P-CNES-002/FR I Domaine technique [0001] La présente invention concerne unP-CNES-002 / EN I Technical Field [0001] The present invention relates to a
procédé de réception, respectivement un récepteur pour un signal de radionavigation modulé par une forme d'onde d'étalement CBOC. Etat de la technique [0002] Les systèmes de positionnement par satellite comme GPS (Global Positioning System), Galileo, GLONASS, QZSS et autres utilisent des signaux de navigation modulés appelés en spectre étalé . Ces signaux véhiculent essentiellement des codes pseudo-aléatoires formés de séquences numériques se répétant périodiquement, dont la fonction principale est de permettre un Accès Multiple à Répartition de Code (AMRC) et la fourniture d'une mesure précise du temps de propagation du signal émis par le satellite. Accessoirement, les signaux de positionnement par satellites peuvent aussi transporter des données utiles. [0003] Dans le cas de GPS, les signaux de navigation sont transmis dans les bandes de fréquences L1, centrée sur 1575,42 MHz et L2, centrée sur 1227,6 MHz. Au cours de la modernisation de GPS, la bande L5, centrée sur 1176,45 MHz sera ajoutée. Les satellites de la constellation Galileo transmettront dans la bandes E2-L1-E1 (la portion de bande médiane LI étant la même que celle du GPS), E5a (qui, selon la nomenclature Galileo, représente la bande L5 prévue pour le GPS), E5b (centrée sur 1207,14 MHz) et E6 (centrée sur 1278,75 MHz). [0004] Les signaux de navigation sont formés par modulation des fréquences centrales (porteuses). Différents schémas de modulation sont déjà implantés pour réaliser les signaux de navigation ou du moins envisagés. Pour assurer l'interopérabilité et la compatibilité entre les systèmes GPS et Galileo, les Etats-Unis d'Amérique et l'Union Européenne se sont mis d'accord sur certains points concernant les schémas de modulation des signaux dans la bande LI, utilisée par les deux systèmes. Plus de détails sur les schémas de modulation proposés peuvent être tirés de la publication MBOC : The New P-CNES-002/FR 2 Optimized Spreading Modulation Recommended for GALILEO LI OS and GPS L1 C , Hein et al., InsideGNSS, mai/juin 2006, pp. 57-65. [0005] L'un des schémas de modulation retenu comme candidat pour la modulation du signal Galileo OS L1 est connu sous la désignation modulation CBOC (de Composite Binary Offset Carrier ). La forme d'onde d'étalement CBOC modulant la porteuse est une combinaison linéaire d'une forme d'onde BOC(1,1) et d'une deuxième forme d'onde BOC(m,1). BOC est l'abréviation de Binary Offset Carrier . De manière générale, BOC(n,m) est une fonction du temps t définie par : BOC(n, m)(t) = (t) • sign[sin(22tfs,t)], où Cm(t) est un code pseudo-aléatoire à rythme de bribes (chip rate) m x 1,023 Mcps prenant les valeurs +1 ou --1 et fsc la fréquence n x 1,023 MHz. Une condition sur n et m est que le rapport 2n/m soit entier. Dans le cas du service ouvert OS (Open Service) de Galileo, le rythme de bribes est fixé à 1,023 Mcps (méga-chips per second). Une forme d'onde CBOC peut s'écrire, dans ce cas: CBOC(n, ,1)(t) = V BOC(1,1)(t) + W BOC(nl ,1)(t) , où V et W sont des coefficients réels définissant la pondération relative des composantes BOC(1,1) et BOC(m,1). Dans le cas d'une forme d'onde CBOC, les deux composantes BOC portent le même code pseudo-aléatoire. [0006] Une forme d'onde CBOC peut être considérée comme membre particulier d'une famille de formes d'onde composites décrite, par exemple dans la demande de brevet européenne 05 290 083.4. Le même document décrit également des procédés de réception d'un signal modulé par une forme d'onde composite. Selon le premier procédé décrit, on opère la corrélation du signal entrant modulé par une forme d'onde CBOC et d'une réplique locale de cette forme d'onde CBOC. Cette solution implique, au niveau du récepteur, la génération d'une réplique CBOC. II est donc nécessaire d'implémenter une quantification à quatre niveaux à l'entrée du corrélateur, ce qui nécessite au moins une architecture à 2 bits. Selon le deuxième procédé décrit, on opère les P-CNES-002/FR 3 corrélations entre le signal entrant et une réplique locale de la première composante BOC, respectivement entre le signal entrant et une réplique locale de la deuxième composante BOC. Ensuite, les résultats des deux corrélations sont combinés. Dans cette solution, les répliques locales sont à un bit ce qui peut être considéré comme avantageux par rapport à la première solution. Le prix à payer est un nombre d'opérations de corrélation doublé vis-à-vis de la première solution, toutes choses égales par ailleurs Objet de l'invention [0007] Un objectif de la présente invention est de proposer un nouveau procédé de réception d'un signal de radionavigation modulé par une forme d'onde d'étalement composite. receiving method, respectively a receiver for a radio navigation signal modulated by a CBOC spreading waveform. State of the art [0002] Satellite positioning systems such as GPS (Global Positioning System), Galileo, GLONASS, QZSS and others use modulated navigation signals called spread spectrum. These signals essentially convey pseudorandom codes formed of periodically repeating digital sequences, the main function of which is to enable Code Division Multiple Access (CDMA) and the provision of an accurate measurement of the propagation delay of the transmitted signal. the satellite. Incidentally, satellite positioning signals can also carry useful data. In the case of GPS, the navigation signals are transmitted in the frequency bands L1, centered on 1575.42 MHz and L2, centered on 1227.6 MHz. During the GPS upgrade, the L5 band, centered on 1176.45 MHz will be added. The satellites of the Galileo constellation will transmit in the bands E2-L1-E1 (the middle band portion LI being the same as that of the GPS), E5a (which, according to the Galileo nomenclature, represents the L5 band provided for the GPS), E5b (centered on 1207.14 MHz) and E6 (centered on 1278.75 MHz). The navigation signals are formed by modulation of central frequencies (carriers). Different modulation schemes are already implemented to achieve the navigation signals or at least envisaged. To ensure interoperability and compatibility between the GPS and Galileo systems, the United States of America and the European Union have agreed on certain points concerning signal modulation schemes in the LI band, used by both systems. More details on the proposed modulation schemes can be obtained from the publication MBOC: The New P-CNES-002 / EN 2 Optimized Spreading Modulation Recommended for GALILEO LI OS and GPS L1 C, Hein et al., InsideGNSS, May / June 2006, pp. 57-65. [0005] One of the modulation schemes selected as a candidate for the modulation of the Galileo OS L1 signal is known under the name CBOC (Composite Binary Offset Carrier) modulation. The carrier modulating CBOC spreading waveform is a linear combination of a BOC waveform (1,1) and a second BOC waveform (m, 1). BOC is the abbreviation of Binary Offset Carrier. In general, BOC (n, m) is a function of the time t defined by: BOC (n, m) (t) = (t) • sign [sin (22tfs, t)], where Cm (t) is a mp 1,023 Mcps pseudo-random chip rate code taking the values +1 or -1 and fsc the frequency nx 1,023 MHz. A condition on n and m is that the ratio 2n / m is integer. In the case of Galileo's Open Service (OS), the chip rate is 1.023 Mcps (mega-chips per second). A CBOC waveform can be written in this case: CBOC (n,, 1) (t) = V BOC (1,1) (t) + W BOC (n1, 1) (t), where V and W are real coefficients defining the relative weighting of the BOC (1,1) and BOC (m, 1) components. In the case of a CBOC waveform, the two BOC components carry the same pseudo-random code. A CBOC waveform may be considered as a particular member of a family of composite waveforms described, for example in the European patent application 05 290 083.4. The same document also describes methods of receiving a signal modulated by a composite waveform. According to the first method described, the correlation of the modulated incoming signal is performed by a CBOC waveform and a local replica of this CBOC waveform. This solution involves, at the receiver, the generation of a CBOC replica. It is therefore necessary to implement a four-level quantization at the input of the correlator, which requires at least a 2-bit architecture. According to the second method described, the P-CNES-002 / FR 3 correlations are performed between the incoming signal and a local replica of the first BOC component, respectively between the incoming signal and a local replica of the second BOC component. Then, the results of the two correlations are combined. In this solution, the local replicas are one bit which can be considered advantageous compared to the first solution. The price to be paid is a number of correlation operations doubled vis-à-vis the first solution, all things being equal. Object of the invention [0007] An object of the present invention is to propose a new reception method. a radionavigation signal modulated by a composite spreading waveform.
Description générale de l'invention [0009] Pour recevoir un signal de radionavigation modulé par une forme d'onde composite, la forme d'onde composite comprenant une combinaison linéaire à coefficients réels d'une composante BOC(ni,m) et d'une composante BOC(n2,m), ni étant distinct de n2, il est proposé d'opérer une corrélation entre une forme d'onde locale et la forme d'onde composite sur un intervalle de temps de durée T. Selon un aspect important de l'invention, la forme d'onde locale est une forme d'onde binaire, formée sur ledit intervalle de temps d'une succession alternante comprenant au moins un segment de forme d'onde BOC(ni,m) et au moins un segment de forme d'onde BOC(n2,m), l'au moins un segment BOC(n1,m) ayant une durée totale de aT, a étant strictement compris entre 0 et 1, l'au moins un segment BOC(n2,m) ayant une durée totale (1-a)T. Contrairement aux procédés de réception discutés plus haut, le procédé selon l'invention n'implique pas de forme d'onde à plus de deux niveaux et ne nécessite pas un nombre plus élevé de corrélateurs. [0010] Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, les composantes BOC(ni,m) et BOC(n2,m) portent un même code pseudo-aléatoire et la forme d'onde locale porte au moins une partie prédéterminée de ce code P-CNES-002/FR 4 pseudo-aléatoire. Les codes pseudo-aléatoires utilisés dans la radionavigation par satellites sont soit des codes entièrement prédéterminés (dans le cas d'une voie pilote), soit des codes comprenant une partie prédéterminée et une partie données (dans le cas d'une voie de données). La partie données est transmise à un rythme de symboles nettement inférieur au rythme de bribes de la partie prédéterminée. [0011] Au cas où n2=1 et m=l, la combinaison linéaire est une forme d'onde CBOC(ni,1) définie par : C'BOC(nl ,1) = V • BOC(1,1) + W BOC(n, ,1) , où V et W sont des coefficients réels de pondération. En ce qui concerne le candidat CBOC pour le futur signal Galileo OS L1, il a été en plus convenu que n,=6. Dans certains cas, il pourrait s'avérer avantageux, pour la réception d'un signal CBOC(ni,1), que a soit au moins approximativement égal à la valeur de référence W/(V+W). Dans d'autres cas, a inférieur ou supérieur à cette valeur de référence pourrait être plus approprié. [0012] La forme d'onde locale peut comprendre une succession alternante comprenant un unique segment de forme d'onde BOC(ni,m) et un unique segment de forme d'onde BOC(n2,m). Dans un autre mode de réalisation de l'invention, la succession alternante comprend une pluralité de segments de forme d'onde BOC(ni,m) d'une