FR2903834A1

FR2903834A1 - METHODS FOR TRANSMITTING AND RECEIVING A MULTI-CARRIER SIGNAL COMPRISING DATA LINERS, DEVICES AND CORRESPONDING COMPUTER PROGRAM PRODUCTS.

Info

Publication number: FR2903834A1
Application number: FR0606382A
Authority: FR
Inventors: Chrislin Lele; Jean Philippe Javaudin; Pierre Siohan
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2006-07-12
Filing date: 2006-07-12
Publication date: 2008-01-18
Also published as: WO2008007029A2; WO2008007029A8; WO2008007029A3

Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal reçu correspondant à un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles constitués d'un ensemble d'éléments de données à valeurs réelles comprenant au moins des éléments de données informatifs, ledit procédé de réception comprenant une étape de première estimation globale dudit canal de transmission.Selon l'invention, des doublons (23) formés chacun d'au moins deux éléments de données informatifs (231, 232) étant localisés chacun dans une région de voisinage (241), et une proportion entre lesdites valeurs réelles d'un même doublon (23) étant connue d'un récepteur, ledit procédé de réception comprend, pour au moins une desdites régions de voisinage :- une étape d'extraction (32) d'au moins deux valeurs complexes ;- une étape de raffinement local (33) de ladite première estimation, tenant compte desdites valeurs complexes.The invention relates to a method for receiving a received signal corresponding to a multicarrier signal formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising at least elements of informative data, said method receiver according to the invention, duplicates (23) each formed of at least two informative data elements (231, 232) each located in a neighborhood region (241). ), and a proportion between said real values of the same duplicate (23) being known from a receiver, said receiving method comprises, for at least one of said neighborhood regions: an extraction step (32) of at least two complex values; a local refinement step (33) of said first estimate, taking into account said complex values.

Description

1 Procédés d'émission et de réception d'un signal multiporteuse comprenant1 Methods of transmitting and receiving a multicarrier signal comprising

des doublons de données, dispositifs et produits programme d'ordinateur correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui de la transmission et de la diffusion d'informations numériques, notamment à haut débit, sur une bande de fréquence limitée. Plus précisément, l'invention concerne une technique d'émission et de réception d'un signal à porteuses multiples permettant d'améliorer, en réception, une estimation du canal de transmission, par exemple en environnement radiomobile. Notamment, la technique selon l'invention est bien adaptée à la transmission de signaux à porteuses multiples ayant subi une modulation de type OFDM/OQAM (en anglais Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation ) ou BFDM/OQAM (en anglais Biorthogonal Frequency Division Multiplexing / OQAM ), pour lesquelles les porteuses sont mises en forme par une fonction prototype. 2. Art antérieur 2.1 Les modulations multiporteuses 2.1.1 Les modulations OFDM On connaît à ce jour les modulations à porteuses multiples de type OFDM (en anglais C)rthogonally Frequency Division Multiplex ). Une telle technique de modulation apporte une solution efficace au problème de la diffusion d'informations, en particulier pour des canaux multi-trajets, filaires ou sans fil. duplicate data, devices and corresponding computer program products. FIELD OF THE DISCLOSURE The field of the invention is that of the transmission and broadcasting of digital information, especially at high speed, over a limited frequency band. More specifically, the invention relates to a technique for transmitting and receiving a multicarrier signal for improving, in reception, an estimate of the transmission channel, for example in a mobile radio environment. In particular, the technique according to the invention is well suited to the transmission of multi-carrier signals having undergone modulation of the OFDM / OQAM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation) or BFDM / OQAM (Biorthogonal Frequency) type. Division Multiplexing / OQAM), for which the carriers are formatted by a prototype function. 2. PRIOR ART 2.1 Multicarrier Modulations 2.1.1 OFDM Modulations To date, multi-carrier modulations of the OFDM type (in English C) have been used in the rthogonally Frequency Division Multiplex. Such a modulation technique provides an effective solution to the problem of broadcasting information, especially for multipath channels, wired or wireless.

