FR2581765A1 - Electromagnetic system for measuring short distances - Google Patents
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Abstract
Description
SYSTEME ELECTRODIAGNETIQUE DE MESURE DE COURTES DISTANCES
La présente invention concerne un système électromagnétique de mesure de courtes distances de type radar, tel que ceux qui sont utilisés comme fusée de proximité å bord des missiles, ou encore de détecteur de proximité à bord d'engins-cibles.ELECTRODIAGNETIC SHORT DISTANCE MEASUREMENT SYSTEM
The present invention relates to an electromagnetic system for measuring short distances of the radar type, such as those which are used as proximity rocket on board missiles, or even as proximity detector on board target vehicles.
Le but de ces radars, de faibles dimensions et poids, est de fournir un signal de présence lorsque le mobile à détecter atteint une distance prédéterminée.The purpose of these radars, of small dimensions and weight, is to provide a presence signal when the mobile to be detected reaches a predetermined distance.
Un mode de réalisation bien connu de ces radars est basé sur 1 ltémission d'une onde électromagnétique continue modulée en fréquence suivant une loi périodique qui peut être sinusoïdale, en "dents de scie", ou triangulaire. En faisant battre au moyen d'un mélangeur le signal émis avec l'écho reçu, on obtient un signal dont la fréquence moyenne est caractéristique de la distance de la cible.A well-known embodiment of these radars is based on the emission of a continuous electromagnetic wave modulated in frequency according to a periodic law which can be sinusoidal, "sawtooth", or triangular. By making the signal transmitted with the received echo beat by means of a mixer, a signal is obtained whose average frequency is characteristic of the distance from the target.
Par exemple, dans le cas d'une modulation lineaire (triangle ou dent de scie), la fréquence de battement est proportionnelle à la distance de la cible.For example, in the case of a linear modulation (triangle or sawtooth), the beat frequency is proportional to the distance from the target.
Pour obtenir un signal de déclenchement lorsque la cible se trouve à une distance donnée, il suffit d'amplifier ce battement et de le filtrer dans un filtre passe-bande accordé sur la fréquence de battement correspondant à la distance choisie. Une détection et une comparaison a un seuil complètent le dispositif.To obtain a trigger signal when the target is at a given distance, it suffices to amplify this beat and to filter it in a bandpass filter tuned to the beat frequency corresponding to the chosen distance. Detection and comparison to a threshold complete the device.
La figure 1 annexée montre schématiquement un tel dispo- sitif connu de l'art antérieur. Dans ce dispositif, un générateur 1 alimente, par l'intermédiaire-d'un circulateur 2, une antenne 3. L'onde émise par l'antenne 3 est modulée au moyen d'un signal (en dents de scie dans l'exemple) issu d'un modulateur 4; Le signal reçu en écho est appliqué à l'une des entrées d'un mélangeur 5 recevant par ailleurs un signal identique à celui qui est émis. Le signal de battement obtenu est amplifié et filtré en 6, détecté en 7 et comparé à un seuil prédéterminé en 8. Le comparateur 8 délivre le signal porteur de l'information recherchée.Figure 1 attached schematically shows such a device known from the prior art. In this device, a generator 1 feeds, via a circulator 2, an antenna 3. The wave emitted by the antenna 3 is modulated by means of a signal (sawtooth in the example ) from a modulator 4; The signal received in echo is applied to one of the inputs of a mixer 5 which also receives a signal identical to that which is transmitted. The beat signal obtained is amplified and filtered at 6, detected at 7 and compared with a predetermined threshold at 8. Comparator 8 delivers the signal carrying the information sought.
L'inconvénient principal de ce dispositif est que, du fait de la structure spectrale du signal de battement, le niveau détecté a' la sortie du filtre passe-bande varie en fonction du retard T de l'écho suivant une loi telle que représentée a' la figure 2, caractérisée par des lobes secondaires de part et d'autre du maximum.The main drawback of this device is that, due to the spectral structure of the beat signal, the level detected at the output of the bandpass filter varies as a function of the delay T of the echo according to a law as shown in FIG. 'Figure 2, characterized by secondary lobes on either side of the maximum.
