FR2604583A1 - Dispositif de conditionnement de signaux video de transmission d'images - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN DISPOSITIF DE CONDITIONNEMENT DE SIGNAUX VIDEO DE TRANSMISSION D'IMAGES. CE DISPOSITIF COMPREND UN AMPLIFICATEUR A GAIN VARIABLE AGV, UN CIRCUIT D'ALIGNEMENT AL, INCORPORANT UNE LIAISON PAR RESEAU R, C, UN INTERRUPTEUR I COMMANDE PAR UN COMPARATEUR C1 ET UN ETAGE TAMPON ET DE FILTRAGE TF, ET UN CIRCUIT DE COMMANDE AUTOMATIQUE DE GAIN CAG. CE CIRCUIT DE COMMANDE AUTOMATIQUE DE GAIN COMPORTE UN COMPARATEUR C2 COMPARANT LE SIGNAL VIDEO DE SORTIE A UNE TENSION DE REFERENCE V EGALE AU NIVEAU DE SUPPRESSION DU SIGNAL CALIBRE SOUHAITE ET UN INTEGRATEUR IN DU SIGNAL LOGIQUE AINSI OBTENU. UN CIRCUIT D'ETAGEMENT ET FOURNIT LES SIGNAUX DE COMMANDE DE GAIN A PARTIR DU SIGNAL DE L'INTEGRATEUR. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT AUX REPETEURS DE LIAISON VIDEO SUR CABLE COAXIAL OU SUR FIBRE OPTIQUE.

Description

La présente invention se rapporte à un dispositif de conditionnement de signaux vidéo de télévision et, plus généralement, de transmission d'images comportant un amplificateur à gain variable amplifiant le signal vidéo reçu par le dispositif, un circuit d'alignement connecte à la sortie de l'amplificateur à gain variable et fournissant les signaux de sortie du dispositif et un circuit de commande automatique de gain connecté à la sortie du circuit d'alignement pour commander le gain de l'amplificateur, de manière à réguler le niveau de sortie de l'ensemble du dispositif.

Dans la transmission et l'utilisation de signaux vidéo de télévision, un des problèmes qui se posent est celui de conserver ou de restituer aux signaux des valeurs bien déterminées pour certains niveaux de référence, tels que le niveau de synchronisation, le niveau de suppression ou le niveau crête (niveau de blanc) de la partie luminance proprement dite des signaux vidéo. Faute d'une telle restitution, on ne peut ensuite obtenir une image satisfaisante.

I1 existe de nombreuses versions connues de circuits de calage ou d'alignement permettant de fixer le niveau de synchronisation à une valeur constante. D'autre part, si l'on veut éviter une saturation de l'image ou un manque de luminosité, il faut veiller à maintenir l'amplitude crête du signal vidéo à une valeur déterminée. Pour cela, il est connu de prévoir des circuits de commande automatique du gain d'amplificateurs situés dans la chaine de traitement des signaux vidéo.

Une première solution consiste à utiliser la valeur de crête du signal vidéo pour la commande automatique de gain. Mais cette solution exige un détecteur de crête à la fois rapide et précis, donc relativement coûteux. De plus, elle exige l'insertion dans les signaux vidéo de lignes de test de blanc pour permettre l'étalonnage du système, ce qui la rend incompatible avec des sources banalisées de signaux vidéo telles que caméras vidéo ou magnetoscopes.

Une autre solution consiste à obtenir le signal de commande automatique de gain à partir d'un echantillonnage,du niveau de suppression, la fixation de ce niveau entrainant.celle du niveau de crête.

Cependant, de tels circuits sont, en géneral, plus complexes et coûteux.

Un objet de l'invention est donc de prevoir un dispositif de conditionnement des signaux vidéo qui remedie à ces inconvénients et qui permette, à partir d'un signal vidéo de niveau variable avec une dynamique assez large et éventuellement tronqué de sa composante continue, d'obtenir un signal vidéo calibré entre deux niveaux fixes et dont la composante continue est restituée, ce signal calibré pouvant ainsi être envoyé, par exemple, sur un cabale de liaison standard 75 Q vers un terminal vidéo banalisé.