De ce fait, la technique de modulation multiporteuse OFDM a été retenue dans plusieurs normes et spécifications pour des applications en transmission filaires, par exemple de type ADSL (en anglais Asymmetric Digital Subscriber Line ) ou PLC (en anglais Powerline Communication , en français courant porteur en ligne , ou CPL), ou sans fil, par exemple de type DAB (en anglais Digital Audio Broadcasting ), DVB-T (en anglais Digital Video 2903834 2 Broadcasting -- Terrestrial ), ou WLAN (en anglais Wireless Local Area Network ). Toutefois, la mise en forme rectangulaire d'un signal réalisée par un modulateur C)FDM présente l'inconvénient d'une mauvaise localisation 5 fréquentielle. Par conséquent, des solutions alternatives ont été proposées, aboutissant à des systèmes de modulation à porteuses multiples dans lesquelles le signal est mis en forme par des fonctions dites prototypes, permettant d'obtenir une meilleure localisation fréquentielle. 10 En effet, l'ensemble des porteuses d'une modulation multiporteuse forme un multiplex, et chacune des porteuses de ce multiplex peut être mise en forme à l'aide d'une même fonction prototype, notée g(t), qui caractérise la modulation multiporteuse. 2.1.2 Les modulations OFDM/OQAM 15 Ainsi, une solution proposée consiste à remplacer une modulation en quadrature QAM ( Quadrature Amplitude Modulation ), mise en oeuvre sur chacune des porteuses, par une modulation décalant d'un demi temps symbole les parties réelles et imaginaires des symboles complexes à transmettre, pour deux fréquences porteuses successives. 20 Cette alternance conduit à une modulation multiporteuse de type OFDMIOQAM. Cette approche permet notamment de réaliser les conditions d'orthogonalité désirées avec des filtres prototypes qui ne sont pas nécessairement de forme rectangulaire. En effet, le décalage (offset temporel) introduit par la modulation OQAM 25 permet de relâcher les contraintes d'orthogonalité, ou plus généralement de biorthogonalité. Cette famille de modulation offre ainsi un choix de fonctions prototypes plus large que la simple fonction prototype rectangulaire d'une modulation OFDM. Ainsi, suivant le type de canal de transmission considéré pour une 30 application donnée, comme par exemple le canal radiomobile ou le canal à 2903834 3 courant porteur en ligne (CPL), on peut effectuer un choix de fonctions prototypes appropriées aux types de distorsions rencontrées. En particulier, il est préférable de retenir des fonctions prototypes présentant une meilleure sélectivité fréquentielle que le sinus cardinal utilisé en modulation OFDM, notamment en 5 canal radiomobile pour lutter contre la dispersion fréquentielle due à l'effet Doppler, ou en canal CPL pour mieux résister aux brouilleurs à bande étroite, et de manière générale pour satisfaire plus aisément les spécifications fréquentielles des masques d'émission. La modulation OFDM/OQAM est donc une alternative à la modulation 10 OFDM classique, reposant sur un choix judicieux de la fonction prototype modulant chacune des porteuses du signal, qui doit être bien localisée dans l'espace temps/fréquence. En particulier, la figure 1 illustre une représentation temps/fréquence des éléments de données à valeurs réelles transmis par modulation OFDM/OQAM et 15 des éléments de données à valeurs complexes transmis par modulation OFDM classique, sans intervalle de garde, un symbole à valeurs complexes OFDM/QAM ou à valeurs réelles OFDM/OQAM étant constitué d'un ensemble d'éléments de données à un instant t donné. De plus, chaque emplacement temps/fréquence porte une fréquence porteuse, appelée sous-porteuse ou directement porteuse dans la 20 suite de la description. Sur cette figure 1, les triangles à un instant t donné représentent les éléments de données à valeurs complexes d'un symbole OFDM/QAM. Les ronds et les étoiles à un instant t donné représentent quant à eux les éléments de données à valeurs réelles d'un symbole OFDM/OQAM. Par exemple, pour deux symboles 25 OFDM/OQAM successifs à valeurs réelles, les ronds correspondent à la partie réelle et les étoiles à la partie imaginaire d'un symbole complexe issu d'une constellation QAM que l'on souhaite transmettre en utilisant une modulation OFDM/OQAM. En effet, pour une modulation OFDM classique de type complexe, les 30 parties réelle et imaginaire d'un complexe issu de la constellation QAM sont 2903834 4 transmises simultanément, tous les temps symbole Tä ; dans le cadre d'une modulation OFDM/OQAM de type réel, en revanche, les parties réelle et imaginaire sont transmises avec un décalage temporel d'un demi temps symbole complexe (Tu/2). 5 On constate sur cette figure 1 que l'efficacité spectrale de l'OFDM/OQAM est identique à celle de l'OFDM classique sans intervalle de garde. En effet, en notant v0 l'espacement entre deux porteuses adjacentes du multiplex, et r0 l'espacement temporel entre deux symboles à valeurs réelles, on transmet pour un même espacement inter-porteuses v0 : 10 - en OFDM/OQAM, une valeur réelle par porteuse tous les intervalles de temps r0 ; - en OFDM classique sans intervalle de garde, une valeur complexe (i.e. deux valeurs réelles) tous les 2 x 1-0 = Tä . Autrement dit, l'efficacité spectrale de l'OFDM/OQAM est 15 (Tg + 2'ro) / 2r0 fois supérieure à celle de l'OFDM classique avec un intervalle de garde de durée Tg. 2.1.3 Les modulations BFDM/OQAM De plus, si l'on choisit d'avoir côté réception des fonctions de démodulation qui ne sont pas nécessairement les fonctions conjuguées des 20 fonctions prototypes utilisées en émission, on peut, en utilisant la propriété de biorthogonalité, généraliser l'OFDM/OQAM à la technique de modulation BFDM/OQA1V[. Le principe d'offset, lié à la famille OQAM, est strictement identique dans le cadre d'une modulation de type BFDM/OQAM. Par conséquent, la figure 1 25 s'applique également aux modulations de type BFDM/OQAM. Plus précisément, l'intérêt de la modulation de type BFDM/OQAM est de permettre, pour une longueur donnée de filtre prototype, une réduction du retard apporté par le système de transmission. Comme indiqué précédemment, la technique de modulation 30 BFDM/OQAM, tout comme l'OFDM/OQAM, transmet des symboles à valeur 2903834 5 réelle à une cadence double de celle à laquelle l'OFDM transmet des symboles à valeur complexe. Par conséquent, ces deux modulations ont a priori la même efficacité spectrale. Plus précisément, le signal BFDM/OQAM peut se représenter en bande de 5 base sous la forme suivante : M-1 s(t) = ti am n g(t ù n2p) ej2tcmvpteJ()m,n (1) n m=0 8m,n(t) avec : - am,n les éléments de données réels à transmettre sur une porteuse m à l'instant n 10 - M le nombre de fréquences porteuses (nécessairement pair) ; g la fonction prototype utilisée par le modulateur ; 'ro la durée d'un symbole BFDM/OQAM ; - vo l'espacement inter porteuses ; Wm,n un terme de phase choisi de manière à réaliser une alternance 15 partie réelle-partie imaginaire permettant l'orthogonalité, ou plus généralement la biorthogonalité. En effet, dans le cas biorthogonal, la base de démodulation à la réception peut être différente de celle de l'émission, et peut s'exprimer sous la forme suivante : 20 fm,n(t) = 1(t _ nro ) e j2rmvoteftPm,n (2) La condition de biorthogonalité s'exprime alors sous la forme suivante : (gm,n,Jm',n')R = {$00g,n(t)f,,n(t)dt} = Sm mt 5n,n' (3) où : (.,.)R désigne le produit scalaire réel et 9Z{.} désigne la partie réelle. Cependant un inconvénient des techniques de modulation de type 25 BFDM/OQAN1 (ou OFDM/OQAM), est que la condition de biorthogonalité (ou d'orthogonalité) n'est réalisée que pour les valeurs réelles de symboles à transmettre, ce qui pose un problème d'estimation en réception, et notamment d'estimation du canal de transmission, dans la mesure où les symboles reçus sont 2903834 6 complexes. 2.2 Le canal de transmission On décrit donc succinctement ci-après les caractéristiques d'un canal de transmission, notamment en environnement radiomobile, et les techniques 5 d'estimation d'un tel canal. On rappelle en effet que le procédé de mise en forme d'un signal électrique à partir de l'information à transmettre dépend des conditions dans lesquelles un tel signal est transmis. 2.2.1 Caractéristiques du canal de transmission En environnement radiomobile, l'onde émise subit, lors de son parcours, 10 de multiples réflexions, et le récepteur reçoit donc une somme de versions retardées du signal émis. Chacune de ces versions est atténuée et déphasée de façon aléatoire. Ce phénomène, connu sous le nom d'étalement des retards (en anglais delay spread ), génère de l'interférence entre symboles (IES). On entend notamment par IES une interférence entre symboles temporels et/ou entre 15 porteuses. Par exemple, dans un environnement de type urbain, l'étalement des retards est de l'ordre de ou inférieur à quelques microsecondes. Le récepteur (par exemple un radiotéléphone mobile d'un automobiliste) étant supposé en mouvement, l'effet dit Doppler agit également sur chaque trajet, ce qui se traduit par un décalage en fréquence du spectre reçu, proportionnel à la 20 vitesse de déplacement du mobile. La conjugaison de ces effets se traduit par un canal non stationnaire présentant des évanouissements profonds à certaines fréquences. Un tel canal est notamment qualifié de canal sélectif en fréquence. Pour certaines applications, particulièrement intéressantes dans le cadre de la présente invention, la bande de 25 transmission est de largeur supérieure à la bande de cohérence du canal (c'est-à-dire à la bande pour laquelle la réponse fréquentielle du canal peut être considérée comme constante, sur une durée donnée). Des évanouissements apparaissent donc dans la bande, c'est-à-dire qu'à un instant donné, certaines fréquences sont fortement atténuées. 30 Pour combattre ces différents phénomènes (dus à PIES et à l'effet 2903834 7 Doppler), on a envisagé dans les systèmes de type OFDM d'ajouter un intervalle de garde, pendant lequel on ne transmet pas d'informations utiles, de manière à garantir que toutes les informations reçues proviennent d'un même symbole. Dans le cas d'une démodulation cohérente des sous-porteuses, on corrige alors la 5 distorsion apportée par le canal en estimant sa valeur en tout point du réseau temps/fréquence. L'introduction d'un tel intervalle de garde permet ainsi de réduire les phénomènes liés à l'interférence entre symboles. Toutefois, un inconvénient majeur de cette technique est qu'elle est 10 d'efficacité spectrale réduite, aucune information utile n'étant transmise pendant la durée de l'intervalle de garde. En revanche, les techniques de modulation de type OFDM/OQAM et BFDM/OQAM, ne nécessitent pas l'introduction d'un intervalle de garde ou d'un préfixe cyclique, tout en présentant la même efficacité spectrale qu'une 15 modulation OFDM classique. 2.2.2 Estimation du canal de transmission Les caractéristiques distinctes des modulations multiporteuses de type réel d'une part, et de type complexe d'autre part, induisent des traitements différents lors de la mise en oeuvre d'une estimation du canal de transmission. 20 On détaille ci-après une technique d'estimation du canal de transmission pour des modulations de type réel, par exemple OFDM/OQAM ou BFDM/OQAM. En effet, dans le cas d'une modulation multiporteuse de type réel, le fait de disposer d'une orthogonalité des translatées au sens réel rend le processus d'estimation de canal plus délicat. 25 En effet, pour estimer le gain complexe du canal sur une sous-porteuse donnée, il convient de réaliser la projection complexe du signal reçu sur la sous-porteuse considérée. Or, l'orthogonalité des translatées au sens réel et le fait que les fonctions prototypes, même choisies localisées au mieux en temps et en fréquence, sont de support infini sur au moins un des deux axes temporel ou 30 fréquentiel, impliquent que, même sur un canal idéal, de l'interférence 2903834 8 (intrinsèque) entre porteuses est générée. En effet, la partie imaginaire de la projection du signal reçu sur la base des translatées de la fonction prototype n'est pas nulle. Il apparaît alors un terme perturbateur qui vient s'ajouter au signal démodulé, et qu'il faut corriger avant de 5 faire l'estimation du canal. Il est donc nécessaire de concevoir des méthodes permettant de compenser cette perte d'orthogonalité complexe, et palliant ainsi au moins certains inconvénients de cette technique de l'art antérieur pour les modulations de type OFDM/OQAM ou BFDM/OQAM. Considérons par exemple y(t) le signal reçu. 10 On suppose notamment que le choix des paramètres de la modulation multiporteuse assure que le canal peut être considéré comme plat sur chacune des sous-porteuses pour chaque symbole OFDM/OQAM. Le canal est alors modélisable par un coefficient complexe par sous-porteuse, noté H,n,n , où m est l'indice de la sous-porteuse et n celui du symbole OFDM/OQAM. 15 On utilise alors la projection complexe du signal multiporteuse au point (mo,no) de 1"espace temps/fréquence pour estimer le canal de transmission H,no n9 à cet emplacement. Ainsi, si on emet ano,,,o = à cet emplacement, on a : H _ f y(t)gmo,no (t)dt (4) mono ]r 20 En supposant que le canal est idéal (y(t) = s(t)) , étant donné que les modulations OFDM/OQAM et BFDM/OQAM ont seulement une orthogonalité réelle (équation (3)), on ne peut pas avoir H,y,o ,no = 1. Donc, considérant a no = (s,gnn0,no = f s(t)g,no,no (t)dt , et supposant que le canal est idéal, on a : 25 a(c) = r E + am,n gm,n (t)g,no no (t)dt mo,no (m,n)#(mo,no ) äoEj9Z où (.,.)c désigne le produit scalaire en complexe. L'équation (5) traduit le fait que la projection complexe du signal (5) 2903834 9 parfaitement transmis est néanmoins entachée d'une interférence entre symboles (IES) intrinsèque aux modulations OFDM/OQAM ou BFDM/OQAM, notée Imono En particulier, l'existence de cette interférence entre symboles perturbe 5 fortement l'estimation du canal de transmission, et, par conséquent, l'estimation des symboles. Une solution à ce problème a notamment été proposée dans le document de brevet WO 02/25884 publié le 28 mars 2002. Plus précisément, la technique proposée dans ce document permet de 10 limiter cette interférence en utilisant une mise en trame spécifique des données à l'émission. Ainsi, cette technique associe à des zones 3x 3 du réseau temps/fréquence, dite première couronne, ou zones de taille supérieure, un élément de donnée de référence, appelé pilote, ainsi qu'une donnée de contrôle. Un inconvénient de cette technique de l'art antérieur est de nécessiter un 15 calcul matriciel à l'émission et à la réception, avec une taille de matrice augmentant avec la taille de la couronne. Un autre inconvénient de cette technique de l'art antérieur apparaît dans le cas d'une transmission pour laquelle la ressource temps/fréquence est répartie entre plusieurs utilisateurs. Dans ce cas, la relation de couronne impose que tous 20 les éléments de données d'une même couronne soient affectés au même utilisateur. Cette contrainte pose notamment des problèmes de granularité et d'affectation des ressources, le nombre de pilotes émis étant généralement situé entre 2 et 5%. Il existe donc un besoin pour une technique permettant d'obtenir une 25 meilleure estimation du canal de transmission, et conduisant à une estimation plus précise des éléments de données informatifs portés par le signal multiporteuse. 3. Exposé de l'invention L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de réception 30 d'un signal reçu correspondant à un signal multiporteuse émis par au moins un 2903834 10 émetteur via un canal de transmission, ledit signal multiporteuse étant formé d'une succession temporelle de symboles constitués d'un ensemble d'éléments de données à valeurs réelles comprenant au moins des éléments de données informatifs, chacun desdits éléments de données modulant une fréquence porteuse 5 dudit signal, une fréquence porteuse modulée par un desdits éléments de données étant appelée porteuse, ledit procédé de réception comprenant une étape de première estimation globale dudit canal de transmission. Selon l'invention, des doublons formés chacun d'au moins deux éléments de données informatifs étant localisés chacun dans une région dite de voisinage 10 dans l'espace temps/fréquence, une région de voisinage étant une région dans laquelle ledit canal de transmission est considéré comme sensiblement constant, et une proportion entre les valeurs réelles portées par chacun desdits éléments de données informatifs formant un même doublon étant connue d'un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal multiporteuse, ledit procédé de 15 réception comprend, pour au moins une desdites régions de voisinage : une étape d'extraction d'au moins deux valeurs complexes, correspondant à chacun desdits éléments de données informatifs formant ledit doublon, après passage dans ledit canal de transmission ; - une étape de raffinement local de ladite première estimation, tenant compte 20 desdites valeurs complexes, délivrant une estimation locale raffinée dudit canal de transmission pour ladite région de voisinage. Ainsi, l'invention repose sur une approche nouvelle et inventive de l'estimation dus canal de transmission, dans un système de transmission mettant en oeuvre un signal multiporteuse portant des éléments de données à valeurs réelles. 25 En particulier, un tel signal multiporteuse est du type OFDM/OQAM ou BFDM/OQAMV[. Plus précisément, cette technique repose sur la mise en oeuvre, côté réception, d'une première estimation globale du canal de transmission, suivie d'un raffinement local de cette première estimation, au niveau des doublons, permettant 30 d'obtenir une estimation plus fine du canal de transmission. Cette technique 2903834 11 permet donc d'améliorer l'estimation du canal aux emplacements temps/fréquence des doublons, et de manière plus large au niveau des régions de voisinage. On rappelle que le canal de transmission est découpé en cellules selon les axes temporel et fréquentiel. A chaque cellule ou emplacement de l'espace 5 temps/fréquence est attribuée une porteuse dédiée. On répartit donc l'information à transporter sur l'ensemble de ces porteuses, et une région de voisinage correspond à une région dans laquelle le canal ne varie pas, ou peu, en temps et/ou en fréquence. De plus, on entend notamment par doublon un groupe d'au moins deux 10 éléments de données informatifs portant chacun une valeur réelle, liées par une relation de proportionnalité connue du récepteur. En particulier, le canal de transmission est découpé en régions de voisinage, au moins certaines régions de voisinage portant un doublon. Ces doublons peuvent notamment être boostés. Finalement, on entend notamment par estimation globale une 15 estimation du canal de transmission sur un domaine du réseau temps/fréquence s'étendant au-delà d'une région de voisinage, par opposition à une estimation locale bornée par une région de voisinage. Ainsi, pour au moins une région de voisinage, ce raffinement local permet une estimation correcte du canal de transmission au niveau du doublon, sans 20 gaspiller la ressource temps/fréquence, puisque des éléments de données informatifs sont portés par le doublon. De plus, ces doublons peuvent être boostés. De plus, il n'est pas nécessaire d'imposer de relation de première couronne et donc de contrainte sur la valeur d'un élément de données au voisinage d'un pilote pour réduire l'interférence entre symboles. 25 En effet, la technique selon l'invention permet notamment, par rapport aux techniques de l'art antérieur, d'optimiser la ressource temps/fréquence, puisqu'elle ne nécessite pas l'utilisation d'un intervalle de garde, pendant lequel aucune information utile n'est transmise, ni une mise en trame spécifique des données, associant à une zone 3 x 3 du réseau temps/fréquence (première 30 couronne) un pilote réel ainsi qu'une donnée de contrôle, nécessitant la 2903834 12 réservation de deux emplacements temps/fréquence. Les ressources temps/fréquence réservées aux doublons sont donc diminuées de moitié par rapport aux techniques de l'art antérieur, et notamment la technique d'estimation par pilotes répartis en OFDM classique. 5 Le signal multiporteuse peut également comprendre, pour au moins certains symboles, des éléments de données de référence appelés pilotes dont la valeur et l'emplacement à l'émission sont connus d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal multiporteuse. La première estimation globale peut notamment être mise en oeuvre par 10 une technique classique d'estimation de canal, comme par exemple : une estimation par préambule, notamment dans le cas d'une transmission au cours de laquelle le canal varie lentement dans le temps ; - une estimation par pilotes répartis ; 15 - une estimation par paires de pilotes réels ; une estimation par couronne, telle que décrite notamment dans le document de brevet WO 02/25884 précité ; - une estimation en aveugle, ne reposant pas sur l'utilisation d'éléments de données de référence connus du récepteur ; 20 - etc. En particulier, la technique d'estimation par paires de pilotes réels repose sur la prise en compte, dans un signal à porteuses multiples formé d'une succession temporelle de symboles constitués d'un ensemble d'éléments de données à valeurs réelles comprenant des éléments de données informatifs, et pour 25 au moins certains symboles, des pilotes, dont la valeur et l'emplacement à l'émission sont connus d'au moins un récepteur, de groupes de pilotes localisés chacun dans une région de voisinage de l'espace temps/fréquence. Plus précisément, on considère au moins un groupe d'au moins deux pilotes à valeurs réelles localisé dans une région dite de voisinage dans laquelle le 30 canal de transmission est considéré comme sensiblement constant, de façon à 2903834 13 obtenir une estimation du canal de transmission sur cette région de voisinage. Ainsi, pour au moins une des régions de voisinage, cette technique d'estimation comprend : une étape d'extraction d'au moins deux valeurs complexes 5 correspondant aux pilotes du groupe de la région de voisinage considérée, après passage dans le canal de transmission, une étape d'estimation des parties réelle et imaginaire du canal de transmission dans la région de voisinage considérée à partir de ces valeurs complexes. 10 Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, l'étape de raffinement local met en oeuvre une détermination d'un terme de phase représentatif dudit canal de transmission à partir des valeurs complexes, et une correction de ladite première estimation en fonction dudit terme de phase. On détermine ainsi, à partir d'un doublon d'une région de voisinage, un 15 terme de phase du canal de transmission, considéré comme exact pour cette région de voisinage. En combinant cette phase exacte du canal de transmission avec la connaissance a priori du canal, obtenue lors de la première estimation, on obtient une estimation corrigée du canal de transmission pour la région de voisinage. 