FR2712129A1 - Transmission method with synchronous phase modulation and spectral spreading by direct sequence, corresponding transmitter and receiver and component for this receiver - Google Patents
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Abstract
Description
PROCEDE DE TRANSMISSION A MODULATION DE PHASE SYNCHRONE
ET A ETALEMENT DE SPECTRE PAR SEQUENCE DIRECTE,
EMETTEUR ET RECEPTEUR CORRESPONDANTS ET COMPOSANT POUR
CE RECEPTEUR
DESCRIPTION
Domaine technique
La présente invention a pour objet un procédé de transmission à modulation de phase synchrone et à étalement de spectre par séquence directe, un émetteur et un récepteur correspondants et un composant pour ce récepteur.SYNCHRONOUS PHASE MODULATION TRANSMISSION METHOD
AND SPREAD SPECTRUM BY DIRECT SEQUENCE,
TRANSMITTER AND RECEIVER CORRESPONDING AND COMPONENT FOR
THIS RECEIVER
DESCRIPTION
Technical area
The subject of the present invention is a synchronous phase modulation and direct sequence spread spectrum transmission method, a corresponding transmitter and receiver, and a component for this receiver.
La technique de modulation à étalement de spectre par séquence directe est utilisée déjà depuis de nombreuses années, en particulier dans les radiocommunications avec les satellites et dans le domaine militaire. Les avantages de cette technique sont multiples
a) discrétion : cette discrétion est liée à l'étalement de l'information transmise sur une large bande de fréquence. Il en résulte une faible densité spectrale de la puissance émise. Cette caractéristique rend cette technique particulièrement attrayante pour les applications militaires, qui impliquent des systèmes de transmission les plus discrets possibles.The direct sequence spread spectrum modulation technique has been used for many years, particularly in satellite and military radio communications. The advantages of this technique are multiple
a) discretion: this discretion is related to the spreading of information transmitted over a broad frequency band. This results in a low spectral density of the emitted power. This feature makes this technique particularly attractive for military applications, which involve the most discrete transmission systems possible.
Elle est également intéressante pour les applications civiles, car elle rend possible l'attribution d'une même bande de fréquence à des services utilisant les techniques classiques de modulation à étalement de spectre,
b) résistance aux brouilleurs et aux interférences : cette résistance est d'autant plus grande que la séquence pseudoaléatoire utilisée pour étaler le spectre est longue. Cette caractéristique est primordiale dans les applications militaires. Elle est également utile dans les applications civiles car il faut, outre les interférences dues aux utilisateurs travaillant en bande étroite, éviter les interférences à large bande engendrées par les autres émissions à étalement de spectre,
c) possibilité de mettre en oeuvre un protocole d'accès multiple à répartition par les codes : cette technique consiste à affecter des séquences pseudoaléatoires d'étalement orthogonales (c'est-à-dire possédant des coefficients d'intercorrélation faibles) aux différents utilisateurs. Elle reste toutefois difficile à mettre en oeuvre car elle impose une gestion efficace de la puissance d'émission.It is also interesting for civil applications because it makes it possible to assign the same frequency band to services using conventional spread spectrum modulation techniques.
b) resistance to jammers and interference: this resistance is even greater than the pseudo-random sequence used to spread the spectrum is long. This feature is paramount in military applications. It is also useful in civil applications because, in addition to interference from narrow-band users, it is necessary to avoid the broadband interference generated by other spread spectrum transmissions.
c) possibility of implementing a code division multiple access protocol: this technique involves assigning orthogonal pseudo-random spreading sequences (i.e. having low cross-correlation coefficients) to different users . However, it remains difficult to implement because it requires efficient management of the transmission power.
La technique de modulation à étalement de spectre par séquence directe est largement décrite dans la littérature spécialisée. Deux ouvrages de référence peuvent être cités : le premier, intitulé "Spread
Spectrum Communications" de Marvin K. Simon et al., édité chez : Computer Science Press, USA et le second intitulé "Spread Spectrum Systems" de Robert C. Dixon, édité chez John Wiley and Sons, USA.The direct sequence spread spectrum modulation technique is widely described in the specialized literature. Two reference works can be cited: the first, entitled "Spread
Spectrum Communications "by Marvin K. Simon et al., Published by: Computer Science Press, USA and the second entitled" Spread Spectrum Systems "by Robert C. Dixon, edited by John Wiley and Sons, USA.
La présente invention concerne essentiellement les liaisons radio avec des mobiles en présence d'une propagation à trajets multiples. Elle peut donc s'appliquer aux systèmes de transmission entre véhicules automobiles en milieu urbain, aux liaisons de télécommande ou de télémesure à l'intérieur ou à l'extérieur de bâtiments, et même aux réseaux locaux informatiques dite "sans fil", à l'intérieur des bâtiments. Dans ce dernier cas, les deux extrémités de la liaison sont fixes mais les réflexions produites par le personnel en mouvement dans le bâtiment donnent au canal radio les caractéristiques d'un canal avec mobiles. The present invention essentially relates to radio links with mobiles in the presence of a multipath propagation. It can therefore be applied to urban motor vehicle transmission systems, to remote control or telemetry links inside or outside buildings, and even to so-called "wireless" local computer networks. interior of buildings. In the latter case, both ends of the link are fixed but the reflections produced by moving personnel in the building give the radio channel the characteristics of a channel with mobiles.
Etat de la technique antérieure
Dans un émetteur de données numériques utilisant une technique de modulation classique, les données à émettre modulent une porteuse radio. La modulation employée peut être une modulation de phase, de fréquence ou d'amplitude ou une modulation mixte. Pour simplifier l'exposé, on se limitera aux modulations de phase, qui sont aujourd'hui les plus utilisées. Les données numériques à transmettre sont des éléments binaires, ou bits. Ces bits ont une période Tb, c' est-à-dire que tous les Tb il faut transmettre un nouveau bit.State of the art
In a digital data transmitter using a conventional modulation technique, the data to be transmitted modulates a radio carrier. The modulation used may be phase, frequency or amplitude modulation or mixed modulation. To simplify the presentation, we will limit ourselves to phase modulations, which are today the most used. The digital data to be transmitted are binary elements, or bits. These bits have a period Tb, that is to say that all Tb must transmit a new bit.
Avec ces bits, on peut fabriquer des symboles dont la période est notée T5. Ce sont ces symboles qui vont moduler la porteuse radio. Le débit en symboles s'exprime en baud (ou symboles/sec). With these bits, we can make symbols whose period is noted T5. These are the symbols that will modulate the radio carrier. The symbol rate is in baud (or symbols / sec).
