FR2559977A1 - Method of rapid measurement of the binary error rate of a transmission channel, and device for implementing this method. - Google Patents
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Abstract
Description
Procédé de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal
de transmission, et dispositif pour la mise en oeuvre de ce procédé
Le procédé selon l'invention permet d'évaluer le taux des erreurs affectant des informations binaires transmises sur un canal de transmission. Ce canal peut être constitué par une onde radio modulée par une porteuse à basse fréquence, elle-même modulée en phase ou en fréquence par une suite d'informations binaires (modulation F2) ou bien peut être constitué par une onde radio modulée directement en phase ou en fréquence par une suite d'informations binaires (modulation F1). Method for rapid measurement of the bit error rate of a channel
of transmission, and device for implementing this method
The method according to the invention makes it possible to evaluate the rate of errors affecting binary information transmitted on a transmission channel. This channel can be constituted by a radio wave modulated by a low frequency carrier, itself modulated in phase or in frequency by a series of binary information (F2 modulation) or else can be constituted by a radio wave modulated directly in phase or in frequency by a series of binary information (F1 modulation).
Un procédé connu, et très utilisé, pour mesurer le taux d'erreurs binaires consiste à compter le nombre d'informations binaires erronées reçues après la transmission d'une suite connue d'informations binaires. Le taux d'erreur est alors calculé en divisant le nombre d'informations binaires erronées par le nombre d'informations binaires transmises. Ce procédé a pour inconvénient d'être imprécis lorsque le nombre d'informations binaires erronées est faible pendant la durée de la mesure. Trois mesures effectuées sur un même canal de transmission pendant trois transmissions de 100 informations binaires peuvent détecter, par exemple, 0, 1, ou 2 informations binaires erronées. II y a donc une incertitude importante dans l'évaluation du taux d'erreur ainsi obtenue. A known and widely used method for measuring the bit error rate is to count the number of erroneous binary information received after the transmission of a known sequence of binary information. The error rate is then calculated by dividing the number of erroneous binary information by the number of binary information transmitted. This method has the disadvantage of being imprecise when the number of erroneous binary information is small during the duration of the measurement. Three measurements made on the same transmission channel during three transmissions of 100 binary information can detect, for example, 0, 1, or 2 erroneous binary information. There is therefore significant uncertainty in the evaluation of the error rate thus obtained.
Généralement on remédie à cette incertitude en augmentant la durée de la mesure afin d'observer un nombre d'informations binaires erronées suffisant pour obtenir la précision souhaitée sur l'évaluation du taux d'erreurs binaires. Lorsque ce taux d'erreurs binaires est faible, le temps nécessaire pour la mesure peut dépasser la durée de stabilité du canal de transmission, notamment lorsqu'il s'agit d'un canal radio portant une liaison télégraphique à faible débit, 100 bauds par exemple. Dans cet exemple, pour observer un-taux d'erreur de 1%, avec 10% de précision, il faut obsérver 10 erreurs en moyenne donc transmettre 1000 informations binaires, donc faire une mesure ayant une durée de 10 secondes. Pendant cette durée, des évanouissements (fading) peuvent se produire et modifier le taux d'erreurs binaires du canal de transmission.Ces mesures sont effectuées en général pour comparer la qualité de plusieurs canaux de transmission disponibles et sélectionner le meilleur canal à chaque instant. Si la durée de la mesure est supérieure à la durée de la stabilité des canaux, cette mesure perd toute utilité. Generally, this uncertainty is remedied by increasing the duration of the measurement in order to observe a sufficient number of erroneous binary information to obtain the desired precision on the evaluation of the bit error rate. When this bit error rate is low, the time required for the measurement may exceed the period of stability of the transmission channel, in particular when it is a radio channel carrying a telegraphic link at low speed, 100 bauds per example. In this example, to observe an error rate of 1%, with 10% accuracy, it is necessary to observe 10 errors on average, therefore transmit 1000 binary information, therefore make a measurement having a duration of 10 seconds. During this period, fading can occur and modify the bit error rate of the transmission channel. These measurements are generally carried out to compare the quality of several available transmission channels and select the best channel at any time. If the duration of the measurement is greater than the duration of the stability of the channels, this measurement becomes useless.
La demande de brevet français nO 77 15 901 décrit un procédé de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal radio, consistant à compter le nombre d'informations binaires erronées reçues pendant la transmission d'une suite connue d'informations binaires, en augmentant artificiellement le taux d'erreurs pour réduire la durée de la mesure. Dans le cas d'un récepteur pour une transmission en modulation F2 c'est-à-dire par déplacement de fréquence d'un ton à basse fréquence, ce récepteur comporte un discriminateur de fréquence suivi d'un comparateur fournissant un signal binaire de valeur 1 ou 0 selon que la tension de sortie du discriminateur est supérieure ou inférieure à un seuil donné.Le procédé décrit dans cette demande de brevet français consiste à fournir au comparateur une valeur de seuil différente lorsqu'une valeur 1 est attendue et lorqu'une valeur 0 est attendue. Le récepteur comporte donc un dispositif qui augmente la valeur du seuil lorsqu'une valeur 1 est attendue et qui diminue la valeur du seuil lorsqu'une valeur 0 est attendue. French patent application No. 77 15 901 describes a method for rapidly measuring the binary error rate of a radio channel, consisting in counting the number of erroneous binary information received during the transmission of a known sequence of binary information , artificially increasing the error rate to reduce the duration of the measurement. In the case of a receiver for a transmission in F2 modulation, that is to say by frequency displacement of a tone at low frequency, this receiver comprises a frequency discriminator followed by a comparator providing a binary signal of value 1 or 0 depending on whether the discriminator output voltage is higher or lower than a given threshold. The method described in this French patent application consists in providing the comparator with a different threshold value when a value 1 is expected and when a value 0 is expected. The receiver therefore includes a device which increases the threshold value when a value 1 is expected and which decreases the threshold value when a value 0 is expected.