20 En particulier, cette étape de raffinement local peut tenir compte d'une fonction d'ambiguïté d'une fonction prototype associée à la modulation, par exemple OFDM/OQAM ou BFDMIOQAM. Selon une caractéristique particulière de l'invention, le procédé de réception comprend une étape d'estimation de doublon, tenant compte de ladite 25 estimation locale raffinée et de ladite proportion, délivrant une estimation desdites valeurs réelles portées par chacun desdits éléments de données informatifs d'un desdits doublons, dites valeurs de doublon estimées, et une étape de deuxième estimation globale dudit canal de transmission, à partir desdites valeurs de doublon estimées d'au moins un desdits doublons. 30 En particulier, l'étape d'estimation de doublon prend en compte une 2903834 14 moyenne desdites valeurs de doublon estimées pondérées par ladite proportion. Plus précisément, à partir du raffinement local de la première estimation au niveau d'un doublon (ou de manière plus générale au niveau de la région de voisinage comprenant le doublon, puisque le canal est considéré comme 5 sensiblement constant sur cette région de l'espace temps/fréquence), on détermine une estimation des valeurs réelles portées par les éléments de données d'un doublon. Plus précisément, ces différentes valeurs étant liées par au moins une relation de proportionnalité, connue du récepteur, on peut améliorer ces 10 estimations à partir d'une moyenne des différentes estimations pondérées par la relation de proportionnalité. Par exemple, si un doublon comprend deux éléments de données informatifs portant une même valeur, on estime en réception la valeur du premier élément de données, puis la valeur du deuxième élément de données, et on 15 effectue une moyenne de ces deux valeurs de doublons estimées, puisque le récepteur sait que ces deux valeurs doivent être identiques. Cette valeur de doublons estimée, obtenue en moyennant les signaux reçus au niveau des doublons, permet d'obtenir un gain de 3dB par rapport aux autres éléments de données, en terme de rapport signal à bruit. 20 Selon une variante de réalisation, l'estimation locale raffinée est affectée d'au moins une information de confiance. On accorde ainsi un degré de confiance plus important à l'estimation du canal de transmission dans une région de voisinage portant un doublon. Selon un autre aspect de l'invention les étapes d'estimation de doublon et 25 de deuxième estimation globale sont réitérées au moins une fois, une étape de deuxième estimation courante tenant compte du résultat d'une étape de deuxième estimation précédente. Il est ainsi possible d'améliorer la boucle de turbo-estimation, grâce à l'insertion de doublons dans des régions de voisinage de l'espace temps/fréquence 30 côté émission, et à la connaissance d'une relation de proportionnalité entre les 2903834 15 éléments de données informatifs formant un doublon côté réception. En particulier, l'étape de deuxième estimation globale courante tient compte de l'information de confiance. Selon un autre aspect, l'invention concerne un dispositif de réception d'un 5 signal reçu correspondant à un signal multiporteuse tel que décrit ci-dessus, le dispositif de réceptioncomprenant des moyens de première estimation globale dudit canal de transmission. Selon l'invention, des doublons formés chacun d'au moins deux éléments de données informatifs étant localisés chacun dans une région de voisinage dans 10 l'espace temps/fréquence, et une proportion entre lesdites valeurs réelles portées par chacun desdits éléments de données informatifs formant un même doublon étant connue dudit dispositif de réception, ledit dispositif de réception comprend, pour au moins une desdites régions de voisinage : - des moyens d'extraction d'au moins deux valeurs complexes, 15 correspondant à chacun desdits éléments de données formant ledit doublon, après passage dans ledit canal de transmission ; des moyens de raffinement local de ladite première estimation, tenant compte desdites valeurs complexes, délivrant une estimation locale raffinée dudit canal de transmission pour ladite région de voisinage. 20 Un tel dispositif de réception est notamment adapté à mettre en oeuvre le procédé de réception décrit précédemment. Par exemple, un tel dispositif de réception correspond ou est compris dans un terminal (radiotéléphone, ordinateur portable, PDA ...) ou dans une station de base. 25 Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un procédé d'émission d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles constitués d'un ensemble d'éléments de données à valeurs réelles comprenant au moins des éléments de données informatifs, chacun desdits éléments de données modulant une fréquence porteuse dudit 30 signal, une fréquence porteuse modulée par un desdits éléments de données étant 2903834 16 appelée porteuse, au moins certains desdits éléments de données formant un premier jeu permettant de déterminer une première estimation globale d'un canal de transmission entre un émetteur destiné à émettre ledit signal multiporteuse et un récepteur. 5 Selon l'invention, un tel procédé d'émission met en oeuvre des doublons formés chacun d'au moins deux éléments de données informatifs, localisés chacun dans une région dite de voisinage dans l'espace temps/fréquence, une région de voisinage étant une région dans laquelle ledit canal de transmission est considéré comme sensiblement constant, une proportion entre lesdites valeurs réelles portées 10 par chacun desdits éléments de données informatifs formant un même doublon étant connue dudit récepteur, et lesdits doublons permettant un raffinement local de ladite première estimation. Plus précisément, cette technique repose sur la mise en oeuvre, côté émission, d'un doublon dans une région de voisinage, c'est-à-dire d'un groupe 15 d'au moins deux éléments de données informatifs, portant chacun une valeur réelle en émission, ces valeurs réelles étant liées par une relation de proportionnalité connue du récepteur, et d'un premier jeu d'éléments de données permettant de déterminer une première estimation globale. En particulier, le premier jeu comprend des éléments de données informatifs et/ou des éléments de 20 données de référence appelés pilotes dont la valeur et l'emplacement à l'émission sont connus d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal multiporteuse. Côté réception, on peut ainsi réaliser une première estimation du canal de transmission à partir du premier jeu d'éléments de données, suivie d'un 25 raffinement local de cette première estimation, au niveau d'au moins une région de voisinage, à partir d'un doublon localisé dans cette région. Un autre aspect de l'invention concerne un dispositif d'émission d'un signal multiporteuse tel que décrit précédemment, dans lequel au moins certains desdits éléments de données forment un premier jeu permettant de déterminer une 30 première estimation globale d'un canal de transmission entre un émetteur destiné 2903834 17 à émettre ledit signal multiporteuse et un récepteur. Selon l'invention, un tel dispositif comprend des moyens de mise en oeuvre de doublons formés chacun d'au moins deux éléments de données informatifs, localisés chacun dans une région dite de voisinage dans l'espace temps/fréquence, 5 une proportion entre lesdites valeurs réelles portées par chacun desdits éléments de données informatifs formant un même doublon étant connue dudit récepteur, lesdits doublons permettant un raffinement local de ladite première estimation. Un tel dispositif d'émission est notamment adapté à mettre en oeuvre le procédé d'émission décrit précédemment. 10 En particulier, il est adapté à émettre un tel signal multiporteuse à destination du dispositif de réception décrit ci-dessus. Par exemple, un tel dispositif d'émission correspond ou est compris dans un terminal (radiotéléphone, ordinateur portable, PDA ...) ou dans une station de base. 15 Encore un autre aspect de l'invention concerne un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de réception décrit précédemment, et/ou un produit programme 20 d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé d'émission décrit ci-dessus. Finalement, un autre aspect de l'invention concerne un signal 25 multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles constitués d'un ensemble d'éléments de données à valeurs réelles comprenant au moins des éléments de données informatifs, chacun desdits éléments de données modulant une fréquence porteuse dudit signal, une fréquence porteuse modulée par un desdits éléments de données étant 30 appelée porteuse, 2903834 18 au moins certains desdits éléments de données formant un premier jeu permettant de déterminer une première estimation globale d'un canal de transmission entre un émetteur destiné à émettre ledit signal multiporteuse et un récepteur. Selon l'invention, un tel signal comprend des doublons formés chacun 5 d'au moins deux éléments de données informatifs, localisés chacun dans une région dite de voisinage dans l'espace temps/fréquence, une région de voisinage étant une région dans laquelle ledit canal de transmission est considéré comme sensiblement constant, une proportion entre lesdites valeurs réelles portées par chacun desdits éléments de données informatifs formant un même doublon étant 10 connue dudit récepteur, et lesdits doublons permettant un raffinement local de ladite première estimation. Un tel signal peut notamment représenter un signal multiporteuse émis selon le procédé d'émission décrit ci-dessus. Il peut également être reçu selon le procédé de réception décrit précédemment. 15 4. ]Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : 20 la figure 1, déjà commentée en relation avec l'art antérieur, est une représentation temps/fréquence des symboles à valeurs complexes transmis selon une modulation OFDM classique et des symboles à valeurs réelles transmis selon une modulation OFDM/OQAM de l'art antérieur ; 25 la figure 2 illustre la structure d'un signal à porteuses multiples selon un mode de réalisation de l'invention ; - la figure 3 présente les principales étapes du procédé de réception selon un mode de réalisation de l'invention ; les figures 4A et 4B illustrent respectivement un schéma de turbo-30 estimation classique, mis en oeuvre pour une modulation de type 2903834 19 OFDM, et de turbo-estimation selon un mode de réalisation de l'invention, mis en oeuvre pour une modulation de type OFDM/OQAM ou BFDM/OQAM ; les figures 5A et 5B présentent respectivement la structure d'un 5 dispositif d'émission et d'un dispositif de réception, selon un mode de réalisation particulier de l'invention. 5. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur la prise en compte de doublons, formés d'éléments de données informatifs portant des valeurs réelles 10 liées par une relation de proportionnalité (connue du récepteur) au sein d'un même doublon, dans un signal à porteuses multiples mettant en oeuvre des éléments de données à valeurs réelles, de façon à améliorer localement une estimation du canal de transmission entre un émetteur et un récepteur. Plus précisément, un doublon est formé de deux ou plus éléments de 15 données informatifs, qui ne sont pas directement connus du récepteur, et sont localisés à des emplacements temps/fréquence sur lesquels le canal de transmission ne varie pas, ou peu, formant une région de voisinage. Ainsi, l'invention repose, selon un mode de réalisation particulier, sur la détermination d'une première estimation du canal de transmission, mise en oeuvre 20 à partir d'une première technique d'estimation de canal, par exemple de type estimation par préambule, par pilotes répartis, par paires de pilotes réels, par couronne, en aveugle, etc, suivie d'un raffinement local de cette première estimation, au niveau des différents doublons, et sur la mise en oeuvre d'une deuxième estimation de canal, à partir d'une estimation des valeurs portées par les 25 doublons, dites valeurs de doublons estimées. On décrit ci-après un mode de réalisation particulier de l'invention, mis en oeuvre dans le cadre d'une modulation multiporteuse de type OFDM/OQAM. Côté émission, on détermine au moins une région de voisinage, et on insère dans le signal multiporteuse un doublon. Par exemple, un doublon 30 correspond à un seul élément de données réel inconnu du récepteur, mais transmis 2903834 20 sur deux emplacements d'une région de voisinage du réseau temps/fréquence dans laquelle le canal est considéré comme invariant. En particulier, les éléments de données informatifs doublonnés sont des éléments portant des informations essentielles, par exemple de type signalisation. 5 Plus précisément, comme illustré en relation avec la figure 2, on considère un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles 21, 221, 222, As a result, the OFDM multicarrier modulation technique has been adopted in several standards and specifications for wired transmission applications, for example of the Asymmetric Digital Subscriber Line (ADSL) or the Powerline Communication (PLC) type. online, or CPL), or wireless, for example DAB type (in English Digital Audio Broadcasting), DVB-T (in English Digital Video 2903834 2 Broadcasting - Terrestrial), or WLAN (in English Wireless Local Area Network) . However, the rectangular shaping of a signal made by a modulator C) FDM has the disadvantage of a poor frequency localization. Consequently, alternative solutions have been proposed, resulting in multi-carrier modulation systems in which the signal is shaped by functions called prototypes, making it possible to obtain a better frequency localization. Indeed, all the carriers of a multicarrier modulation form a multiplex, and each of the carriers of this multiplex can be formatted using the same prototype function, denoted g (t), which characterizes the multicarrier modulation. 2. 1. OFDM / OQAM modulations Thus, a proposed solution consists in replacing a Quadrature Amplitude Modulation (QAM) modulation implemented on each of the carriers by a half-time shifted modulation symbolizing the real and imaginary parts of the signals. complex symbols to be transmitted, for two successive carrier frequencies. This alternation leads to a multicarrier modulation of OFDMIOQAM type. This approach makes it possible in particular to achieve the desired orthogonality conditions with prototype filters which are not necessarily of rectangular shape. Indeed, the offset (time offset) introduced by the OQAM modulation 25 relaxes orthogonality constraints, or more generally biorthogonality. This modulation family thus offers a wider choice of prototype functions than the simple rectangular prototype function of an OFDM modulation. Thus, depending on the type of transmission channel considered for a given application, such as the radiomobile channel or the in-line carrier (PLC) channel, a choice of prototype functions appropriate to the types of distortion encountered can be made. . In particular, it is preferable to retain prototype functions having a better frequency selectivity than the cardinal sinus used in OFDM modulation, in particular in the radiomobile channel to fight against frequency dispersion due to the Doppler effect, or in CPL channel to better resist narrow-band jammers, and generally to more easily meet the frequency specifications of the emission masks. OFDM / OQAM modulation is therefore an alternative to conventional OFDM modulation, based on a judicious choice of the prototype function modulating each of the signal carriers, which must be well localized in the time / frequency space. In particular, FIG. 1 illustrates a time / frequency representation of real-valued data elements transmitted by OFDM / OQAM modulation and complex value data elements transmitted by conventional OFDM modulation, without guard interval, a complex value symbol. OFDM / QAM or OFDM / OQAM actual values consisting of a set of data elements at a given time t. In addition, each time / frequency slot carries a carrier frequency, referred to as a subcarrier or directly carrier in the following description. In this FIG. 1, the triangles at a given instant t represent the data elements with complex values of an OFDM / QAM symbol. The circles and the stars at a given instant t represent the real-valued data elements of an OFDM / OQAM symbol. For example, for two successive real-valued OFDM / OQAM symbols, the circles correspond to the real part and the stars to the imaginary part of a complex symbol from a QAM constellation that is to be transmitted using modulation. OFDM / OQAM. Indeed, for a conventional OFDM modulation of the complex type, the real and imaginary parts of a complex from the QAM constellation are transmitted simultaneously, all symbol times T '; in the context of real-type OFDM / OQAM modulation, on the other hand, the real and imaginary parts are transmitted with a temporal offset of one half symbol complex time (Tu / 2). It can be seen in this FIG. 1 that the spectral efficiency of OFDM / OQAM is identical to that of conventional OFDM without guard interval. Indeed, by noting v0 the spacing between two adjacent carriers of the multiplex, and r0 the time spacing between two symbols with real values, is transmitted for the same inter-carrier spacing v0: 10 - in OFDM / OQAM, a real value per carrier all time intervals r0; - in conventional OFDM without guard interval, a complex value (i. e. two real values) every 2 x 1-0 = Tä. In other words, the spectral efficiency of the OFDM / OQAM is 15 (Tg + 2'ro) / 2r0 times greater than that of the classic OFDM with a guard interval of duration Tg. 2. 1. Furthermore, if one chooses to have on the receiving side demodulation functions which are not necessarily the combined functions of the prototype functions used in transmission, it is possible, using the property of biorthogonality, to generalize. OFDM / OQAM to the BFDM / OQA1V modulation technique [. The offset principle, related to the OQAM family, is strictly identical in the context of a BFDM / OQAM type modulation. Therefore, Figure 1 also applies to BFDM / OQAM type modulations. More precisely, the advantage of the BFDM / OQAM type modulation is to allow, for a given length of prototype filter, a reduction in the delay brought by the transmission system. As previously indicated, the BFDM / OQAM modulation technique, like the OFDM / OQAM, transmits actual value symbols at a rate twice that of which the OFDM transmits complex value symbols. Consequently, these two modulations have a priori the same spectral efficiency. More specifically, the BFDM / OQAM signal can be represented as a base band in the following form: M-1 s (t) = ti am ng (t ù n2p) ej2tcmvpteJ () m, n (1) nm = 0 8m , n (t) with: - am, n the actual data elements to be transmitted on a carrier m at time n 10 - M the number of carrier frequencies (necessarily even); g the prototype function used by the modulator; the duration of a BFDM / OQAM symbol; - inter-carrier spacing; Wm, n a phase term chosen so as to achieve an imaginary real-imaginary part-part alternation allowing the orthogonality, or more generally the biorthogonality. Indeed, in the biorthogonal case, the demodulation base on reception may be different from that of the emission, and may be expressed in the following form: fm, n (t) = 1 (t_nro) e j2rmvoteftPm, n (2) The condition of biorthogonality is then expressed in the following form: (gm, n, Jm ', n') R = {$ 00g, n (t) f ,, n (t) dt} = Sm mt 5n, n '(3) where: (. ,. ) R denotes the actual dot product and 9Z {. } designates the real part. However, a disadvantage of BFDM / OQAN1 (or OFDM / OQAM) modulation techniques is that the biorthogonality (or orthogonality) condition is realized only for the actual values of symbols to be transmitted, which poses a problem. estimation problem in reception, including estimation of the transmission channel, to the extent that the received symbols are complex. 2. 2 The transmission channel The characteristics of a transmission channel, in particular in a mobile radio environment, and the techniques for estimating such a channel are therefore briefly described below. It is recalled that the process of shaping an electrical signal from the information to be transmitted depends on the conditions under which such a signal is transmitted. 2. 2. Characteristics of the transmission channel In radiomobile environment, the transmitted wave undergoes, during its course, multiple reflections, and the receiver thus receives a sum of delayed versions of the transmitted signal. Each of these versions is attenuated and shifted randomly. This phenomenon, known as spread delay, generates inter-symbol interference (IES). In particular, IES is understood to mean interference between time symbols and / or between carriers. For example, in an urban-type environment, the delay spread is of the order of or less than a few microseconds. Since the receiver (for example a mobile radiotelephone of a motorist) is supposed to be moving, the so-called Doppler effect also acts on each path, which results in a frequency offset of the received spectrum, proportional to the speed of movement of the mobile. The combination of these effects results in a non-stationary channel with deep fading at certain frequencies. Such a channel is particularly qualified frequency selective channel. For some applications of particular interest in the context of the present invention, the transmission band is of greater width than the channel coherence band (i.e., the band for which the frequency response of the channel may be considered constant over a given period). Fading therefore appears in the band, that is to say that at a given moment, certain frequencies are strongly attenuated. In order to combat these different phenomena (due to PIES and the Doppler effect), it has been envisaged in OFDM-type systems to add a guard interval, during which useful information is not transmitted, so that to guarantee that all information received comes from the same symbol. In the case of coherent demodulation of the sub-carriers, the distortion provided by the channel is then corrected by estimating its value at any point in the time / frequency network. The introduction of such a guard interval thus makes it possible to reduce the phenomena related to intersymbol interference. However, a major disadvantage of this technique is that it is of reduced spectral efficiency, with no useful information being transmitted during the duration of the guard interval. On the other hand, OFDM / OQAM and BFDM / OQAM modulation techniques do not require the introduction of a guard interval or cyclic prefix, while having the same spectral efficiency as conventional OFDM modulation. . 2. 2. 