Selon l'invention, il est donc prévu un dispositif de conditionnement de signaux vidéo de transmission d'images du type décrit au début, caractérise en ce que ledit circuit de commande automatique de gain comprend des premiers moyens pour comparer à chaque instant le niveau du signal vidéo de sortie du dispositif à un niveau de référence, égal au niveau de suppression du signal vidéo calibré que l'on désire obtenir en sortie du dispositif, et des seconds moyens pour élaborer et mettre en forme des signaux de commande du gain dudit amplificateur à gain variable à partir du signal fourni par lesdits premiers moyens et de ses variations dans le temps.

Un tel dispositif repose sur la mise à profit de la connaissance a priori des caractéristiques temporelles des signaux vidéo (rapport cyclique des impulsions de synchronisation de ligne).

I1 est très simple et moins coûteux que les dispositifs connus et est utilisable avec tous les types de sources de signaux vidéo.

L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques et avantages apparaitront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints où - la figure 1 est un schéma de principe du dispositif de conditionnement
selon l'invention ; - la figure 2 représente un schéma de principe du circuit d'alignement
utilisé ; - la figure 3 représente des diagrammes de signaux explicatifs - la figure 4 montre une variante de circuit d'alignement du dispositif
selon l'invention ; - la figure 5 est un schéma de principe de circuit de commande automa
tique de gain selon l'invention ; - la figure 6 représente une courbe montrant les caractéristiques
temporelles d'un signal vidéo ;; - la figure 7 est un diagramme explicatif du fonctionnement du circuit
de la figure 5, et - la figure 8 représente le schéma d'un mode de réalisation pratique du
dispositif selon l'invention.

Sur la figure 1, est représenté le schéma de principe du dispositif de conditionnement de signaux vidéo selon l'invention.

Le signal vidéo d'amplitude variable à l'entrée Ev est appliqué à un amplificateur à gain variable AGV comportant n étages G1 à Gn Le signal à la sortie de l'amplificateur est envoyé à un circuit d'alignement AL dont la sortie constitue la sortie Sv du dispositif.

Ce circuit d'alignement comporte une liaison capacitive par réseau C, R dont la sortie est reliée à la sortie Sv par un étage tampon et de filtrage TF qui comprend un amplificateur GT à fprte impédance d'entrée et un filtre passe-bas FB. Cet étage passe la composante continue du'signal.

La résistance R est connectée à une source de tension fixe Vp1. Par ailleurs, le calage à un niveau fixe du niveau de synchronisation du signal vidéo à la sortie du réseau C, R est assuré par un interrupteur I, connectant une résistance r entre le point commun de R et de C et une source de tension Vp2. Cet interrupteur I est commandé par un comparateur de tension C1 qui compare le signal vidéo de sortie S (sortie Sv ou sortie de la liaison C, R) au potentiel de la masse.

Le signal vidéo sur la sortie Sv est envoyé à un circuit de commande automatique de gain CÀG qui fournit les signaux de commande des gains des étages G1 à Gn de l'amplificateur AGV. Le dispositif ainsi constitué a une structure de boucle d'asservissement dont l'objet est la régulation du niveau vidéo de sortie. Le circuit CAG comprend un capteur de niveau de suppression équipé d'un comparateur de tension C2 qui compare, à une tension de référence VR, le signal vidéo de la sortie Sv, éventuellement reçu à travers un réseau y, p ayant une faible constante de temps par rapport à la période de ligne T.

Le signal logique fourni par le comparateur C2 est envoyé à un intégrateur In présentant, éventuellement, deux constantes de temps différentes selon l'état du signal logique, ceci pour remedier à la dissymétrie des durées des deux états lorsque la boucle de régulation a rallie sa consigne. Ces.deux constantes sont fournies par un dispositif Ct à l'entrée de l'intégrateur, dispositif schématisé ici par deux diodes supposées idéales. Une valeur de polarisation V0 est fournie à l'intégrateur comme on le verra ultérieurement, pour recentrer autour de zéro le fonctionnement du capteur. La présence de 1 'intégrateur permet théoriquement de ramener à zéro l'erreur de la régulation.

Le signal fourni par 1 'intégrateur sert, par l'intermédiaire d'un ensemble d'étagement Et adaptant les niveaux, à commander le gain des étages G1 à Gn.

