FR2586872A1 - Monolithic microwave frequency/radio frequency converter - Google Patents
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Abstract
Description
L'invention est relative à un convertisseur hyperfréquence-radiofréquence monolithique. The invention relates to a monolithic microwave-radiofrequency converter.
Au cours de ces dernières années, des moyens d'études et recherches importants ont été mis en oeuvre dans le but de développer une tête de réception de télécommunication par satellite à faible coût destinée au marché grand public. In recent years, significant study and research resources have been implemented with the aim of developing a low-cost satellite telecommunications reception head intended for the general public market.
On peut citer par exemple le mémoire de
P.F. COMBES, J. GRAFFEUIL et J.E. SAUTEREAU pages 190193 intitulé Composants, dispositifs et circuits actifs micro-ondes, édité par DUNOD UNIVERSITE - PARIS.We can cite for example the thesis of
PF COMBES, J. GRAFFEUIL and JE SAUTEREAU pages 190193 entitled Active microwave components, devices and circuits, edited by DUNOD UNIVERSITE - PARIS.
La tête de réception décrite dans le document comprend, sur un meme substrat de Ga-As, un oscillateur local fonctionnant à une fréquence de l'ordre de 12 GHz, un amplificateur tampon et un mélangeur assurant la transposition à 1 GHz environ du signal en provenance de l'antenne de réception. Cependant, les circuits de polarisation, de stabilisation par résonateur diélectrique, d'amplification et de filtrage ne sont pas intégrés sur ce m & e substrat, ce qui bien entendu a pour conséquence une multiplication des opérations d'assemblage des composants hybrides discrets et une augmentation correspondante des coûts. The reception head described in the document comprises, on the same Ga-As substrate, a local oscillator operating at a frequency of the order of 12 GHz, a buffer amplifier and a mixer ensuring the transposition to approximately 1 GHz of the signal into from the receiving antenna. However, the bias, stabilization by dielectric resonator, amplification and filtering circuits are not integrated on this m & e substrate, which of course has the consequence of increasing the assembly operations of the discrete hybrid components and a corresponding increase in costs.
La présente invention a pour but de remédier aux inconvénients précités par la mise en oeuvre d'un convertisseur hyperfréquence-radiofréquence et donc d'une tête de réception de télécommunication par satellite entièrement monolithique. The present invention aims to remedy the aforementioned drawbacks by the use of a microwave-radiofrequency converter and therefore of a completely monolithic satellite telecommunications reception head.
Un autre objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'une tête de réception monolithique de télécommunication par satellite pour laquelle un très grand degré de reproductibilité et de fiabilité des performances peut être atteint en raison de l'int6- gration totale des fonctions de filtrage, amplification, mélange, génération de l'oscillateur local, polarisation des transistors. Another object of the present invention is the implementation of a monolithic satellite telecommunication reception head for which a very high degree of reproducibility and reliability of performance can be achieved due to the total integration of the functions. filtering, amplification, mixing, generation of the local oscillator, polarization of the transistors.
Le convertisseur hyperfréquence-radiofréquence monolithique objet de l'invention est remarquable en ce qu'il comprend en cascade au moins deux étages de changement de fréquence constitués par un filtre permettant la transmission du signal à transposer à une première entrée d'un mélangeur, la deuxième entrée du mélangeur étant connectée à un oscillateur local piézo-électrique monolithique directement ou par l'intermédiaire de circuits multiplicateurs de fréquence, chacun des filtres constitutifs d'un étage de changement de fréquence étant constitué par un filtre à faible pente d'atténuation. The monolithic microwave-radiofrequency converter object of the invention is remarkable in that it comprises in cascade at least two frequency change stages constituted by a filter allowing the transmission of the signal to be transposed to a first input of a mixer, the second input of the mixer being connected to a local piezoelectric monolithic oscillator directly or by means of frequency multiplier circuits, each of the filters constituting a frequency change stage being constituted by a filter with a low attenuation slope.
L'invention trouve application à la réalisation de têtes de réception de télécommunication par satellite notamment ainsi que dans tout circuit hyperfréquence. The invention finds application in the production of satellite telecommunication reception heads in particular as well as in any microwave circuit.