2 Estimation of the transmission channel The distinct characteristics of the multicarrier modulations of real type on the one hand, and of complex type on the other hand, induce different treatments during the implementation of an estimation of the transmission channel. The following is a transmission channel estimation technique for real type modulations, for example OFDM / OQAM or BFDM / OQAM. Indeed, in the case of a real-type multicarrier modulation, the fact of having an orthogonality of translatées in the real sense makes the channel estimation process more difficult. Indeed, in order to estimate the complex gain of the channel on a given subcarrier, the complex projection of the signal received on the subcarrier in question must be carried out. Now, the orthogonality of the translatées in the real sense and the fact that the prototype functions, even chosen localized at best in time and in frequency, are of infinite support on at least one of the two temporal or frequency axes, imply that, even on an ideal channel, interference (intrinsic) between carriers is generated. Indeed, the imaginary part of the projection of the signal received on the basis of the translates of the prototype function is not zero. There then appears a disruptive term which is added to the demodulated signal, and which must be corrected before making the estimation of the channel. It is therefore necessary to devise methods making it possible to compensate for this loss of complex orthogonality, and thus overcoming at least some of the disadvantages of this prior art technique for OFDM / OQAM or BFDM / OQAM modulations. Consider, for example, y (t) the received signal. In particular, it is assumed that the choice of the parameters of the multicarrier modulation ensures that the channel can be considered flat on each of the sub-carriers for each OFDM / OQAM symbol. The channel can then be modeled by a complex coefficient per sub-carrier, denoted H, n, n, where m is the index of the sub-carrier and n that of the OFDM / OQAM symbol. The complex projection of the multicarrier signal at the point (mo, no) of the time / frequency space is then used to estimate the transmission channel H, n, at this location. Thus, if we emit ano ,,, o = at this location, we have: H _ fy (t) gmo, no (t) dt (4) mono] r Assuming that the channel is ideal (y (t) = s (t)), since the OFDM / OQAM and BFDM / OQAM modulations have only real orthogonality (equation (3)), we can not have H, y, o, no = 1. So considering no = (s, gnn0, no = fs (t) g, no, no (t) dt, and assuming that the channel is ideal, we have: 25 a (c) = r E + am, n gm, n (t) g, no no (t) dt mo, no (m, n) # (mo, no) äoEj9Z where (. ,. ) c designates the complex dot product. Equation (5) reflects the fact that the complex projection of the perfectly transmitted signal (5) is nevertheless tainted by an intersymbol interference (IES) intrinsic to the OFDM / OQAM or BFDM / OQAM modulations, particularly known as Imono. the existence of this intersymbol interference greatly disturbs the estimate of the transmission channel, and hence the estimation of the symbols. A solution to this problem has notably been proposed in the patent document WO 02/25884 published on March 28, 2002. More specifically, the technique proposed in this document makes it possible to limit this interference by using a specific framing of the data on transmission. Thus, this technique associates 3x 3 areas of the network time / frequency, said first ring, or areas of greater size, a reference data element, called pilot, and a control data. A disadvantage of this prior art technique is to require matrix computation on transmission and reception, with a matrix size increasing with the size of the ring. Another disadvantage of this technique of the prior art appears in the case of a transmission for which the time / frequency resource is distributed among several users. In this case, the crown relationship dictates that all the data elements of the same ring are assigned to the same user. This constraint poses particular problems of granularity and resource allocation, the number of pilots issued being generally between 2 and 5%. There is therefore a need for a technique for obtaining a best estimate of the transmission channel, and leading to a more accurate estimation of the informative data elements carried by the multicarrier signal. 3. DISCLOSURE OF THE INVENTION The invention proposes a new solution which does not have all of these disadvantages of the prior art, in the form of a method of receiving a received signal corresponding to a multicarrier signal emitted by at least one transmitter via a transmission channel, said multicarrier signal being formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising at least one piece of information data, each of said elements of data modulating a carrier frequency 5 of said signal, a carrier frequency modulated by one of said data elements being called a carrier, said receiving method comprising a step of first overall estimation of said transmission channel. According to the invention, duplicates each formed of at least two pieces of informational data being each located in a so-called neighborhood region 10 in the time / frequency space, a neighborhood region being a region in which said transmission channel is considered to be substantially constant, and a proportion between the actual values carried by each of said duplicate informational data elements being known to a receiver for performing reception of said multicarrier signal, said receiving method comprises, for at least one said neighborhood regions: a step of extracting at least two complex values, corresponding to each of said informative data elements forming said duplicate, after passing through said transmission channel; a step of local refinement of said first estimate, taking into account said complex values, delivering a refined local estimate of said transmission channel for said neighborhood region. Thus, the invention is based on a new and inventive approach to transmission channel estimation, in a transmission system implementing a multicarrier signal carrying real-valued data elements. In particular, such a multicarrier signal is of the OFDM / OQAM or BFDM / OQAMV type. More precisely, this technique is based on the implementation, on the reception side, of a first global estimate of the transmission channel, followed by a local refinement of this first estimate, at the level of the duplicates, making it possible to obtain a higher estimate. fine of the transmission channel. This technique therefore makes it possible to improve the estimation of the channel at the time / frequency locations of the duplicates, and more broadly at the level of the neighborhood regions. It is recalled that the transmission channel is divided into cells according to the time and frequency axes. Each cell or location of the space 5 time / frequency is assigned a dedicated carrier. The information to be transported is thus distributed over all of these carriers, and a neighborhood region corresponds to a region in which the channel does not vary, or little, in time and / or frequency. In addition, duplicates are understood to mean a group of at least two informative data elements each carrying a real value, linked by a known proportionality relation of the receiver. In particular, the transmission channel is divided into neighborhood regions, at least some neighborhood regions bearing a duplicate. These duplicates can be boosted. Finally, a global estimate is understood to mean an estimate of the transmission channel over a domain of the time / frequency network extending beyond a neighborhood region, as opposed to a local estimate bounded by a neighborhood region. Thus, for at least one neighborhood region, this local refinement allows a correct estimation of the transmission channel at the duplicate level, without wasting the time / frequency resource, since informative data elements are carried by the duplicate. Moreover, these duplicates can be boosted. In addition, it is not necessary to impose a first corona relationship and therefore a constraint on the value of a data element in the vicinity of a driver to reduce intersymbol interference. Indeed, the technique according to the invention makes it possible in particular, compared to the techniques of the prior art, to optimize the time / frequency resource, since it does not require the use of a guard interval, during which no useful information is transmitted nor a specific framing of the data, associating with a 3 x 3 area of the time / frequency network (first ring) a real pilot as well as a control data, requiring the reservation two time / frequency slots. The time / frequency resources reserved for duplicates are thus halved compared to the techniques of the prior art, and in particular the estimation technique distributed by drivers in conventional OFDM. The multicarrier signal may also comprise, for at least some symbols, reference data elements called pilots whose value and the location at the time of transmission are known to at least one receiver intended to perform a reception of said multicarrier signal. The first overall estimate may notably be implemented by a conventional channel estimation technique, for example: a preamble estimate, especially in the case of a transmission during which the channel varies slowly over time; - an estimation by distributed pilots; An estimate in pairs of real drivers; a crown estimation, as described in particular in the aforementioned patent document WO 02/25884; - a blind estimate, not based on the use of reference data elements known to the receiver; 20 - etc. In particular, the technique of estimating pairs of real pilots is based on taking into account, in a multi-carrier signal formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising elements for informative data, and for at least some symbols, pilots, whose value and location on transmission are known to at least one receiver, of groups of pilots each located in a region near the space time / frequency. More specifically, at least one group of at least two real-valued pilots located in a so-called neighborhood region in which the transmission channel is considered substantially constant is considered, so as to obtain an estimation of the transmission channel. on this neighborhood area. Thus, for at least one of the neighboring regions, this estimation technique comprises: a step of extracting at least two complex values corresponding to the pilots of the group of the neighborhood region considered, after passing through the transmission channel , a step of estimating the real and imaginary parts of the transmission channel in the neighborhood region considered from these complex values. According to a particular embodiment of the invention, the local refining step implements a determination of a representative phase term of said transmission channel from the complex values, and a correction of said first estimate as a function of said phase term. Thus, from a duplicate of a neighborhood region, a phase term of the transmission channel is determined, which is considered accurate for this neighborhood region. By combining this exact phase of the transmission channel with the a priori knowledge of the channel, obtained during the first estimation, a corrected estimation of the transmission channel for the neighborhood region is obtained. In particular, this local refinement step may take into account an ambiguity function of a prototype function associated with the modulation, for example OFDM / OQAM or BFDMIOQAM. According to a particular feature of the invention, the reception method comprises a doublet estimation step, taking into account said refined local estimate and said proportion, delivering an estimate of said actual values carried by each of said data elements of the invention. one of said duplicates, called estimated doublet values, and a second global estimate step of said transmission channel, from said estimated duplicate values of at least one of said duplicates. In particular, the doublet estimation step takes into account an average of said estimated doublet values weighted by said proportion. More precisely, from the local refinement of the first estimate at the level of a doublon (or more generally at the level of the neighborhood region including the duplicate, since the channel is considered substantially constant over this region of the time / frequency space), an estimate of the actual values carried by the data elements of a duplicate is determined. More precisely, since these different values are linked by at least one proportionality relation, known to the receiver, these estimates can be improved on the basis of an average of the different estimates weighted by the proportionality relation. For example, if a duplicate comprises two pieces of informative data having the same value, the value of the first data item, then the value of the second piece of data, is estimated at reception and an average of these two duplicate values is taken. estimated, since the receiver knows that these two values must be identical. This estimated doubling value, obtained by averaging the signals received at the level of the duplicates, makes it possible to obtain a 3dB gain with respect to the other data elements, in terms of signal-to-noise ratio. According to an alternative embodiment, the refined local estimate is assigned at least one confidence information. This provides a higher degree of confidence in estimating the transmission channel in a doublon neighborhood region. According to another aspect of the invention, the doublet estimation and second global estimation steps are repeated at least once, a current second estimation step taking into account the result of a previous second estimate step. It is thus possible to improve the turbo-estimation loop, by inserting duplicates into neighboring regions of the time / frequency space on the transmission side, and to the knowledge of a proportionality relation between the 2903834 15 informative data elements forming a duplicate on the receiving side. In particular, the current second global estimate step takes into account the confidence information. According to another aspect, the invention relates to a device for receiving a received signal corresponding to a multicarrier signal as described above, the receiving devicecomprising global first estimation means of said transmission channel. According to the invention, duplicates each formed of at least two pieces of informative data being each located in a neighborhood region in the time / frequency space, and a proportion between said actual values carried by each of said informative data elements. forming a same duplicate being known from said receiving device, said receiving device comprises, for at least one of said neighborhood regions: means for extracting at least two complex values, corresponding to each of said data elements forming said duplicate after passing through said transmission channel; local refinement means of said first estimate, taking into account said complex values, delivering a refined local estimate of said transmission channel for said neighborhood region. Such a reception device is particularly adapted to implement the reception method described above. For example, such a receiving device corresponds to or is included in a terminal (radiotelephone, laptop, PDA. . . ) or in a base station. In another embodiment, the invention relates to a method for transmitting a multicarrier signal formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising at least data elements. each of said data elements modulating a carrier frequency of said signal, a carrier frequency modulated by one of said data elements being called a carrier, at least some of said data elements forming a first set to determine a first global estimate of said data element; a transmission channel between a transmitter for transmitting said multicarrier signal and a receiver. According to the invention, such a transmission method uses duplicates each formed of at least two informative data elements, each localized in a so-called neighborhood region in the time / frequency space, a neighborhood region being a region in which said transmission channel is considered substantially constant, a proportion between said actual values carried by each of said duplicate informational data elements being known from said receiver, and said duplicates allowing local refinement of said first estimate. More specifically, this technique relies on the implementation, on the transmission side, of a duplicate in a neighborhood region, that is to say a group of at least two informative data elements, each carrying a data element. actual transmission value, these actual values being linked by a known proportionality relationship of the receiver, and a first set of data elements for determining a first overall estimate. In particular, the first set comprises informative data elements and / or reference data elements called pilots whose value and location on transmission are known to at least one receiver intended to perform a reception of said signal. multicarrier. On the reception side, it is thus possible to make a first estimation of the transmission channel from the first set of data elements, followed by a local refinement of this first estimate, at the level of at least one neighborhood region, starting from a duplicate located in this region. Another aspect of the invention relates to a device for transmitting a multicarrier signal as described above, wherein at least some of said data elements form a first set for determining a first overall estimate of a transmission channel. between a transmitter for transmitting said multicarrier signal and a receiver. According to the invention, such a device comprises means for implementing duplicates each formed of at least two informative data elements, each localized in a so-called neighborhood region in the time / frequency space, a proportion between said actual values carried by each of said informational data elements forming the same duplicate being known from said receiver, said duplicates allowing a local refinement of said first estimate. Such an emission device is particularly suitable for implementing the transmission method described above. In particular, it is adapted to transmit such a multicarrier signal to the reception device described above. For example, such a transmission device corresponds or is included in a terminal (radiotelephone, laptop, PDA. . . ) or in a base station. Yet another aspect of the invention relates to a computer program product downloadable from a communication network and / or recorded on a computer-readable and / or executable medium by a processor, including program code instructions for setting implementation of the reception method described above, and / or a computer program product downloadable from a communication network and / or recorded on a computer-readable and / or executable medium by a processor, including program code instructions for carrying out the emission process described above. Finally, another aspect of the invention relates to a multicarrier signal formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising at least data items, each of said modulating data elements. a carrier frequency of said signal, a carrier frequency modulated by one of said data elements being called a carrier, at least some of said data elements forming a first set for determining a first overall estimate of a transmission channel between a transmitter for transmitting said multicarrier signal and a receiver. According to the invention, such a signal comprises duplicates each formed of at least two pieces of informative data, each localized in a so-called neighborhood region in the time / frequency space, a neighborhood region being a region in which said transmission channel is considered substantially constant, a proportion between said actual values carried by each of said information elements forming the same duplicate being known from said receiver, and said duplicates allowing a local refinement of said first estimate. Such a signal may in particular represent a multicarrier signal emitted according to the transmission method described above. It can also be received according to the reception method described above. 4. List of Figures Other features and advantages of the invention will appear more clearly on reading the following description of a particular embodiment, given by way of a simple illustrative and nonlimiting example, and the appended drawings, among which: FIG. 1, already commented upon in connection with the prior art, is a time / frequency representation of the complex value symbols transmitted according to a conventional OFDM modulation and real-valued symbols transmitted according to an OFDM / OQAM modulation of the art. previous; Figure 2 illustrates the structure of a multi-carrier signal according to one embodiment of the invention; FIG. 3 presents the main steps of the reception method according to one embodiment of the invention; FIGS. 4A and 4B respectively illustrate a conventional turbo-estimation scheme, implemented for an OFDM-type modulation, and of turbo-estimation according to one embodiment of the invention, implemented for a modulation of OFDM / OQAM or BFDM / OQAM type; Figures 5A and 5B respectively show the structure of a transmitting device and a receiving device, according to a particular embodiment of the invention. 5. DESCRIPTION OF AN EMBODIMENT OF THE INVENTION The general principle of the invention is based on the taking into account of duplicates, formed of informative data elements bearing real values linked by a relationship of proportionality (known to the receiver). within a same doublet, in a multicarrier signal using real-valued data elements, so as to locally improve an estimate of the transmission channel between a transmitter and a receiver. More specifically, a duplicate is formed of two or more pieces of informative data, which are not directly known to the receiver, and are located at time / frequency locations over which the transmission channel does not vary, or little, forming a neighborhood region. Thus, according to a particular embodiment, the invention is based on the determination of a first estimate of the transmission channel, implemented from a first channel estimation technique, for example of estimation type by preamble, by distributed pilots, by pairs of real pilots, by crown, blind, etc., followed by a local refinement of this first estimate, at the level of the different duplicates, and on the implementation of a second channel estimate , from an estimate of the values carried by the duplicates, said estimated duplicate values. A particular embodiment of the invention is described below, implemented in the context of an OFDM / OQAM type multicarrier modulation. On the transmission side, at least one neighboring region is determined, and a duplicate is inserted in the multicarrier signal. For example, a duplicate 30 corresponds to a single real data item unknown to the receiver, but transmitted to two locations of a neighborhood region of the time / frequency network in which the channel is considered invariant. In particular, the doubled informational data elements are elements bearing essential information, for example of signaling type. More precisely, as illustrated with reference to FIG. 2, a multicarrier signal formed of a temporal succession of symbols 21, 221, 222, is considered.