La figure 2 représente le schéma de principe du circuit d'alignement proprement dit dans une application où la tension fixe VPi est la tension d'alimentation négative -Vcc du dispositif et où le calage s'effectue sur le potentiel de la masse, avec Vp2 = O et une résistance r négligeable. Le fonctionnement du circuit s'explique aisément à partir des diagrammes de la figure 3.

Le signal vidéo sur l'entrée E d'amplitude VL (figure 2) est représenté sur la figure 3 avec un niveau de synchronisation VD variable dans le temps. Le but du circuit de la figure 2 est de ramener ce niveau de synchronisation, quel que soit VD, à un potentiel fixe, ici égal au potentiel de la masse. Le signal sur la sortie S est représenté sur la figure 3. Sans l'action de l'interrupteur I, on aurait une dérive lente du signal vers la tension -Vcc. Mais, dès que le niveau du signal tombe en dessous de zéro, pendant les impulsions de synchronisation de ligne, le comparateur C1 fournit un signal u de niveau logique 1 qui commande la fermeture de l'-interrupteur I et ramène donc le potentiel de la masse sur la sortie S.Comme on le voit sur la figure 3, pendant toute la durée de l'impulsion de synchronisation, l'interrupteur I va se fermer et s'ouvrir à une fréquence dépendant des caractéristiques des divers composants du circuit, de façon à maintenir le niveau de synchronisation autour du potentiel zéro, à une oscillation de très faible amplitude près.

Il peut se faire que cette oscillation soit considérée comme gênante dans certains cas, par exemple à cause des parasites engendrés ou en cas de présence d'un canal de son superposé au signal vidéo (modulation d'une porteuse placée au-dessus du spectre vidéo).

On peut alors utiliser la variante de la figure 4. Dans cette variante, on suppose que le comparateur C1 est un comparateur à sortie en collecteur ouvert, c'est-à-dire que, lorsque le signal sur la sortie S est supérieur au niveau zéro, le transistor de sortie du comparateur est conducteur et applique à la sortie, soit le potentiel de la massue, soit même le potentiel de l'alimentation négative du comparateur suivant le montage adopte, et lorsque le signal ourla sortie S est inférieur au niveau zéro, le transistor de sortie est bloqué, laissant la sortie du comparateur ouverte.

La charge du condensateur C s'effectue, pendant les impulsions de synchronisation, non plus à travers un interrupteur I mais à travers deux résistances R' et R", de somme beaucoup plus faible que la resistance R,et une diode D reliées à l'alimentation positive +Vcc. En effet, pendant ces impulsions, le comparateur n'impose aucune tension sur l'anode de la diode D. Les résistances R' et R" sont choisies pour que la recharge du condensateur C puisse s'effectuer en un temps inférieur à la durée de l'impulsion de synchronisation et que le potentiel sur la sortie S ne revienne au niveau fixé que vers la fin de l'impulsion de synchronisation ligne, ce qui évite les oscillations.

En dehors des impulsions de synchronisation, le signal sur la sortie S etant supérieur au potentiel de-la masse, le comparateur Ci impose sur l'anode de la diode D le potentiel de la masse ou celui de l'alimentation négative, ce qui bloque la diode D.

On pourrait utiliser la même variante avec un comparateur à sortie basse impédance en supprimant la diode D et la résistance R" et en jouant sur les valeurs des résistances R et R'.

La figure 5 représente un schéma du principe du capteur de niveau de suppression et du circuit d'élaboration du signal de commande de gain uc de la boucle CAG. Le signal vidéo sur la sortie Sv est envoyé à un comparateur C2 servant de capteur, à travers un réseau résistance-capacité y, p à faible constante de temps vis-à-vis de la période de répétition ligne. L'autre entrée du comparateur reçoit une tension de référence VR qui constitue la consigne de l'asservissement. Le signal de sortie v du comparateur est intégré par l'intégrateur In pour élaborer la loi de commande du gain.La commande uc est ainsi l'intégrale du signal v diminué de la tension constante VO (figure 1), c'est-à-dire l'intégrale de la valeur moyenne < v > du signal v sur un grand nombre de périodes de ligne (0 T) diminuée de la valeur VO. Le rôle de la valeur Vg est explicité ci-après.

