offset di frequenza rispetto ad una frequenza portante; una pluralità di mezzi ricevitori per ricevere un corrispondente offset di frequenza, ricevere un segnale, applicare l'offset di frequenza corrispondente al segnale per generare un segnale frequenza shiftata e calcolare una misura di qualità del segnale corrispondente al segnale a frequenza shiftata; e un mezzo selettore/combinatore per ricevere il segnale a frequenza shiftata e la misura della qualità del segnale da ciascuno della pluralità di mezzi ricevitori e generare un segnale di uplink di frequenza shiftata di più alta qualità.

Un altro aspetto della presente invenzione riguarda una memoria leggibile da computer non transitoria codificata con istruzioni che, quando eseguite da uno o più processori, fanno sì che uno o più processori eseguano un processo. Il processo comprende determinare una pluralità di offset di frequenza; assegnare ciascuna della pluralità di offset di frequenza a uno di una pluralità di ricevitori; shiftare in frequenza un segnale in entrata da ciascuno della pluralità di offset di frequenza per creare una pluralità di segnali a frequenza shiftata; calcolare una misura della qualità del segnale corrispondente a ciascuno della pluralità di segnali a frequenza shiftata; e generare un segnale di uscita basato sulla pluralità di segnali a frequenza shiftata e sulla pluralità di misure di qualità corrispondenti.

BREVE DESCRIZIONE DELLE FIGURE

Altre caratteristiche e vantaggi della presente invenzione risulteranno maggiormente evidenti dalla descrizione di una forma di realizzazione preferita, ma non esclusiva, di un'architettura e di un processo di ricevitore parallelo per scenari ad alta mobilità, illustrata mediante un esempio indicativo ma non limitativo nelle figure allegate, in cui:

la figura 1 illustra uno scenario in cui una stazione radio base è collegata a una pluralità di UE sottoposte a shift Doppler indipendenti;

la figura 2 illustra un sistema esemplificativo per attenuare gli shift Doppler per più UE;

la figura 3 illustra un ricevitore esemplificativo per elaborare segnali di uplink a offset di frequenza multipli;

la figura 4a illustra un intervallo di cattura di frequenza portante esemplificativo senza offset di frequenza;

la figura 4b illustra una pluralità di esempi di intervalli di cattura di frequenza per cinque ricevitori che operano simultaneamente con differenti offset di frequenza;

la figura 4c illustra una pluralità di esempi di intervalli di cattura per sette ricevitori che operano simultaneamente con offset di frequenza più stretti rispetto allo scenario di figura 4b;

la figura 5a illustra un processo esemplificativo per istanziare e deistanziare una serie di ricevitori richiesti secondo la descrizione, basata sulla conoscenza pregressa di condizioni di traffico pianificate;

la figura 5b illustra un processo esemplificativo per l'istanziazione dinamica e la disattivazione di istanze di ricevitori in base alle effettive condizioni del traffico.

DESCRIZIONE DI POSSIBILI FORME DI REALIZZAZIONE

Figura 1 illustra un dispiegamento 100 di stazioni radio base esemplificativo in cui una stazione radio base 105 di telecomunicazione wireless (ad esempio un eNodeB) è collegata a più UE. Come illustrato, UE 130a, 130b, 130c e 130d sono a bordo di un treno ad alta velocità 125 che si muove oltre l’eNodeB 105, nelle immediate vicinanze e ad un alto tasso di velocità. Al momento illustrato ciascuna delle UE 130a-d subisce diversi spostamenti Doppler nella frequenza portante rispetto all’eNodeB 105. In questo esempio, al momento illustrato, UE 130a sperimenta un grande shift Doppler negativo, e UE 130d sperimenta un grande shift positivo, dovuto al fatto che essi si spostano rispettivamente da e verso l’eNodeB 105. Le UE 130b e 130c rispettivamente subiscono spostamenti Doppler negativi e positivi, ma con una minore ampiezza rispetto a UE 130a e 130d.

Inoltre, è illustrato il traffico veicolare che coinvolge diversi veicoli 135, ciascuno dei quali può avere uno o più UE 140a, 140b e 140c. Uno o più degli UE 140a-c possono essere parte integrante dei veicoli stessi o possono essere telefoni mobili di utenti. Una differenza tra i veicoli 135 e il treno 125 è che il treno 125 è probabile che si muova ad una velocità costante o quasi costante, mentre ciascuno dei veicoli 135 può accelerare improvvisamente e in modo non lineare, situazione tipica in un contesto di traffico urbano. Il significato della velocità caotica dei veicoli 135 è che può essere impossibile stimare la velocità di un dato veicolo 135 in un dato momento, mentre può essere possibile stimare la velocità del treno 125 in qualsiasi momento con una precisione ragionevole, anche se la velocità e la stima dello shift Doppler come descritto sopra presenterebbero ancora numerosi inconvenienti. Gli approcci convenzionali alla modellazione dei canali sono definiti nelle specifiche tecniche 3GPP TS 36.101 e TS 36.104.

Come illustrato in FIG. 1, l’eNodeB 105 può avere un processore di banda base 110 che esegue le funzioni RAN (Radio Access Network) di uno standard dato, come LTE. Inoltre, l’eNodeB 105 può essere accoppiato ad Internet tramite una connessione di backhaul 120. Inoltre, sebbene il termine eNodoB possa essere usato in questo esempio, si comprenderà che la stessa descrizione può essere applicata a un gNodoB 5G.

Un aspetto chiave del dispiegamento100 di stazioni radio base è che può coinvolgere molte UE, ognuna delle quali può muoversi a velocità diverse rispetto all’eNodeB 105, e a velocità che possono cambiare indipendentemente e in modo casuale.