Pour une même durée de mesure le nombre d'erreurs détectées est donc supérieur à celui qui serait détecté avec une valeur de seuil fixe, intermédiaire entre les deux valeurs nominales prises par le signal fourni par la sortie du discriminateur. Une correspondance est effectuée ensuite entre la valeur du taux d'erreurs mesuré et la vraie valeur du taux d'erreurs du canal de transmission. Ce procédé est donc plus rapide que le simple comptage des valeurs erronées des informations binaires, cependant il présente l'inconvénient de nécessiter la réalisation d'un démodulateur comportant un comparateur à seuil variable dont la mise au point délicate car le réglage des valeurs de seuil peut évoluer en fonction de la température, d'autre part il suppose la transmission d'une suite d'informations binaires connue du récepteur.For the same measurement duration, the number of errors detected is therefore greater than that which would be detected with a fixed threshold value, intermediate between the two nominal values taken by the signal supplied by the output of the discriminator. A correspondence is then made between the value of the measured error rate and the true value of the error rate of the transmission channel. This process is therefore faster than the simple counting of the erroneous values of the binary information, however it has the drawback of requiring the production of a demodulator comprising a variable threshold comparator, the delicate development of which because the adjustment of the threshold values can change as a function of temperature, on the other hand it supposes the transmission of a series of binary information known to the receiver.
Le procédé selon l'invention remédie à ces deux inconvénients en utilisant la relation existant entre le taux d'erreurs binaires et la gigue de phase du signal binaire obtenu après démodulation de la porteuse. The method according to the invention overcomes these two drawbacks by using the relationship existing between the bit error rate and the phase jitter of the binary signal obtained after demodulation of the carrier.
Selon l'invention, un procédé de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission, sur lequel une suite d'informations binaires est transmise à un rythme constant en modulant en phase ou en fréquence une porteuse, est caractérisé en ce qu'il consiste: à mesurer les durées des informations binaires, après leur transmission sur ce canal et leur démodulation; à calculer une valeur représentative des variations de ces durées autour de leur durée moyenne;à faire correspondre une valeur du taux d'erreurs binaires à cette valeur représentative, au moyen d'une table donnant les valeurs du taux d'erreurs binaires en fonction des valeurs représentatives des variations de durée. According to the invention, a method for rapid measurement of the bit error rate of a transmission channel, on which a series of binary information is transmitted at a constant rate by modulating in phase or in frequency a carrier, is characterized in what it consists of: measuring the durations of binary information, after their transmission on this channel and their demodulation; calculating a value representative of the variations of these durations around their average duration; matching a value of the bit error rate with this representative value, by means of a table giving the values of the bit error rate as a function of values representative of variations in duration.
L'invention sera mieux comprise et d'autres détails apparaîtront à l'aide de la description ci-dessous et des figures l'accompagnant:
- la figure 1 représente le graphe de la relation existant entre la gigue de phase et le rapport signal/bruit dans un canal de transmission où la modulation F2 est utilisée;
- la figure 2 représente le graphe de la relation entre le taux d'erreurs binaires et le rapport signal/bruit dans un canal où la modulation
F2 est utilisée
- la figure 3 représente le schéma synoptique d'un exemple de démodulateur pour un ton à basse fréquence modulé par un déplacement de fréquence;;
- les figures 4a, 4b, 4c, et 5 illustrent le fonctionnement de cet exemple de réalisation d'un démodulateur
- la figure 6 représente un tableau donnant les valeurs numériques reliant notamment le taux d'erreurs binaires et la gigue de phase- dans un canal de transmission où la modulation F2 est utilisée;
- la figure 7 représente le schéma synoptique d'un exemple de réalisation d'un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention;
- la figure 8 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement de cet exemple de réalisation.The invention will be better understood and other details will appear with the aid of the description below and the accompanying figures:
- Figure 1 shows the graph of the relationship between the phase jitter and the signal / noise ratio in a transmission channel where the F2 modulation is used;
- Figure 2 shows the graph of the relationship between the bit error rate and the signal / noise ratio in a channel where the modulation
F2 is used
- Figure 3 shows the block diagram of an example of a demodulator for a low frequency tone modulated by a frequency shift;
- Figures 4a, 4b, 4c, and 5 illustrate the operation of this embodiment of a demodulator
- Figure 6 shows a table giving the digital values linking in particular the bit error rate and the phase jitter - in a transmission channel where F2 modulation is used;
- Figure 7 shows the block diagram of an exemplary embodiment of a device for implementing the method according to the invention;
- Figure 8 shows timing diagrams illustrating the operation of this exemplary embodiment.