Elle sera mieux comprise à la lecture de la description et à l'observation des dessins ciaprès dans lesquels :
la figure la représente un schéma synoptique du convertisseur hyperfréquence-radiofréquence objet de l'invention,
la figure lb représente un mode de réalisation particulier de convertisseur conforme au schéma général de la figure la,
les figures 2a et 2b représentent un mode de réalisation avantageux d'un détail de réalisation du convertisseur hyperfréquence-radiofréquence selon l'invention.It will be better understood on reading the description and on observing the following drawings in which:
FIG. 1a represents a block diagram of the microwave-radiofrequency converter object of the invention,
FIG. 1B represents a particular embodiment of converter in accordance with the general diagram of FIG.
FIGS. 2a and 2b show an advantageous embodiment of a detail of embodiment of the microwave-radiofrequency converter according to the invention.
Ainsi qu'il apparaît en figure la, le convertisseur hyperfréquence-radiofréquence monolithique objet de l'invention comprend en cascade au moins deux étages de changement de fréquence. Sur la figure la, les étages de changement de fréquence sont notés Eîj
Ei, En. Les étages de changement de fréquence sont cons titués par un filtre respectivement noté 10 pour le premier étage de changement de fréquence El, io pour l'étage de changement de fréquence d'ordre Ei, et no pour l'étage de changement de fréquence d'ordre En.As it appears in FIG. 1 a, the monolithic microwave-radio frequency converter object of the invention comprises in cascade at least two stages of frequency change. In figure la, the frequency change stages are denoted Eîj
Ei, En. The frequency change stages are constituted by a filter respectively denoted 10 for the first frequency change stage El, io for the frequency change stage of order Ei, and no for the frequency change stage d 'order In.
Chaque filtre permet la transmission du signal à transposer à une première entrée d'un mélangeur respective ment noté pour chaque étage de changement de fréquence 11, il, nl. Par signal à transposer, on comprendra bien entendu qu'il s'agit à l'entrée du premier étage de changement de fréquence El du signal de fréquence fo sur l'antenne par exemple, du signal délivré par le premier étage de changement de fréquence El au deuxième étage de changement de fréquence E2(en particulier Ei)et ainsi de suite les étages de changement de fréquence étant connectés en cascade.La deuxième entrée de chaque mé- langeur 11, il, n1 est connectée à un oscillateur local piézo-électrique 2 monolithique directement ou par l'intermédiaire de circuits multiplicateurs de fréquence notés sur la figure la Mo, Mi, Mn. Relativement à l'étage de changement de fréquence Ei, le multiplicateur
Mi n'est pas représenté, la connexion étant considérée directe entre l'oscillateur local 2 et l'étage de changement de fréquence Ei ou autrement dit le facteur multiplicateur pouvant entre considéré comme égal à 1.Each filter allows the transmission of the signal to be transposed to a first input of a respective mixer noted for each frequency change stage 11, il, nl. By signal to be transposed, it will of course be understood that it is at the input of the first frequency change stage El of the frequency signal fo on the antenna for example, of the signal delivered by the first frequency change stage El at the second frequency change stage E2 (in particular Ei) and so on, the frequency change stages being connected in cascade. The second input of each mixer 11, it, n1 is connected to a local piezo oscillator. electric 2 monolithic directly or through frequency multiplier circuits noted in the figure la Mo, Mi, Mn. Relative to the frequency change stage Ei, the multiplier
Mi is not shown, the connection being considered direct between the local oscillator 2 and the frequency change stage Ei or in other words the multiplying factor which can between considered to be equal to 1.
En outre, conformément à l'invention, chacun des filtres 10, io, no constitutifs d'un étage de changement de fréquence El, Ei, En est constitué par un filtre à faible pente d'atténuation. Furthermore, in accordance with the invention, each of the filters 10, io, no constituting a frequency change stage El, Ei, En consists of a filter with a low attenuation slope.