., 22N, constitués d'un ensemble d'éléments de données à valeurs réelles comprenant : des éléments de données informatifs, correspondant aux ronds 10 blancs vides ; et pour au moins certains desdits symboles, des éléments de données de référence appelés pilotes, correspondant aux ronds blancs annotés avec la lettre P, dont la valeur et l'emplacement à l'émission sont connus d'au moins un récepteur destiné à effectuer 15 une réception du signal multiporteuse. Plus précisément, les ronds blancs annotés avec la lettre P sont insérés dans le signal multiporteuse de façon à permettre une première estimation du canal de transmission, en réception. Par exemple, au moins un symbole de référence 21, comprenant les pilotes 20 P1 à P8, est inséré dans le signal multiporteuse en début de trame, une trame étant formée d'un ensemble d'au moins un symbole de référence appelé préambule et d'un ensemble de symboles utiles 221 à 22N, de façon à permettre, en réception, une première estimation par préambule. Selon une variante de réalisation, les paires de pilotes réels P2n et P2n+1, 25 par exemple la paire 25, sont ajoutées dans le signal multiporteuse, à la place du préambule 21 ou conjointement au préambule 21, de façon à permettre, en réception, une première estimation par paires de pilotes réels. Les ronds blancs hachurés annotés avec la lettre D correspondent à des éléments de données informatifs, et plus précisément à des doublons, insérés dans 30 la trame de données. Par exemple, par définition, le doublon 23 comprenant les 2903834 21 éléments de données informatifs 231 et 232 est localisé dans la région de voisinage 241. Ces éléments de données informatifs 231 et 232 sont transmis à un même instant sur deux fréquences consécutives, dans une région de voisinage dans laquelle le canal est considéré constant sur deux temps consécutifs et sur trois 5 fréquences consécutives. Un autre exemple de région de voisinage est illustré sous la référence 242, dans le cas où le canal de transmission ne varie pas, ou peu, en temps. Un doublon est ainsi formé de deux, trois, ou plus éléments de données informatifs, non nécessairement portés par des porteuses directement voisines en 10 temps et/ou en fréquence, dans une région de voisinage dans laquelle le canal de transmission est sensiblement constant. Un doublon est ainsi inséré de façon à permettre un raffinement local de la première estimation du canal de transmission, dans une région de voisinage. Ainsi, le procédé d'émission met en oeuvre au moins deux jeux d'éléments 15 de données, un premier jeu permettant de déterminer une première estimation du canal de transmission, comprenant un préambule et/ou des paires de pilotes réels selon ce mode de réalisation, et un deuxième jeu permettant d'améliorer localement la première estimation, comprenant des doublons selon ce mode de réalisation. ., 22N, consisting of a set of real-valued data items comprising: informative data items, corresponding to empty white rounds; and for at least some of said symbols, reference data elements called pilots, corresponding to the white circles annotated with the letter P, whose value and the location at issue are known to at least one receiver intended to perform a reception of the multicarrier signal. More specifically, the white circles annotated with the letter P are inserted in the multicarrier signal so as to allow a first estimation of the transmission channel, in reception. For example, at least one reference symbol 21, comprising the drivers P1 to P8, is inserted into the multicarrier signal at the beginning of the frame, a frame being formed of a set of at least one reference symbol called preamble and a set of useful symbols 221 to 22N, so as to allow, on reception, a first estimate by preamble. According to an alternative embodiment, the actual pilot pairs P2n and P2n + 1, for example the pair 25, are added in the multicarrier signal, in place of the preamble 21 or together with the preamble 21, so as to allow, on reception , a first estimate in pairs of real drivers. The hatched blanks annotated with the letter D correspond to informative data elements, and more precisely to duplicates, inserted into the data frame. For example, by definition, the duplicate 23 comprising the informational data elements 231 and 232 is located in the neighborhood region 241. These informative data elements 231 and 232 are transmitted at the same time on two consecutive frequencies, in a neighborhood region in which the channel is considered constant over two consecutive times and over three consecutive frequencies. Another example of a neighborhood region is illustrated under the reference 242, in the case where the transmission channel does not vary, or little, in time. A duplicate is thus formed of two, three, or more pieces of informative data, not necessarily carried by directly adjacent carriers in time and / or frequency, in a neighborhood region in which the transmission channel is substantially constant. A duplicate is inserted so as to allow a local refinement of the first estimate of the transmission channel, in a neighborhood region. Thus, the transmission method implements at least two sets of data elements, a first set for determining a first estimate of the transmission channel, comprising a preamble and / or real pilot pairs according to this mode of transmission. realization, and a second game for locally improving the first estimate, including duplicates according to this embodiment.