Le procédé selon l'invention met à profit la relation existant entre le taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission et le rapport signal/bruit dans ce canal, et la relation existant entre la gigue de phase des informations binaires reçues et le rapport signal/bruit dans le canal. The method according to the invention takes advantage of the relation existing between the bit error rate of a transmission channel and the signal / noise ratio in this channel, and the relation existing between the phase jitter of the binary information received and the signal-to-noise ratio in the channel.
Les figures 1 et 2 représentent les graphes de ces deux relations dans le cas d'une modulation où les informations binaires commandent un déplace ment de la fréquence d'un ton basse fréquence entre deux valeurs fixées.FIGS. 1 and 2 represent the graphs of these two relationships in the case of a modulation where the binary information commands a displacement of the frequency of a low frequency tone between two fixed values.
La gigue de phase des informations binaires peut être représentée notamment par un rapport T' où ET est l'écart type de la durée d'une information binaire et où T est la durée moyenne d'une information binaire reçue.The phase jitter of binary information can be represented in particular by a ratio T 'where ET is the standard deviation of the duration of binary information and where T is the average duration of binary information received.
Le graphe de la première relation peut être obtenu expérimentalement en réalisant sur un oscilloscope une estimation visuelle de la gigue de phase pour diverses valeurs du rapport signal/bruit, ou bien par un calcul théorique, qui est donné dans la suite pour le cas de la modulation F2. Le graphe de la seconde relation est bien connu et est disponible dans de nombreux ouvrages tel que celui de: L.C. Schooley and G.R. Davis "Jitter Effets on Bit Error Rate Reexamined" IEEE Transactions on
Communications Vol. Com. 29 nO 6 June 1981.The graph of the first relation can be obtained experimentally by carrying out on a oscilloscope a visual estimate of the phase jitter for various values of the signal / noise ratio, or by a theoretical calculation, which is given below for the case of the modulation F2. The graph of the second relation is well known and is available in many works such as that of: LC Schooley and GR Davis "Jitter Effects on Bit Error Rate Reexamined" IEEE Transactions on
Communications Vol. Com. 29 no 6 June 1981.
1l est donc possible d'établir une table donnant une valeur du taux d'erreurs binaires en fonction d'une valeur de la gigue de phase représentée par T Le procédé selon l'invention consiste à mesurer les durées des informations binaires reçues; à calculer une valeur représentative de la gigue de phase des informations binaires; et à établir une correspondance entre cette valeur représentative et le taux d'erreurs binaires, par une table établie d'après les graphes cités précédemment. Ce procédé suppose que l'émetteur ne modifie pas la phase des informations binaires en introduisant une gigue dans les instants d'émission de ces informations binaires, et il suppose que le récepteur ne modifie pas non plus la durée des informations binaires qu'il reçoit. It is therefore possible to establish a table giving a value of the bit error rate as a function of a value of the phase jitter represented by T The method according to the invention consists in measuring the durations of the binary information received; calculating a value representative of the phase jitter of the binary information; and to establish a correspondence between this representative value and the bit error rate, by a table established according to the graphs cited above. This method assumes that the transmitter does not modify the phase of the binary information by introducing a jitter in the times of transmission of this binary information, and it supposes that the receiver does not modify the duration of the binary information that it receives either. .
Dans un exemple de réalisation du procédé selon l'invention, une valeur représentative de la gigue de phase est constituée par TT, ou est calculé en ne prenant en compte que la durée des informations binaires qui sont précédées et suivies d'informations binaires de valeurs différentes, les autres ne comportant pas de transitions permettant de les individualiser.
où m est le nombre d'informations binaires dont la durée est prise en compte, et moy (di) est la moyenne de ces durées. Il est possible d'éviter le calcul de cette valeur moyenne moy (di) en la remplaçant par la valeur de la durée nominale des informations binaires, cette durée nominale étant connue du récepteur. where m is the number of binary information whose duration is taken into account, and moy (di) is the average of these durations. It is possible to avoid the calculation of this mean mean value (di) by replacing it with the value of the nominal duration of the binary information, this nominal duration being known to the receiver.
D'autre part, la table des valeurs du taux d'erreurs binaires peut
#T être établie en fonction des valeurs de #T et non de , si l'utilisation
T de cette table est limitée à une seule valeur T, c'est-à-dire une seule valeur de débit d'informations. Il est possible aussi de prévoir un certain nornbre de tables, si le débit peut prendre diverses valeurs normalisées. Le procédé est alors simplifié par la suppression du calcul de T
Les durées des informations binaires reçues sont déterminées à partir des durées séparant deux transitions successives du signal binaire fourni par le démodulateur.Le procédé selon l'invention peut être appliqué à une suite d'informations binaires non connue du récepteur, ou bien à une suite connue du récepteur et constituée d'une suite d'informations binaires de valeurs alternées, pour éviter deux valeurs consécutives identiques.On the other hand, the table of values of the bit error rate can
#T be established according to the values of #T and not of, if the use
T of this table is limited to a single value T, that is to say a single value of information rate. It is also possible to provide a certain number of tables, if the flow can take various standardized values. The process is then simplified by eliminating the calculation of T
The durations of the binary information received are determined from the durations between two successive transitions of the binary signal supplied by the demodulator. The method according to the invention can be applied to a series of binary information not known to the receiver, or to a series known to the receiver and consisting of a series of binary information of alternating values, to avoid two identical consecutive values.