Ainsi, conformément à l'invention, l'oscillateur local piézo-électrique 2 est un résonateur piézoélectrique du type quartz par exemple susceptible d'être intégré. Thus, in accordance with the invention, the local piezoelectric oscillator 2 is a piezoelectric resonator of the quartz type, for example capable of being integrated.
De tels oscillateurs ont été décrits notamment dans l'article de M. Driscoll et S.V. Such oscillators have been described in particular in the article by M. Driscoll and S.V.
Krishnaswamy intitulé UHF FILM RESONATOR EVALUATION
AND RESONATOR-CONTROLLED OSCILLATOR AND FILTER DESIGN
USING COMPUTER-AIDED DESIGN TECHNIQUES et publié dans la Revue IEEE MTT-S Digest pages 239 à 342 - 1985.Krishnaswamy titled UHF FILM RESONATOR EVALUATION
AND RESONATOR-CONTROLLED OSCILLATOR AND FILTER DESIGN
USING COMPUTER-AIDED DESIGN TECHNIQUES and published in the IEEE MTT-S Digest Journal pages 239 to 342 - 1985.
Conformément à l'invention, chacun des filtres constitutifs d'un étage de changement defréquence est constitué par un filtre à faible pente d'atténuation ou tout au moins, par un filtre dont le produit raideur de pente par fréquence de travail est divisé dans un rapport 5 à 6 par rapport à la valeur correspondante du filtre utilisé dans le cas de la conversion directe. Dans le cas de ce dernier mode opératoire, la raideur de pente du filtre doit être de l'ordre de 40-dB/GHz pour un seul filtre dont la fréquence de travail est de l'ordre de 1OGHz. Cette dernière caractéristique selon laquelle chaque filtre présente un produit raideur de pente par fréquence de travail très inférieur à celui des filtres utilisés en conversion directe permet d'assurer l'intégration possible de tout l'ensemble de filtrage. According to the invention, each of the filters constituting a frequency change stage is constituted by a filter with a low attenuation slope or at least, by a filter whose steepness product by working frequency is divided into a ratio 5 to 6 compared to the corresponding value of the filter used in the case of direct conversion. In the case of the latter operating mode, the steepness of the filter slope must be of the order of 40-dB / GHz for a single filter whose working frequency is of the order of 1OGHz. This last characteristic according to which each filter has a product steepness of slope per working frequency much lower than that of the filters used in direct conversion makes it possible to ensure the possible integration of the whole filtering assembly.
Bien entendu le filtrage est de préférence constitué par un filtre de type filtre actif, ce qui permet en outre de masquer la figure de bruit des mélangeurs en produisant le niveau d'amplification nécessaire. Of course the filtering is preferably constituted by a filter of the active filter type, which also makes it possible to mask the noise figure of the mixers by producing the necessary level of amplification.
L'ensemble des mesures précitées, par l'utilisation notamment de la conversion multiple, permet en levant les caractéristiques serrées du filtre d'entrée de rendre notamment les filtres intégrables dans l'état actuel de la technologie des circuits intégrés sur cristal semi-isolant d'arséniure de galium. All of the aforementioned measures, in particular by the use of multiple conversion, by lifting the tight characteristics of the input filter, in particular make the filters integrable in the current state of technology of integrated circuits on semi-insulating crystal. of galium arsenide.
Un mode de réalisation du convertisseur hyperfréquence-radiofréquence objet de l'invention sera maintenant décrit dans le cas avantageux non limitatif tel que représenté en figure lb dans lequel deux étages de changement de fréquence notés E1 et E2 sont utilisés. An embodiment of the microwave-radiofrequency converter object of the invention will now be described in the non-limiting advantageous case as shown in FIG. 1b in which two stages of frequency change denoted E1 and E2 are used.