La figure 6 représente le signal sur la sortie Sv du dispositif selon l'invention. Son niveau est compris entre 0 (niveau de synchronisation) etl V (niveau de blanc) lorsqu'il est calibre. Le principe de base du système consiste à choisir comme. tension de référence VR du comparateur C2 la valeur du niveau de suppression pour un signal convenablement calibre sur la sortie Sv, c'est-à-dire ici 0,3 V.

Ceci permet de mettre à profit le rapport cyclique connu a priori des impulsions de synchronisation du signal vidéo. En effet, on voit sur la figure 6 que,si l'amplitude du signal vidéo est trop grande, la durée, pendant laquelle le signal v de sortie du comparateur C2 est au niveau logique 1 lors de chaque ligne, est de kgT, kg étant un nombre inferieur à 1 déterminé par la durée des impulsions de synchronisation relativement à la période de ligne T. Par contre, lorsque l'amplitude du signal video est trop faible, le niveau de suppression est inférieur à 0,3. V et la durée pendant laquelle le signal v est au niveau logique 1 est plus petite ou égale à k1T selon le contenu du signal de luminance.

Dans le cas de la figure 6, cette durée est égale à k1T car on a considéré le cas d'une plage blanche (signal utile maximum pendant toute la durée de la ligne).

On a représenté sur la figure 7 un diagramme donnant la valeur moyenne < v > de la sortie du capteur en fonction de l'amplitude crête du signal vidéo sur la sortie Sv. Lorsque cette amplitude est inférieure à 0,3 V, le signal < v > a une valeur nulle. Lorsque cette amplitude devient supérieure à 0,3 V, le signal < v > prend, soit immédiatement la valeur k1 si on a une plage blanche, soit une valeur quelconque à l'intérieur du rectangle hachuré de la figure 7 selon le contenu du signal de luminance. Le signal < v > croit jusqu'à la valeur k1 quand l'amplitude crête croit jusqu'à 1 V, ceci selon une courbe quelconque monotone telle que la courbe A.Pour obtenir un signal d'erreur pour l'asservissement du gain, il faut donc décaler la sortie-du capteur d'une valeur constante k prise entre les valeurs k1 et kg, par exemple
k1 + k0 la valeur moyenne 1 2 . Ceci est réalise grâce à la tension de polarisation VO qui est fournie à l'intégrateur In, comme on le voit sur la figure 1. Le signal d'erreur est donc la différence entre la valeur moyenne < v > de la sortie du capteur et la valeur VO, image de la valeur k. La commande uc est l'intégrale de ce signal d'erreur, elle augmente ou diminue suivant le signe de l'erreur.En réalité, on voit donc que 1 'intégrateur In réalise plusieurs opérations à la fois, à savoir : le calcul de la valeur moyenne < v > , le décalage d'une valeur VO et l'intégration du signal d'erreur pour fournir la commande uc.

A l'équilibre, c'est-à-dire lorsque le signal vidéo rallie la consigne de l'asservissement, le signal logique en sortie du comparateur C2 présente des alternances fortement dissymétriques. Pour compenser cette dissymetrie lors de l'intégration, on peut prévoir deux constantes de temps différentes pour l'intégration selon la polarité du signal logique v.

D'autre part, il est prévu un réseau y, Ç pour appliquer le signal vidéo au comparateur C2. Sa faible constante de temps permet d'éliminer les composantes spectrales à haute fréquence (throminance, son), d'absorber les parasites éventuels sur le niveau de suppression et surtout de réduire le gain du capteur autour de la valeur de consigne à une valeur finie, au bénéfice de la stabilité mais en sacrifiant un peu de précision. En choisissant convenablement y et p, on peut ralentir les fronts des impulsions de synchronisation et même aller jusqu'à une valeur voisine de 1 pour le signal < v > , comme le montre la courbe B en pointillé sur la figure 7.

Le fonctionnement du dispositif de conditionnement selon l'invention ayant été ainsi expliqué, on a représenté sur la figure 8 un mode de realisation possible. Les blocs principaux entourés de tirets ou de pointillés portent les mêmes références que sur la figure 1.