Dans le cas où le procédé est appliqué à une suite inconnue du récepteur, un exemple de réalisation de ce procédé consiste en outre à discriminer les informations binaires qui sont précédées et suivies d'informations binaires de valeurs différentes, pour ne pas prendre en compte les durées correspondant à plusieurs informations identiques et successives. In the case where the method is applied to a sequence unknown to the receiver, an exemplary embodiment of this method also consists in discriminating binary information which is preceded and followed by binary information of different values, so as not to take into account the durations corresponding to several identical and successive pieces of information.
Par exemple cette discrimination peut être réalisée en comparant la durée mesurée entre deux transitions, à une valeur de seuil égale à 1,5 T
n où T n est la durée nominale d'une information binaire. Le nombre d'informations binaires dont la durée est prise en considération est alors environ 4 fois moins grand que le nombre total d'informations binaires transmises, si les valeurs 0 et 1 sont équiprobables. Pour obtenir une même précision qu'avec une suite d'informations binaires connue et composée de 0 et de 1 alternés, la durée de la mesure doit donc être 4 fois plus importante. L'exemple de réalisation consistant à transmettre une suite de 0 et de 1 alternés présente donc l'avantage d'une rapidité supérieure.Le procédé selon l'invention est de toutes façons beaucoup plus rapide que le procédé classique de comptage des informations binaires erronées, d'autant plus que le procédé selon l'invention ne nécessite pas une synchronisation sur le signal reçu, synchronisation dont la durée est de l'ordre de celle de 100 à 200 bits habituellement.For example, this discrimination can be achieved by comparing the duration measured between two transitions, with a threshold value equal to 1.5 T
n where T n is the nominal duration of binary information. The number of binary information whose duration is taken into account is then approximately 4 times less than the total number of binary information transmitted, if the values 0 and 1 are equiprobable. To obtain the same precision as with a known binary information sequence composed of 0 and 1 alternating, the duration of the measurement must therefore be 4 times greater. The embodiment consisting in transmitting a sequence of alternating 0 and 1 therefore has the advantage of greater speed. The method according to the invention is in any case much faster than the conventional method of counting erroneous binary information , especially since the method according to the invention does not require synchronization on the received signal, synchronization the duration of which is of the order of that of 100 to 200 bits usually.
Une variante de réalisation du procédé selon l'invention ne consiste pas à comparer les durées mesurées par rapport à une valeur de seuil 1,5 Tn s mais consiste à calculer la valeur modulo T n de la durée mesurée " " entre deux transitions consécutives. An alternative embodiment of the method according to the invention does not consist in comparing the durations measured with respect to a threshold value 1.5 Tn s but consists in calculating the modulo value T n of the duration measured "" between two consecutive transitions.
#T
La relation entre la valeur représentant la gigue de phase et
T le taux d'erreurs binaires peut être démontrée mathématiquement en modélisant le dispositif de réception des données binaires.#T
The relationship between the value representing the phase jitter and
T the bit error rate can be demonstrated mathematically by modeling the device for receiving binary data.
La figure 3 représente le schéma synoptique d'un exemple de démodulateur pour restituer des informations binaires transmises par déplacement de la fréquence d'un ton à basse fréquence, par exemple un déplacement de 1800 Hz à 2200 Hz, ce ton basse fréquence étant transmis par une modulation d'amplitude sur une onde radio. Sur la figure 3, une borne d'entrée 1 reçoit un signal de valeur S1(t) qui est un ton à basse fréquence fourni par un démodulateur d'amplitude d'un récepteur radio. FIG. 3 represents the block diagram of an example of a demodulator for restoring binary information transmitted by displacement of the frequency of a low frequency tone, for example a displacement from 1800 Hz to 2200 Hz, this low frequency tone being transmitted by amplitude modulation on a radio wave. In FIG. 3, an input terminal 1 receives a signal with a value S1 (t) which is a low frequency tone supplied by an amplitude demodulator of a radio receiver.
Ce ton est modulé par un déplacement de fréquence fonction de la valeur binaire à transmettre. li est filtré par un filtre passe-bande 2 pour éliminer le bruit hors de la bande utile. Le filtre 2 fournit un signal de valeur S2(t) à l'entrée d'un discriminateur de fréquence 3. Celui-ci fournit un signal de valeur S3(t) qui est une fonction linéaire de la fréquence instantanée du signal appliqué à son entrée. La fréquence du ton est déplacée par saut, la sortie du discriminateur 3 fournit donc un signal binaire à front raide, qui est filtré par un filtre passe-bas 4. Le filtre 4 est un filtre du premier ordre dont la fréquence de coupure f c est égale au rythme D de transmission des informations binaires. La sortie du filtre passe-bas 4 fournit un signal de valeur S4(t) à une entrée d'un comparateur
G 5. Le comparateur 5 compare la valeur S4(t) à une valeur de seuil 2 qui est égale à la valeur médiane entre les deux valeurs prises par le signal fourni par le filtre 4. La sortie du comparateur 5 fournit un signal binaire de valeur S5(t) à une borne de sortie 6.This tone is modulated by a frequency shift depending on the binary value to be transmitted. li is filtered by a bandpass filter 2 to eliminate noise outside the useful band. Filter 2 provides a signal of value S2 (t) at the input of a frequency discriminator 3. This provides a signal of value S3 (t) which is a linear function of the instantaneous frequency of the signal applied to its Entrance. The frequency of the tone is shifted by jump, the output of the discriminator 3 therefore provides a binary signal with a steep edge, which is filtered by a low-pass filter 4. The filter 4 is a first-order filter whose cut-off frequency fc is equal to the rate D of transmission of binary information. The output of the low-pass filter 4 provides a value signal S4 (t) to an input of a comparator
G 5. Comparator 5 compares the value S4 (t) with a threshold value 2 which is equal to the median value between the two values taken by the signal supplied by the filter 4. The output of comparator 5 provides a binary signal of value S5 (t) at an output terminal 6.