20 Côté réception, comme illustré en relation avec la figure 3, on effectue une première estimation 31 du canal de transmission à partir du signal reçu y(t) , en mettant par exemple en oeuvre une estimation par préambule, ou par pilotes répartis suivie d'une interpolation. On dispose ainsi d'une connaissance a priori du canal de transmission.On the receiving side, as illustrated with reference to FIG. 3, a first estimate 31 of the transmission channel is made from the received signal y (t), for example using a preamble estimate, or distributed pilots followed by an interpolation. This provides a prior knowledge of the transmission channel.

25 Au cours d'une étape 32 suivante, pour au moins une région de voisinage, on extrait au moins deux. .DTD: valeurs complexes, correspondant aux éléments de données informatif formant le doublon après passage dans le canal de transmission, et on détermine un terme de phase du canal de transmission à partir des valeurs complexes du doublon localisé dans cette région, et de la proportion 30 entre ces valeurs, connue du récepteur.In a next step 32, for at least one neighborhood region, at least two are extracted. .DTD: complex values, corresponding to the data elements forming the duplicate after passing through the transmission channel, and determining a phase term of the transmission channel from the complex values of the duplicate located in this region, and of the proportion 30 between these values, known from the receiver.

2903834 22 On combine alors, au cours d'une étape 33, cette phase avec la connaissance a priori du canal de transmission, pour obtenir une nouvelle estimation du canal de transmission au niveau du doublon, et par conséquent au niveau de la région de voisinage comprenant ce doublon, puisque le canal est 5 sensiblement constant sur toute cette région, encore appelée estimation locale raffinée. On égalise 34 ensuite le signal reçu au niveau des emplacements temps/fréquence portant les doublons, de façon à estimer les valeurs réelles portées par chacun des éléments de données informatifs d'un doublon en 10 émission, dites valeurs de doublons estimées, à partir de l'estimation locale raffinée et de la connaissance d'une proportion entre ces valeurs. En particulier, on considère que ces valeurs de doublon estimées sont fiables. Les éléments de données informatifs formant un doublon peuvent donc être considérés comme des pilotes.This phase is then combined, during a step 33, with the prior knowledge of the transmission channel, to obtain a new estimate of the transmission channel at the level of the duplicate, and consequently at the level of the neighborhood region. including this duplicate, since the channel is 5 substantially constant over the entire region, also called refined local estimate. The received signal is then equalized at the time / frequency locations carrying the duplicates, so as to estimate the actual values carried by each of the duplicate transmission informational data elements, referred to as estimated duplicate values, from refined local estimation and knowledge of a proportion between these values. In particular, it is considered that these estimated duplicate values are reliable. Informational data elements forming a duplicate can therefore be considered as pilots.

15 Ainsi, grâce à ce nombre élevé de pseudo-pilotes, on peut déterminer une deuxième estimation globale du canal de transmission, au cours d'une étape 35. Au cours d'une étape suivante 36, on peut égaliser le signal reçu à partir de la deuxième estimation globale du canal de transmission, le désentrelacer, et le décoder.Thus, thanks to this high number of pseudo-pilots, it is possible to determine a second global estimate of the transmission channel during a step 35. In a subsequent step 36, the signal received from of the second global estimate of the transmission channel, deinterlace it, and decode it.

20 On décrit ci-après un exemple de mise en oeuvre de la technique de réception selon ce mode de réalisation particulier de l'invention, dans le cadre d'une modulation de type BFDM/OQAM. Plus précisément, le signal reçu y(t) peut s'écrire sous la forme : •~ Mù1 y(t) = 1 Hmcnam,ngm,n (t) + b(t) (6) , n m=0 25 avec HWn les coefficients complexes représentatifs du canal de transmission à chaque emplacement temps/fréquence, avec m l'indice fréquentiel et n l'indice temporel, et b(t) la composante de bruit. Comme déjà précisé pour les modulations de type OFDM/OQAM, le signal émis et le canal de transmission étant modélisés en bande de base par des 2903834 23 nombres complexes, le coefficient a à estimer en réception pour chaque mo,no emplacement (m0,n0) du réseau temps/fréquence est également un nombre complexe. En supposant également que le canal est approximativement constant sur 5 une région donnée de l'espace temps/fréquence, du fait de la biorthogonalité de la paire de fonctions (f,g) décrite en relation avec l'équation (3), le signal reçu sur la porteuse m0 à l'instant n0 est estimé par : (~) = ym0 ,no CS.fmo,n0 C y(c) no =H noa"'o no +H(c) amn Jgm,n(t)fnp,nfl(t)dt I + DmQ no +bm9 no ,no (m,n)#(mo,n0) J CmO no 10 (7) Dans cette expression, le terme C,,,o,n, est lié à l'interférence créée dans la région où le canal de transmission est supposé constant, et le terme D,no no est associé à l'interférence créée dans les régions où le canal de transmission n'est plus supposé constant.An exemplary implementation of the reception technique according to this particular embodiment of the invention, in the context of a BFDM / OQAM type modulation, is described below. More precisely, the received signal y (t) can be written in the form: ## EQU1 ## where n (t) + b (t) (6), nm = 0 with HWn the complex coefficients representative of the transmission channel at each time / frequency location, with m the frequency index and n the time index, and b (t) the noise component. As already specified for the OFDM / OQAM type modulations, the transmitted signal and the transmission channel being modeled in baseband by complex numbers, the coefficient has to be estimated in reception for each mo, no location (m0, n0 ) of the time / frequency network is also a complex number. Assuming also that the channel is approximately constant over a given region of the time / frequency space, due to the biorthogonality of the pair of functions (f, g) described in relation to equation (3), the signal received on the carrier m0 at time n0 is estimated by: (~) = ym0, no CS.fmo, n0 C y (c) no = H noa "'o no + H (c) amn Jgm, n (t ) fnp, nfl (t) dt I + DmQ no + bm9 no, no (m, n) # (mo, n0) J CmO no 10 (7) In this expression, the term C ,,, o, n, is related to the interference created in the region where the transmission channel is assumed to be constant, and the term D, no no is associated with the interference created in regions where the transmission channel is no longer assumed constant.

15 Dans la suite de la description, on omet la composante de bruit b, et on néglige le terme Dme,,,n de façon à simplifier les équations. On considère ainsi que le signal reçu, en tout emplacement (m,n) du réseau temps/fréquence, peut s'interpréter comme le résultat du produit d'un canal complexe par un coefficient complexe, c'est-à-dire : 20 y(:)n = H(n"nar(ä,)n = H(n~n (a(n')n + jaWn), où a(nr)n et a(n)n sont des valeurs réelles (l'exposant (r) indiquant la partie réelle d'une valeur complexe, et l'exposant (i) la partie imaginaire). On considère à titre d'exemple que le doublon 23 de la région de voisinage 241 comprend deux éléments de données informatifs portant une même valeur.In the remainder of the description, the noise component b is omitted, and the term Dm ,, n is neglected so as to simplify the equations. It is thus considered that the received signal, at any location (m, n) of the time / frequency network, can be interpreted as the result of the product of a complex channel by a complex coefficient, that is to say: y (:) n = H (n "nar (ä,) n = H (n ~ n (a (n ') n + jaWn), where a (nr) n and a (n) n are real values ( the exponent (r) indicating the real part of a complex value, and the exponent (i) the imaginary part) For example, it is considered that the duplicate 23 of the neighborhood region 241 comprises two data elements information of the same value.

25 Autrement dit, on répète la transmission d'un même élément de données informatif réel à deux positions (mo,n0) et (mi,ni) dans l'espace temps/fréquence, dans une région de voisinage où le canal est supposé constant.In other words, the transmission of the same two-position real information data element (mo, n0) and (mi, ni) in the time / frequency space, in a neighborhood region where the channel is assumed constant is repeated. .