La figura 2 illustra un sistema esemplificativo 200 per attenuare gli spostamenti Doppler secondo la descrizione. Il sistema 200 può essere implementato sostanzialmente nel processore 110 in banda base illustrato in FIG. 1. Il sistema 200 può includere un'antenna 205, che è accoppiata ad un amplificatore a basso rumore (LNA) 210. L’amplificatore LNA 210 può essere accoppiato ad un mixer 215 che combina il segnale amplificato RF dall'antenna 205 dalla sua frequenza portante fc ad un segnale banda base analogico 225 utilizzando un oscillatore locale (non mostrato). La combinazione di LNA 210 e mixer 215 può essere definita come un frontend RF. Il sistema 200 include inoltre una pluralità di ricevitori 220, ciascuno dei quali è alimentato con un segnale 225 in banda base analogico. Ciascun ricevitore 220 sposta la frequenza del segnale 225 in banda base di uno specifico sfasamento 235, che è fornito a ciascun ricevitore 220 dal modulo coordinatore 230. L'offset di frequenza 225 può essere zero per uno dei ricevitori 220 e sempre più negativo e positivo per gli altri. Ciascuno scostamento di frequenza 235 può corrispondere a uno shift Doppler nella frequenza portante risultante da una UE in movimento rispetto all’eNodoB 105. Questo è descritto nel dettaglio più sotto.

Ciascun ricevitore 220 esegue la funzionalità del layer PHY sul suo segnale in banda base shiftato in frequenza 225 ed emette un corrispondente segnale shiftato in frequenza 240.

In particolare, ciascun segnale shiftato in frequenza 240 è un insieme di segnali UE, che può includere il PUCCH (Physical Uplink Shared Channel), (Physical Uplink Shared Channel), PRACH (Physical Random Access Channel) e SRS (Sounding Reference Signal) per ciascun collegamento UE nella dislocazione 110 di stazioni radio base 100. Ciascun insieme di segnali UE 240 corrisponde al segnale di uplink UE (UL) ricevuto ad un dato offset Doppler alla frequenza portante e può includere dati che indicano la qualità del segnale ricevuto dalla UE corrispondente ad un dato Doppler offset di frequenza, come descritto sotto. Ciascun ricevitore 220 può essere sostanzialmente simile e può essere implementato come sottosistemi virtuali puri basati su software che funziona su di un hardware generico, oppure possono essere implementati mediante un hardware specifico, o una combinazione specifica di hardware e software. Si comprenderà che tali variazioni sono possibili e ricomprese nell’ambito della descrizione. Le funzioni specifiche dei ricevitori 220 sono descritte con maggior dettaglio di seguito.

Il modulo selettore/combinatore 245 riceve ciascun set di segnali UE 240 da ciascun ricevitore 220 e seleziona il set di segnali 240 avente la più alta qualità di segnale (cioè compensato per lo shift Doppler) o unisce i rispettivi PUCCH, PUSCH e SRS dai ricevitori per calcolare una soluzione migliore, o una combinazione dei due. In tal modo, il modulo selettore/combinatore 245 può popolare una pluralità di matrici di dati, una per ciascuna UE, aventi dati di selezione da ciascun set di segnali UE, in funzione dello sfasamento di frequenza. Con questi dati, come menzionato sopra, il modulo selettore/combinatore 245 può o selezionare il segnale dal ricevitore 220 che ha il segnale più forte o combinare alcuni o tutti i segnali corrispondenti da una data UE attraverso gli offset di frequenza per calcolare un segnale soft-combined. Tale aspetto è descritto con maggior dettaglio di seguito.

Il modulo selettore/combinatore 245 restituisce in uscita un singolo set di segnali 247 per ciascuna UE ai livelli di protocollo superiori 250 per un'ulteriore elaborazione secondo il protocollo di comunicazione appropriato.

In particolare, il singolo set di segnali 247 è un segnale shiftato in frequenza di alta qualità.

I segnali UL risultanti vengono poi trasmessi alla core network 260 dell'operatore di rete appropriato tramite internet 255 secondo lo standard dato.

La figura 3 illustra il sistema 200, insieme ad una pluralità di ricevitori esemplificativi 220 secondo la descrizione. Come illustrato, sono presenti N ricevitori 220, ciascuno con un diverso sfasamento di frequenza (incluso uno con offset zero). Come menzionato sopra, ciascun ricevitore 220 riceve un segnale 225 in banda base dal mixer 215. I blocchi componenti 305-355 entro il ricevitore 220 possono essere visti come funzioni così come moduli componenti. Nel primo caso, la partizione fornita all'interno del ricevitore 220 in figura 3 può variare. Nel caso di un ricevitore 220 implementato con software virtuale puro, le funzioni dei componenti 305-355 possono essere implementate in una pluralità di thread in esecuzione su uno o più core del processore all'interno di una o più schede server del processore di banda base 110. In questo caso, le funzioni dei blocchi 305-355 possono essere incapsulate in un insieme di istruzioni leggibili dalla macchina che sono memorizzate su una memoria non transitoria ed eseguite su di un computer hardware. Il termine "memoria non transitoria" utilizzato può riferirsi a qualsiasi supporto di memorizzazione tangibile (al contrario di un segnale elettromagnetico o ottico) e si riferisce al mezzo stesso, e non a una limitazione sull'archiviazione dei dati (ad esempio, RAM vs. ROM). Ad esempio, la memoria non transitoria può fare riferimento a una memoria incorporata codificata con istruzioni in base alle quali la memoria potrebbe dover essere ricaricata con le istruzioni appropriate leggibili dalla macchina dopo il ciclo di alimentazione. Di conseguenza, il ricevitore 220 può essere descritto come una sequenza di blocchi funzionali o in modo analogo come una sequenza di fasi eseguite da uno o più processori (in seguito denominato come il processore) all'interno dell'ambiente di elaborazione del processore di banda base 110.