L'amplificateur à gain variable AGV est constitué de deux étages dont le premier est un atténuateur variable comprenant la résistance R1 et le transistor à effet de champ Q4 fonctionnant en résistance variable commandée. Le second étage comprend l'amplificateur vidéo différentiel Al dont le gain est commandé par la résistance variable extérieure montée en contre-réaction et formée par le transistor à effet de champ Q5, le gain croissant lorsque la resistance du transistor Q5 décroit, c'est-à-dire lorsque la tension grille-source du transistor Q5 devient moins négative.

Le circuit d'alignement AL comprend la liaison par réseau C, R, les résistances R' et R" et la diode D contrôlées par le comparateur A2 selon la variante de la figure 4 et l'étage tampon et de filtrage TF comportant les transistors Q1 et Q2. Un filtre passe-bas du deuxième ordre est constitue autour de l'étage tampon Q1, Q2 par les éléments rl, r2, C1 et C2.

Le circuit de commande automatique de gain comprend le comparateur A3, l'intégrateur A4 et le circuit d'étagement AS fournissant le signal de commande du transistor Q4 à partir du signal de commande du transistor Q5.

La tension de référence de 0,3 V pour le comparateur A3 est fournie par le réseau formé des résistances R2 à ,R5 en série et de la diode Zener Z.

Pour obtenir les deux constantes de temps différentes pour l'intégrateur A4, on met à profit le fait que le comparateur A3 a une sortie à collecteur ouvert. Cette sortie est reliée à l'entrée de 1 'intégrateur A4 par une résistance R6. Une seconde resistance R7 est montée entre l'entrée de l'intégrateur A4 et la masse. Ainsi, la constante de temps d'intégration inclut les résistances R6 et R7 lorsque le comparateur a son transistor de sortie conducteur et, seulement, la resistance R7 lorsque ce transistor de sortie est bloqué (sortie ouverte).

La tension de polarisation VO pour l'intégrateur est fournie sur l'entrée non inverseuse de l'intégrateur A4 par le montage des résistances R8, R9 et du condensateur C3.

Le signal video de la sortie Sv est appliqué sur l'entrée inverseuse du comparateur A3 et la sortie de celui-ci est reliée à l'entrée inverseuse de 1 'intégrateur A4 de façon que les tensions de commande des transistors Q4 et Q5 varient dans le sens convenable pour le réglage du gain de l'amplificateur AGV.

Pour accélérer la réponse du dispositif lors de la saturation, il est en outre prévu un transistor Q3. Le transistor Q3 a son émetteur relié à la sortie émetteur du transistor Q1 et son collecteur relié à l'entrée inverseuse de l'intégrateur A4. Sa base reçoit une tension de consigne égale à 1,5 V prélevée sur le réseau R2 à R5, Z, entre les résistances R3 et R4. Le transistor Q3 conduit lorsque l'amplitude du signal vidéo est trop forte (niveau supérieur à 1,5 V sur la sortie du transistor Q1), ce qui décale brusquement l'entrée inverseuse de l'intêgrateur A4. Ceci a pour effet d'accélérer la diminution du gain de l'amplificateur AGV.

D'autre part, une diode D1 est connectée entre la sortie Sv et la masse, la cathode étant. reliée à la sortie Sv. La diode D1 devient conductrice dès que le niveau sur la sortie Sv est inférieur à la valeur de la chute de tension en direct de la diode, par exemple inférieur à environ - 0,7 V.

On a ainsi, avec le transistor Q3 et la diode D1 un cadrage automatique du signal video entre + 1,5 V et - 0,7 V qui vient coopérer avec le circuit de commande automatique de gain CAG.

Un dispositif de conditionnement de signaux.vidéo du type représenté sur la figure 8 peut être utilisé, par exemple, pour des amplificateurs-répéteurs de liaison vidéo sur câble coaxial, pour des recepteurs de liaison vidéo par fibre optique ou pour la calibration des signaux vidéo pour la commutation spatiale à large bande. Il est particulièrement simple de réalisation et d'emploi puisqu'il est compatible avec tout système de fourniture de signaux vidéo banalisé.

Bien entendu, l'exemple de réalisation décrit n'est nullement limitatif de l'invention.