La figure 4a représente le graphe du signal 53 S3(t) en fonction du temps. A l'instant 0 considéré, un déplacement de fréquence produit une transition de S3(t) de la valeur 0 à une valeur #.#f où X est un coefficient constant et où #f est la valeur du déplacement de fréquence. FIG. 4a represents the graph of the signal 53 S3 (t) as a function of time. At the instant 0 considered, a frequency shift produces a transition of S3 (t) from the value 0 to a value #. # F where X is a constant coefficient and where #f is the value of the frequency shift.
La figure 4b représente le graphe du signal S4(t) fourni par la sortie du filtre passe-bas 4, en fonction du temps, lorsque le signal S3(t) représenté sur la figure 4a est appliqué à ce filtre 4. La transition entre les deux informations binaires est traduite par un saut de fréquence instantané mais le filtre 4 restitue une transition de forme exponentielle. FIG. 4b represents the graph of the signal S4 (t) supplied by the output of the low-pass filter 4, as a function of time, when the signal S3 (t) represented in FIG. 4a is applied to this filter 4. The transition between the two binary information is translated by an instantaneous frequency hopping but the filter 4 restores an exponential transition.
La valeur S4(t) varie exponentiellement de 0 jusqu'à une valeur G fixée. A G un instant t0 le signal S4(t) passe par la valeur de seuil 2 du comparateur
G 5. Le graphe de S4(t) a une pente de valeur m au voisinage de 2
La figure 4c représente le graphe du signal logique S5(t) fourni par la sortie du comparateur 5 lorsque le signal S4(t), représenté sur la figure 4b, est appliqué à l'entrée de ce comparateur 5. La valeur Ss(t) varie brutalement de 0 à 1 à l'instant t0. En l'absence de bruit, le filtre passebas 4 réalise donc un retard constant de durée t0 entre un déplacement de la fréquence du ton et la transition du signal de sortie du comparateur 5.The value S4 (t) varies exponentially from 0 to a fixed value G. AG at time t0 the signal S4 (t) passes through the threshold value 2 of the comparator
G 5. The graph of S4 (t) has a slope of value m near 2
FIG. 4c represents the graph of the logic signal S5 (t) supplied by the output of comparator 5 when the signal S4 (t), represented in FIG. 4b, is applied to the input of this comparator 5. The value Ss (t ) suddenly varies from 0 to 1 at time t0. In the absence of noise, the lowpass filter 4 therefore achieves a constant delay of duration t0 between a displacement of the frequency of the tone and the transition of the output signal of the comparator 5.
Par contre, si le signal appliqué à la borne d'entrée 1 est affecté par un bruit, supposé blanc et gaussien, les déplacements de fréquence du ton ne sont plus traduits par une transition nette du signal S3(t) en sortie du discriminateur de fréquence 3. On the other hand, if the signal applied to the input terminal 1 is affected by noise, assumed to be white and Gaussian, the frequency displacements of the tone are no longer translated by a clear transition of the signal S3 (t) at the output of the discriminator of frequency 3.
La figure 5 représente un diagramme de Fresnei traduisant les perturbations subies par le signal S2(t) appliqué au discriminateur 3. Le signal S2(t) est un signal sinusoTdal d'amplitude A et de pulsation #i, égale à w 1 ou #2 selon la valeur de l'information binaire. Un bruit n est superposé au signal utile. I1 comporte une composante nx dont l'amplitude s'ajoute à l'amplitude du signal utile, et une composante ny provoquant une variation de phase # du signal S2(t).L'amplitude du bruit étant faible par rapport à l'amplitude du signal utile la variation de phase # subie par ny celui-ci est approximativement égale à :
A
Le signal S3(t) fourni par la sortie du discriminateur 3 est proportionnel à la fréquence instantanée du signal S2(t), donc est proportionnel à la dérivée de la phase de ce signal, donc:
S3(t) = )w . (fi + rPt) où fi est la fréquence fl ou f2 du ton basse fréquence selon l'information binaire transmise.En remplaçant la variation de phase tP par son expression en fonction du bruit on obtient:
dn
S3(t)= #.fi + @/A
Le signal S3(t) comporte donc une première composante, déterminée par la fréquence du ton, et une seconde composante, déterminée par la dérivée d'une composante du bruit. Le signal S4(t) à la sortie du filtre passe-bas 4 comporte une première composante déterminée par la fréquence du ton et une seconde composante déterminée par la dérivée filtrée d'une composante du bruit.FIG. 5 represents a Fresnei diagram translating the disturbances undergone by the signal S2 (t) applied to the discriminator 3. The signal S2 (t) is a sinusoidal signal of amplitude A and of pulsation #i, equal to w 1 or # 2 according to the value of the binary information. A noise n is superimposed on the useful signal. I1 comprises an nx component whose amplitude is added to the amplitude of the useful signal, and an ny component causing a phase variation # of the signal S2 (t). The amplitude of the noise being small compared to the amplitude of the useful signal the phase variation # undergone by ny this is approximately equal to:
AT
The signal S3 (t) supplied by the output of the discriminator 3 is proportional to the instantaneous frequency of the signal S2 (t), therefore is proportional to the derivative of the phase of this signal, therefore:
S3 (t) =) w. (fi + rPt) where fi is the frequency fl or f2 of the low frequency tone according to the binary information transmitted. By replacing the phase variation tP by its expression as a function of the noise we obtain:
dn
S3 (t) = # .fi + @ / A
The signal S3 (t) therefore comprises a first component, determined by the frequency of the tone, and a second component, determined by the derivative of a component of the noise. The signal S4 (t) at the output of the low-pass filter 4 comprises a first component determined by the frequency of the tone and a second component determined by the filtered derivative of a component of the noise.