Nel blocco 305, il processore esegue istruzioni per convertire il segnale analogico in banda base 225 in un segnale digitale. Il processore può farlo utilizzando l'hardware A/D sulla scheda server corrispondente. In alternativa, la funzione A/D del blocco 305 può essere eseguita all'interno del modulo mixer 215 o tra il modulo mixer 215 e i ricevitori 220, nel qual caso il segnale 225 in banda base può essere un segnale digitale in banda base. Inoltre, al blocco 305 il processore rimuove il prefisso ciclico (Cyclic Prefix) dal segnale digitale in banda base secondo lo standard di telecomunicazione. Di conseguenza, l'uscita del blocco 305 è una serie di simboli digitalizzati, ognuno dei quali può avere, ad esempio, 2048 campioni. I 2048 dati campioni I/Q (in fase/quadratura) rappresentano il segnale nel dominio del tempo ricevuto dall'antenna 205.

Nel blocco 310, il processore può eseguire istruzioni per convertire i dati I/Q digitalizzati in una rappresentazione in virgola mobile a 32 bit. Aumentando così notevolmente la gamma dinamica dell'ulteriore elaborazione nella catena di elaborazione del ricevitore 220. Inoltre, nel caso di un puro processore baseband software virtuale, la conversione dei dati in una rappresentazione float a 32 bit ha come ulteriore vantaggio il fatto che la conversione a virgola mobile e la successiva elaborazione sono effettuate da motori di calcolo in virgola mobile presenti nell'hardware del server processore. Ciò può consentire un'elaborazione a velocità elevata ed a precisione più elevata che può essere fornita in modo dinamico tra i server, ad esempio, in un ambiente di cloud computing. Sebbene ci siano dei vantaggi nel convertire i dati I/Q digitalizzati in un formato a virgola mobile, si capirà che questo passo è facoltativo e che i passaggi descritti possono anche essere eseguiti su dati di interi binari.

Nel blocco 315, il processore esegue istruzioni per spostare in frequenza il segnale in banda base a 32 bit I/Q corrispondente all'offset di frequenza 235 fornito dal modulo coordinatore 230. Ciò può essere fatto come segue. I dati di banda in ingresso a 32 bit I/Q possono essere rappresentati come , dove k è un indice di tempo discreto corrispondente al dato campione in banda I/Q. Nel blocco 315, il processore può applicare uno shift di frequenza al campione di banda in arrivo I/Q come segue:

dove fn è l'offset di frequenza 235 fornito all'ennesimo ricevitore 220 dal coordinatore 230, e fs è la frequenza di campionamento. Di conseguenza, ciascun ricevitore 220 calcola un flusso di dati I/Q in banda base shiftati a frequenza discreta, ciascuno in un diverso offset di frequenza Doppler designato. Si comprenderà che diverse implementazioni specifiche del codice dell'equazione di cui sopra sono possibili e ricomprese nell'ambito della descrizione.

Nel blocco 320, il processore esegue le istruzioni per eseguire una FFT (Fast Fourier Transform) sul blocco di 2048 campioni di dati I/Q digitalizzati in banda base e shiftati in frequenza, convertendoli quindi in dati digitali di frequenza di dominio. Il blocco 320 può essere eseguito utilizzando procedure convenzionali in conformità con le specifiche 3GPP. Poiché ogni successiva serie di 2048 campioni del dominio del tempo viene elaborata in sequenza, il processore ricostruisce un frame di dati composto da Resource Elements (RE).

Nel blocco 325, il processore esegue istruzioni per estrarre gli RE designati rilevanti dai dati del dominio di frequenza appartenenti a ciascuna UE connessa. In tal modo, i dati relativi a PUCCH (Physical Uplink Control Channel), PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) e SRS (Sounding Reference Signals) di ciascuna UE vengono estratti per un'ulteriore elaborazione in banda base. Ai fini della descrizione, l'elaborazione del PUSCH (nel contesto di un'implementazione LTE) sarà ulteriormente descritta.

Il blocco 330 illustra l'elaborazione di un singolo PUSCH dell'UE secondo la descrizione. Come illustrato, vi sono blocchi di elaborazione paralleli M 330, ciascuno corrispondente ad una delle M UE. Si comprenderà che una differente elaborazione secondo la specifica 3GPP è eseguita su vari altri canali (ad esempio, PUCCH, PRACH, ecc.) per ciascuna delle UE e sebbene non sia mostrato o descritto qui, è parte dell'elaborazione implementata dalla baseband processore 110.

Nel blocco 335, il processore esegue istruzioni per riunire le RE corrispondenti a un particolare PUSCH dell'UE ed eseguire una stima di canale corrispondente a ciascun dato dell'UE, risultante in una segnalazione di parametri convenzionali come CSI (Channel State Information), compresi gli indicatori di qualità del canale CQI (Channel Quality Indicators), ecc., come specificato in 3GPP TS 36.213, che il blocco 335 riporta al blocco di demodulazione 340 e al blocco di stima SNR 342, descritti più avanti.

Nel blocco 340, il processore esegue istruzioni per raccogliere le RE corrispondenti a un particolare PUSCH dell'UE e demodulare i dati I/Q in virgola mobile a 32 bit raccolti. La demodulazione del segnale dalla UE può essere implementata usando procedure convenzionali. Tuttavia, l'uso di dati in virgola mobile a 32 bit può fornire una soluzione di demodulazione più precisa (e quindi più robusta). Ciò è particolarmente vero per schemi di modulazione di ordine superiore (ad esempio, 16-QAM, 64-QAM e 256-QAM), per cui il range dinamico migliorato e la precisione dell'aritmetica in virgola mobile a 32 bit (rispetto a interi a 16 bit) riduce potenzialmente il tasso di errore del bit di questi schemi di modulazione. Il risultato del blocco 340 è un codice con un insieme di bit "master" CRC (Cyclic Redundancy Check).