Deux exemples peuvent illustrer cette technique
a) la modulation dite BPSK (pour "Binary Phase Shift
Keying") . Elle consiste à affecter un état de
phase, par exemple 0 aux bits 0, et un état de
phase it aux bits 1. Dans ce cas, le symbole est
le bit lui-même et Ts=Tb, la porteuse radio voit
son état de phase imposé tous les bits.
b) La modulation dite QPSK (pour "Quaternary Phase
Shift Keying"). Elle consiste à utiliser des
symboles formés par deux bits successifs. Ces
symboles peuvent donc prendre quatre états (00,
01, 10, 11). On affecte un état de phase de la
porteuse à chacun de ces états. Dans ce cas,
Ts=2Tb. La porteuse radio voit son état de phase
imposé tous les 2 bits.Two examples can illustrate this technique
a) so-called BPSK modulation (for "Binary Phase Shift
Keying "). It consists in assigning a state of
phase, for example 0 to bits 0, and a state of
phase it to bits 1. In this case, the symbol is
the bit itself and Ts = Tb, the radio carrier sees
its phase state imposed all the bits.
b) The so-called QPSK modulation (for "Quaternary Phase
Shift Keying "). It consists of using
symbols formed by two successive bits. These
symbols can therefore take four states (00,
01, 10, 11). We assign a phase state of the
carrier to each of these states. In that case,
Ts = 2Tb. The radio carrier sees its phase state
imposed every 2 bits.
Il est possible d'améliorer le spectre du signal radio émis et, en particulier, de diminuer la puissance dans les lobes secondaires parasites, en utilisant des modulations de phase plus sophistiquées pour lesquelles le signal modulant est mis en forme (filtré) avant modulation. On parle alors de modulations MSK, GMSK,
SRC4, etc...It is possible to improve the spectrum of the transmitted radio signal and, in particular, to reduce the power in the parasitic side lobes by using more sophisticated phase modulations for which the modulating signal is shaped (filtered) before modulation. We then speak of modulations MSK, GMSK,
SRC4, etc ...
Côté réception, on distingue deux grandes familles de démodulation : la démodulation cohérente et la démodulation non cohérente. Les techniques de démodulation cohérente consistent à réaliser, dans le récepteur, un sous-ensemble dont le rôle est d'estimer la phase moyenne de la porteuse, de manière à reconstituer une référence de phase. Cette référence de phase est ensuite mélangée avec le signal reçu pour démoduler les données. On the reception side, there are two main families of demodulation: coherent demodulation and non-coherent demodulation. The coherent demodulation techniques consist in producing, in the receiver, a subset whose role is to estimate the average phase of the carrier, so as to reconstitute a phase reference. This phase reference is then mixed with the received signal to demodulate the data.
Cette technique est la plus performante dans les canaux radio où un bruit de type gaussien s'ajoute au signal utile. C'est le cas, par exemple, des transmissions avec les satellites. En présence de trajets multiples, cette technique donne de très mauvais résultats. This technique is the most efficient in the radio channels where a Gaussian noise adds to the useful signal. This is the case, for example, with transmissions with satellites. In the presence of multiple paths, this technique gives very poor results.
La technique de démodulation non cohérente est fondée sur l'observation selon laquelle il suffit que la référence de phase du symbole en cours soit la phase du symbole précédent. Dans ce cas, le récepteur n'estime pas la phase des symboles mais la différence de phase entre deux symboles successifs. On se trouve alors en présence de modulation différentielle de phase
DPSK ("Differential Phase Shift Keying") ou DQPSK ("Differential Quadrature Phase Shift Keying"). The non-coherent demodulation technique is based on the observation that it is sufficient for the phase reference of the current symbol to be the phase of the preceding symbol. In this case, the receiver does not estimate the phase of the symbols but the phase difference between two successive symbols. We are then in the presence of differential phase modulation
DPSK (Differential Phase Shift Keying) or DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying).
La figure 1 annexée montre le schéma synoptique d'un émetteur DPSK. Cet émetteur possède une entrée Ee, qui reçoit les données bk à émettre et il comprend un codeur différentiel 10 (composé d'un circuit logique 12 et d'un circuit à retard 14), un oscillateur local 16 et un modulateur 18 relié à une sortie Se qui délivre le signal DPSK. The appended FIG. 1 shows the block diagram of a DPSK transmitter. This emitter has an input Ee, which receives the data bk to be transmitted and it comprises a differential encoder 10 (composed of a logic circuit 12 and a delay circuit 14), a local oscillator 16 and a modulator 18 connected to a Se output that delivers the DPSK signal.
Le circuit logique 12 reçoit les données binaires bk et délivre des données binaires dk. Le circuit logique 12 reçoit également les données retardées du~1. The logic circuit 12 receives the binary data bk and delivers binary data dk. The logic circuit 12 also receives the delayed data of ~ 1.
L'opération logique effectuée dans le circuit 12 est l'opération OU exclusif sur les données bk et sur le complément de dk retardé (c'est-à-dire sur d*,) dk = bk $ d71. The logical operation performed in the circuit 12 is the exclusive OR operation on the data bk and on the complement of dk delayed (that is to say on d *,) dk = bk $ d71.
La figure 2 annexée montre le schéma synoptique d'un récepteur correspondant, du type démodulateur différentiel. Ce récepteur possède une entrée Er et comprend un filtre passe-bande 20, un circuit à retard d'une durée Tb, référencé 22, un multiplieur 24, un intégrateur 26 sur une période Tb et un circuit logique de décision 28. Le récepteur possède une sortie Sr qui restitue les données. The appended FIG. 2 shows the block diagram of a corresponding receiver of the differential demodulator type. This receiver has an input Er and comprises a band-pass filter 20, a delay circuit of a duration Tb, referenced 22, a multiplier 24, an integrator 26 over a period Tb and a logic decision circuit 28. The receiver has an output Sr which restores the data.
La bande passante du filtre d'entrée est comprise entre la bande de NYQUIST (égale à 1/Tb) et la largeur du lobe principal du signal DPSK, qui vaut 2/Tb. The bandwidth of the input filter is between the NYQUIST band (equal to 1 / Tb) and the width of the main lobe of the DPSK signal, which is 2 / Tb.
Si l'on note x(t) le signal appliqué à l'entrée
Er, le multiplieur 24 reçoit les signaux filtrés xF(t) et xF(t-Tb). Le produit est intégré sur une période Tb dans l'intégrateur 26, lequel délivre un signal dont la polarité permet de déterminer la valeur du bit transmis.If x (t) is the signal applied to the input
Er, the multiplier 24 receives the filtered signals xF (t) and xF (t-Tb). The product is integrated over a period Tb in the integrator 26, which delivers a signal whose polarity makes it possible to determine the value of the bit transmitted.
La technique à étalement de spectre par séquence directe consiste à multiplier la suite des données (dk) obtenues après le codage différentiel par une séquence pseudoaléatoire ayant un débit beaucoup plus élevé que le débit des données à transmettre. Cette séquence pseudoaléatoire, notée (C1), possède un débit binaire N fois plus élevé que le débit des données binaires à transmettre. La durée Tc d'un élément binaire de cette séquence pseudoaléatoire, élément appelé aussi "chip", est donc égale à Tb/N. The direct sequence spread spectrum technique consists of multiplying the sequence of data (dk) obtained after the differential coding by a pseudo-random sequence having a much higher rate than the data rate to be transmitted. This pseudo-random sequence, noted (C1), has a bit rate N times higher than the bit rate of the binary data to be transmitted. The duration Tc of a binary element of this pseudo-random sequence, element also called "chip", is thus equal to Tb / N.