Dans ce cas, le signal hyperfréquence est reçu sur l'antenne ayant une fréquence fo et le signal radiofréquence à obtenir une fréquence dite fréquence intermédiaire fi,le signal délivré par l'oscillateur local 2 est délivré au premier étage de changement de fréquence El par l'intermédiaire de deux circuits multiplicateurs notés sur la figure lb Ml et M2. Les circuits multiplicateurs M1 et M2 sont des circuits mul tiplicateurs de fréquence en cascade. Le signal délivré par l'oscillateur local 2, de fréquence fosc est délivré au deuxième étage de changement de fréquence 22 par l'intermédiaire du deuxième circuit multiplicateur de fréquence noté M2.L'oscillateur local délivre un fo - fi signal de fréquence fosc égal à fosc = fo - fi
+nln2+n2 où nl et n2 représentent les facteurs de multiplication des premier et deuxième multiplicateurs de fréquence M1 et M2.In this case, the microwave signal is received on the antenna having a frequency fo and the radiofrequency signal to obtain a frequency called intermediate frequency fi, the signal delivered by the local oscillator 2 is delivered to the first frequency change stage El by through two multiplier circuits noted in Figure lb Ml and M2. The multiplier circuits M1 and M2 are cascade frequency multiplier circuits. The signal delivered by the local oscillator 2, of frequency fosc is delivered to the second frequency change stage 22 via the second frequency multiplier circuit denoted M2. The local oscillator delivers a fo - fi signal of equal frequency fosc at fosc = fo - fi
+ nln2 + n2 where nl and n2 represent the multiplication factors of the first and second frequency multipliers M1 and M2.
De préférence, mais de façon non limitative, et conformément à l'objet de l'invention, la fréquence fosc de l'oscillateur local 2 peut être choisie voisine de la fréquence du signal radiofréquence à obtenir après conversion. Le signal hyperfréquence de fréquence fo ayant par exemple une fréquence de 12 GHz, le signal délivré par l'oscillateur à quartz a une fréquence de 1,5 GHz et les multiplicateurs de fréquence successifs sont des multiplicateurs de fréquence par deux. Preferably, but not limited to, and in accordance with the object of the invention, the frequency fosc of the local oscillator 2 can be chosen to be close to the frequency of the radiofrequency signal to be obtained after conversion. The microwave signal of frequency fo having for example a frequency of 12 GHz, the signal delivered by the quartz oscillator has a frequency of 1.5 GHz and the successive frequency multipliers are frequency multipliers by two.
Le premier filtre ou filtre du premier étage de changement de fréquence El est un filtre passebande dont la fréquence de coupure basse fcb est voisine de 10 GHz et dont la pente d'atténuation est de 8dB/GHZ. The first filter or filter of the first frequency change stage E1 is a passband filter whose low cut-off frequency fcb is close to 10 GHz and whose attenuation slope is 8 dB / GHZ.
Le deuxième filtre ou filtre 20 assurant la liaison entre la sortie du premier étage mélangeur El et la première entrée du mélangeur 21 du deuxième étage mélangeur E2 est un filtre passe-bande dont la fréquence de coupure basse est comprise entre 3 et 4 GHz et dont la pente d'atténuation est de 20 dB/GHz. Les filtres utilisés conformément à la présente invention peuvent être des filtres intégrables, des filtres actifs tels que décrits dans la publication IEEE MTT-S
Digest pages 273 à 276 publiée en 1985 intitulée
DISTRIBUTED MICROWAVE ACTIVE FILTERS WITH GaAs FETs de Christen Rauscher.The second filter or filter 20 ensuring the connection between the output of the first mixer stage E1 and the first input of the mixer 21 of the second mixer stage E2 is a bandpass filter whose low cut-off frequency is between 3 and 4 GHz and whose the attenuation slope is 20 dB / GHz. The filters used in accordance with the present invention can be integrable filters, active filters as described in the publication IEEE MTT-S
Digest pages 273 to 276 published in 1985 entitled
DISTRIBUTED MICROWAVE ACTIVE FILTERS WITH GaAs FETs by Christen Rauscher.