Nel blocco 342, il processore esegue istruzioni per determinare la qualità del segnale UL da una data UE a uno specifico offset di frequenza Doppler. Un esempio di valutazione della qualità consiste nel calcolare l'SNR (Signal to Noise Ratio) del segnale digitale demodulato nella fase 340. L'SNR può essere calcolato utilizzando le tecniche di Maximum Likelihood Estimation insieme all'equalizzazione MMSE (Minimum Mean-Square Error). Entrambe le tecniche sono note nell'arte e si comprenderà che varie implementazioni di queste tecniche sono possibili e nell'ambito della descrizione. In un esempio, il processore esegue le istruzioni per calcolare l'SNR utilizzando un algoritmo di Data Aided Maximum Likelihood basato sul dominio di frequenza Demodulation Reference Signals (DM-RS) presenti nei dati UL I/Q da una specifica UE. Il risultato della fase 342 è una stima SNR 344 che successivamente viene passata al selettore/combinatore 245 all'interno dei dati di set di segnali UL 240, insieme ai corrispondenti dati di pacchetto riassemblati che sono stati estratti dagli stessi blocchi di risorse di dati I/Q come DM-RS. Come accennato, l'SNR corrisponde alla qualità del segnale UL ricevuto con una determinata compensazione di frequenza Doppler (mediante offset di frequenza 235 fornito al ricevitore 220 dal coordinatore 230).

Il blocco di stima di canale 335 e il blocco di stima SNR 342, sebbene rappresentati come blocchi distinti, possono operare contemporaneamente sui dati PUSCH assemblati dal blocco 335. Si comprenderà che tali variazioni sono possibili e nell'ambito della descrizione.

Nel blocco 345, il processore esegue le istruzioni per eseguire il turbo decoding secondo la descrizione. Ciò include i processi standard di deinterleaving e de-scrambling del codice in codice demodulato per formare un insieme di blocchi di codice. La lunghezza del blocco di codice in byte è una funzione dello schema di modulazione impiegato dalla UE corrispondente al momento della trasmissione, insieme a una velocità di codice. Specifiche per questi blocchi possono essere trovate in 3GPP TS 36.212. Il blocco 345 continua con la funzione di turbo decoding, che genera un codice di blocco ricostruito e decodificato. Il processore esegue un controllo CRC di blocco di codice nel blocco 350 e nel blocco 355 esegue il controllo CRC "principale" e riassembla il blocco di trasporto di dati di pacchetto demodulato trasmessi dall'UE. Il processore invia quindi il segnale demodulato UE impostato 240 al selettore/combinatore. Questo può includere informazioni sul numero di errori CRC riscontrati nei blocchi 345.

Il selettore/combinatore 245 riceve un set di segnali UE 240, ciascuno per ciascun offset di frequenza Doppler (cioè, da ciascun blocco 330 all'interno di ciascun ricevitore 220) insieme alla stima SNR 344 corrispondente (calcolata nella fase 342) e può includere il numero di errori CRC determinato nel blocco 345. Per il selettore/combinatore 245, il processore esegue istruzioni, su base UE-per-UE, per selezionare il set di segnali UE 240 dal ricevitore 220 che ha la più alta qualità del segnale basata sulla stima SNR 344 e risultati delle verifiche CRC eseguite in ciascuno dei blocchi corrispondenti 345 per una data UE. In alternativa, il selettore/combinatore 245 può selezionare tutti i gruppi di segnali UE in entrata 240 ed eseguire una soft combine sui dati per fornire una rappresentazione di fedeltà superiore dei dati UL trasmessi, che può includere l'uso della stima SNR 344 come peso per eseguire una somma ponderata. Oltre a questa alternativa, solo una sottoserie di insiemi di segnali UE in entrata 240 può essere sommata in una soft combine. In questo caso, il processore può eseguire istruzioni per selezionare solo quei dati PUCCH e PUSCH (dai gruppi di segnali UE 240) le cui stime SNR corrispondenti 344 sono superiori ad una certa soglia. Risulterà chiaro che tali variazioni sono evidenti e rientranti nell'ambito dell'invenzione.

L'uscita del selettore/combinatore 245 è un singolo dato PUCCH e PUSCH Doppler-compensato per ciascuna UE, che viene immesso nei livelli di protocollo superiori 250 rimanenti. I livelli di protocollo superiori 250 possono essere implementati secondo standard 3GPP, come LTE , per cui i livelli di protocollo superiori 250 non devono essere consapevoli dell'esistenza della compensazione Doppler eseguita nei ricevitori 220 e nel selettore/combinatore 245, o del fatto che sono presenti più ricevitori 220. Il selettore/combinatore 245 può anche fornire informazioni di stato al coordinatore 230, che può includere tutte o alcune delle stime SNR 340 calcolate come una funzione di offset UE e/o di frequenza, insieme all'identità del ricevitore selezionato 220 o sommatoria soft combine di un sottoinsieme dei ricevitori 220.

La figura 4a illustra una finestra 400 di intervallo di cattura di spettro esemplificativa per un segnale OFDMA o SC-FDMA in entrata. L'asse x corrisponde alla frequenza, centrata sulla frequenza portante fc. L'asse y corrisponde alla probabilità di decodificare con successo il segnale in ingresso in funzione dello spostamento di frequenza maggiore e minore della frequenza portante fc. Questo può essere rappresentato come una curva di probabilità di cattura 405, che si estende su un intervallo di acquisizione di frequenza CR. Come illustrato, è presente una banda ad alta probabilità 410 avente un intervallo di frequenza 412 attorno alla frequenza portante, per cui la banda ad alta probabilità 410 corrisponde ad una probabilità del 95% di decodificare con successo un segnale UL ad alta velocità di modulazione (ad esempio, 256-QAM). Un valore di intervallo di frequenza 412 può essere compreso tra 450Hz e 500Hz. La larghezza di CR, e quindi la larghezza della gamma di frequenze 412, dipende dallo schema di modulazione, per cui maggiore è la modulazione, più ristretto il CR.