Le débit en "chips" de la séquence pseudoaléatoire peut être de plusieurs mégachips, voire plusieurs dizaines de mégachips par seconde. The chip rate of the pseudo-random sequence can be several megachips, or even several tens of megachips per second.
La figure 3 montre le schéma synoptique d'un émetteur à étalement de spectre par séquence directe. Figure 3 shows the block diagram of a direct sequence spread spectrum transmitter.
Les éléments déjà représentés sur la figure 1 portent les mêmes références. L'émetteur comprend, en plus de celui de la figure 1, un générateur 30 de séquences pseudoaléatoires et un multiplieur 32.The elements already shown in Figure 1 have the same references. The transmitter comprises, in addition to that of FIG. 1, a generator 30 of pseudo-random sequences and a multiplier 32.
Le récepteur correspondant présente la même structure que le récepteur de la figure 2, si ce n'est que le filtre 20 est maintenant un filtre adapté dont la réponse impulsionnelle est la renversée dans le temps de la séquence pseudoaléatoire utilisée dans l'émetteur. The corresponding receiver has the same structure as the receiver of Figure 2, except that the filter 20 is now a matched filter whose impulse response is reversed in time the pseudo-random sequence used in the transmitter.
La séquence pseudoaléatoire utilisée à l'émission pour moduler les données doit posséder une fonction d'autocorrélation présentant un pic marqué (de valeur
N) pour un retard nul et des lobes secondaires le plus faible possible. Ceci peut être obtenu en utilisant des séquences de longueur maximale (appelées aussi m-séquence) ou des séquences dites de GOLD ou de KASAMI par exemple.The pseudo-random sequence used at the time of transmission to modulate the data must have an autocorrelation function presenting a marked peak (of value
N) for zero delay and secondary lobes as low as possible. This can be achieved by using sequences of maximum length (also called m-sequence) or so-called sequences of GOLD or KASAMI for example.
Les séquences utilisables dans un système à étalement de spectre ont fait l'objet d'études intensives. Ces études sont résumées dans l'article intitulé "Cross-correlation Properties of Pseudorandom and Related Sequences" par Dilip V. SARWATE et Michael
B. PURSLEY, publié dans la revue "Proceedings of the
IEEE", vol. 68, nO 5, mai 1980, pp. 593 à 619.The sequences that can be used in a spread spectrum system have been intensively studied. These studies are summarized in the article "Cross-correlation Properties of Pseudorandom and Related Sequences" by Dilip V. SARWATE and Michael
B. PURSLEY, published in the journal "Proceedings of the
IEEE, Vol 68, No. 5, May 1980, pp. 593-619.
Le filtre d'entrée utilisé dans un récepteur à étalement de spectre possède une réponse impulsionnelle équivalente en bande de base notée H(t) et cette réponse doit être le complexe conjugué renversé dans le temps de la séquence pseudoaléatoire utilisée à l'émission
H(t) = c (T-t)
Le signal délivré par un tel filtre vaut donc xF(t) = x(t) * HF(t) où le signe * désigne l'opération de convolution, soit xF(t) = | x(s).c (s-t)ds. The input filter used in a spread spectrum receiver has an equivalent impulse response in baseband denoted H (t) and this response must be the time-reversed conjugate complex of the pseudo-random sequence used on transmission.
H (t) = c (Tt)
The signal delivered by such a filter is therefore xF (t) = x (t) * HF (t) where the sign * designates the convolution operation, ie xF (t) = | x (s) .c (st) ds.
Le filtre adapté réalise donc la corrélation entre le signal appliqué à son entrée et la séquence pseudoaléatoire d'étalement. The matched filter thus performs the correlation between the signal applied at its input and the pseudo-random spreading sequence.
Dans un canal à bruit additif gaussien, le signal xF(t) va donc se présenter sous la forme d'un signal impulsionnel, la fréquence de répétition des impulsions étant égale à 1/tub. L'enveloppe de ce signal est la fonction d'autocorrélation du signal c(t). In a gaussian additive noise channel, the signal xF (t) will therefore be in the form of a pulse signal, the repetition frequency of the pulses being equal to 1 / tub. The envelope of this signal is the autocorrelation function of the signal c (t).
L'information est véhiculée par la différence de phase entre deux pics de corrélation successifs.The information is conveyed by the phase difference between two successive correlation peaks.
La sortie du multiplieur va donc être formée d'une succession de pics positifs ou négatifs, suivant la valeur du bit transmis. The output of the multiplier will therefore be formed of a succession of positive or negative peaks, depending on the value of the bit transmitted.
Dans le cas d'une transmission radio en présence de trajets multiples, la sortie du filtre adapté va être formée d'une succession de pics de corrélation, chaque pic correspondant à un trajet de propagation. In the case of a radio transmission in the presence of multiple paths, the output of the matched filter will be formed of a succession of correlation peaks, each peak corresponding to a propagation path.
Les différents signaux sur la chaîne de réception sont représentés sur la figure 4. La ligne (a) représente le signal filtré xF(t) ; la ligne (b) le signal de corrélation xF(t) * xF(T-t) ; la ligne (c) le signal 1 à la sortie de l'intégrateur. The different signals on the reception chain are shown in FIG. 4. The line (a) represents the filtered signal xF (t); the line (b) the correlation signal xF (t) * xF (T-t); the line (c) the signal 1 at the output of the integrator.
Cette technique connue est décrite en détail dans l'article intitulé "Direct-sequence Spread Spectrum with DPSK Modulation and Diversity for Indoor Wireless
Communications" publié par Mohsen KAVEHRAD et Bhaskar RAMAMIJRTHI dans la revue "IEEE Transactions on
Communications", vol. COM 35, nO 2, février 1987.This known technique is described in detail in the article entitled "Direct-sequence Spread Spectrum with DPSK Modulation and Diversity for Indoor Wireless
Communications "published by Mohsen KAVEHRAD and Bhaskar RAMAMIJRTHI in the journal" IEEE Transactions on
Communications, "COM 35, No. 2, February 1987.
Dans ce qui précède, la modulation à étalement de spectre DPSK a été décrite. Il est évident que cette technique peut s'appliquer de la même manière à toutes les modulations différentielles. Dans le cas de la modulation DQPSK par exemple, chaque pic de corrélation en sortie du filtre adapté pourra prendre quatre états de phase, alors qu'il n'y en avait que deux avec une modulation DPSK. In the foregoing, DPSK spread spectrum modulation has been described. It is obvious that this technique can be applied in the same way to all differential modulations. In the case of DQPSK modulation for example, each correlation peak at the output of the matched filter may take four phase states, whereas there were only two with DPSK modulation.