Comme le niveau reçu dépend aussi de la surface équivalente radar de la cible, dont la valeur est mal connue, on voit que le système est peu précis. En effet, une cible de forte surface radar risque de donner un signal de déclenchement à une distance correspondant à un lobe secondaire, donc plus grande que celle à laquelle le dispositif est réglé, et qui correspond au lobe principal. La présence des lobes secondaires entraîne donc des risques de déclenchement intempestifs d'autant plus grands gue la surface équivalente radar de la cible est mal connue.As the level received also depends on the radar equivalent surface of the target, whose value is poorly known, we can see that the system is not very precise. Indeed, a target with a large radar surface may give a trigger signal at a distance corresponding to a secondary lobe, therefore greater than that at which the device is adjusted, and which corresponds to the main lobe. The presence of the secondary lobes therefore entails risks of untimely triggering which is all the greater since the radar equivalent surface of the target is poorly known.
L'invention permet de s'affranchir de cette cause d'erreur grace à une exploitation particulière du signal de battement.The invention makes it possible to overcome this cause of error by virtue of a particular exploitation of the beat signal.
Conformément à l'invention, au moins deux harmoniques du signal de battement sont isolés et respectivement mélangés aux harmoniques de rang correspondant du signal de modulation. Le traitement des signaux ainsi obtenus permet de mettre en evidence le signal porteur de l'information de distance à mesurer. Avantageusement, le traitement des signaux consiste en une multiplication de l'un par l'autre de façon à obtenir une tension dont la polarité est positive ou négative suivant que le déphasage relatif est ou ou 1800. Mais il est également possible, au lieu de multiplier les signaux entre eux, d'en effectuer la somme avant détection de façon à obtenir un signal de présence de niveau faible en dehors de la zone de détection, lequel signal peut être comparé à un seuil de précision. According to the invention, at least two harmonics of the beat signal are isolated and respectively mixed with the harmonics of corresponding rank of the modulation signal. The processing of the signals thus obtained makes it possible to highlight the signal carrying the distance information to be measured. Advantageously, the processing of the signals consists in a multiplication of one by the other so as to obtain a voltage whose polarity is positive or negative depending on whether the relative phase shift is or or 1800. But it is also possible, instead of multiply the signals between them, to sum them before detection so as to obtain a low level presence signal outside the detection zone, which signal can be compared to a precision threshold.
L'invention sera mieux comprise, et d'autres caractéristiques ressortiront, à la lecture des descriptions d'exemples de réalisation données ci-après et illustrée par les figures jointes dans lesquelles
- la figure 3 représente la fréquence en fonction du
temps d'un signal de modulation
- la figure 4 représente l'amplitude, en fonction du
retard de l'écho, de l'harmonique de rang n du signal
de battement
- la figure 5 représente, de la même manière que la
figure 4, l'amplitude des harmoniques de rang n et
n+l
- la figure 6 représente un exemple de réalisation d'un
système conforme a' l'invention
- les figures 7 et 8 représentent des variantes du
système représenté à la figure 6
- la figure 9 représente, en fonction du retard de
l'écho, le signal obtenu avec le système représenté à
la figure 8. The invention will be better understood, and other characteristics will emerge on reading the descriptions of exemplary embodiments given below and illustrated by the attached figures in which
- Figure 3 shows the frequency as a function of
modulation signal time
- Figure 4 shows the amplitude, depending on the
delay of the echo, of the n harmonic of the signal
beat
- Figure 5 shows, in the same way as the
figure 4, the amplitude of the harmonics of rank n and
n + l
- Figure 6 shows an embodiment of a
system according to the invention
- Figures 7 and 8 show variants of the
system shown in figure 6
- Figure 9 shows, depending on the delay of
the echo, the signal obtained with the system shown at
Figure 8.
Pour comprendre le fonctionnement de l'invention, on remarque que, de même que le signal émis, le signal de battement est périodique, de période T, et possède donc un spectre de~raies équidistantes dont l'écartement est égal à 1.To understand the operation of the invention, it is noted that, like the transmitted signal, the beat signal is periodic, of period T, and therefore has a spectrum of ~ equidistant lines whose spacing is equal to 1.
T
Les raies dominantes de ce spectre sont situées aux alentours de la fréquence moyenne de battement correspondant au retard de l'écho.T
The dominant lines of this spectrum are located around the average beat frequency corresponding to the delay of the echo.
L'amplitude d'une raie particulière, par exemple l'harmonique de rang n de la fréquence de modulation, est donc caractéristique du retard de l'écho.The amplitude of a particular line, for example the harmonic of rank n of the modulation frequency, is therefore characteristic of the delay of the echo.