La figura 4b illustra un insieme esemplificativo di curve di cattura spettrale per una pluralità di segnali, ciascuno avente un diverso offset di frequenza. Come illustrato, la curva di probabilità di cattura 405 ha uno spostamento di zero ed è quindi centrata su fc (la stessa della figura 4a) e ha un intervallo di cattura CR0; la curva di probabilità di cattura 415a ha uno scostamento di frequenza di fn, è centrata su fc+fn e ha un intervallo di cattura CR1a; la curva di probabilità di cattura 415b ha un offset di frequenza di - fn, è centrata su fc-fn e ha un intervallo di cattura CR1b; la curva di probabilità di cattura 425a ha un offset di frequenza di 2fn, è centrata su fc+2fn e ha un intervallo di cattura CR2a; e la curva di probabilità di cattura 425b ha un offset di frequenza di -2fn, è centrata su fc-2fn e ha un intervallo di cattura CR2b. E’ inoltre illustrata una curva di probabilità di acquisizione aggregata 440, che rappresenta la probabilità di decodificare un segnale indipendentemente da quale offset di frequenza viene usato. Come illustrato, la curva di probabilità aggregata di acquisizione 440 condivide la stessa scala di probabilità dell'asse y delle curve di probabilità di cattura individuali 405, 415a/b e 425a/b.

Il funzionamento del sistema descritto può essere descritto con riferimento alla figura 4b come segue. Riferendosi alla figura 1 1, UE 130d, che si trova nella parte posteriore del treno ad alta velocità 125 che passa per l’eNodoB 105. In questo scenario, UE 130d si sta rapidamente avvicinando all’eNodoB, risultando in uno spostamento di frequenza Doppler positivo 450a (in Figura 4a). Questo spostamento di frequenza Doppler si trova all'interno della banda di probabilità elevata 430a della curva di probabilità 425a, nel qual caso il ricevitore 220 con offset di frequenza 235 di 2fn (fornito dal coordinatore 230) ha la più alta probabilità di decodificare il segnale UL dalla UE 130d. Mentre il treno ad alta velocità 125 passa l’eNodoB 105, lo spostamento di frequenza Doppler di UE 130d scenderà rapidamente verso zero. Ad un certo punto durante l'avvicinamento, lo spostamento Doppler di UE 130d potrebbe essere quello rappresentato dall'offset di frequenza 450b. In questo caso (spostamento Doppler a 450b), c'è una maggiore probabilità che il ricevitore 220 con offset di frequenza fn (e curva di probabilità 415a) decodifichi con successo il segnale in ingresso e produca la stima di qualità più elevata 344, sebbene esista una probabilità finita che venga ancora decodificato con successo dal ricevitore 220 con offset di frequenza 2fn (e curva di probabilità 425a). La probabilità combinata di decodificare con successo è mostrata dalla curva di probabilità aggregata di cattura 440. Mentre UE 130d passa l’eNodeB 105 e inizia ad allontanarsi da esso, il suo spostamento Doppler diventerà sempre più negativo. Due spostamenti di frequenza Doppler negativi sono illustrati come offset di frequenza 450c e 450d. Sebbene questo esempio si riferisca a quattro offset di frequenza 450a-d, si comprenderà che l'offset di frequenza effettivamente spazia da un offset positivo massimo a un offset negativo massimo e che gli offset di frequenza 450a-d sono snapshot di offset esemplificativi.

La figura 4c illustra un altro insieme esemplificativo di curve di cattura spettrale che coinvolge sette ricevitori paralleli 220, sei dei quali operano con un offset di frequenza tale che le bande di probabilità elevate corrispondenti allo sfasamento di frequenza sono sostanzialmente adiacenti l'una all'altra. In questo esempio, la curva di probabilità di cattura 405 corrisponde a una frequenza centrale di offset zero e ha un intervallo di frequenza di banda ad alta probabilità 412. Adiacenti a queste sono le curve di probabilità di cattura 415a e 415b, aventi rispettivamente frequenze centrali a fc+fn e fc-fn. L'offset di frequenza fn può essere sostanzialmente simile all'intervallo di frequenza di banda di alta probabilità 412. Rispettivamente adiacenti alle curve di probabilità di cattura 415a e 415b sono curve di probabilità di cattura 425a e 425b, ciascuna avente una rispettiva frequenza centrale di fc+2fn e fc-2fn. Inoltre, rispettivamente adiacenti alle curve di probabilità di cattura 425a e 425b sono curve di probabilità di cattura 435a e 435b, ciascuna avente una rispettiva frequenza centrale di fc+3fn e fc-3fn.

Un vantaggio della configurazione di figura 4c è che la copertura ad alta probabilità può essere sostanzialmente contigua per l'intera gamma di offset di frequenza Doppler. Questo vantaggio richiede due ulteriori ricevitori paralleli 220 per fornire sei diversi offset Doppler alla frequenza centrale fc. Si comprenderà che più ricevitori paralleli 220 possono essere distribuiti di conseguenza, ampliando ulteriormente la possibile gamma di compensazione dello spostamento Doppler.

Un vantaggio del processore 110 in banda base secondo la descrizione è che una determinata UE può mantenere un elevato rate dello schema di modulazione dei dati (ad esempio 64-QAM o 256-QAM) mentre l'UE (come UE 130d) passa l’eNodeB 105 ad alta velocità in modo tale da essere trasparente per i livelli superiori del protocollo.

Si comprenderà che le variazioni alle correzioni di frequenza sono possibili e ricomprese nell'ambito della descrizione. Ad esempio, sono possibili più o meno offset di frequenza fn (e quindi ricevitori 220), a seconda dell'intervallo massimo previsto di spostamenti Doppler, corrispondente alla velocità massima delle UE connesse rispetto all’eNodoB 105. Inoltre, la frequenza offset fn può essere distanziata più vicino o più lontano. Se più vicini tra loro, la curva di probabilità aggregata di cattura 440 apparirà "piatta" e sarà più probabile che una UE manterrà uno schema di modulazione della frequenza molto alto (ad esempio, 64-QAM o 256-QAM) nell'intervallo di spostamento Doppler, ma questo può comportare più offset di frequenza e quindi richiedere più ricevitori 220, il che può aumentare la richiesta sull'ambiente di calcolo del processore 110 in banda base. Si comprenderà inoltre che le curve illustrate nelle figure 4a e 4b non sono in scala e sono usati a scopo illustrativo.