durée totale aT et/ou une pluralité de segments de forme d'onde BOC(n2,m) d'une durée totale (1-a)T. [0013] Pour mettre en oeuvre le procédé selon l'invention, il est proposé un récepteur adapté pour recevoir un signal de radionavigation modulé par une forme d'onde composite, la forme d'onde composite comprenant une combinaison linéaire à coefficients réels d'une composante BOC(n1,m) et d'une composante BOC(n2,m), ni étant distinct de n2, le récepteur comprenant un ensemble de générateurs de forme d'onde locale et de corrélateurs pour opérer la corrélation entre la forme d'onde locale et ladite forme d'onde composite sur un intervalle de temps de durée T. Les générateurs de forme d'onde locale sont notamment configurés pour générer une forme d'onde locale binaire, formée sur ledit intervalle de temps d'une succession alternante comprenant au moins P-CNES-002/FR 5 un segment de forme d'onde BOC(ni,m) et au moins un segment de forme d'onde BOC(n2,m), l'au moins un segment BOC(ni,m) ayant une durée totale de aT, a étant strictement compris entre 0 et 1, l'au moins un segment BOC(n2,m) ayant une durée totale (1-a)T. [0014] Selon un mode de réalisation préféré, le récepteur comprend une unité de commande agissant sur les générateurs de forme d'onde locale de manière à influencer (a) l'ordre temporel du ou des segments BOC(ni,m) et du ou des segments BOC(n2,m) et/ou (b) la durée du ou des segments BOC(n1,m) et du ou des segments BOC(n2,m). Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux pour un récepteur adaptés aux futurs signaux Galileo OS LI et GPS L1C. En effet, la modulation prévue pour ce dernier signal est une modulation BOC multiplexée dans le temps (TMBOC, Time-Multiplexed BOC) ayant une composant BOC(1,1) et une composante BOC(6,1). Si la modulation retenue pour Galileo OS L1 est une modulation CBOC(6,1), alors il sera possible de recevoir les deux signaux par le même récepteur. En jouant sur l'ordre temporel des segments BOC(1,1) et BOC(6,1) et/ou sur leur durée, l'unité de commande peut optimiser la forme d'onde locale pour la réception soit du TMBOC de GPS, soit du CBOC de Galileo. Brève description des dessins [0015] Un mode de réalisation préféré de l'invention sera décrit ci-après, à titre d'exemple non limitatif, avec référence aux dessins annexés, dans lesquels Fig. 1: est une représentation temporelle d'une forme d'onde CBOC(6,1) ; Fig. 2: est une représentation d'une corrélation entre une forme d'onde BOC(1,1) et une forme d'onde BOC(6,1) ; Fig. 3: est une représentation d'autocorrélations de deux formes d'onde CBOC(6,1) ayant des facteurs de pondération différents ; Fig. 4: est une représentation temporelle d'une forme d'onde binaire locale pouvant être utilisée dans un procédé selon l'invention ; P-CNES-002/FR 6 Fig. 5 : montre une comparaison entre la fonction d'autocorrélation d'un CBOC(6,1,1/11) et la fonction de corrélation entre un CBOC(6,1,1/11) et une forme d'onde locale binaire comme illustrée à la figure 4 ; Fig. 6: montre différentes fonctions de corrélation entre un CBOC(6,1,2/11) et une forme d'onde locale binaire ; Fig. 7: est une représentation de la dégradation du rapport C/No en fonction du paramètre a, dans les cas des CBOC(6,1,1/11) et CBOC(6,1,2/11) ; Fig. 8 : montre une comparaison de l'enveloppe d'erreurs due aux multitrajet dans le cas où la forme d'onde locale est une forme d'onde composite CBOC(6,1) et de l'enveloppe d'erreurs due aux multi-trajet dans le cas où la forme d'onde locale est une forme d'onde binaire comme illustrée à la figure 4 ; Fig. 9 : est un schéma d'un récepteur adapté à la réception d'un signal composite. Description d'une exécution préférée [0016] La figure 1 montre une forme d'onde CBOC(6,1) 10, définie par : CBOC(6,1)(t) = V • BOC(1,1)(t) ùW . BOC(6,1)(t) où V et W sont les facteurs de pondération. Nous utiliserons dans la suite les notations suivantes : BOC(1,1)(t) = C p (t) • x(t) et BOC(6,1)(t) = C,, (t) . y(t) , où Cp(t) représente le code pseudo-aléatoire commun aux deux composantes. [0017] Pour le signal Galileo OS L1, on envisage différentes valeurs de V et de W, qui dépendent du schéma de multiplexage de ce signal. On trouvera plus de détails dans l'article de Hein et al. dans InsideGNSS, dont la référence complète est indiquée dans l'introduction. [0018] Pour introduire certaines notations et mieux expliquer les avantages de l'invention, nous discuterons dans la suite une méthode de poursuite du signal CBOC 10 dont le principe a été décrit dans la demande de P-C N ES-002/FR 7 brevet européenne 05 290 083.4. Dans cette méthode, il y a deux corrélations à effectuer en parallèle: une avec une réplique locale BOC(1,1) et une avec une réplique locale BOC(6,1). Les répliques locales sont les suivantes s11(t) = Cp (t)x(t)cos(271fot + 0) , sQ, (t) = Cp (t)x(t)sin(27fot + , s12 (t) = Cp (t)y(t)cos(2nfot + , sQz (t) = CP (t) y(t)sin(2,rf t + 0) , où les indices I et Q marquent les composantes en phase et en quadrature de phase des répliques locales, fo est la fréquence de la porteuse et 0 une phase. [0019] Comme corrélation du signal CBOC avec s,,, on obtient : T Il = fs11(tû)CBOC(tûr)dt, 0 General description of the invention [0009] To receive a radionavigation signal modulated by a composite waveform, the composite waveform comprising a linear combination with real coefficients of a BOC component (ni, m) and of a BOC component (n2, m), nor being distinct from n2, it is proposed to correlate a local waveform and the composite waveform over a time interval of duration T. According to an important aspect of the invention, the local waveform is a binary waveform formed over said time interval of an alternating succession comprising at least one BOC waveform segment (ni, m) and at least one BOC waveform segment (n2, m), the at least one BOC segment (n1, m) having a total duration