Malgré leur grand intérêt, ces techniques présentent des inconvénients. En effet, elles supposent implicitement que les caractéristiques du canal de transmission n'ont pas évolué pendant la durée de bit
Tb. Autrement dit, la modulation différentielle de phase ne fonctionne correctement que si la condition suivante est respectée Tb < < F où FD est la fréquence DOPPLER du système.Despite their great interest, these techniques have disadvantages. Indeed, they implicitly assume that the characteristics of the transmission channel have not evolved during the bit duration
Tb. In other words, the differential phase modulation works correctly only if the following condition is met Tb <<F where FD is the DOPPLER frequency of the system.
Cette condition, qui rend valide l'hypothèse de quasi-stationnarité du canal, est vérifiée dans la plupart des cas. Mais la fréquence FD est proportionnelle à la fréquence radio et à la vitesse relative entre émetteur et récepteur de sorte que pour des fréquences porteuses élevées, cette hypothèse peut être parfois mise en défaut. This condition, which validates the quasi-stationarity hypothesis of the channel, is verified in most cases. But the frequency FD is proportional to the radio frequency and the relative speed between transmitter and receiver so that for high carrier frequencies, this assumption can sometimes be faulted.
La présente invention a justement pour but de remédier à cet inconvénient en proposant une nouvelle technique insensible aux effets induits par effet
DOPPLER dans les modulations différentielles.The purpose of the present invention is precisely to remedy this drawback by proposing a new technique that is insensitive to effect-induced effects.
DOPPLER in differential modulations.
Exposé de 1'invention
Le principe sur lequel se fonde l'invention consiste à transmettre simultanément la phase liée à la donnée à transmettre et une phase de référence. Les signaux radioélectriques qui véhiculent ces deux informations utilisent la même bande de fréquence et sont transmis simultanément. Ils se propagent par les mêmes trajets radio. Le récepteur va pouvoir, trajet par trajet, comparer la phase du signal et la phase de référence. Ceci peut se faire en utilisant la technique à étalement de spectre par séquence directe et, grâce à cela, les effets parasites induits par effet DOPPLER peuvent être quasiment éliminés.Statement of the invention
The principle on which the invention is based is to simultaneously transmit the phase related to the data to be transmitted and a reference phase. The radio signals that convey these two pieces of information use the same frequency band and are transmitted simultaneously. They spread by the same radio paths. The receiver will be able, path by path, to compare the phase of the signal and the reference phase. This can be done using the direct sequence spread spectrum technique and, thanks to this, DOPPLER-induced spurious effects can be virtually eliminated.
De façon précise, la présente invention a pour objet un procédé de transmission à modulation de phase et à étalement de spectre par séquence directe, caractérisé par le fait que
A) à l'émission
- on produit une première séquence pseudo-aléatoire
d'éléments binaires,
- on multiplie les données à transmettre par cette
première séquence pseudo-aléatoire,
- on engendre une première onde porteuse,
- on module en amplitude cette première onde
porteuse par les données à transmettre
multipliées par la première séquence
pseudo-aléatoire,
- on produit une seconde séquence pseudo-aléatoire
d'éléments binaires, orthogonale à la première et
synchrone avec celle-ci,
- on engendre une seconde onde porteuse de même
fréquence que la première,
- on module en amplitude cette seconde onde porteuse
par la seconde séquence pseudo-aléatoire,
- on fait la somme de la première porteuse modulée
et de la seconde porteuse modulée et on émet la
somme,
B) à la réception
- on reçoit le signal transmis,
- on soumet le signal reçu à un premier filtrage
adapté caractérisé par une réponse impulsionnelle
qui est la renversée dans le temps de la première
séquence pseudo-aléatoire utilisée à l'émission,
ce qui donne un premier signal filtré,
- on démodule le premier signal filtré en utilisant
le second signal filtré comme référence de phase.Specifically, the subject of the present invention is a method of transmission with phase modulation and direct sequence spread spectrum, characterized by the fact that
A) on the show
a first pseudo-random sequence is produced
bits,
- we multiply the data to be transmitted by this
first pseudo-random sequence,
a first carrier wave is generated,
- we modulate in amplitude this first wave
carrier by the data to be transmitted
multiplied by the first sequence
pseudorandom,
a second pseudo-random sequence is produced
binary elements, orthogonal to the first and
synchronous with it,
- a second carrier wave is generated in the same way
frequency than the first,
- amplitude modulates this second carrier wave
by the second pseudo-random sequence,
the sum of the first modulated carrier is summed
and the second modulated carrier and we issue the
sum,
B) at the reception
- we receive the transmitted signal,
the received signal is subjected to a first filtering
adapted characterized by an impulse response
which is the reversed in the time of the first
pseudo-random sequence used on transmission,
which gives a first filtered signal,
the first filtered signal is demodulated using
the second filtered signal as a phase reference.
Dans une variante avantageuse, la seconde porteuse est en quadrature avec la première. In an advantageous variant, the second carrier is in quadrature with the first.
La présente invention a encore pour objet un émetteur et un récepteur pour la mise en oeuvre du procédé qui vient d'être défini. Another subject of the present invention is a transmitter and a receiver for implementing the method that has just been defined.
Le récepteur comprend deux filtres adaptés et ces filtres sont, de préférence, constitués par des filtres à onde acoustique de surface. The receiver comprises two adapted filters and these filters are preferably constituted by surface acoustic wave filters.
La présente invention a encore pour objet un composant à ondes acoustiques de surface, apte à être utilisé dans le récepteur de l'invention. The present invention also relates to a surface acoustic wave component, suitable for use in the receiver of the invention.
Brève description des dessins
- la figure 1 montre le schéma synoptique d'un
émetteur à codage différentiel selon l'art
antérieur
- la figure 2 montre le schéma synoptique d'un
récepteur correspondant
- la figure 3 montre le schéma synoptique d'un
émetteur à étalement de spectre par séquence
directe selon l'art antérieur
- la figure 4 montre l'allure de différents signaux
apparaissant dans un récepteur à étalement de
spectre par séquence directe
- la figure 5 est un schéma synoptique d'un émetteur
conforme à l'invention ;
- la figure 6 est un schéma synoptique d'un
récepteur conforme à l'invention ;
- la figure 7 illustre une variante d'émetteur
utilisant une séquence pseudo-aléatoire
supplémentaire
- la figure 8 montre un mode de réalisation d'un
composant à ondes acoustiques de surface pour
récepteur selon l'invention ;
- la figure 9 montre un autre mode de réalisation
d'un composant à ondes acoustiques de surface
utilisant des séquences pseudoaléatoires
réciproques.Brief description of the drawings
- Figure 1 shows the block diagram of a
differential coded transmitter according to art
prior
- Figure 2 shows the block diagram of a
matching receiver
- Figure 3 shows the block diagram of a
spread spectrum transmitter by sequence
direct according to the prior art
- Figure 4 shows the pace of different signals
appearing in a spreading receiver of
direct sequence spectrum
FIG. 5 is a block diagram of a transmitter
according to the invention;
FIG. 6 is a block diagram of a
receiver according to the invention;
FIG. 7 illustrates a transmitter variant
using a pseudo-random sequence
additional
FIG. 8 shows an embodiment of a
surface acoustic wave component for
receiver according to the invention;
FIG. 9 shows another embodiment
of a surface acoustic wave component
using pseudo-random sequences
reciprocal.