Dans le cas d'une modulation de l'émission par un signal en dents de scie, d'excursion # F et de période T, tel que celui représenté par le diagramme de la figure 3, on peut montrer que l'amplitude de l'harmonique de rang n de la fréquence de modulation, contenue dans le battement de l'écho avec le signal émis est proportionnelle à un coefficient A n donné par
sin) # (#F # - n)
An = , # désignant le retard de
# (#F# - n) l'écho. In the case of modulation of the emission by a sawtooth signal, of excursion # F and of period T, such as that represented by the diagram of FIG. 3, it can be shown that the amplitude of l harmonic of rank n of the modulation frequency, contained in the beat of the echo with the transmitted signal is proportional to a coefficient A n given by
sin) # (#F # - n)
An =, # designating the delay of
# (# F # - n) the echo.
An est donc maximal pour # F = n
L'amplitude A n varie en fonction de # suivant la fonction sin x , bien connue en théorie du signal, qui
x possède les lobes secondaires déjà signalés. Ces lobes secondaires sont alternativement positifs et négatifs, ce qui correspond à des inversions de phase du battement. An is therefore maximum for # F = n
The amplitude A n varies as a function of # depending on the function sin x, well known in signal theory, which
x has the secondary lobes already reported. These secondary lobes are alternately positive and negative, which corresponds to phase reversals of the beat.
Cette amplitude A n en fonction du retard de l'écho est représentée à la figure 4.This amplitude A n as a function of the delay of the echo is represented in FIG. 4.
L'invention consiste à exploiter à la réception deux harmoniques particuliers du battement, et plus particulièrement leurs amplitudes et leurs phases respectives, ceci permet de s'affranchir des erreurs de mesure dues aux lobes secondaires de la loi de réponse en distancez
Sur la figure 5, on a tracé les courbes de variation des amplitudes des harmoniques de rang n (traits pleins) et n+l (traits pointillés) en fonction du retard T de l'écho.The invention consists in exploiting on reception two particular harmonics of the beat, and more particularly their amplitudes and their respective phases, this makes it possible to overcome measurement errors due to the secondary lobes of the distance response law.
In FIG. 5, the variation curves of the amplitudes of the harmonics of rank n (solid lines) and n + 1 (dotted lines) have been plotted as a function of the delay T of the echo.
On voit que dans toute la région où se trouvent des lobes secondaires, ceux-ci sont de signes opposés pour les deux harmoniques condisérés.We see that throughout the region where there are secondary lobes, these are of opposite signs for the two condensed harmonics.
Les signes sont identiques seulement pour les valeurs de correspondant à la partie commune aux deux lobes principaux des deux courbes (partie hachurée).The signs are identical only for the values of corresponding to the part common to the two main lobes of the two curves (hatched part).
La connaissance du déphasage relatif de ces deux harmoniques permet donc de délimiter parfaitement la zone de détection indépendamment du niveau reçu. La précision peut encore être augmentée en comparant l'amplitude de ces harmoniques au voisinage du point de recoupement
En application de ce principe, le dispositif, objet de l'invention peut être constitué de la façon représentée schématiquement à la figure 6.Knowing the relative phase shift of these two harmonics therefore makes it possible to perfectly delimit the detection zone regardless of the level received. The precision can be further increased by comparing the amplitude of these harmonics in the vicinity of the crossover point.
In application of this principle, the device which is the subject of the invention can be constituted as shown diagrammatically in FIG. 6.
Dans ce dispositif, les éléments analogues à ceux du dispositif antérieur de la figure 1 sont repérés avec les mêmes numéros. C'est ainsi que l'on retrouve le générateur 1 qui alimente, par l'intermédiaire du circulateur 2, une antenne 3 en un signal modulé en fréquence par un modulateur 4. Bien entendu, pour certaines applications, on pourrait utiliser deux antennes, l'une pour l'émission et l'autre pour la réception : ceci permettrait la suppression du circulateur 2.In this device, elements similar to those of the prior device in FIG. 1 are identified with the same numbers. This is how we find the generator 1 which supplies, via the circulator 2, an antenna 3 with a signal modulated in frequency by a modulator 4. Of course, for certain applications, two antennas could be used, one for transmission and the other for reception: this would allow circulator 2 to be deleted.
Ce modulateur 4 délivre la tension de modulation, par exemple une tension en dents de scie de période T et donc de fréquence fm = 1 . Un générateur 9 de fréquences T fournissant la fréquence de modulation m ainsi que ses harmoniques nfm et (n+l)fm , respectivement de rangs n et n+l
Le mélangeur 5 effectue le battement d'une fraction du signal émis avec le signal reçu.This modulator 4 delivers the modulation voltage, for example a sawtooth voltage of period T and therefore of frequency fm = 1. A generator 9 of frequencies T supplying the modulation frequency m as well as its harmonics nfm and (n + l) fm, of ranks n and n + l respectively
The mixer 5 performs the beat of a fraction of the transmitted signal with the received signal.