of aT, a being strictly between 0 and 1, the at least one BOC segment (n2 , m) having a total duration (1-a) T. Unlike the reception methods discussed above, the method according to the invention does not involve a waveform with more than two levels and does not require a higher number of correlators. In a preferred embodiment of the invention, the BOC components (ni, m) and BOC (n2, m) bear the same pseudo-random code and the local waveform carries at least a predetermined portion of this code P-CNES-002 / FR 4 pseudo-random. The pseudo-random codes used in the satellite radionavigation are either entirely predetermined codes (in the case of a pilot channel) or codes comprising a predetermined part and a given part (in the case of a data channel) . The data portion is transmitted at a significantly lower symbol rate than the chip rate of the predetermined portion. In the case where n2 = 1 and m = 1, the linear combination is a waveform CBOC (ni, 1) defined by: C'BOC (nl, 1) = V • BOC (1,1) + W BOC (n,, 1), where V and W are real weighting coefficients. Regarding the CBOC candidate for the future Galileo OS L1 signal, it was further agreed that n = 6. In some cases, it may be advantageous for the reception of a CBOC signal (ni, 1) that is at least approximately equal to the reference value W / (V + W). In other cases, a lower or higher than this reference value might be more appropriate. The local waveform may comprise an alternating succession comprising a single BOC waveform segment (ni, m) and a single BOC waveform segment (n2, m). In another embodiment of the invention, the alternating succession comprises a plurality of BOC waveform segments (ni, m) of a total duration aT and / or a plurality of BOC waveform segments ( n2, m) of a total duration (1-a) T. To implement the method according to the invention, there is provided a receiver adapted to receive a radionavigation signal modulated by a composite waveform, the composite waveform comprising a linear combination with real coefficients of a component BOC (n1, m) and a component BOC (n2, m), nor being distinct from n2, the receiver comprising a set of local waveform generators and correlators for effecting the correlation between the form of local waveform generators are in particular configured to generate a binary local waveform, formed over said time interval of a succession of local waves and said composite waveform over a time interval of duration T. alternator comprising at least P-CNES-002 / FR 5 a BOC waveform segment (ni, m) and at least one BOC waveform segment (n2, m), the at least one BOC segment ( ni, m) having a total duration of aT, a being strictly between 0 and 1, the at least s a BOC segment (n2, m) having a total duration (1-a) T. According to a preferred embodiment, the receiver comprises a control unit acting on the local waveform generators so as to influence (a) the temporal order of the BOC segment (s) (ni, m) and the or BOC segments (n2, m) and / or (b) the duration of the BOC (n1, m) segment (s) and the BOC segment (s) (n2, m). This embodiment is particularly advantageous for a receiver adapted to future Galileo OS LI and GPS L1C signals. Indeed, the modulation provided for the latter signal is a time-multiplexed BOC (TMBOC) modulation having a BOC component (1,1) and a BOC component (6,1). If the modulation adopted for Galileo OS L1 is a CBOC (6.1) modulation, then it will be possible to receive both signals by the same receiver. By playing on the time order of the BOC (1,1) and BOC (6,1) segments and / or on their duration, the control unit can optimize the local waveform for receiving either the GPS TMBOC or from Galileo CBOC. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS [0015] A preferred embodiment of the invention will be described hereinafter, by way of non-limiting example, with reference to the accompanying drawings, in which FIG. 1: is a temporal representation of a CBOC waveform (6.1); Fig. 2: is a representation of a correlation between a BOC waveform (1,1) and a BOC waveform (6,1); Fig. 3: is a representation of autocorrelations of two CBOC waveforms (6.1) having different weighting factors; Fig. 4: is a temporal representation of a local binary waveform that can be used in a method according to the invention; P-CNES-002 / EN 6 Fig. 5: shows a comparison between the autocorrelation function of a CBOC (6,1,1 / 11) and the correlation function between a CBOC (6,1,1 / 11) and a binary local waveform such as illustrated in Figure 4; Fig. 6: shows different correlation functions between a CBOC (6,1,2 / 11) and a binary local waveform; Fig. 7: is a representation of the degradation of the ratio C / No as a function of the parameter a, in the cases of CBOC (6,1,1 / 11) and CBOC (6,1,2 / 11); Fig. Figure 8: shows a comparison of the error envelope due to multitrafts in the case where the local waveform is a CBOC (6.1) composite waveform and the error envelope due to the multipath. path in the case where the local waveform is a binary waveform as shown in Figure 4; Fig. 9: is a diagram of a receiver adapted to the reception of a composite signal. DESCRIPTION OF A PREFERRED EMBODIMENT [0016] FIG. 1 shows a CBOC (6,1) 10 waveform, defined by: CBOC (6,1) (t) = V • BOC (1,1) (t) ùW. BOC (6.1) (t) where V and W are the weighting factors. We will use in the following the following notations: BOC (1,1) (t) = C p (t) • x (t) and BOC (6,1) (t) = C ,, (t). y (t), where Cp (t) represents the pseudo-random code common to both components. For the Galileo OS L1 signal, different values of V and W are considered, which depend on the multiplexing scheme of this signal. More details can be found in the article by Hein et al. in InsideGNSS, whose full reference is given in the introduction. To introduce certain notations and better explain the advantages of the invention, we will discuss in the following a CBOC signal tracking method 10 whose principle was described in the application for PC N ES-002 / FR 7 European patent 05 290 083.4. In this method, there are two correlations to perform in parallel: one with a local BOC (1.1) replica and one with a BOC (6.1) local replica. The local replicas are the following ones s11 (t) = Cp (t) x (t) cos (271fot + 0), sQ, (t) = Cp (t) x (t) sin (27fot +, s12 (t) = Cp (t) y (t) cos (2nfot +, sQz (t) = CP (t) y (t) sin (2, rf t + 0), where the indices I and Q mark the components in phase and in quadrature phase of the local replicas, fo is the frequency of the carrier and 0 a phase As correlation of the CBOC signal with s ,,, we obtain: T Il = fs11 (ti) CBOC (tûr) dt, 0