Exposé détaillé de modes de réalisation
On voit, sur la figure 5, un schéma d'un mode particulier de réalisation d'un émetteur selon l'invention. Cet émetteur comprend des moyens déjà représentés sur la figure 3 et qui portent les mêmes références, à savoir un générateur 30 de séquence pseudoaléatoire, un multiplieur 32, un modulateur 18.Detailed presentation of embodiments
FIG. 5 shows a diagram of a particular embodiment of an emitter according to the invention. This transmitter comprises means already shown in FIG. 3 and which have the same references, namely a pseudo-random sequence generator 30, a multiplier 32, a modulator 18.
L'émetteur représenté comprend en outre un second générateur de séquence pseudoaléatoire, référencé 40, qui délivre une séquence notée ar(t), qui est orthogonale à la séquence ad(t) émise par le générateur 30 et synchrone avec celle-ci (dans ces notations, l'indice d se réfère aux données et l'indice r à la référence). Par ailleurs, un oscillateur 42 délivre non seulement la porteuse nécessaire au modulateur 18 mais aussi une seconde porteuse qui, dans la variante illustrée est en quadrature avec la première. Si l'on convient que la première porteuse s'exprime en AsinwOt, la seconde est alors en AcoswOt. The emitter shown further comprises a second pseudo-random sequence generator, referenced 40, which delivers a sequence noted ar (t), which is orthogonal to the sequence ad (t) transmitted by the generator 30 and synchronous therewith (in these ratings, the index d refers to the data and the index r to the reference). Furthermore, an oscillator 42 delivers not only the carrier required for the modulator 18 but also a second carrier which, in the illustrated variant is in quadrature with the first. If we agree that the first carrier expresses itself in AsinwOt, the second is then in AcoswOt.
L'émetteur comprend encore un second modulateur 42 recevant la seconde porteuse en AcoswOt et la seconde séquence pseudoaléatoire ar(t) délivrée par le générateur 40. Les deux sorties des modulateurs 18 et 44 sont connectées à un additionneur 46 possédant une sortie Se, laquelle délivre un signal s(t) qui a la forme s(t) = Ab(t) ad(t)sinwOt + Aar(t)coswot
Comme pour une transmission à étalement de spectre classique, les séquences pseudoaléatoires ar(t) et ad(t) sont formées par N chips de période Tc. Ces deux séquences sont synchrones et orthogonales. On a donc les relations suivantes
Car, ar (O) = N Car,ar(X) < < N quel que soit x > TC
Cad,ad(O) = N Cad,ad(T) < < N quel que soit x > Tc Car,ad(T) N quel que soit T, où Car,ar désigne la fonction d'autocorrélation de la séquence ar(t), Cad,ad celle de la séquence ad(t) et
Car,ad la fonction d'intercorrélation entre les deux séquences.The transmitter further comprises a second modulator 42 receiving the second carrier AcoswOt and the second pseudo-random sequence ar (t) delivered by the generator 40. The two outputs of the modulators 18 and 44 are connected to an adder 46 having an output Se, which delivers a signal s (t) which has the form s (t) = Ab (t) ad (t) sinwOt + Aar (t) coswot
As for a conventional spread spectrum transmission, the pseudo-random sequences ar (t) and ad (t) are formed by N chips of period Tc. These two sequences are synchronous and orthogonal. So we have the following relationships
For, ar (O) = N Car, ar (X) <<N whatever x> TC
Cad, ad (O) = N Cad, ad (T) <<N whatever x> Tc Car, ad (T) N whatever T, where Car, ar denotes the autocorrelation function of the sequence ar ( t), Cad, ad that of the sequence ad (t) and
Because, ad the intercorrelation function between the two sequences.
Les deux séquences ar(t) et ad(t) peuvent être, par exemple, deux m-séquences orthogonales ou deux séquences extraites d'un jeu de séquences de GOLD ou de
KASAMI.The two sequences ar (t) and ad (t) can be, for example, two orthogonal m-sequences or two sequences extracted from a set of sequences of GOLD or of
KASAMI.
Le signal finalement émis peut être considéré comme la somme de deux signaux à spectre étalé (par les séquences ad(t) et ar(t)) déphasés de z/2 ou comme un signal QPSK. Les signaux b(t)ad(t) et ar(t) étant synchrones, le signal s(t) est à amplitude constante comme tout signal QPSK. The finally transmitted signal can be considered as the sum of two spread spectrum signals (by the sequences ad (t) and ar (t)) out of phase by z / 2 or as a signal QPSK. The signals b (t) ad (t) and ar (t) being synchronous, the signal s (t) is constant amplitude like any QPSK signal.
Le schéma synoptique du récepteur est représenté sur la figure 6. Il possède une entrée Er recevant un signal x(t), et, classiquement, un premier filtre 20 adapté à la première séquence pseudoaléatoire ad(t) et délivrant un signal filtré sd(t), un multiplieur 24, un intégrateur 26 et une logique de décision 28. Il possède une sortie Sr. Le récepteur de l'invention comprend en outre un second filtre adapté 50, dont la réponse impulsionnelle est la renversée dans le temps de la seconde séquence pseudoaléatoire ar(t) utilisée à 1 'émission. Ce second filtre délivre un signal sr(t) qui sert de référence de phase dans l'opération de démodulation effectuée dans le multiplieur 24 et les circuits qui suivent. Le récepteur comprend encore un déphaseur 52 de =/2 qui délivre un signal noté s*(t). The block diagram of the receiver is shown in FIG. 6. It has an input Er receiving a signal x (t), and, conventionally, a first filter 20 adapted to the first pseudo-random sequence ad (t) and delivering a filtered signal sd ( t), a multiplier 24, an integrator 26 and a decision logic 28. It has an output Sr. The receiver of the invention further comprises a second adapted filter 50, whose impulse response is reversed in time of the second pseudo-random sequence ar (t) used at one emission. This second filter delivers a signal sr (t) which serves as a phase reference in the demodulation operation carried out in the multiplier 24 and the circuits which follow. The receiver further comprises a phase shifter 52 of = / 2 which delivers a signal noted s * (t).
De façon plus précise, soient Hr(t) et Hd(t) les réponses impulsionnelles des deux filtres 20 et 50. On a
Hr(t) = ar(T-t) et Hd(t) = ad(T-t).More precisely, let Hr (t) and Hd (t) be the impulse responses of the two filters 20 and 50.
Hr (t) = ar (Tt) and Hd (t) = ad (Tt).
Dans le cas d'un canal radio à bruit additif de type gaussien, le signal x(t) à l'entrée du récepteur peut s'écrire x(t) = G.s(t) + e(t) où G est l'atténuation du canal radio et e(t) le bruit. In the case of a Gaussian additive noise radio channel, the signal x (t) at the receiver input can be written x (t) = Gs (t) + e (t) where G is the attenuation of the radio channel and e (t) noise.