2903834 24 On a donc a(r) = a(r) où a(r) et a(r) sont des éléments de (m0,n0) (mi nl) (m0,n0) (ml,nl) données informatifs, non connus du récepteur. En revanche, le récepteur sait la relation de proportionnalité entre ces deux valeurs, soit ici a( ) = a(r 1 1) m n Comme indiqué précédemment, une première estimation globale du canal 5 de transmission est réalisée au cours d'une étape 31. On obtient ainsi une première estimation du canal au niveau du doublon localisé en (mo,no) et (ml,ni). On note IJ le coefficient représentatif du canal de transmission à l'emplacement (m,n), issu de la première estimation globale, et hl,(:n le coefficient représentatif du canal de transmission à l'emplacement (m,n) après 10 raffinement local. A partir de l'extraction (32) des valeurs complexes reçues aux emplacements (mo,no) et (ml, ni) , on détermine un terme de phase du canal de transmission sous la forme (1+ Cj) , où C est un réel. Plus précisément, au sein d'une région de voisinage, la décomposition en 15 parties réelle et imaginaire des équations décrivant le canal de transmission s'écrit : (r) = H(r) a(r) ù (i) a(`) Ymo ,no mo ,no mo,no mo,no mo,no (`) = H(`) a(r) + H(r) a(`) Ym0 ,no mo ,n0 m0 ,n0 m0 ,n0 mo,no (r) = H(r) a(r) ù H(`) a(`) Yml ,n1. ml ,ni ml , n1 m1 ,n1 ml nl (`) = H(`) a(r) + H(r) a(`) Y1-n1 ,nl. ml ,n1 ml ,ni ml ,n1 ml ,ni Comme fi(c) = hi(`) et a(r) = a(r) , les équations du système (8) m0,n0 ml,nl m0,n0 ml,ni (8) 20 H(r) a(r) ù H(`) a(`) m0,n0 m0,n0 m0,n0 m0,n0 H(`) a(r) +û(r) a(`) m0,n0 m0,n0 m0,n0 m0,no = H(r) a(r) ùfi(i) a(`) m0,n0 m0,n0 m0,n0 ml,ni = H(`) a(r) +û(r) a(`) m0 ,n0 m0 ,n0 mo,no ml,nl En posant H(`) = H(r) (1+ Cj), soit encore mo,no mo,n0 peuvent s'écrire : (r) Ymo ,no (i) Ymo ,no (r) Ym1,n]. (i) Ym1 ,n].(9) H(`) = CH(r) , on mo,n0 mono 2903834 obtient : (r) = H(r) a(r) ù CH(r) a(`) Ym0 ,n0 m0 ,n0 m0 ,n0 mo ,n0 m0 ,n0 (`) = CH(r) a(r) +û(r) a(`) Ym0 ,n0 m0 ,n0 m0 ,n0 'nom() m0 ,n0 (r) = H(r) a(r) ùCH(r) a(`) Ymt ,nll m0 ,n0 m0 ,n0 mo ,n0 mi ,ni (`) = CH(r) a(r) +H(r) a(`) Yml nIl mo ,no mo ,no mo ,no ml ,ni d'où : 5 Le rapport de ces deux équations donne alors : (r) (r) Ym0 ,no ù Ym1,n1 C = (<) ( i) Yml ,n1 ù Ymo ,n0 La valeur de la variable C est donc parfaitement connue au niveau d'un doublon. De plus, les coefficients représentatifs du canal de transmission pouvant s'écrire û(c) = H(r) (1+ ci), le canal de transmission peut être rephasé au mono mono 10 niveau de l'emplacement (mo,n0), ainsi qu'au niveau de toute la région de voisinage. Au cours de l'étape 33, on combine comme indiqué précédemment cette phase avec la connaissance a priori du canal de transmission, pour obtenir une nouvelle estivation du canal de transmission au niveau du doublon, encore 15 appelée estimation locale raffinée. Plus précisément, on détermine au cours de cette étape 33 la valeur réelle du coefficient représentatif du canal de transmission à l'emplacement (m0,n0), notée H(r) mo ,n0 Pour ce faire, on considère : (r) = H(r) a(r) ù CH(r) a(`) Ym0,n0 mono mono mono mo ,no (`) = cfi(r) a(r) +101(r) a(`) Ymo ,no mo ,no mo ,no mo ,no mo ,no 25 (10) (r) ù (r) = CH(r) (ùa(`) +a(`) 1 {y(r) ,no Ym1,n1 mo ,no mo ,no ml ,nl (j) _ (t) = H(r) (anio(i) +a(' ) 1 Ym0 ,no Y,n1 m0 n0 n0 m1 nl 20 d'où : 2903834 26 (r) =û(r) a(r) _CH(') a(') Ym0 ,n0 m0 ,n0 m0 ,n0 m0 ,n0 mo, n0 C (`) = C2H(r) a(r) + CH(r) a( . Ym0,n0 m0,n0 m0,n0 m0,n0 m0,n0 Ainsi, en sommant les deux équations, on obtient : H(r) a(r) (1+C2)ù (r) +C (`) m0,n0 mo,n0 -Ym0,n0 Ymo,n0' d'où : y(r) +Cy(j) 5 H(r) = m0,no mono (12) ,no'no a(r) (1+C2) m0 ,n0 Pour déterminer la valeur réelle a à l'emplacement (m0,n0), on mo,no égalise au cours de l'étape 34 le signal reçu, à partir de la première estimation du canal de transmission. H(`) On pose par exemple H(r) = H(r) , ou H(r) _ m0,no , ou encore mono mono mono C 10 on fait une moyenne des deux. Après avoir déterminé le coefficient complexe H(c) , on égalise le mo,no signal reçu au niveau des emplacements temps/fréquence portant les doublons, de façon à obtenir les valeurs de doublons estimées : i (c) Ymo'no , et â(r) _ m0,n0 H(c) m1,n1 m0 ,n0 15 Sachant que, selon cet exemple, on a a(r) = a(r) , alors une meilleure m0,n0 ml,nl estimation de la valeur réelle portée par les éléments de données informatifs du doublon est obtenue par moyennage tel que : â(r) + â(r) a(r) _ - mono mi ,ni 2 La détermination de cette moyenne permet notamment un gain de 3dB en 20 rapport signal à bruit. Ainsi, par une simple quantification de la valeur estimée moyennée à (r) , on obtient une estimation dite dure (en anglais hard ) du coefficient réel aäno,,.o transmis. â(r) := 9 (13) 2903834 27 Ces doublons estimés étant dorénavant considérés comme des éléments de données connus du récepteur, on peut réaliser une deuxième estimation globale du canal de transmission à partir de ces éléments, qui jouent alors le rôle de pilotes.We therefore have a (r) = a (r) where a (r) and a (r) are elements of (m0, n0) (mi nl) (m0, n0) (ml, nl) informative data, not known to the receiver. On the other hand, the receiver knows the relation of proportionality between these two values, that is to say here a () = a (r 1 1) mn As indicated previously, a first global estimate of the channel 5 of transmission is carried out during a step 31 This gives a first estimate of the channel at the doublon located in (mo, no) and (ml, ni). We denote by IJ the representative coefficient of the transmission channel at the location (m, n), resulting from the first global estimate, and hl, (: n the representative coefficient of the transmission channel at the location (m, n) after Local refinement From the extraction (32) of the complex values received at the locations (mo, no) and (ml, ni), a phase term of the transmission channel in the form (1+ Cj) is determined, where C is a reality More precisely, within a neighborhood region, the real and imaginary decomposition of the equations describing the transmission channel is written as: (r) = H (r) a (r) ù (i) a (`) Ymo, no mo, no mo, no mo, no mo, no (`) = H (`) a (r) + H (r) a (`) Ym0, no mo, n0 m0 , n0 m0, n0 mo, no (r) = H (r) a (r) where H (`) a (`) Yml, n1, ml, or ml, n1 m1, n1 ml nl (`) = H ( (a) (r) + H (r) a ()) Y1-n1, n1 ml, n1 ml, or ml, n1 ml, and fif (c) = hi (`) and a (r) = a (r), the equations of the system (8) m0, n0 ml, n1 m0, n0 ml, and (8) H (r) a (r) ù H (`) a (`) m 0, n0 m0, n0 m0, n0 m0, n0 H (`) a (r) + û (r) a (`) m0, n0 m0, n0 m0, n0 m0, no = H (r) a (r) ùfi (i) a (`) m0, n0 m0, n0 m0, n0 ml, ni = H (`) a (r) + û (r) a (`) m0, n0 m0, n0 mo, no ml, nl By putting H (`) = H (r) (1+ Cj), let mo, no mo, n0 can be written as: (r) Ymo, no (i) Ymo, no (r) Ym1, n]. (i) Ym1, n]. (9) H (`) = CH (r), on mo, n0 mono 2903834 obtains: (r) = H (r) a (r) ù CH (r) a (`) Ym0, n0 m0, n0 m0, n0 mo, n0 m0, n0 (`) = CH (r) a (r) + û (r) a (`) Ym0, n0 m0, n0 m0, n0 'name () m0 , n0 (r) = H (r) a (r) ùCH (r) a (`) Ymt, nll m0, n0 m0, n0 mo, n0 mi, ni (`) = CH (r) a (r) + H (r) a (`) Yml nIl mo, no mo, no mo, no ml, whence: 5 The ratio of these two equations then gives: (r) (r) Ym0, no ù Ym1, n1 C = (<) (i) Yml, n1 ù Ymo, n0 The value of the variable C is therefore perfectly known at the level of a duplicate. In addition, since the representative coefficients of the transmission channel can be written in (c) = H (r) (1+ ci), the transmission channel can be rephased to the mono mono level of the location (mo, n0). as well as at the level of the whole neighborhood region. During step 33, this phase is combined, as previously indicated, with prior knowledge of the transmission channel, to obtain a new estivation of the transmission channel at the level of the doublon, again referred to as the refined local estimate. More precisely, during this step 33, the real value of the coefficient representative of the transmission channel at the location (m0, n0) denoted H (r) mo, n0 is determined. To do this, we consider: (r) = ## EQU1 ## mo, no mo, no mo, no mo, no 25 (10) (r) ù (r) = CH (r) (ùa (`) + a (`) 1 {y (r), no Ym1, n1 mo ## STR1 ## (n) (t) = H (r) (anio (i) + a (') 1 Ym0, no Y, n1 m0 n0 n0 m1 n1, whence: 2903834 ( r) = û (r) a (r) _CH (') a (') Ym0, n0 m0, n0 m0, n0 m0, n0 mo, n0 C (`) = C2H (r) a (r) + CH ( For example, by summing the two equations, we obtain: H (r) a (r) (1 + C2) ù (r) + C (`) m0, n0 mo, n0-Ym0, n0 Ymo, n0 'where: y (r) + Cy (j) 5 H (r) = m0, no mono (12), no'no a (r) ) (1 + C2) m0, n0 To determine the real value a at the location (m0, n0), mo is no equalized during step 34 the received signal, from the first estimate of the channel of transmission H ( For example, H (r) = H (r), or H (r) _m0, no, or mono mono mono C 10 is averaged. After determining the complex coefficient H (c), equalize the received signal at the time / frequency locations carrying the duplicates, so as to obtain the estimated duplicate values: i (c) Ymo'no, and (r) _ m0, n0 H (c) m1, n1 m0, n0 15 Knowing that, according to this example, aa (r) = a (r), then a better m0, n0 ml, nl estimate of the real value The data carried by the duplicate informative data elements is obtained by averaging such that: ((r) + ((r) a (r) _ - mono mi, ni 2 The determination of this average allows a 3dB gain in particular signal to noise. Thus, by a simple quantification of the estimated value averaged to (r), one obtains a so-called hard estimate (in hard English) of the real coefficient aäno ,, ,,. With these estimated duplicates now considered as known data elements of the receiver, a second overall estimate of the transmission channel can be made from these elements, which then act as drivers.

5 Une autre possibilité est de conserver la valeur exacte de l'estimée et de l'améliorer par itérations successives basées sur l'équation (12). Selon une variante de réalisation illustrée en relation avec la figure 4B, l'étape de raffinement local et de deuxième estimation globale sont réitérées au moins deux fois.Another possibility is to keep the exact value of the estimate and to improve it by successive iterations based on equation (12). According to an alternative embodiment illustrated in relation to FIG. 4B, the local refinement and global second estimation step are repeated at least twice.

10 Plus précisément, les figures 4A et 4B illustrent respectivement un schéma de turbo-estimation classique, mis en oeuvre pour une modulation de type OFDM, et de turbo-estimation selon un mode particulier de réalisation de l'invention, mis en oeuvre pour une modulation de type OFDM/OQAM ou BFDM/OQAM. Côté émission, on constate que les étapes de codage des données 41, 15 entrelacement 42, et insertion de préambule 43 sont identiques, selon ce mode de réalisation particulier de l'invention. Dans le cadre d'une modulation classique de type OFDM, on met ensuite en oeuvre une transformée inverse de Fourier (IFFT) et on ajoute un intervalle de garde 44A. En revanche, dans le cadre d'une modulation de type OQAM selon ce 20 mode de réalisation de l'invention, on met en oeuvre une étape d'insertion de doublons, suivie d'une modulation OQAM 44B. Le signal multiporteuse est alors émis dans un canal de transmission 45. Côté réception, dans le cadre d'une modulation classique de type OFDM, on réalise d'abord une transformation de Fourier (FFI'), suivie d'une suppression 25 de l'intervalle de garde 46A. On réalise ensuite les étapes classiques d'estimation du canal 31, d'égalisation du signal reçu 36, et de désentrelacement et décodage du signal égalisé 47, permettant de prendre une décision dure 471. Dans le cadre d'une turbo estimation, le signal égalisé décodé est de nouveau encodé 48A, ré-entrelacé 49A, et de nouveau égalisé 36, de manière à 30 affiner l'étape de décision 471.More specifically, FIGS. 4A and 4B respectively illustrate a conventional turbo-estimation scheme, implemented for an OFDM type modulation, and a turbo-estimation according to a particular embodiment of the invention, implemented for a particular embodiment of the invention. OFDM / OQAM or BFDM / OQAM modulation. On the transmission side, it can be seen that the data coding steps 41, 15, interleaving 42, and preamble insertion 43 are identical, according to this particular embodiment of the invention. In the context of a conventional OFDM modulation, a Fourier inverse transform (IFFT) is then implemented and a guard interval 44A is added. On the other hand, in the context of an OQAM type modulation according to this embodiment of the invention, a duplicate insertion step is implemented, followed by an OQAM modulation 44B. The multicarrier signal is then emitted in a transmission channel 45. On reception, in the context of a conventional OFDM type modulation, a Fourier transform (FFI ') is first performed, followed by a deletion of the signal. guard interval 46A. The conventional steps of estimation of the channel 31, of the equalization of the received signal 36, and of deinterleaving and decoding of the equalized signal 47, making it possible to take a hard decision 471, are then performed. In the context of a turbo estimation, the signal The decoded equalized is again encoded 48A, re-interleaved 49A, and again equalized 36, so as to refine the decision step 471.