Il processo secondo la presente invenzione fornisce un uplink di alta qualità a dispositivi wireless in ambienti ad alta mobilità.

In particolare, secondo una forma di realizzazione preferita, una memoria leggibile da computer non transitoria è codificata con istruzioni che, quando eseguite da uno o più processori, fanno sì che uno o più processori eseguano il processo.

Le fasi del processo possono rientrare nell'ambito del coordinatore 230 e possono essere codificate in istruzioni leggibili dalla macchina memorizzate in una memoria non transitoria ed eseguite su uno o più processori associati al processore di banda base 110.

Il processo secondo l'invenzione comprende almeno le seguenti fasi: determinare una pluralità di offset di frequenza;

assegnare ciascuno della pluralità di offset di frequenza ad uno di una pluralità di ricevitori 220;

shifting di frequenza di un segnale in entrata da ciascuna della pluralità di offset di frequenza per creare una pluralità di segnali di frequenza shiftata 240;

calcolare una misura della qualità del segnale corrispondente a ciascuno della pluralità di segnali a frequenza shiftata 240; e

generare un segnale di uscita basato sulla pluralità di segnali a variazione di frequenza 240 e sulla pluralità di misure di qualità corrispondenti.

Secondo una possibile forma di realizzazione, la fase di generare un segnale di uscita comprende selezionare un segnale shiftato in frequenza di qualità più elevata 247 dalla pluralità di segnali a frequenza shiftata 240.

Secondo un'ulteriore possibile forma di realizzazione, la fase di generare un segnale di uscita comprende la combinazione soft di un sottoinsieme della pluralità di segnali a variazione di frequenza 240 aventi una misurazione di alta qualità del segnale.

Inoltre, la fase di calcolare la misura della qualità del segnale corrispondente a ciascuno di detta pluralità di segnali a frequenza shiftata 240 comprende calcolare un SNR (Signal to Noise Ratio) corrispondente al segnale a frequenza spostata 240.

L'SNR può essere calcolato utilizzando un Demodulation Reference Signal entro il suo segnale a frequenza shiftata 240.

Secondo una forma di realizzazione preferita, l'SNR viene calcolato utilizzando un algoritmo Data Aided Maximum Likelihood.

Inoltre, la fase di determinare una pluralità di offset di frequenza comprende:

ricevere un dato di stato corrispondente a una o più misure recenti di qualità del segnale;

identificare che un primo ricevitore corrispondente a un offset di frequenza positivo di grandezza massima e un secondo ricevitore corrispondente a uno sfasamento di frequenza negativo di grandezza più alta non sono necessari; e

de-istanziare il primo ricevitore e il secondo ricevitore.

In alternativa, la fase di determinare una pluralità di offset di frequenza comprende:

ricevere dati di stato corrispondenti a una o più misurazioni recenti della qualità del segnale;

determinare che è richiesto un ricevitore di offset di frequenza positiva aggiuntivo più grande e un ricevitore di offset di frequenza negativo aggiuntivo maggiore; e

creazione di istanze del ricevitore di offset di frequenza positiva superiore maggiore e del ricevitore di offset di frequenza negativo aggiuntivo maggiore.

La figura 5a illustra un processo esemplificativo 500 per istanziare e deistanziare un insieme richiesto di ricevitori 220 secondo la descrizione, basato sulla conoscenza a priori delle condizioni di traffico pianificate. Le fasi del processo 500 possono rientrare nell'ambito del coordinatore 230 e possono essere codificate in istruzioni leggibili da una macchina e memorizzate in una memoria non transitoria ed eseguite su uno o più processori associati al processore di banda base 110. Ai fini della descrizione, si presume che i treni ad alta velocità 125 siano considerevolmente più veloci del traffico veicolare e le UE a bordo di un treno ad alta velocità 125 possano sperimentare spostamenti Doppler massimi (positivi e negativi) maggiori di quelli sperimentati dalle UE a bordo o integrali alle automobili.

Nella fase 505, il processore esegue le istruzioni per interrogare uno o più programmi di trasporto al fine di identificare i momenti in cui è previsto un traffico ad alta velocità (ad es. un treno ad alta velocità 125). Queste informazioni possono includere la velocità prevista del traffico ad alta velocità.

Nella fase 510, il processore calcola la diffusione Doppler prevista per adattarsi al traffico ad alta velocità. Nel caso di un treno ad alta velocità previsto 125, questo può includere la velocità prevista del treno ad alta velocità 125, l'intervallo (in distanza) di copertura per la cella associata all’eNodoB 105 e la distanza dall’eNodoB 105 al più vicino punto del percorso su cui si avvicinerà il treno ad alta velocità 125. Dati questi fattori, il processore calcola la diffusione Doppler richiesta.

Nella fase 515, il processore calcola il numero richiesto di ricevitori 220 e l’offset di frequenza 235 da applicare a ciascuno dei ricevitori 220. Come discusso sopra rispetto alla figura 4b, una maggiore distanza tra le frequenze di offset 235 può risultare in una prestazione più robusta ma richiede più risorse di calcolo. Per la fase 515, date le risorse di calcolo disponibili e la diffusione Doppler richiesta, possono essere istanziati più o meno ricevitori 220. Inoltre, a seconda dell'estensione del traffico veicolare 135, potrebbe già esistere un gruppo di ricevitori attualmente operativo 220 funzionante ad un dato insieme di frequenze di offset 235. In questo caso, ricevitori aggiuntivi 220 potrebbero non essere necessari, specialmente se lo spread Doppler richiesto anticipato non è maggiore di quello già gestito dall'attuale serie di ricevitori 220.