Les signaux sr(t) et sa(t) peuvent alors s'écrire sr(t)=GACar,ar(t)coswOt + GAb(t)Car,ad(t)sinwot + er(t) et sd(t)=GAb(t)Cad,ad(t)sinwot+GACad,ar(t)coswot + ed(t). The signals sr (t) and its (t) can then be written sr (t) = GACar, ar (t) coswOt + GAb (t) Car, ad (t) sinwot + er (t) and sd (t) = GAb (t) Cad, ad (t) sinwot + GACad, ar (t) coswot + ed (t).
Enfin le signal sd*(t) en sortie du déphaseur 52 s'écrit sd*(t)=GAb(t)Cad,ad(t)coswOt-GACad,ar(t)sinwOt+ed*(t) er(t), ed(t) et ed (t) étant des bruits gaussiens. Finally the signal sd * (t) at the output of the phase shifter 52 is written sd * (t) = GAb (t) Cad, ad (t) coswOt-GACad, ar (t) sinwOt + ed * (t) er (t) ), ed (t) and ed (t) being Gaussian noises.
La sortie du démodulateur 24 est le produit de sr(t) par sd*(t) . Son terme principal s'écrit, pour
T=O GȂb(t)N#2
2 (le terme 42 correspond à l'intégration du terme en
2 cos2wOt). On retrouve donc le symbole émis b(t). The output of the demodulator 24 is the product of sr (t) by sd * (t). Its main term is written, for
T = O GȂb (t) N # 2
2 (the term 42 corresponds to the integration of the term in
2 cos2wOt). We thus find the emitted symbol b (t).
Dans une configuration radioélectrique à trajets multiples, à chaque trajet de propagation va correspondre un pic de corrélation en sortie des filtres adaptés 20 et 50. Ces pics de corrélation seront donc synchrones et la différence de phase entre les signaux sr(t) et sd(t) va dépendre de la valeur du bit émis. In a multipath radio configuration, each propagation path will correspond to a correlation peak at the output of the matched filters 20 and 50. These correlation peaks will therefore be synchronous and the phase difference between the signals sr (t) and sd ( t) will depend on the value of the transmitted bit.
Le procédé de l'invention permet donc de véhiculer une information de phase et une phase de référence, et cela simultanément dans la même bande de fréquence, et de démoduler cette information de phase, trajet par trajet. L'invention présente donc tous les avantages d'un système à étalement de spectre et à diversité de trajet tel que décrit dans l'article de M. KAVEHRAD cité précédemment avec, en plus, une totale insensibilité à l'effet DOPPLER. The method of the invention thus makes it possible to convey a phase information and a reference phase, and this simultaneously in the same frequency band, and to demodulate this phase information, path by path. The invention therefore has all the advantages of a spread spectrum and path diversity system as described in the article by M. KAVEHRAD cited above with, in addition, total insensitivity to the DOPPLER effect.
La description qui précède se rapporte à une seule voie de transmission. Mais l'invention peut se généraliser à un nombre quelconque de voies. Si K est le nombre de voies, le système permet de véhiculer, en parallèle, K-1 voies de données et une voie de référence. Chacune de ces voies travaillant avec une séquence pseudoaléatoire, les K séquences doivent être orthogonales deux à deux et synchrones. The foregoing description relates to a single transmission path. But the invention can be generalized to any number of channels. If K is the number of channels, the system makes it possible to convey, in parallel, K-1 data channels and a reference channel. Each of these channels working with a pseudo-random sequence, the K sequences must be orthogonal two by two and synchronous.
Dans la réalisation décrite à la figure 5, la séquence de référence ar(t) est émise en permanence. Il en résulte que le spectre du signal s(t) va présenter des raies espacées de 1/T, puisque T est la durée de la séquence que l'on répète indéfiniment. Pour éviter ce phénomène, il est possible de moduler la séquence de référence ar(t) par des données pseudoaléatoires auxiliaires c(t) de même période que celles des données b(t). Pour pouvoir retrouver le données b(t), il faut que la même séquence pseudoaléatoire module la séquence ad(t) . Dans ce cas, les données pseudoaléatoires auxiliaires c(t) modulant les deux voies de données du modulateur, elles sont éliminées dans le récepteur différentiel synchrone. In the embodiment described in FIG. 5, the reference sequence ar (t) is transmitted continuously. As a result, the spectrum of the signal s (t) will have lines spaced by 1 / T, since T is the duration of the sequence that is repeated indefinitely. To avoid this phenomenon, it is possible to modulate the reference sequence ar (t) by auxiliary pseudo-random data c (t) of the same period as those of the data b (t). To be able to find the data b (t), it is necessary that the same pseudo-random sequence modulates the sequence ad (t). In this case, the auxiliary pseudo-random data c (t) modulating the two data channels of the modulator, they are eliminated in the synchronous differential receiver.
Le schéma de l'émetteur correspondant est donné à la figure 7. Cet émetteur comprend, en plus des moyens déjà représentés sur la figure 5, un troisième générateur de séquence pseudoaléatoire 60, un multiplieur 62 recevant les signaux de données b(t)ad(t) et la troisième séquence pseudoaléatoire c(t)ad(t) délivrée par 60, et un multiplieur 64 recevant la séquence de référence ar(t) et ladite troisième séquence. The diagram of the corresponding transmitter is given in FIG. 7. This transmitter comprises, in addition to the means already shown in FIG. 5, a third pseudo-random sequence generator 60, a multiplier 62 receiving the data signals b (t) ad. (t) and the third pseudo-random sequence c (t) ad (t) delivered by 60, and a multiplier 64 receiving the reference sequence ar (t) and said third sequence.
Grâce à cette technique, le signal émis est le plus aléatoire possible, à la manière de certains brasseurs ("scrambler") utilisés dans les modems. With this technique, the transmitted signal is as random as possible, like some brewers ("scrambler") used in modems.
Dans toutes les variantes décrites à l'aide des figures 5 et 7, les circuits multiplieurs 32, 62, 64 peuvent être des circuits logiques, notamment des portes logiques de type OU-exclusif. In all the variants described with reference to FIGS. 5 and 7, the multiplier circuits 32, 62, 64 may be logic circuits, in particular logic gates of the exclusive-OR type.
Pour réaliser les filtres adaptés 20 et 50 du récepteur, on peut avantageusement tirer profit de la technique des filtres à ondes acoustiques de surface. To produce the adapted filters 20 and 50 of the receiver, it is advantageous to take advantage of the technique of surface acoustic wave filters.