Conformément à l'invention, deux chaînes d'amplification sélectives 10 et 11 sont accordées sur les harmoniques n et n+l de la fréquence de modulation. Eventuellement, une seule chaine d'amplification commune aux deux harmoniques pourrait être utilisée. Deux mélangeurs, 12 et 13, constitués par exemple de multiplicateurs, ou de démodulateurs en anneau, fournissent les amplitudes des signaux à la fréquence Doppler avec conservation de la phase. Ces mélangeurs sont attaqués, d'une part par les harmoniques reçus, et d'autre part, par les signaux de référence de fréquences nfm et (n+l)fm déduits de la fréquence de modulation par multiplication et issus du générateur 9.According to the invention, two selective amplification chains 10 and 11 are tuned to the harmonics n and n + 1 of the modulation frequency. Optionally, a single amplification chain common to the two harmonics could be used. Two mixers, 12 and 13, consisting for example of multipliers, or ring demodulators, supply the amplitudes of the signals at the Doppler frequency with phase conservation. These mixers are attacked, on the one hand by the harmonics received, and on the other hand, by the reference signals of frequencies nfm and (n + l) fm deduced from the modulation frequency by multiplication and coming from generator 9.
Deux amplificateurs de type basse fréquence, 14 et 15, dont la bande passante est déterminée par la vitesse de déplacement de la cible, de façon à prendre en compte l'effet Doppler en résultant sont placés respectivement à la sortie des mélangeurs 12 et 13.Two amplifiers of the low frequency type, 14 and 15, whose bandwidth is determined by the speed of movement of the target, so as to take account of the resulting Doppler effect are placed respectively at the output of the mixers 12 and 13.
Un multiplicateur 16 faisant fonction de démodulateur d'amplitude et de détecteur de phase reçoit les signaux issus des amplificateurs 14 et 15, la polarité de la tension de sortie est positive ou négative selon que les signaux à l'entrée du multiplicateur sont en phase ou en opposition de phase. Ce multiplicateur est suivi d'un filtre passe-bas 17 et d'un dispositif à seuil 18 dont le niveau est réglé à une valeur positive.A multiplier 16 acting as amplitude demodulator and phase detector receives the signals from amplifiers 14 and 15, the polarity of the output voltage is positive or negative depending on whether the signals at the input of the multiplier are in phase or in phase opposition. This multiplier is followed by a low-pass filter 17 and a threshold device 18, the level of which is adjusted to a positive value.
Si on se réfère à la figure 5, on voit que le dispositif décrit ci-dessus permet de détecter le passage d'une cible à une distance prédéterminée, avec une zone -d'incertitude dont la largeur, exprimée en retard de l'écho, est égale à1.If we refer to FIG. 5, we see that the device described above makes it possible to detect the passage of a target at a predetermined distance, with an area of uncertainty whose width, expressed as a delay of the echo , is equal to 1.
#f
Par exemple, si z f =100 MHz, la zone d'incertitude sera de 10 ns, ce qui correspond à 1,5 m
L'avantage principal du dispositif est que la zone d'incertitude n'est pas augmentée lorsqu'il se produit des fluctuations importantes du niveau reçu.#f
For example, if zf = 100 MHz, the uncertainty zone will be 10 ns, which corresponds to 1.5 m
The main advantage of the device is that the area of uncertainty is not increased when large fluctuations in the received level occur.
Le dispositif de la figure 7 représente une variante de celui de la figure 6. En effet, au cas où la précision obtenue est insuffisante, un dispositif de comparaison des amplitudes des harmoniques peut être ajouté sous forme d'une "voie différence". Un dispositif de soustraction 19 permet de détecter l'égalité des niveaux des deux harmoniques reçus. I1 est avantageux d'effectuer cette soustraction sur les signaux détectés. The device of FIG. 7 represents a variant of that of FIG. 6. In fact, if the precision obtained is insufficient, a device for comparing the amplitudes of the harmonics can be added in the form of a "difference channel". A subtraction device 19 makes it possible to detect the equality of the levels of the two harmonics received. It is advantageous to perform this subtraction on the detected signals.
Une logique de décision 20 indique le passage de la cible à la distance correspondant au recoupement des courbes (voir figure 5) lorsque l'on a simultanément - annulation du signal de la voie différence, - dépassement du seuil positif de la voie produit.Decision logic 20 indicates the passage of the target at the distance corresponding to the overlapping of the curves (see FIG. 5) when there is simultaneously - cancellation of the signal of the difference channel, - exceeding of the positive threshold of the product channel.