Le signal S4(t) est donc constitué de la somme d'une composante déterministe, identique à celle représentée sur la figure 4b et d'une composante aléatoire au bruit. Le comparateur 5 fonctionne comme s'il recevait sur sa première entrée la composante déterministe exponentielle et sur sa seconde entrée la composante aléatoire, additionnée à la valeur de seuil G Le basculement du comparateur 5 a lieu un peu avant ou un peu après l'instant t0 ,avec un écart de temps proportionnel à la valeur de la composante aléatoire, le coefficient de proportionnalité étant égal à la pente m de la réponse du filtre 4 à la transition du signal S3 (t > , au voisinage de la valeur G2 .Le bruit étant de faible amplitude par rapport au signal utile, la pente, dans ce voisinage, peut être considérée comme une constante. The signal S4 (t) therefore consists of the sum of a deterministic component, identical to that shown in FIG. 4b and of a noise random component. Comparator 5 operates as if it received on its first input the exponential deterministic component and on its second input the random component, added to the threshold value G The switching of comparator 5 takes place a little before or a little after the instant t0, with a time difference proportional to the value of the random component, the proportionality coefficient being equal to the slope m of the response of the filter 4 to the transition of the signal S3 (t>, near the value G2. noise being of small amplitude compared to the useful signal, the slope, in this vicinity, can be regarded as a constant.
L'écart type sT de l'instant de transition du signal S5(t), par rapport à t0 , est donc:
= m.5 , où où#S est l'écart type entre la composante
4 4 déterministe de S4(t) et la valeur réelle, bruitée, de S4(t). The standard deviation sT of the instant of transition of the signal S5 (t), with respect to t0, is therefore:
= m.5, where where # S is the standard deviation between the component
4 4 deterministic of S4 (t) and the actual noise value of S4 (t).
La variance Var(nFB) d'un bruit dérivé et filtrée par un filtre passe-bas a été calculée par Taub et Schilling, page 301 de "Principles of
Communication Systems Mc Grawhill Kogakusha Ltd Tokyo 1971".The variance Var (nFB) of a noise derived and filtered by a low-pass filter was calculated by Taub and Schilling, page 301 of "Principles of
Communication Systems Mc Grawhill Kogakusha Ltd Tokyo 1971 ".
dny
Var(nFB)= Var##=#2/3 # # #fc3, où # est la densité spectrale
dt du bruit à la borne d'entrée 1 du dispositif démodulateur et où f c est la fréquence de coupure du filtre passe-bas 4. Pour - calculer cette formule l'amplitude du signal utile est supposée être égale à l'unité ainsi que la constante de proportionnalité entre la dérivée de la phase, et l'amplitude du signal fournie par un discriminateur de fréquence. Dans l'exemple considéré ces paramètres ont pour valeur A et X respectivement.Donc la variance du signal S4(t) est égale à:
dny dny
#2@ = Var##/# ## = #2/@ # Var##
4 A2 dt
En remplaçant Var(dny) par l'expression de Var(nFB) trouvée
dt précédemment on obtient :
2 2 2 @ S4 - A2#3###@ c
Pour faire apparaître le débit D des informations binaires et faire disparaître la fréquence f@ de coupure du filtre passe-bas 4, on peut remplacer fc par la valeur D du débit : #@2=#2/3# ##2/@# D3
La relation, mentionnée précédemment, T = 1/m##S4, permet de trouver une expression de la variance de l'instant de transition du signal S5(t) : :
21 2 #T m2##S4
La composante déterministe du signal S4(t) ayant une forme exponentielle parce que le filtre 4 est un filtre du premier ordre par hypothèse, il est aisé de déterminer la valeur m de la pente au voisinage f
@#@ de @/2. Cette valeur est m = E#@/2=
2
Dans cet exemple le filtre passe-bas 4 est supposé avoir un gain unité pour les fréquences les plus basses donc G =
Var (nFB) = Var ## = # 2/3 # # # fc3, where # is the spectral density
dt of the noise at the input terminal 1 of the demodulator device and where fc is the cut-off frequency of the low-pass filter 4. To - calculate this formula the amplitude of the useful signal is assumed to be equal to unity as well as the proportionality constant between the derivative of the phase, and the amplitude of the signal supplied by a frequency discriminator. In the example considered, these parameters have the value A and X respectively, so the variance of the signal S4 (t) is equal to:
dny dny
# 2 @ = Var ## / # ## = # 2 / @ # Var ##
4 A2 dt
By replacing Var (dny) with the expression of Var (nFB) found
dt previously we get:
2 2 2 @ S4 - A2 # 3 ### @ c
To show the bit rate D of binary information and make the low-pass filter cut-off frequency f @ 4 disappear, fc can be replaced by the value D of the bit rate: # @ 2 = # 2/3 # ## 2 / @ # D3