De tels filtres sont décrits dans de nombreux articles, et notamment dans l'article intitulé "Practical Surface
Acoustic Wave Devices", publié par Melvin G. HOLLAND et al., dans "Proceedings of the IEEE", vol. 62, n05, mai 1974, pp. 582-611. L'application aux communications à étalement de spectre est plus spécialement décrite dans l'article intitulé "Application of Acoustic
Surface-wave Technology to Spread Spectrum
Communications" publié par D.T. BELL et al. dans "IEEE
Trans on MTT", vol. MTT 21, n04, avril 1973, pp.Such filters are described in numerous articles, and in particular in the article entitled "Practical Surface
Acoustic Wave Devices ", published by Melvin G. HOLLAND et al., In" Proceedings of the IEEE ", Vol 62, No. 05, May 1974, pp. 582-611 The application to spread spectrum communications is more specifically described in the article titled "Application of Acoustic
Surface-wave Technology to Spread Spectrum
Communications "published by DT BELL et al in" IEEE
Trans on MTT, vol MTT 21, n04, April 1973, pp.
263-271.263-271.
On peut consulter également le document
EP-A-0 409 538.The document can also be consulted
EP-A-0 409 538.
Un filtre à ondes acoustiques de surface est formé en général de deux transducteurs, dits d'entrée et de sortie, constitués d'électrodes déposées sur un substrat ayant des caractéristiques piézoélectriques. A surface acoustic wave filter is generally formed of two so-called input and output transducers consisting of electrodes deposited on a substrate having piezoelectric characteristics.
Pour des raisons de stabilité en température, on choisit souvent le quartz pour le substrat. Les électrodes peuvent être en aluminium. A chaque transducteur il est possible d'associer deux fonctions de transfert (ou deux réponses impulsionnelles) correspondant aux deux ondes acoustiques produites respectivement vers la droite et vers la gauche du transducteur. En effet, la structure des transducteurs n'est pas toujours symétrique. On peut même jouer quelquefois sur cette dissymétrie pour favoriser l'une des deux ondes acoustiques. On peut supposer qu'il existe entre les transducteurs d'entrée et de sortie du dispositif, un transducteur fictif dont la réponse impulsionnelle est une impulsion de DIRAC 6(t). Le signal électrique en sortie de ce transducteur fictif va être un signal intermédiaire i(t) défini par i (t) = e (t) * Ied(t) où Ied(t) est la réponse impulsionnelle du transducteur d'entrée vers la droite. On a, par cet artifice, défini la réponse impulsionnelle "équivalente" du transducteur d'entrée.For reasons of temperature stability, quartz is often chosen for the substrate. The electrodes can be aluminum. With each transducer it is possible to associate two transfer functions (or two impulse responses) corresponding to the two acoustic waves produced respectively to the right and to the left of the transducer. Indeed, the structure of the transducers is not always symmetrical. One can even play sometimes on this dissymmetry to favor one of the two acoustic waves. It can be assumed that there exists between the input and output transducers of the device, a dummy transducer whose impulse response is a pulse of DIRAC 6 (t). The electrical signal at the output of this imaginary transducer will be an intermediate signal i (t) defined by i (t) = e (t) * Ied (t) where Ied (t) is the impulse response of the input transducer to the right. By this device, we have defined the "equivalent" impulse response of the input transducer.
Si l'on dispose un transducteur fictif à gauche du transducteur d'entrée, on peut,de la même manière définir une réponse impulsionnelle à gauche, et en désignant par i' (t) le signal de sortie du transducteur fictif, on a i'(t) = e(t) * Ieg(t) où Ieg(t) est la réponse impulsionnelle du transducteur d'entrée vers la gauche. Avec ces définitions, si L est la distance séparant les deux transducteurs fictifs, on a la relation suivante
Ieg(t) = Ied((L/v)-t) v étant la vitesse de propagation des ondes acoustiques de surface sur le substrat piézoélectrique (v=3150 m/s dans le cas du quartz).If a fictitious transducer is available to the left of the input transducer, it is possible, in the same way, to define a left-hand impulse response, and by designating the output signal of the fictitious transducer as i '(t), we have '(t) = e (t) * Ieg (t) where Ieg (t) is the impulse response of the input transducer to the left. With these definitions, if L is the distance separating the two imaginary transducers, we have the following relation
Ieg (t) = Ied ((L / v) -t) v being the velocity of propagation of surface acoustic waves on the piezoelectric substrate (v = 3150 m / s in the case of quartz).
De la même manière, on peut définir les réponses impulsionnelles du transducteur de sortie vers la gauche et vers la droite, soit Isg(t) et Isd(t) et l'on obtient en particulier s(t) = i(t) * ISg(t) ou encore s(t) = e(t) * Ied(t) * Isg(t)
La réponse impulsionnelle I(t) du dispositif global est donc le produit de la réponse impulsionnelle du transducteur d'entrée vers la droite par la réponse impulsionnelle du transducteur de sortie vers la gauche
I(t) = Ied(t) * Isg(t)
Une autre caractéristique des filtres à ondes acoustiques de surface est leur réciprocité. Celle-ci est due au fait que les circuits à ondes acoustiques de surfaces sont des quadripoles sans perte (sans élément dissipatif) et réciproques. Cette dernière remarque signifie que si l'on applique le signal d'entrée e(t) sur le transducteur de sortie, on retrouvera le signal de sortie s(t) sur le transducteur d'entrée. Dans les deux cas, la réponse impulsionnelle du quadripole est la même.In the same way, we can define the output transducer pulses to the left and to the right, ie Isg (t) and Isd (t) and we obtain in particular s (t) = i (t) * ISg (t) or else s (t) = e (t) * Ied (t) * Isg (t)
The impulse response I (t) of the overall device is therefore the product of the impulse response of the input transducer to the right by the impulse response of the output transducer to the left
I (t) = Ied (t) * Isg (t)
Another characteristic of surface acoustic wave filters is their reciprocity. This is due to the fact that the surface acoustic wave circuits are quadrupoles without loss (without dissipative element) and reciprocals. This last remark means that if we apply the input signal e (t) on the output transducer, we will find the output signal s (t) on the input transducer. In both cases, the impulse response of the quadrupole is the same.
Comme le procédé de l'invention utilise, à l'émission, deux séquences pseudoaléatoires d'étalement (ad(t) et ar(t)), le récepteur correspondant doit utiliser deux filtres séparément adaptés à ces deux séquences. Ces filtres doivent réaliser l'opération de corrélation entre le signal appliqué sur leur entrée et la séquence pseudoaléatoire à laquelle ils sont adaptés. Ces filtres doivent donc posséder une réponse impulsionnelle égale à a(T-t), si a(t) est la séquence pseudoaléatoire en question (dans la réalité, la réponse impulsionnelle est de la forme a(T-t)*k(t), le rôle de k(t) étant de limiter le spectre de la réponse impulsionnelle globale du filtre au premier lobe). As the method of the invention uses, on transmission, two pseudo-random spreading sequences (ad (t) and ar (t)), the corresponding receiver must use two filters separately adapted to these two sequences. These filters must perform the correlation operation between the signal applied on their input and the pseudo-random sequence to which they are adapted. These filters must therefore have an impulse response equal to a (Tt), if a (t) is the pseudo-random sequence in question (in reality, the impulse response is of the form a (Tt) * k (t), the role of k (t) being to limit the spectrum of the overall impulse response of the filter to the first lobe).