Claims (7)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de conditionnement de signaux vidéo de transmission d'images comportant un amplificateur à gain variable amplifiant le signal vidéo reçu par le dispositif, un circuit d'alignement connecté à la sortie de l'amplificateur à gain variable et fournissant les signaux de sortie du dispositif et un circuit de commande automatique de gain connecté à la sortie du circuit d'alignement pour commander le gain de l'amplificateur, caractérisé en ce que ledit circuit de commande automatique de gain (CAG) comprend des premiers moyens (C2, y, p, VR

A3, R2 à R5, Z) pour comparer à chaque instant le niveau du signal vidéo de sortie (Sv) du dispositif à un niveau de référence (VR), égal au niveau de suppression du signal vidéo calibré que l'on désire obtenir en sortie du dispositif, et des seconds moyens (In, VO, Ct, Et ;A4,

A5, R6 à R9, C3) pour élaborer et mettre en forme des signaux de commande du gain dudit amplificateur (AGV ; R1, Q4, Al, Q5) à partir du signal logique fourni par lesdits premiers moyens et de ses variations dans le temps.

2. Dispositif de conditionnement selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits premiers moyens (C2, y, p, VR ; A3, R2 à

R5, Z) comprennent un comparateur de tension (C2 ; A3) dont une entrée reçoit le niveau de référence (VR) et dont l'autre entrée reçoit le signal vidéo de sortie du dispositif, de préférence par l'intermédiaire d'un circuit résistance-capacité (p, y) dont la constante de temps est choisie petite vis-à-vis de la période de répétition ligne (T) du signal vidéo, et en ce que lesdits seconds moyens (In, Vg, Ct, Et ; A4,

A5, R6 à R9, C3) comprennent un intégrateur (In, VO ;A4, R8, R9, C3) effectuant l'intégration de la différence entre un niveau fixe approprié (VO) et le signal logique fourni par les premiers moyens avec une constante de temps beaucoup plus grande que la période de répétition

ligne et des étages (Et ; A5) d'adaptation de niveau connectés à la

sortie de l'intégrateur pour commander les divers étages dudit amplificateur à gain variable (AGV ; R1, Q4, Al, Q5).

3. Dispositif de conditionnement selon la revendication 2,

caractérisé en ce que ledit intégrateur est associé à un circuit (Ct

R6, R7) de commutation de constante de temps définissant le fonction

nement de 1 'intégrateur avec deux constantes de temps différentes

suivant l'état du signal logique issu du comparateur (C2 ; A3).

4. Dispositif de conditionnement selon la revendication 3, caractérisé en ce que, le comparateur (A3) ayant une sortie à collecteur ouvert, ledit circuit de commutation de constante de temps comprend une première résistance (R6) en série entre cette sortie à collecteur ouvert et l'entrée d'un amplificateur opérationnel monté en intégrateur (A4), et une second résistance (R7), montée entre ladite entrée et la masse, et en ce qu'il est prévu un circuit de polarisation (C3, R8, R9) appliquant un niveau fixe (VO) à l'autre entrée de l'amplificateur monté en intégrateur.

5. Dispositif de conditionnement selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit circuit d'alignement comprend une liaison par réseau résistance-capacite (R, C) à forte constante de temps, un circuit (C1, I ; C'15 R', R", D ; A2, Q6) de verrouillage à un potentiel de référence (Vp2 ; masse), par commutation d'une source de tension, du signal à la sortie du réseau pendant les impulsions de synchronisation de ligne et un étage tampon et de filtrage (TF ; Q1, Q2, C1, C2, rl, r2) connecté entre la sortie du réseau et la sortie (Sv) du dispositif de conditionnement.

6. Dispositif de conditionnement selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit circuit de verrouillage comprend un interrupteur (I ; Q6) connecté entre la sortie de la liaison par reseau (R, C) et la masse et un comparateur de tension (C1 ; A2) comparant la tension de sortie de la liaison à la masse et fournissant la tension de commande de l'interrupteur.

7. Dispositif de conditionnement selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit circuit de verrouillage comprend une diode (D), en série entre deux résistances (R', R"), entre la sortie de la liaison par réseau (R, C) et la tension positive d'alimentation (+Vcç; la résistance (R) du réseau étant reliée à la tension négative d'alimentation (-Vcc), et un comparateur de tension (C'1) à sortie en collecteur ouvert, comparant la tension de sortie de la liaison par réseau à la masse et dont la sortie est reliée à l'anode de a diode (D).