Un mode de réalisation particulièrement avantageux de l'oscillateur à quartz 2 sera maintenant décrit en liaison avec la figure 2. Conformément à cette figure, l'oscillateur à quartz 2 comporte deux transistors à effet de champ 201, 202 montés en mode différence et ayant leur électrode de source chargée par un générateur de courant commun 203. Les électrodes de drain de chaque transistor 201, 202 sont respectivement chargées par une résistance de charge 2010, 2020. Un premier transistor 201 comprend un circuit de réaction constitué par un quartz piézoélectrique noté q connecté entre l'électrode de drain et l'électrode de grille du premier transistor 201. A particularly advantageous embodiment of the quartz oscillator 2 will now be described in conjunction with FIG. 2. In accordance with this figure, the quartz oscillator 2 comprises two field effect transistors 201, 202 mounted in difference mode and having their source electrode charged by a common current generator 203. The drain electrodes of each transistor 201, 202 are respectively charged by a load resistor 2010, 2020. A first transistor 201 comprises a reaction circuit constituted by a piezoelectric quartz noted q connected between the drain electrode and the gate electrode of the first transistor 201.
L'électrode de grille du second transistor 202 est connectée à la tension de référence du dispositif.The gate electrode of the second transistor 202 is connected to the reference voltage of the device.
En outre, l'électrode de grille du premier transistor 201 comprend le circuit de réaction et est reliée à l'électrode de drain du second transistor 202 par une capacité notée Cc destinée à assurer une compensation de la capacité Cp parasite parallèle du circuit de réaction. Sur la figure 2, la capacité parasite Cp a été représentée en trait mixte.In addition, the gate electrode of the first transistor 201 comprises the reaction circuit and is connected to the drain electrode of the second transistor 202 by a capacitor denoted Cc intended to compensate for the parasitic capacitance Cp parallel to the reaction circuit. . In FIG. 2, the stray capacitance Cp has been shown in phantom.
La présence de la capacité parasite Cp de l'ordre de 5 pF en parallèle sur le circuit résonnant équivalent au quartz piézo-électrique q, le circuit résonnant équivalent a été représenté sur la figure 2 par les paramètres résistif rq, inductif
Lq et capacitif Cq, a tendance à masquer le circuit équivalent série au quartz précité , ce qui empêche l1utilisation de celui-ci en rang partiel élevé c'est-d-dire supérieur à 5.The presence of the parasitic capacitance Cp of the order of 5 pF in parallel on the resonant circuit equivalent to piezoelectric quartz q, the equivalent resonant circuit has been represented in FIG. 2 by the resistive parameters rq, inductive
Lq and capacitive Cq, tends to mask the series equivalent circuit to the aforementioned quartz, which prevents the use of the latter in a high partial row, that is to say greater than 5.
Le circuit tel que proposé en figure 2 conformément à la présente invention, utilisant les propriétés d'un inverseur permet de neutraliser cette capacité parasite Cp de manière à ce que le circuit actif d'entretien de ltoscillation ne voie que le circuit résonnant-série , c'est-à-dire le circuit résonnant équivalent au quartz piézo-électrique q. The circuit as proposed in FIG. 2 in accordance with the present invention, using the properties of an inverter enables this parasitic capacitance Cp to be neutralized so that the active oscillation maintenance circuit sees only the resonant-series circuit, that is to say the resonant circuit equivalent to piezoelectric quartz q.
L'ensemble du circuit tel que représenté en figure 2 devant resterintégrable, llinverseur doit être constitué par un transistor, le transistor 202. Ainsi, le circuit représenté en figure 2 constitue en fait un circuit en mode différence de type amplificateur différentiel qui permet de réduire le bruit à modulation de fréquence engendré par la conversion du bruit de modulation d'amplitude à basse fréquence par les non-linéarités du transistor 201.The entire circuit as shown in FIG. 2 must remain integrable, the inverter must be constituted by a transistor, the transistor 202. Thus, the circuit represented in FIG. 2 in fact constitutes a circuit in difference mode of the differential amplifier type which makes it possible to reduce the frequency modulation noise generated by the conversion of the amplitude modulation noise at low frequency by the non-linearities of the transistor 201.
Conformément à l'invention, le circuit proposé non seulement résout le problème de la neutralisation de la capacité parasite Cp mais aussi réduit l'influence du bruit en 1g et permet également de rendre intégrable la capacité de compensation de valeur élevée Cc. According to the invention, the proposed circuit not only solves the problem of neutralizing the stray capacitance Cp but also reduces the influence of noise in 1g and also makes it possible to integrate the high value compensation capacity Cc.