De tels filtres ont déjà été décrits dans la littérature citée, en particulier dans l'article de
M.G. HOLLAND.Such filters have already been described in the cited literature, in particular in the article of
MG HOLLAND.
En général, ces filtres possèdent un transducteur d'entrée, dont la réponse impulsionnelle en bande de base a une durée égale à la période d'un élément binaire de la séquence pseudoaléatoire ("chip") et un transducteur de sortie formé de la mise à la queue leu leu de transducteurs élémentaires ayant chacun une réponse impulsionnelle de très courte durée. Ces transducteurs élémentaires sont tous reliés aux électrodes collectrices du transducteur de sortie et polarisés suivant la séquence à laquelle le filtre doit être adapté. L'entrée peut s'effectuer indifféremment sur l'un ou l'autre des transducteurs, la sortie étant réalisée sur l'autre transducteur. In general, these filters have an input transducer, whose baseband impulse response has a duration equal to the period of a binary element of the pseudo-random sequence ("chip") and an output transducer formed from the setting in the tail leu le of elementary transducers each having a pulse response of very short duration. These elementary transducers are all connected to the collector electrodes of the output transducer and polarized according to the sequence in which the filter is to be adapted. The input can be made indifferently on one or other of the transducers, the output being made on the other transducer.
La figure 8 illustre un mode de réalisation d'un composant à ondes acoustiques de surface pouvant être utilisé avantageusement dans un récepteur conforme à 1 invention. Dans ce mode de réalisation, le filtre traitant la voie de données comprend un transducteur d'entrée (Te)d et un transducteur de sortie (Ts)d. Le filtre traitant la voie de référence comprend, de manière analogue, un transducteur d'entrée (Te)r et un transducteur de sortie obtient simultanément avec le filtrage adapté, le déphasage de s/2 nécessaire à la démodulation (cf figure 6, le déphaseur 52). FIG. 8 illustrates an embodiment of a surface acoustic wave component that can advantageously be used in a receiver according to the invention. In this embodiment, the filter processing the data channel comprises an input transducer (Te) d and an output transducer (Ts) d. The filter processing the reference channel comprises, analogously, an input transducer (Te) r and an output transducer obtained simultaneously with the matched filtering, the phase shift of s / 2 necessary for the demodulation (cf FIG. phase shifter 52).
Le composant illustré sur la figure 8 est utilisable quelles que soient les séquences pseudoaléatoires utilisées à l'émission. Mais il est possible de simplifier ce composant, en choisissant deux séquences particulières, à savoir réciproques. Des séquences réciproques sont définies de la manière suivante : étant donné une séquence a(t), la séquence réciproque â(t) est la séquence renversée dans le temps soit â(t) = a(T-t). The component illustrated in FIG. 8 can be used whatever the pseudo-random sequences used on transmission. But it is possible to simplify this component, by choosing two particular sequences, namely reciprocal. Reciprocal sequences are defined as follows: given a sequence a (t), the reciprocal sequence ((t) is the time-reversed sequence â (t) = a (T-t).
T étant la durée de la séquence a(t). On a toujours T=NTC où Tc est la durée d'un "chip".T being the duration of the sequence a (t). We always have T = NTC where Tc is the duration of a "chip".
Or, il s'avère que deux séquences réciproques jouissent de bonnes propriétés d'intercorrélation. En particulier, pour des m-séquences (ou séquence de longueur maximale) de période N=2n-1, le coefficient d'intercorrélation de deux séquences réciproques est toujours inférieur à 2(n+2)/2-1 (alors que la fonction d'autocorrélation vaut 2n-1 pour chacune d'entre elles à t=0). However, it turns out that two reciprocal sequences have good cross-correlation properties. In particular, for m-sequences (or sequence of maximum length) of period N = 2n-1, the intercorrelation coefficient of two reciprocal sequences is always less than 2 (n + 2) / 2-1 (whereas the autocorrelation function is 2n-1 for each of them at t = 0).
Le choix de deux séquences réciproques pour moduler la voie de référence et la voie de données d'un système utilisant la modulation différentielle de phase synchrone, permet de réaliser un filtre adapté extrêmement simple et efficace comme représenté à la figure 9. The choice of two reciprocal sequences for modulating the reference channel and the data channel of a system using the synchronous phase differential modulation makes it possible to produce an extremely simple and efficient adapted filter as represented in FIG. 9.
Ce filtre possède un seul transducteur d'entrée Te constitué de N transducteurs élémentaires polarisés suivant la séquence a(t) et deux transducteurs de sortie (Ts)d et (Ts)r disposés de part et d'autre du transducteur d'entrée Te. This filter has a single input transducer Te consisting of N elementary transducers polarized according to the sequence a (t) and two output transducers (Ts) d and (Ts) r arranged on either side of the input transducer Te .
Compte tenu des propriétés de réciprocité évoquées plus haut, il apparaît que si la partie droite réalise la corrélation entre le signal d'entrée et la séquence a(t), la partie gauche réalise la corrélation entre le signal d'entrée et la séquence réciproque â(t). Given the properties of reciprocity mentioned above, it appears that if the right side realizes the correlation between the input signal and the sequence a (t), the left side realizes the correlation between the input signal and the reciprocal sequence â (t).
Il est aisé de réaliser également, sur ce composant, le déphasage de s/2, en éloignant légèrement l'électrode de droite d'une longueur 1=v/4Fo comme pour le composant à deux voies séparées. It is also easy to perform on this component, the phase shift of s / 2, slightly moving the right electrode of a length 1 = v / 4Fo as for the component with two separate lanes.
Les avantages de cette réalisation sont les multiples - le composant est extrêmement compact et il réalise deux corrélations avec seulement une seule électrode de forme complexe ; - comme il est plus compact, le composant peut être réalisé en un grand nombre d'exemplaires sur une tranche de quartz et comme il n'y a qu' une électrode complexe les rendements de fabrication sont plus élevés ; le coût unitaire du composant est donc abaissé ; - on peut facilement rendre ce composant programmable ; - des composants personnalisés peuvent être réalisés en produisant des coupures dans les électrodes du transducteur d'entrée et ce par tirs laser. The advantages of this realization are the multiples - the component is extremely compact and achieves two correlations with only a single electrode of complex shape; - As it is more compact, the component can be made in a large number of copies on a quartz slice and as there is only a complex electrode manufacturing yields are higher; the unit cost of the component is therefore lowered; it is easy to make this component programmable; - Custom components can be made by producing cuts in the electrodes of the input transducer by laser firing.
Finalement, on peut souligner que le composant qui vient d'être décrit peut également être utilisé à l'émission. La voie correspondant à la séquence a(t) va générer le signal â(t) et vice versa. Finally, it can be emphasized that the component which has just been described can also be used on transmission. The channel corresponding to the sequence a (t) will generate the signal â (t) and vice versa.
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1993
- 1993-11-02 FR FR9313001A patent/FR2712129B1/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2712129B1 (en) | 1995-12-01 |
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