The relation, mentioned previously, T = 1 / m ## S4, makes it possible to find an expression of the variance of the instant of transition of the signal S5 (t)::
21 2 #T m2 ## S4
The deterministic component of the signal S4 (t) having an exponential form because the filter 4 is a first order filter by assumption, it is easy to determine the value m of the slope in the vicinity f
@ # @ from @ / 2. This value is m = E # @ / 2 =
2
In this example the low-pass filter 4 is assumed to have a unity gain for the lowest frequencies, therefore G =
Les termes #@ A s'éliminent.On peut faire apparaître la puissance E du si@nal utile qui est é@@le à A/@ du signal utile, qui est égale à 2 ' ' donc
2 T - 3 E.(#f)
En faisant passer \ au dénominateur de E on peut faire apparaître le rapport de la puissance du signal sur la puissance du bruit:
@@ @
#T@ = #
3 E/# x (#f)2
Le rapport signal/bruit est : SE
B = # B ' ou Bb est la largeur de la bande de bruit à l'entrée du démodulateur.The terms # @ A are eliminated. We can show the power E of the useful signal which is equal to A / @ of the useful signal, which is equal to 2 ''
2 T - 3 E. (# F)
By passing \ to the denominator of E we can show the ratio of the signal power to the noise power:
@@ @
# T @ = #
3 E / # x (#f) 2
The signal / noise ratio is: SE
B = # B 'or Bb is the width of the noise band at the input of the demodulator.
Finalement la variance des instants de transition du signal S5(t) peut être écrite sous la forme:
La figure 6 représente un tableau donnant:
- la valeur de l'écart type sT en fonction du rapport signal/bruit
S S B @@ @@@@, @@ @@ @@@@@@@ @@ @@@@@@@ B @@ @@@@@@@@,
@@ @@@@@@@@ @@@@@ @@@ @@@@@@@ @@ S/@ @@ @@
- la relation entre les valeurs de B et le taux d'erreurs binaires (t.e.b.) ;
- et les valeurs de la gigue de phase T correspondant aux valeurs de l'écart type #T;
pour un exemple de transmission où le débit est D = 125 bits par seconde, où Af = 425 hertz, et où la bande de bruit a pour largeur Bb= 2700 Hertz.FIG. 6 represents a table giving:
- the value of the standard deviation sT as a function of the signal / noise ratio
SSB @@ @@@@, @@ @@ @@@@@@@ @@ @@@@@@@@ B @@ @@@@@@@@,
@@ @@@@@@@@@@@@@ @@@ @@@@@@@@@@ S / @ @@ @@
- the relationship between the values of B and the bit error rate (teb);
- and the values of the phase jitter T corresponding to the values of the standard deviation #T;
for an example of transmission where the bit rate is D = 125 bits per second, where Af = 425 hertz, and where the noise band has the width Bb = 2700 Hertz.
I1 est à la portée de l'homme de l'art d'établir expérimentalement, ou par le calcul, un tableau analogue pour d'autres valeurs de débit, de fréquence, de largeur de bande de bruit, ou bien pour une modulation de phase d'un ton basse fréquence, ou bien pour une modulation de fréquence ou une modulation de phase directe d'une onde porteuse à haute fréquence (modulation F1) . It is within the reach of those skilled in the art to establish experimentally, or by calculation, a similar table for other values of flow rate, frequency, noise bandwidth, or else for modulation of phase of a low frequency tone, or for frequency modulation or direct phase modulation of a high frequency carrier wave (F1 modulation).
La figure 7 représente le schéma synoptique d'un exemple de réalisation d'un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. I1 comporte une borne d'entrée 13, une borne de sortie 12, des moyens 16 pour mesurer les durées entre les transitions successives des informations binaires après leur transmission sur un canal radio et leur démodulation, des moyens 10, 11, 32, 33 pour calculer une valeur représentative des variations de ces durées autour de leur valeur moyenne et pour lui faire correspondre une valeur de taux d'erreurs binaires selon une table prédéterminée, une interface de sortie 14, et des moyens 15 pour détecter la fin des rebondissements de chaque transition entre deux informations binaires successives différentes. FIG. 7 represents the block diagram of an exemplary embodiment of a device for implementing the method according to the invention. I1 includes an input terminal 13, an output terminal 12, means 16 for measuring the durations between the successive transitions of binary information after their transmission on a radio channel and their demodulation, means 10, 11, 32, 33 for calculate a value representative of the variations of these durations around their average value and to make it correspond to a value of bit error rate according to a predetermined table, an output interface 14, and means 15 for detecting the end of the twists and turns of each transition between two different successive binary information.