Une autre amélioration possible consiste à utiliser un contrôle automatique de gain (C.A.G.) pour compenser les variations d'amplitude de l'écho reçu.Another possible improvement consists in using an automatic gain control (C.A.G.) to compensate for the variations in amplitude of the received echo.
Il est particulièrement avantageux de commander le gain de la chaîne de réception à partir de la voie produit uniquement lorsqu'elle délivre une tension négative, c'est-à-dire lorsque la cible se trouve à une distance correspondant aux lobes secondaires. De cette façon, le gain se trouve réglé à une valeur telle que, lorsque la cible se trouve à la distance correspondant au lobe principal, le niveau du signal de la voie produit atteint une valeur maximale dépendant peu du niveau reçu. On peut alors régler correctement le seuil de détection, par exemple à la moitié de la valeur maximale attendue du signal. On obtient ainsi une faible probabilité de fausse alarme due au bruit, une bonne probabilité de détection, ainsi qu'une bonne précision.It is particularly advantageous to control the gain of the reception chain from the product channel only when it delivers a negative voltage, that is to say when the target is at a distance corresponding to the secondary lobes. In this way, the gain is adjusted to a value such that, when the target is at the distance corresponding to the main lobe, the signal level of the produced channel reaches a maximum value depending little on the received level. The detection threshold can then be correctly adjusted, for example to half the maximum expected value of the signal. This gives a low probability of false alarm due to noise, a good probability of detection, as well as good accuracy.
Outre l'utilisation du produit ou de la différence des harmoniques précédemment décrite, il peut être envisagé d'en effectuer la somme au moyen d'un additionneur 21 comme indiqué sur la figure 8. Comme les lobes secondaires des courbes de réponse en distance de ces harmoniques sont en opposition de phase, on obtient ainsi une courbe de réponse avec des lobes secondaires particulièrement faibles, comme cela est illustré par la figure 9. Cette voie somme peut être exploitée à la place ou en complément de la voie produit lorsqu'il y a un risque de présence de cibles multiples proches les unes des autres. En effet, dans ce cas, la voie produit peut donner des réponses parasites dues à des produits croisés indésirables.In addition to the use of the product or of the difference in harmonics previously described, it can be envisaged to sum it by means of an adder 21 as indicated in FIG. 8. As the secondary lobes of the response curves in distance from these harmonics are in phase opposition, thus obtaining a response curve with particularly weak secondary lobes, as illustrated by FIG. 9. This sum channel can be used instead of or in addition to the channel produced when it there is a risk of having multiple targets close to each other. Indeed, in this case, the product route can give parasitic responses due to undesirable cross products.
La description de l'invention ci-dessus dans le cas d'une modulation de fréquence en dents de scie n'est pas limitative. On peut utiliser d'autres types de modulation périodique, à condition de choisir les harmoniques que l'on exploite à la réception de façon judicieuse. Ainsi, dans le cas d'une modulation triangulaire, les harmoniques à considérer sont ceux de rang n et n+2.The description of the invention above in the case of sawtooth frequency modulation is not limiting. You can use other types of periodic modulation, provided that you choose the harmonics that you use judiciously. Thus, in the case of a triangular modulation, the harmonics to be considered are those of rank n and n + 2.
Si l'on désire que le radar puisse détecter une cible dans une gamme de distances étendue, on peut exploiter un nombre plus grand d'harmoniques de la fréquence de modulation contenus dans ce battement. Le traitement de ces signaux est identique à ce qui a été décrit précédemment. If one wishes the radar to be able to detect a target over a wide range of distances, one can exploit a greater number of harmonics of the modulation frequency contained in this beat. The processing of these signals is identical to what has been described previously.
Claims (8)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8506997A FR2581765B1 (en) | 1985-05-09 | 1985-05-09 | ELECTROMAGNETIC SHORT DISTANCE MEASUREMENT SYSTEM |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8506997A FR2581765B1 (en) | 1985-05-09 | 1985-05-09 | ELECTROMAGNETIC SHORT DISTANCE MEASUREMENT SYSTEM |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2581765A1 true FR2581765A1 (en) | 1986-11-14 |
| FR2581765B1 FR2581765B1 (en) | 1987-06-19 |
Family
ID=9319082
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8506997A Expired FR2581765B1 (en) | 1985-05-09 | 1985-05-09 | ELECTROMAGNETIC SHORT DISTANCE MEASUREMENT SYSTEM |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2581765B1 (en) |
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1985
- 1985-05-09 FR FR8506997A patent/FR2581765B1/en not_active Expired
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