Dans le but de rendre plus facilement intégrable cette dernière capacité de compensation Cc, les résistances de charge 2010 et 2020 des transistors montés en mode différence 201 et 202 peuvent être choisies de façon à avoir des valeurs R et R' différentes. La valeur R de la résistance 2010 du premier transistor est par exemple inférieure à la valeur R' de la résistance 2020 du deuxième transistor 202. In order to make it easier to integrate this latter compensation capacity Cc, the load resistors 2010 and 2020 of the transistors mounted in difference mode 201 and 202 can be chosen so as to have different values R and R '. The value R of the resistance 2010 of the first transistor is for example less than the value R 'of the resistance 2020 of the second transistor 202.
Dans ces conditions, la capacité Cc de compensation est choisie de façon d avoir une valeur proportionnelle au rapport des résistances R et R', valeur telle que Cc = R x Cp . On comprendra ainsi que
O | le choix de cesRv'aleurs permet naturellement de réduire la valeur de la capacité de compensation à ajouter et bien entendu de faciliter l'intégration de celle-ci sur le substrat par réduction de ces dimensions correspondantes.Under these conditions, the compensation capacity Cc is chosen so as to have a value proportional to the ratio of the resistances R and R ', a value such that Cc = R x Cp. We will understand that
O | the choice of cesRv'aleurs naturally makes it possible to reduce the value of the compensation capacity to be added and of course to facilitate its integration on the substrate by reducing these corresponding dimensions.
De préférence, afin d'assurer l'oscillation du montage oscillateur à quartz en mode partiel, c'est-a-dire, en mode partiel de rang 3 ou 5 suivant la fréquence fondamentale obtenue 500 MHz ou 300 M#Z pour produire un signal de fréquence de l'ordre de 1500 MR.z ayant une stabilité requise conformément au mode de réalisation aéja décrit, où deux étages de changement de fréquence sont utilisés, le montage oscillateur tel que représenté en figure 2 comporte en série avec le quartz piézo-électrique q un circuit résonnant-série noté 2011 dont la fréquence de résonance correspond au rang partiel désiré. Preferably, in order to ensure the oscillation of the crystal oscillator assembly in partial mode, that is to say, in partial mode of rank 3 or 5 depending on the fundamental frequency obtained 500 MHz or 300 M # Z to produce a frequency signal of the order of 1500 MR.z having a required stability in accordance with the embodiment already described, where two stages of frequency change are used, the oscillator assembly as represented in FIG. 2 comprises in series with the piezo quartz -electric q a series-resonant circuit noted 2011 whose resonant frequency corresponds to the desired partial rank.
Afin d'obtenir un fonctionnement satisfaisant de l'ensemble du montage oscillateur tel que décrit à la figure 2, notamment dans le cas où le circuit résonnant - surie fonctionne en rang partiel tel que décrit précédemment, il est nécessaire d'obtenir un déphasage voisin de 3600 dans la boucle de contreréaction à la fréquence de résonance série du résonateur. In order to obtain satisfactory operation of the entire oscillator assembly as described in FIG. 2, in particular in the case where the resonant-surie circuit operates in partial row as described above, it is necessary to obtain a neighboring phase shift. 3600 in the feedback loop at the series resonant frequency of the resonator.
Afin d'éviter l'implantation sur le substrat de nou- velles cellules de déphasage telles que par exemple des capacités supplémentaires, il est avantageux, conformément à 1 'invention ,d 'utiliser des transistors dont la longueur de grille est plus grande que 0,5 ssm. Ce choix revient en fait à utiliser un transistor à faibles performances ou tout au moins un transistor dont la fréquence de transition est voisine de la fréquence d'oscillation du quartz. Cette mesure permet de maùière avantageuse de ne pas utiliser de capacités de déphasage supplémentaires. Les transis tors utilisé dans ce but sont constitués par des transistors à effet de champ à longueur de grille de l'ordre de 3 à 4 ssm. In order to avoid the implantation on the substrate of new phase shift cells such as for example additional capacitors, it is advantageous, according to the invention, to use transistors whose gate length is greater than 0 , 5 ssm. This choice amounts in fact to using a low performance transistor or at least a transistor whose transition frequency is close to the oscillation frequency of the quartz. This measure advantageously makes it possible not to use additional phase-shifting capacities. The twisted transis used for this purpose consist of field effect transistors with gate length of the order of 3 to 4 ssm.