= f Cp (t û z)x(t û z)cos(27rfot + O)CP (t û r){V x(t û r) ûW y(t û r)}cos(27rfot + 0)dt , o Il _ (VRBOC(I,I) (r ) ù WRBOC(1,1)/BOC(6,1) \Er ))cos(s0) , où f est la phase du code pseudo-aléatoire du signal réplique local, estimée de la phase T du code pseudo-aléatoire du signal reçu, la phase de la porteuse du signal réplique local, estimée de la phase 0 de la phase de la porteuse du signal reçu, T la durée de l'intervalle d'intégration, RBOC(l,1) la fonction d'autocorrélation d'une forme d'onde BOC(1,1), RBOC(1,1),BOC(6,1) la fonction de corrélation entre une forme d'onde BOC(1,1) et une forme d'onde BOC(6,1), sr =Zùr et s0 =(6-0. [0020] De la même façon, nous pouvons écrire : _ (VRaoc(1,1) (Er ) ù WRBoc(i,)iaoc(6,1) (Er ))sin(sO) , I2 =(VRBOC(I,1) BOC(6,1)(Er)ùWRBQC(6,1)(sr))cos(so), P-CNES-002/FR 8 Q2 = (VRBOC(1,1)/BOC(6,1) (ez ) - WRBOC(6,1) (~ ))sin(s0) , où RBOC(6,1) est l'autocorrélation d'une forme d'onde BOC(6,1). [0021] En recombinant les corrélations et en utilisant le fait que la corrélation entre une forme d'onde BOC(1,1) et une forme d'onde BOC(6,1) est symétrique comme montré à la figure 2, on retrouve la fonction d'autocorrélation d'une forme d'onde CBOC : I = VIl û WI2 = (V 2R,9oc(),)) (z) + W 2RBOC(6,1) (t>z) -2VWRBOC(tu)BOC(6,)) (sr))cos(s,) et Q = VQi - WQ2 = (V 2 RBOC(),)) (ei + W 2RBOC(6,)) (er) - 2VWRBOC(1,1/)BOC(6,1) (T))sin(çb ) . [0022] Des autocorrélations 12, 14 de deux formes d'onde CBOC sont montrées à la figure 3. Assumant que les voies de données et pilote portent chacune 50% de la puissance du signal, les indices 1/11 et 2/11 indiquent le schéma de multiplexage utilisé pour le signal de radionavigation et font référence à une certaine pondération des composantes BOC(1,1) et BOC(6,1). Pour CBOC(6,1,1/11), on a V=0,383998 et W=0,121431 ; pour CBOC(6,1,2/11), on a V=0,358235 et W=0,168874. Le numéro de référence 12 marque la fonction d'autocorrélation dans le cas du CBOC(6,1,1/11) et le numéro de référence 14 marque la fonction d'autocorrélation dans le cas du CBOC(6,1,2/11). [0023] L'inconvénient de la méthode décrite ci-dessus est le nombre de corrélateurs nécessaires pour sa mise en oeuvre. La présente invention propose, pour recevoir la forme d'onde CBOC(6,1) 10 définie ci-dessus, d'effectuer la corrélation du signal entrant avec un signal local multiplexé dans le temps 16 qui comprend un segment ou des segments de pur BOC(1,1) et un segment ou des segments de pur BOC(6,1). La figure 4 montre une représentation temporelle d'une forme d'onde locale sLoc(t), qui présente un segment de forme d'onde BOC(6,1) 18 au début de l'intervalle d'intégration et un segment de forme d'onde BOC(1,1) 20 à la fin de l'intervalle d'intégration. La forme d'onde locale 16 n'a que deux valeurs (forme d'onde binaire) et peut donc être codée sur un bit. La forme d'onde locale 16 porte la partie connue du code pseudo-aléatoire modulant le signal CBOC(6,1). On peut reconnaître des P-CNES-002/FR 9 transitions de la valeur du code pseudo-aléatoire aux abscisses 4,07 et 4,11 de la figure 4. On notera que la forme d'onde locale 16 se distingue nettement de la forme d'onde composite modulant le signal de radionavigation 10 entrant. [0024] Notons T la durée de l'intervalle d'intégration, aT la durée totale du ou des segments 18 de pur BOC(6,1), avec 0<a<1, et (3T la durée totale du ou des segments 20 de pur BOC(1,1), avec [3=1-a. Pour analyser le résultat d'une corrélation entre le signal de radionavigation modulé par la forme d'onde CBOC(6,1) 10 et la forme d'onde binaire locale 16, nous pouvons décomposer la corrélation : T aT T f sLOC (t û î )CBOC(t û r)dt = f sLOC (t û z )CBOC(t û r)dt + f sLOC (t û î )CBOC(t û r)dt 0 0 aT [0025] En reprenant ce que nous avons vu dans l'exemple précédent, et en supposant que les séquences du code pseudo-aléatoire correspondant aux intervalles [0, aT] et [aT, T] s'approchent elles-mêmes de codes pseudoaléatoires, nous pouvons faire l'approximation suivante : IBOC(6,1) = a(VRBOC(1,1)/BOC(6,1) (Er) - WRBOC(6,1) (Er ))cos(EO) , QBOC(6,1) = a(VRBOC(1,1)/BOC(6,1) (Er ,) ù WRBOC(6,1) (Cr ))sin(CO) , IBOC (1,1) ù /'' (VR BOC (1,1) (er ) ù WR BOC (1,1)/BOC (6,1) (er cos( E0 ) et QBOC(1,1) = /8 (VRBOC(1,1) (Cr ) ù WRBOC(1,1)/BOC(6,1) (Cr ))sin(EO) . [0026] La corrélation devient donc : = IBOC(1,1) -IBOC(6,1) = (/3VRBOC(1,1) (Er ) -(lW + aV)RBOC(1,1)/BOC(6,1) (Er ) + aWRBOC(6,1) (Er ))cos(s~ ) Q=QBOC(1,1) ùQBOC(6,1) = (/~jRBOC(1,1) (E., )ù (~W + aV)RBOC(1,1)/BOC(6,1) (Er ) + aWRBOC(6,1) (Cr ))sin(E~ ) [0027] On voit que pour retrouver, à un facteur multiplicatif près, la même contribution relative des fonctions d'autocorrélations des formes d'ondes BOC(1,1) et BOC(6,1) que dans la fonction d'autocorrélation 12 ou 14 du CBOC, il faut que a=W/(V+W) et (3=V/(V+W). = f Cp (t û z) x (t û z) cos (27rfot + O) CP (t û r) {V x (t û r) ûW y (t û r)} cos (27rfot + 0) dt, o It (VRBOC (I, I) (r) ù WRBOC (1,1) / BOC (6,1) \ Er)) cos (s0), where f is the phase of the pseudo-random code of the local replication signal , estimate of the phase T of the pseudo-random code of the received