2903834 28 Dans le cadre d'une modulation de type OFDM/OQAM ou BFDM/OQAM, on réalise d'abord une démodulation OQAM 4613. On réalise ensuite l'étape de première estimation du canal 31. On dispose ainsi d'une connaissance a priori du canal de transmission.In the context of an OFDM / OQAM or BFDM / OQAM type modulation, an OQAM 4613 demodulation is first carried out. The first estimation stage of the channel 31 is then carried out. priori of the transmission channel.

5 Comme décrit précédemment en relation avec la figure 3, on extrait du signal reçu les valeurs complexes correspondant à la réception d'un doublon au cours de l'étape 32, afin de déterminer un terme de phase et de raffiner localement l'estimation du canal de transmission 33 au niveau des régions de voisinage portant des doublons.As previously described in connection with FIG. 3, complex values corresponding to the reception of a duplicate in step 32 are extracted from the received signal in order to determine a phase term and to locally refine the estimate of the transmission channel 33 at neighborhood regions bearing duplicates.

10 On égalise 34 ensuite le signal reçu au niveau des emplacements temps/fréquence portant les doublons. On détermine ainsi une deuxième estimation globale du canal de transmission, au cours d'une étape 35. En particulier, cette deuxième estimation du canal de transmission peut 15 être suivie d'une étape d'égalisation du signal reçu 36, et de désentrelacement et décodage du signal égalisé 47, permettant de prendre une décision dure 471. On peut notamment déterminer une estimation améliorée du canal de transmission à partir de ces estimations locales raffinées et/ou de la deuxième estimation, en accordant éventuellement une information de confiance à 20 l'estimation du canal correspondant aux emplacements temps/fréquence des pilotes. En particulier, dans le cadre d'une turbo estimation, le signal égalisé décodé est de nouveau encodé 48e, ré-entrelacé 49e, et intervient dans une nouvelle estimation globale du canal de transmission, mise en oeuvre au cours 25 d'une étape 50. Il est ainsi possible d'améliorer l'estimation des valeurs portées par les éléments de données informatifs grâce à un processus itératif. On présente désormais, en relation avec les figures 5A et 5B, les structures simplifiées d'un dispositif d'émission et d'un dispositif de réception selon le 30 mode de réalisation particulier décrit ci-dessus.The received signal is then equalized at the time / frequency locations carrying the duplicates. Thus, a second global estimate of the transmission channel is determined during a step 35. In particular, this second estimation of the transmission channel can be followed by a step of equalizing the received signal 36, and deinterleaving. decoding of the equalized signal 47, making it possible to take a hard decision 471. In particular, it is possible to determine an improved estimation of the transmission channel from these refined local estimates and / or the second estimate, possibly by granting a confidence information to the user. estimate of the channel corresponding to the time / frequency slots of the pilots. In particular, in the context of a turbo estimation, the decoded equalized signal is again encoded 48e, re-interlaced 49e, and is involved in a new global estimate of the transmission channel, implemented during a step 50 It is thus possible to improve the estimation of the values carried by the data elements by an iterative process. With reference to FIGS. 5A and 5B, the simplified structures of a transmitting device and of a receiving device according to the particular embodiment described above are now presented.

2903834 29 Comme illustré en figure 5A, un tel dispositif d'émission comprend une mémoire 51, une unité de traitement 52, équipée par exemple d'un microprocesseur P, et pilotée par le programme d'ordinateur 53, mettant en oeuvre le procédé d'émission selon l'invention.As illustrated in FIG. 5A, such a transmission device comprises a memory 51, a processing unit 52, equipped for example with a microprocessor P, and driven by the computer program 53, implementing the method of FIG. emission according to the invention.

5 A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 53 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 52. L'unité de traitement 52 reçoit en entrée des données à transmettre, sous la forme d'éléments de données informatifs. Le microprocesseur de l'unité de traitement 52 met en oeuvre les étapes du procédé 10 d'émission décrit précédemment, de façon à construire un signal multiporteuse comprenant au moins un premier jeu d'éléments de données permettant de déterminer une première estimation du canal de transmission, et au moins un doublon localisé dans une région de voisinage dans l'espace temps/fréquence, permettant un raffinement local de la première estimation. Pour cela, le dispositif 15 d'émission comprend des moyens de mise en oeuvre du premier jeu d'éléments de données et de doublons. Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 52. L'unité de traitement 52 délivre en sortie le signal multiporteuse précité. Un dispositif de réception comme illustré en figure 5B comprendune 20 mémoire 54, une unité de traitement 55, équipée par exemple d'un microprocesseur p.P, et pilotée par le programme d'ordinateur 56, mettant en oeuvre le procédé de réception selon l'invention. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 56 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le 25 processeur de l'unité de traitement 55. L'unité de traitement 55 reçoit en entrée le signal multiporteuse reçu y(t) . Le microprocesseur de l'unité de traitement 55 met en oeuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 56, pour estimer le canal de transmission et décoder les données reçues. Pour cela, le dispositif de réception comprend des 30 moyens de première estimation du canal de transmission, et pour au moins une 2903834 30 région de voisinage, des moyens d'extraction d'au moins deux valeurs complexes, correspondant à chacun des éléments de données formant le doublon, après passage dans le canal de transmission, et des moyens de raffinement local de la première estivation, tenant compte desdites valeurs complexes, délivrant une 5 estimation locale raffinée du canal de transmission pour la région de voisinage. Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 55.At initialization, the code instructions of the computer program 53 are for example loaded into a RAM before being executed by the processor of the processing unit 52. The processing unit 52 receives as input data to be transmitted, in the form of informative data elements. The microprocessor of the processing unit 52 implements the steps of the transmission method described above, so as to construct a multicarrier signal comprising at least a first set of data elements making it possible to determine a first estimate of the transmission channel. transmission, and at least one duplicate located in a neighborhood region in the time / frequency space, allowing local refinement of the first estimate. For this, the transmission device 15 comprises means for implementing the first set of data elements and duplicates. These means are controlled by the microprocessor of the processing unit 52. The processing unit 52 outputs the multicarrier signal mentioned above. A receiving device as illustrated in FIG. 5B comprises a memory 54, a processing unit 55, equipped for example with a microprocessor pP, and driven by the computer program 56, implementing the reception method according to the invention . At initialization, the code instructions of the computer program 56 are for example loaded into a RAM before being executed by the processor of the processing unit 55. The processing unit 55 receives as input the multicarrier signal received y (t). The microprocessor of the processing unit 55 implements the steps of the reception method described above, according to the instructions of the computer program 56, for estimating the transmission channel and decoding the received data. For this, the reception device comprises means for first estimation of the transmission channel, and for at least one neighborhood region, means for extracting at least two complex values, corresponding to each of the data elements. forming the duplicate, after passing through the transmission channel, and local refinement means of the first estivation, taking into account said complex values, delivering a refined local estimate of the transmission channel for the neighborhood region. These means are controlled by the microprocessor of the processing unit 55.

Claims

A method of receiving a received signal corresponding to a multicarrier signal transmitted by at least one transmitter via a transmission channel, said multicarrier signal being formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of data elements to actual values including at least one piece of informative data, each of said data elements modulating a carrier frequency of said signal, a carrier frequency modulated by one of said data elements being called a carrier, said receiving method comprising a global first estimate step (31). ) of said transmission channel, characterized in that duplicates (23) each formed of at least two informative data elements (231, 232) each located in a so-called neighborhood region (241) in the time / space frequency, a neighborhood region being a region in which said transmission channel is considered substantially onstant, a proportion between said actual values carried by each of said information elements forming the same duplicate (23) being known from a receiver intended to perform a reception of said multicarrier signal, said reception method comprises, for at least one of said regions neighborhood: an extraction step (32) of at least two complex values, corresponding to each of said data elements forming said duplicate, after passing through said transmission channel; a step of local refinement (33) of said first estimate, taking into account said complex values, delivering a refined local estimate of said transmission channel for said neighborhood region.

2. Reception method according to claim 1, characterized in that said local refinement step implements a determination of a phase term representative of said transmission channel from said complex values, and a correction of said first estimate. according to said phase term.

3. The reception method as claimed in claim 1, wherein it comprises a doublet estimation step, taking into account said refined local estimate and said proportion, delivering an estimate of said real values. carried by each of said informative data elements of one of said duplicates, said estimated duplicate values, and a second global estimate step (35) of said transmission channel, from said estimated duplicate values of at least one of said duplicates.

4. The reception method according to claim 3, characterized in that said doublet estimation step takes into account an average of said estimated doublet values weighted by said proportion.

5. Reception method according to any one of claims 1 to 4, characterized in that said refined local estimate is assigned at least one confidence information. 15

The reception method according to claim 3 and any one of claims 1 to 5, characterized in that said doublet estimation and second global estimation steps are repeated at least once, a current second estimation step taking into account account of the result of a previous second estimate step. 20

7. The reception method according to claim 5 and claim 6, characterized in that said step of second current global estimate also takes into account said confidence information.

8. Device for receiving a received signal corresponding to a multicarrier signal transmitted by at least one transmitter via a transmission channel, said multicarrier signal being formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of data elements real-valued ones comprising at least one piece of informative data, each of said data elements modulating a carrier frequency of said signal, a carrier frequency modulated by one of said data elements being called carrier, said receiving device comprising first means global estimation (31) of said transmission channel, characterized in that duplicates (23) each formed of at least two informative data elements (231, 232) each located in a so-called neighborhood region (241) in the time / frequency space, a neighborhood region being a region in which said transmission channel is considered as substantially constant, a proportion between said actual values carried by each of said information elements forming the same duplicate (23) being known from said receiving device, said receiving device comprises, for at least one of said neighborhood regions: means extracting (32) at least two complex values, corresponding to each of said data elements forming said duplicate, after passing through said transmission channel; local refinement means (33) of said first estimate, taking into account said complex values, providing a refined local estimate of said transmission channel for said neighborhood region.

9. Computer program product downloadable from a communication network and / or recorded on a computer readable medium and / or executable by a processor, characterized in that it comprises program code instructions for the implementation of the reception method according to at least one of claims 1 to 7.

10. A method of transmitting a multicarrier signal formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising at least one piece of information data, each of said data elements modulating a frequency carrier of said signal, a carrier frequency modulated by one of said data elements being called a carrier, at least some of said data elements forming a first set for determining a first overall estimate of a transmission channel between a transmitter for transmitting said multicarrier signal and a receiver, characterized in that it implements duplicates (23) each formed of at least two informative data elements (231, 232), each localized in a so-called neighborhood region (241 ) in the time / frequency space, a neighborhood region being a region in which said transmission channel is considered e being substantially constant, a proportion between said actual values carried by each of said informational data elements forming the same duplicate (23) being known from said receiver, said duplicates allowing a local refinement of said first estimate.

11. A device for transmitting a multicarrier signal formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising at least elements of informative data, each of said data elements modulating a frequency carrier of said signal, a carrier frequency modulated by one of said data elements being called carrier, at least some of said data elements forming a first set for determining a first overall estimate of a transmission channel between a transmitter for transmitting said multi-carrier signal and a receiver, characterized in that it comprises means for implementing duplicates (23) each formed of at least two informative data elements (231, 232), each localized in a so-called neighborhood region ( 241) in the time / frequency space, a neighborhood region being a region in which said transmission channel is considered substantially constant, a proportion between said actual values carried by each of said informative data elements forming the same duplicate (23) being known from said receiver, said duplicates allowing a local refinement of said first estimate. 30

12. Computer program product downloadable from a 2903834 communication network and / or recorded on a computer readable medium and / or executable by a processor, characterized in that it comprises program code instructions for the implementation of the emission process according to claim 10. 5

13. Multicarrier signal formed of a temporal sequence of symbols consisting of a set of real-valued data elements comprising at least elements of informative data, each of said data elements modulating a carrier frequency of said signal, a modulated carrier frequency one of said data elements being called a carrier, at least some of said data elements forming a first set for determining a first overall estimate of a transmission channel between a transmitter for transmitting said multicarrier signal and a receiver, characterized in that it comprises doubloons (23) each formed of at least two informative data elements (231, 232), each located in a so-called neighborhood region (241) in the time / frequency space, a region of neighborhood being a region in which said transmission channel is considered substantially constant, a proportion of n between said actual values carried by each of said informative data elements forming the same duplicate being known from said receiver, said duplicates allowing a local refinement of said first estimate.