Nella fase 520, il processore esegue le istruzioni per istanziare i ricevitori richiesti 220 e fornire gli offset di frequenza richiesti 235. A seconda dell'attività pianificata, determinata nella fase 505, può essere che lo spread Doppler richiesto attuale e previsto sia inferiore alla capacità corrente dei ricevitori 220. In questo caso, il processore può decodificare i ricevitori all'estremità superiore e inferiore dell'intervallo 235 di frequenza. Nell'esempio di figura 4b, i ricevitori 220 che gestiscono gli offset fc+2fn e fc+2fn potrebbero non essere più necessari, nel qual caso questi ricevitori 220 sono de-istanziati.

Il processo esemplificativo 500 di figura 5a si applica alle situazioni in cui sono note condizioni di traffico previste. Tuttavia, può essere vantaggioso consentire al processore in banda base 110 di rispondere dinamicamente ai cambiamenti delle condizioni del traffico e gestire cambiamenti imprevisti nel traffico ad alta velocità.

La figura 5b illustra un processo esemplificativo 550 in cui il processore di banda base 110 risponde dinamicamente a cambiamenti nelle condizioni di traffico e gestisce cambiamenti imprevisti nel traffico ad alta velocità. Il processo 550 può essere un processo autonomo eseguito separatamente dal processo 500 o può essere un processo secondario all'interno del processo 500.

Nella fase 555 il processore esegue le istruzioni per identificare tendenze e schemi in spostamenti Doppler di elevata grandezza. Per fare ciò, il selettore/combinatore 245 (o il coordinatore 230) può memorizzare informazioni riguardanti l'uso del ricevitore 220, incluse le stime SNR 344 corrispondenti a ciascuna delle UE e a ciascuno dei ricevitori 220, e quali ricevitori 220 sono stati selezionati per ritrasmettere i rispettivi UE Dati PUCCH e PUSCH ai livelli superiori del protocollo 245. Ciò potrebbe consentire al processore di identificare (a) modelli di diffusione Doppler a breve termine per un'azione immediata e (b) informazioni di tendenza a lungo termine per identificare preventivamente i tempi di Doppler ad alta diffusione come una funzione "look ahead".

Quanto segue descrive un esempio del precedente caso (a). Riferendosi alla figura 4b, se i dati di stima SNR (e quindi la selezione del ricevitore) indicano che ci sono state pochissime (o nessuna) istanze di compensazione Doppler all'interno degli intervalli di cattura CR2a/b corrispondenti alle curve di probabilità 425a/b. Questo potrebbe corrispondere a situazioni in cui c'è pochissimo traffico ad alta velocità. In questo caso, il processo 550 può procedere attraverso la condizione logica 560 alla fase 570, in cui il processore esegue istruzioni per de-instanziare i ricevitori 220 corrispondenti agli offset di frequenza fc+2fn e fc-2fn.

Quanto segue descrive un altro esempio del precedente caso (a). Di nuovo, facendo riferimento alla figura 4b, i dati di stima SNR (e quindi la selezione del ricevitore) possono indicare molte istanze di sweep rapidi nella compensazione Doppler dal più alto offset di frequenza positivo (curva di probabilità 425a) attraverso offset zero (curva di probabilità 405) attraverso l'offset di frequenza negativo più alto (curva di probabilità 425b), per cui la durata del tempo all'estremità dell'offset Doppler (425a/b) non è molto maggiore della durata del tempo nelle corrispondenti curve di probabilità di un offset minore (ad esempio 415a/b). Ciò potrebbe indicare che non c'è copertura sufficiente all'estremità superiore della compensazione Doppler richiesta e che i ricevitori aggiuntivi 220 potrebbero essere necessari con offset di frequenza maggiori, in altre parole, per aggiungere una o più coppie di ricevitori all'estremità della compensazione Doppler. In questo caso, il processo 550 può procedere attraverso la condizione logica 560 al passo 565, in cui il processore esegue istruzioni per istanziare ricevitori aggiuntivi 220 corrispondenti a offset di frequenza più alta fc+3fn e fc-3fn.

Per quest'ultimo caso (b) il processore può memorizzare dati storici a più lungo termine per quanto riguarda le stime SNR, il numero di ricevitori 220 e il ricevitore 220 selezionato, insieme a un timestamp. In questo scenario, il processore può eseguire istruzioni per identificare i modelli che si verificano ogni giorno (ad es. passaggio del treno, ingorghi, ecc.) e settimanalmente. Ciò potrebbe includere modelli identificativi che potrebbero indicare un'imminente necessità di destinatari aggiuntivi o meno. Tali algoritmi "look ahead" e le loro implementazioni sono noti e rientrano nell'ambito della descrizione.