signal, the phase of the carrier of the local replica signal, estimated from the phase 0 of the phase of the carrier of the received signal, T the duration of the integration interval , RBOC (l, 1) the autocorrelation function of a BOC waveform (1,1), RBOC (1,1), BOC (6,1) the correlation function between a BOC waveform (1,1) and a BOC waveform (6,1), sr = Zrr and s0 = (6-0.) In the same way, we can write: _ (VRaoc (1,1) ( Er) ù WRBoc (i,) iaoc (6.1) (Er)) sin (sO), I2 = (VRBOC (I, 1) BOC (6.1) (Er) ùWRBQC (6.1) (sr) ) cos (so), P-CNES-002 / FR 8 Q2 = (VRBOC (1,1) / BOC (6,1) (ez) - WRBOC (6,1) (-)) sin (s0), where RBOC (6.1) is the autocorrelation of a BOC waveform (6.1). ions and using the fact that the correlation between a BOC waveform (1,1) and a BOC waveform (6,1) is symmetrical as shown in Figure 2, we find the autocorrelation function d a CBOC waveform: I = VI1 - WI2 = (V2R, 9oc (),)) (z) + W2RBOC (6.1) (t> z) -2VWRBOC (tu) BOC (6,) ) (sr)) cos (s,) and Q = VQi - WQ2 = (V 2 RBOC (),)) (ei + W 2RBOC (6,)) (er) - 2VWRBOC (1,1 /) BOC (6) , 1) (T)) sin (çb). Autocorrelations 12, 14 of two CBOC waveforms are shown in FIG. 3. Assuming that the data and pilot channels each carry 50% of the signal power, the indices 1/11 and 2/11 indicate the multiplexing scheme used for the radionavigation signal and refer to a certain weighting of the BOC (1,1) and BOC (6,1) components. For CBOC (6.1.1 / 11), V = 0.383998 and W = 0.121431; for CBOC (6.1.2 / 11), V = 0.358235 and W = 0.168874. Reference number 12 marks the autocorrelation function in the case of CBOC (6,1,1 / 11) and reference number 14 marks the autocorrelation function in the case of CBOC (6,1,2 / 11 ). The disadvantage of the method described above is the number of correlators necessary for its implementation. The present invention proposes, for receiving the CBOC waveform (6.1) defined above, to correlate the incoming signal with a time-multiplexed local signal 16 which comprises a segment or segments of pure BOC (1,1) and a segment or segments of pure BOC (6,1). Fig. 4 shows a time representation of a local waveform sLoc (t), which has a BOC (6,1) waveform segment 18 at the beginning of the integration interval and a shape segment BOC waveform (1,1) at the end of the integration interval. The local waveform 16 has only two values (binary waveform) and can therefore be bit-coded. The local waveform 16 carries the known part of the pseudo-random code modulating the CBOC signal (6.1). It is possible to recognize P-CNES-002 / FR 9 transitions of the value of the pseudo-random code at the abscissa 4,07 and 4,11 of FIG. 4. It will be noted that the local waveform 16 is clearly distinct from the composite waveform modulating the incoming radionavigation signal. Let T denote the duration of the integration interval, aT the total duration of the segment (s) 18 of pure BOC (6.1), with 0 <a <1, and (3T the total duration of the segment or segments Pure BOC (1,1), with [3 = 1-a] to analyze the result of a correlation between the radio-wave signal modulated by the CBOC waveform (6,1) and the shape of the local binary wave 16, we can decompose the correlation: T aT T f sLOC (t û i) CBOC (t û r) dt = f sLOC (t û z) CBOC (t û r) dt + f sLOC (t û) ) CBOC (t û r) dt 0 0 aT [0025] Taking again what we saw in the preceding example, and supposing that the sequences of the pseudo-random code corresponding to the intervals [0, aT] and [aT, T] themselves approximate pseudo-random codes, we can make the following approximation: IBOC (6,1) = a (VRBOC (1,1) / BOC (6,1) (Er) - WRBOC (6, 1) (Er)) cos (EO), QBOC (6.1) = a (VRBOC (1.1) / BOC (6.1) (Er,) ù WRBOC (6.1) (Cr)) sin ( CO), IBOC (1, 1), (VR BOC (1,1) (er) WR BOC (1,1) / BOC (6, 1) (er cos (E0) and QBOC (1,1) = / 8 (VRBOC (1,1) (Cr) ù WRBOC (1,1) / BOC (6,1) (Cr)) sin (EO) . The correlation thus becomes: = IBOC (1,1) -IBOC (6,1) = (/ 3VRBOC (1,1) (Er) - (lW + aV) RBOC (1,1) / BOC (6) , 1) (Er) + aWRBOC (6,1) (Er)) cos (s ~) Q = QBOC (1,1) ùQBOC (6,1) = (/ ~ jRBOC (1,1) (E. ) ù (~ W + aV) RBOC (1,1) / BOC (6,1) (Er) + aWRBOC (6,1) (Cr)) sin (E ~) [0027] We see that to find, at a multiplicative factor, the same relative contribution of the autocorrelation functions of the BOC (1,1) and BOC (6,1) waveforms as in the autocorrelation function 12 or 14 of the CBOC, it is necessary that a = W / (V + W) and (3 = V / (V + W).
P-CNES-002/FR 10 [0028] Dans le cas du schéma CBOC(6,1,1/11), on a donc de préférence a=0,2403 et [3=0,7597. La figure 5 montre d'une part la fonction d'autocorrélation 12 du CBOC(6,1,1/11), déjà illustrée dans la figure 2, et d'autre part la fonction de corrélation 22 entre le CBOC(6,1,1/11) et la forme d'onde binaire locale 16 avec a=0,2403 et î3=0,7597. En ce qui concerne l'aspect de la forme d'onde binaire locale 16, cela signifie que sur 4096 bribes du code pseudo-aléatoire, approximativement 984 forment le ou les segments de forme d'onde BOC(6,1) et 3112 forment le ou les segments de forme d'onde BOC(1,1). [0029] Dans le cas du CBOC(6,1,2/11), a=W/(V+W) mène à a=0,3204 et [3=0,6796. Dans ce cas, sur 4096 bribes du code pseudo-aléatoire, approximativement 1312 forment le ou les segments de forme d'onde BOC(6,1) et 2784 forment le ou les segments de forme d'onde BOC(1,1). [0030] La figure 6 montre une famille de fonctions de corrélation 24, 26, 28 et 30 entre un signal de radionavigation modulé en schéma CBOC(6,1,2/11) 10 et une forme d'onde locale binaire multiplexée dans le temps 16 obtenues pour différentes valeurs du paramètre a. On peut voir que la valeur de a permet de jouer sur la forme de la fonction de corrélation. Pour a=0, on obtient la courbe 24, pour a=0,1 la courbe 26, pour a=0,2 la courbe 28 et pour a=0,3 la courbe 30. Suivant la valeur de a, les pics central 32 et secondaires 34 sont plus ou moins prononcés. [0031] La figure 7 montre la dégradation du rapport C/No, c.