Afin d'améliorer la stabilité en fonction de la température de l'oscillateur local, celui-ci ainsi que représenté en figure 2b peut comporter un circuit de régulation de température comprenant à titre d'exemple un amplificateur différentiel noté 300 recevant sur sa borne négative une valeur de référence délivrée par exemple par une diode de type diode Schottky référencée R et sur sa borne positive une tension de consigne C. La tension de consigne C peut correspondre par exemple à une conduction de l'amplificateur#diffé- rentiel pour une température inférieure à 700C. La sortie de l'amplificateur différentiel est reliée à une charge dissipative notée Cd disposée au voisinage du quartz piézo-électrique q et couplée thermiquement à celui-ci en T. Ce circuit de régulation permet donc de stabiliser la température de fonctionnement de l'ensemble et donc la fréquence. Ce circuit est bien entendu totalement intégrable au substrat précité. In order to improve the stability as a function of the temperature of the local oscillator, the latter as shown in FIG. 2b may include a temperature regulation circuit comprising, by way of example, a differential amplifier noted 300 receiving on its negative terminal a reference value delivered for example by a Schottky diode type diode referenced R and on its positive terminal a setpoint voltage C. The setpoint voltage C can correspond for example to a conduction of the differential amplifier # for a temperature less than 700C. The output of the differential amplifier is connected to a dissipative load denoted Cd placed in the vicinity of the piezoelectric quartz q and thermally coupled to it in T. This regulation circuit therefore makes it possible to stabilize the operating temperature of the assembly and therefore the frequency. This circuit can of course be fully integrated into the aforementioned substrate.
On a ainsi décrit un convertisseur hyperfréquence-radiofréquence particulièrement avantageux du fait du choix des solutions adoptées pour la réalisation de ses différents éléments lesquelles permettent de rendre celui-ci totalement intégrable sur une pastille d'arséniure de galium de quelques millimètres carrés. A particularly advantageous microwave-radiofrequency converter has thus been described because of the choice of the solutions adopted for the production of its various elements which make it possible to make it totally integrable on a tablet of galium arsenide of a few square millimeters.
En particulier, le choix du type de résonateur conformément à l'invention, du type quartz piézoélectrique permet un accord fin de la fréquence par usinage laser du dépôt métallique en face avant du substrat. In particular, the choice of the type of resonator according to the invention, of the piezoelectric quartz type allows fine tuning of the frequency by laser machining of the metal deposit on the front face of the substrate.
Claims (11)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8512934A FR2586872A1 (en) | 1985-08-30 | 1985-08-30 | Monolithic microwave frequency/radio frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8512934A FR2586872A1 (en) | 1985-08-30 | 1985-08-30 | Monolithic microwave frequency/radio frequency converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2586872A1 true FR2586872A1 (en) | 1987-03-06 |
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ID=9322502
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| FR8512934A Withdrawn FR2586872A1 (en) | 1985-08-30 | 1985-08-30 | Monolithic microwave frequency/radio frequency converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2586872A1 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5528769A (en) * | 1991-11-18 | 1996-06-18 | Trw Inc. | High electron mobility transistor monolithic integrated circuit receiver |
| FR2765416A1 (en) * | 1997-06-27 | 1998-12-31 | Telecommunications Sa | HF input/output circuits for radio communications receiver/emitter |
| EP0660507B1 (en) * | 1993-12-21 | 2000-03-01 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Local oscillator |
| US7821581B2 (en) | 1998-11-12 | 2010-10-26 | Broadcom Corporation | Fully integrated tuner architecture |
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1985
- 1985-08-30 FR FR8512934A patent/FR2586872A1/en not_active Withdrawn
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