Claims

RIVENDICAZIONI 1) Una stazione radio base di telecomunicazione wireless (105) per scenari ad alta mobilità, caratterizzata dal fatto che comprende: un modulo coordinatore (230) configurato per determinare una pluralità di offset di frequenza rispetto ad una frequenza portante; una pluralità di ricevitori (220), in cui ciascuno di detta pluralità di ricevitori è configurato per ricevere un offset di frequenza (235) distinto all'interno di detta pluralità di offset di frequenza, shiftare un segnale in arrivo alla frequenza portante dal suo offset di frequenza (235) corrispondente a generare un segnale a frequenza shiftata (240) e determinare una misura della qualità del segnale corrispondente al suo segnale a frequenza shiftata (240); e un modulo selettore/combinatore (245) configurato per ricevere detto segnale a frequenza shiftata (240) e la misura della qualità del segnale da ciascuno della pluralità di ricevitori (220), generando un segnale di frequenza shiftato di più alta qualità (247) e inviando detto segnale di frequenza shiftato di più alta qualità (247) ai livelli superiori del protocollo (250).
2) La stazione radio base di telecomunicazione wireless (105) secondo la rivendicazione 1, caratterizzata dal fatto che detto modulo selettore/combinatore (245) è configurato per generare detto segnale a frequenza shiftato di più alta qualità (247) selezionando il segnale a frequenza shiftata (240) corrispondente a una misurazione della qualità del segnale più alta.
3) La stazione radio base di telecomunicazione wireless (105) secondo la rivendicazione 1, caratterizzata dal fatto che detto modulo selettore/combinatore (245) è configurato per generare detto segnale a frequenza shiftato di più alta qualità (247) mediante una combinazione soft di un sottoinsieme della pluralità di segnali a frequenza shiftata (240) aventi misurazioni della qualità del segnale corrispondenti elevate.
4) La stazione radio base per telecomunicazioni wireless (105) secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, caratterizzata dal fatto che ciascuno di detta pluralità di ricevitori (220) è configurato per determinare detta misurazione della qualità del segnale calcolando un SNR (Signal to Noise Ratio) corrispondente al suo segnale a frequenza shiftata (240).
5) La stazione radio base di telecomunicazione wireless (105) secondo la rivendicazione 4, caratterizzata dal fatto che ciascuno di detta pluralità di ricevitori (220) è configurato per calcolare detto SNR utilizzando un Demodulation Reference Signal (DM-RS) entro il suo segnale a frequenza shiftata (240).
6) La stazione radio base di telecomunicazioni wireless (105) secondo la rivendicazione 5, caratterizzata dal fatto che ciascuno di detta pluralità di ricevitori (220) è configurato per calcolare detto SNR usando un algoritmo di Data Aided Maximum Likelihood.
7) La stazione radio base di telecomunicazione wireless (105) secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, caratterizzata dal fatto che ciascuno di detta pluralità di ricevitori (220) è configurato per implementare una porzione di elaborazione di un layer PHY di uno stack di protocollo LTE.
8) La stazione radio base di telecomunicazioni wireless (105) secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, caratterizzata dal fatto che detto modulo coordinatore (230) è configurato per ricevere dati di stato da detto modulo selettore/combinatore (245), determinando che un primo ricevitore (220) corrispondente a uno shifting di frequenza positivo di grandezza più elevata e un secondo ricevitore (220) corrispondente a uno scostamento di frequenza negativo di grandezza più elevata non sono necessari, e deistanziare il primo e il secondo ricevitore (220).
9) La stazione radio base per telecomunicazioni wireless (105) secondo le rivendicazioni da 1 a 7, caratterizzata dal fatto che detto modulo coordinatore (230) è configurato per ricevere dati di stato da detto modulo selettore/combinatore (245), determinando che un'ulteriore ricevitore ad offset di frequenza positiva superiore ed un ricevitore di offset di frequenza negativa superiore sono richiesti, e istanziando detto ricevitore di offset di frequenza positiva più grande addizionale e detto ricevitore di offset di frequenza negativa maggiore addizionale.
10) Un processo di telecomunicazione wireless per scenari ad alta mobilità, caratterizzato dal fatto che comprende almeno le seguenti fasi: determinare una pluralità di offset di frequenza; assegnare ciascuno di detta pluralità di offset di frequenza ad uno di una pluralità di ricevitori (220); shifting di frequenza di un segnale in entrata da ciascuna di detta pluralità di offset di frequenza per creare una pluralità di segnali a frequenza shiftata (240); calcolare una misura della qualità del segnale corrispondente a ciascuno di detta pluralità di segnali a frequenza shiftata (240); e generare un segnale di uscita basato sulla pluralità di segnali a frequenza shiftata (240) e detta pluralità di misure di qualità corrispondenti.
11) Processo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto che detta fase di generare un segnale di uscita comprende la selezione di un segnale shiftato in frequenza di più alta qualità (247) da detta pluralità di segnali a frequenza shiftata (240).
12) Processo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto che detta fase di generare un segnale di uscita comprende combinare in modo soft un sottoinsieme di detta pluralità di segnali a frequenza shiftata (240) aventi una misurazione di elevata qualità del segnale.
13) Processo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto che detta fase di calcolare la misura della qualità del segnale corrispondente a ciascuno di detta pluralità di segnali a frequenza shiftata (240) comprende calcolare un SNR (Signal to Noise Ratio) corrispondente al segnale a frequenza shiftata (240).
14) Processo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto che detta fase di calcolare la misura della qualità del segnale corrispondente a ciascuno di detta pluralità di segnali a frequenza shiftata (240) comprende calcolare l'SNR usando un segnale di riferimento di demodulazione entro il suo segnale a frequenza shiftata (240).
15) Processo secondo la rivendicazione 14, caratterizzato dal fatto che detta fase di calcolare la misura della qualità del segnale corrispondente a ciascuno di detta pluralità di segnali a frequenza shiftata (240) comprende il calcolo di detto SNR utilizzando un algoritmo Data Aided Maximum Likelihood.
16) Processo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto che detta fase di determinare una pluralità di offset di frequenza comprende: ricevere un dato di stato corrispondente a una o più misure recenti di qualità del segnale; identificare che un primo ricevitore corrispondente a un offset di frequenza positivo di grandezza più alta e un secondo ricevitore corrispondente a uno sfasamento di frequenza negativo di grandezza più alta non sono necessari; e de-istanziare detto primo ricevitore e detto secondo ricevitore.
17) Processo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto che detta fase di determinare una pluralità di offset di frequenza comprende: ricevere dati di stato corrispondenti a una o più misurazioni recenti della qualità del segnale; determinare che è richiesto un ricevitore di offset di frequenza positiva aggiuntivo più grande e un ricevitore di offset di frequenza negativo aggiuntivo più grande; e istanziare detto ricevitore di sfasamento di frequenza positiva aggiuntivo maggiore e detto ricevitore di sfasamento di frequenza negativa maggiore addizionale.