-à-d. du rapport signal reçu sur la densité spectrale du bruit. La dégradation du C/No peut être calculée par : Peak _ Corr2 _ (~3V + aw)2 degC1 = Peak _ Autocorr2 (V 2 + W 2 car RBOC(1,1)/BOC(6,1) est symétrique et vaut 0 en O. Alternativement, on peut écrire: degciv _ (V +a(W ZV))2 (V +W )2 P-CNES-002/FR 11 [0032] La dégradation du C/No est représentée dans la figure 7 pour les cas du CBOC(6,1,1/11) (courbe 36) et du CBOC(6,1,2/11) (courbe 38). On voit que pour le cas a=0, qui correspond au cas où la forme d'onde locale est un pur BOC(1,1), on a bien la dégradation associée à partie de la puissance du signal allouée au BOC(6,1) (1/11 et 2/11 respectivement). Dans le cas du CBOC(6,1,1/11), avec a=0,2403, on a une dégradation du rapport C/No de 1.97 dBs. Dans le cas du CBOC(6,1,2/11), avec a=0,3204, on a une dégradation du rapport C/No de 2,56 dBs. [0033] Pour l'exemple du CBOC(6,1,1/11), la figure 8 représente, à gauche, l'enveloppe d'erreurs multi-trajet 40 dans le cas où la forme d'onde locale est une forme d'onde composite CBOC(6,1) correspondante et, à droite, l'enveloppe d'erreurs multi-trajet 42 dans le cas où la forme d'onde locale est une forme d'onde binaire multiplexée dans le temps avec a=0,2403. On remarque que les l'enveloppes d'erreurs multi-trajet 40, 42 sont essentiellement identiques. [0034] II reste à noter que l'obtention d'une fonction de corrélation similaire, à un facteur de proportionnalité près, à la fonction d'autocorrélation du CBOC n'est pas le seul critère d'optimisation de la valeur de a. En effet, on peut également choisir la forme d'onde binaire locale en fonction notamment des critères : (a) minimisation de la dégradation du rapport C/No, (b) minimisation de l'erreur de poursuite dû a un bruit blanc Gaussien, (c) optimisation de la forme de la fonction de corrélation entre le signal entrant et la forme d'onde locale et (d) réduction des erreurs multi-trajet. On dispose donc d'une certaine liberté pour choisir la valeur de a. [0035] La figure 9 montre le schéma simplifié du canal de réception d'un récepteur 44 adapté à la réception d'un signal composite, par exemple un signal CBOC. On suppose les signaux traités en bande de base, sans considérer les porteuses locales pour cette illustration. Le récepteur 44 comprend un ensemble 46 de corrélateurs, représentés à titre d'exemple au nombre de trois. Ces corrélateurs 46.1, 46.2, 46.3 peuvent être aussi au nombre de deux, voir un par canal, mais aussi plus nombreux, pour réduire le P-CNES-002/FR 12 temps d'acquisition et/ou l'erreur due aux multi-trajets, par exemple. Chaque corrélateur comprend un mélangeur 48.1, 48.2, resp. 48.3, mélangeant le signal entrant CBOC avec une copie de la forme d'onde binaire locale soc, et un intégrateur 50.1, 50.2, resp. 50.3 effectuant l'intégration des signaux mélangés et produisant un signal de sortie. Il est à noter que pour recevoir plusieurs signaux émis par les satellites, un récepteur a besoin d'une pluralité de voies de réception (canaux). Pour chaque voie de réception du récepteur, il y a un tel ensemble de corrélateurs dont les signaux de sortie sont combinés pour former, en mode d'acquisition du signal, l'estimation d'énergie du signal reçu et, en mode poursuite du signal, le discriminateur du code pseudo-aléatoire. [0036] Le premier corrélateur 46.1, dit en avance , fournit la valeur de la corrélation du signal entrant CBOC(t-T) et d'une copie en avance de la forme d'onde binaire locale sLoc(t- î -I/n). Il est rappelé que t est la phase du code pseudo-aléatoire du signal reçu et î une estimée de T. A est la durée d'une bribe et n détermine la fraction de durée de bribe que la copie de la forme d'onde locale binaire est en avance par rapport à l'estimée . Le deuxième corrélateur 46.2 dit en phase fournit la valeur de la corrélation du signal entrant CBOC(t-T) et d'une copie en phase de la forme d'onde binaire locale sLoc(t-î ). Le troisième corrélateur 46.3, dit: en retard , fournit la valeur de la corrélation du signal entrant CBOC(t-i) et d'une copie en retard de la forme d'onde binaire locale sLoc(t- î +0/n). [0037] Pour produire les signaux sLoc(t-î -N/n), sLoc(t-î) et sLoc(tî +A/n), le récepteur 44 comprend un ensemble de générateurs. Pour des raisons de clarté, seul le générateur 52 fournissant la copie sLoc(t-î +Ain) de la forme d'onde locale est représenté. Le générateur 52 est commandé par une unité de commande 54. Le générateur 52 peut comprendre, par exemple, un oscillateur contrôlé numériquement (OCN). Dans ce cas, l'OCN reçoit comme entrée une fréquence d'oscillation de consigne correspondant au rythme de bribes corrigé pour l'effet Doppler ainsi qu'une valeur binaire qui détermine si l'OCN sort une forme d'onde BOC(n2,m) ou BOC(ni,m). La valeur binaire est donnée par l'unité de contrôle en fonction du mode de fonctionnement du P-CNES-002/FR 13 récepteur, c.-à-d. selon que le récepteur est en mode acquisition, en mode poursuite, ou selon qu'il reçoit un signal CBOC ou un signal TMBOC. L'unité de commande détermine notamment l'ordre temporel du ou des segments BOC(ni,m) et du ou des segments BOC(n2,m) ainsi que la durée du ou des segments BOC(ni,m) et du ou des segments BOC(n2,m). P-CNES-002 / FR [0028] In the case of the CBOC scheme (6,1,1 / 11), therefore, a = 0.2403 and [3 = 0.7597. FIG. 5 shows, on the one hand, the autocorrelation function 12 of the CBOC (6,1,1 / 11), already illustrated in FIG. 2, and, on the other hand, the correlation function 22 between the CBOC (6,1 , 1/11) and the local binary waveform 16 with a = 0.2403 and 13 = 0.7597. With regard to the appearance of the local binary waveform 16, this means that out of 4096 bits of the pseudo-random code, approximately 984 form the BOC (6,1) and 3112 waveform segments. the one or more BOC waveform segments (1,1). In the case of CBOC (6.1.2 / 11), a = W / (V + W) leads to a = 0.3204 and [3 = 0.6796. In this case, out of 4096 snippets of the pseudo-random code, approximately 1312 form the BOC (6,1) waveform segment (s) and 2784 form the BOC (1,1) waveform segment (s). FIG. 6 shows a family of correlation functions 24, 26, 28 and 30 between a CBOC modulated radionavigation signal (6,1,2 / 11) and a binary local waveform multiplexed in FIG. time 16 obtained for different values of the parameter a. It can be seen that the value of a makes it possible to play on the form of the correlation function. For a = 0, we obtain the curve 24, for a = 0.1 the curve 26, for a = 0.2 the curve 28 and for a = 0.3 the curve 30. According to the value of a, the central peaks 32 and secondary 34 are more or less pronounced. Figure 7 shows the degradation of the ratio C / No, i.e. of the received signal ratio on the spectral density of the noise. The degradation of C / No can be calculated by: Peak _ Corr2 _ (~ 3V + aw) 2 degC1 = Peak _ Autocorr2 (V 2 + W 2 because RBOC (1,1) / BOC (6,1) is symmetrical and is 0 in 0. Alternatively, one can write: degciv _ (V + a (W ZV)) 2 (V + W) 2 P-CNES-002 / FR 11 The degradation of C / No is represented in FIG. Figure 7 for the cases of CBOC (6,1,1 / 11) (curve 36) and CBOC (6,1,2 / 11) (curve 38), we see that for the case a = 0, which corresponds to the case where the local waveform is a pure BOC (1,1), we have the degradation associated with part of the signal power allocated to the BOC (6,1) (1/11 and 2/11 respectively). In the case of CBOC (6,1,1 / 11), with a = 0,2403, there is a degradation of the C / No ratio of 1.97 dBs.In the case of CBOC (6,1,2 / 11), with a = 0.3204, there is a degradation of the C / No ratio of 2.56 dBs. [0033] For the example of CBOC (6,1,1 / 11), FIG. multipath error envelope 40 in the case where the local waveform is a CB composite waveform Corresponding OC (6.1) and, on the right, the multipath error envelope 42 in the case where the local waveform is a time-multiplexed binary waveform with a = 0.2403. Note that the multipath error envelopes 40, 42 are essentially identical. It remains to be noted that obtaining a correlation function similar to a proportionality factor to the autocorrelation function of CBOC is not the only criterion for optimizing the value of a. Indeed, it is also possible to choose the local binary waveform depending in particular on the criteria: (a) minimizing the degradation of the C / No ratio, (b) minimizing the tracking error due to Gaussian white noise, (c) optimizing the shape of the correlation function between the incoming signal and the local waveform and (d) reducing multipath errors. There is therefore a certain freedom to choose the value of a. Figure 9 shows the simplified diagram of the receiving channel of a receiver 44 adapted to receive a composite signal, for example a CBOC signal. Supposed baseband signals are assumed, without considering local carriers for this illustration. The receiver 44 comprises a set 46 of correlators, represented by way of example, three in number. These correlators 46.1, 46.2, 46.3 can also be two, or even more numerous, per channel, to reduce the P-CNES-002 / FR 12 acquisition time and / or the error due to the multiplier. trips, for example. Each correlator comprises a mixer 48.1, 48.2, resp. 48.3, mixing the incoming signal CBOC with a copy of the local binary waveform soc, and an integrator 50.1, 50.2, resp. 50.3 integrating the mixed signals and producing an output signal. It should be noted that in order to receive several signals transmitted by the satellites, a receiver needs a plurality of reception channels (channels). For each reception channel of the receiver, there is such a set of correlators whose output signals are combined to form, in the signal acquisition mode, the energy estimate of the received signal and, in the signal tracking mode. , the discriminator of the pseudo-random code. The first correlator 46.1, said in advance, provides the value of the correlation of the incoming signal CBOC (tT) and of a copy in advance of the local binary waveform sLoc (t-1 -I / n). . It is recalled that t is the phase of the pseudo-random code of the received signal and an estimate of T. A is the duration of a chip and n determines the fraction of chip duration that the copy of the local waveform binary is ahead of the estimate. The second in-phase correlator 46.2 provides the value of the correlation of the incoming signal CBOC (t-T) and a copy in phase of the local binary waveform sLoc (t-1). The third correlator 46.3, says: late, provides the correlation value of the incoming signal CBOC (t-i) and a late copy of the local binary waveform sLoc (t- + 0 / n). To produce the signals sLoc (t-1 -N / n), sLoc (t-1) and sLoc (t 1 + A / n), the receiver 44 comprises a set of generators. For the sake of clarity, only the generator 52 providing the copy sLoc (t-1 + Ain) of the local waveform is shown. The generator 52 is controlled by a control unit 54. The generator 52 may comprise, for example, a digitally controlled oscillator (OCN). In this case, the OCN receives as input a target oscillation frequency corresponding to the corrected chip rate for the Doppler effect as well as a binary value which determines whether the OCN outputs a BOC waveform (n2, m) or BOC (ni, m). The binary value is given by the control unit according to the mode of operation of the P-CNES-002 / FR 13 receiver, i.e. depending on whether the receiver is in acquisition mode, in tracking mode, or whether it receives a CBOC signal or a TMBOC signal. The control unit determines in particular the temporal order of the BOC segment (s) (ni, m) and the BOC segment (s) (n2, m) and the duration of the BOC segment (s) (ni, m) and the one or more BOC segments (n2, m).