La borne d'entrée 13 est reliée à la sortie d'un démodulateur qui n'est pas représenté mais qui peut être analogue à celui dont le schéma synoptique est représenté sur la figure 3, ce démodulateur étant relié à un canal de transmission qui peut être un canal radio acheminant un ton basse fréquence dont la fréquence prend deux valeurs, en fonction des informations binaires à transmettre. Cette borne d'entrée 13 est reliée à une entrée des moyens 15 pour détecter la fin des rebondissements de chaque transition; une première et une seconde sortie de ces moyens 15 sont reliées à une première et une seconde entrée des moyens 16 pour mesurer les durées entre des transitions successives; et une entrée d'horloge est reliée à une sortie d'horloge des moyens 16. The input terminal 13 is connected to the output of a demodulator which is not shown but which can be similar to that whose block diagram is shown in Figure 3, this demodulator being connected to a transmission channel which can be a radio channel carrying a low frequency tone whose frequency takes two values, according to the binary information to be transmitted. This input terminal 13 is connected to an input of the means 15 for detecting the end of the twists of each transition; a first and a second output of these means 15 are connected to a first and a second input of the means 16 for measuring the durations between successive transitions; and a clock input is connected to a clock output of the means 16.
Les moyens 15 comportent deux bascules de type D : 24 et 25, une bascule 28 de type R-S, et deux portes logiques ET: 26 et 27. La borne d'entrée 13 est reliée à l'entrée D de la bascule 24 et l'entrée d'horloge est reliée à l'entrée d'horloge de chacune des bascules 24 et 25. Des sorties complémentaires Q et Q de la bascule 24 sont reliées respectivement à une entrée D de la bascule 25 et à une première entrée de la porte 27. The means 15 comprise two D type flip-flops: 24 and 25, a RS type flip-flop 28, and two AND logic gates: 26 and 27. The input terminal 13 is connected to the D input of flip-flop 24 and l the clock input is connected to the clock input of each of the flip-flops 24 and 25. Complementary outputs Q and Q of the flip-flop 24 are connected respectively to an input D of the flip-flop 25 and to a first input of the door 27.
Deux sorties complémentaires Q et Q de la bascule 25 sont reliées respectivement à une première entrée de la porte 26 et à une seconde entrée de la porte 27. Une seconde entrée de la porte 26 est reliée à la sortie Q de la bascule 24. Les sorties des portes 26 et 27 sont reliées respectivement à des entrées R et S de la bascule 28. Des Q et Q de cette bascule 28 constituent la première et la seconde sortie des moyens 15.Two complementary outputs Q and Q of the flip-flop 25 are connected respectively to a first input of the door 26 and to a second input of the door 27. A second input of the door 26 is connected to the output Q of the flip-flop 24. The outputs of doors 26 and 27 are respectively connected to inputs R and S of the flip-flop 28. Q and Q of this flip-flop 28 constitute the first and the second output of the means 15.
Les moyens 16 sont constitués par un circuit intégré temporisateur, du type MOTOROLA 6840, qui comporte: une interface 20 et trois compteurs 21, 22, et 23. Ce temporisateur est prévu pour fonctiontier en association avec un microprocesseur 11, du type- MOTOROLA 6809, qui constitue l'élément essentiel des moyens de calcul de cet exemple de réalisation. Ces moyens de calcul comportent en outre: une horloge 10 constituée par un quartz de fréquence 4 MHz, une mémoire vive 32, une mémoire morte 33, un bus de commande 29, un bus d'adresse 30, et un bus de données 31. Sur la figure 7, une ligne 28 du bus de commande 29 est représentée séparémment car elle fournit un signal d'horloge de fréquence l MHz aux moyens 16.D'autre part, cet exemple de réalisation comporte une interface de sortie 14 reliée aux bus 29, 30 et 31 et reliée à la borne de sortie 12 pour fournir une valeur du taux d'erreurs binaires mesuré, sous la forme d'un mot binaire. The means 16 consist of a timer integrated circuit, of the MOTOROLA 6840 type, which comprises: an interface 20 and three counters 21, 22, and 23. This timer is designed to operate in association with a microprocessor 11, of the MOTOROLA 6809 type. , which constitutes the essential element of the calculation means of this exemplary embodiment. These calculation means further comprise: a clock 10 constituted by a quartz of frequency 4 MHz, a random access memory 32, a read-only memory 33, a control bus 29, an address bus 30, and a data bus 31. In FIG. 7, a line 28 of the control bus 29 is shown separately because it supplies a clock signal of frequency 1 MHz to the means 16. On the other hand, this exemplary embodiment includes an output interface 14 connected to the buses 29, 30 and 31 and connected to the output terminal 12 to provide a value of the measured bit error rate, in the form of a binary word.
L'interface 20 est reliée au bus 29 pour émettre et recevoir des commandes, au bus 30 pour recevoir une adresse envoyée par le microprocesseur 11, et est reliée au bus de données 31 pour fournir au microprocesseur 11 les valeurs de durée mesurées par les moyens 16 et pour recevoir des données d'initialisation. L'interface 20 possède deux entrées multiples reliées respectivement à une sortie multiple du compteur 23 et à une sortie multiple du compteur 22 pour recevoir la valeur du contenu de ces compteurs, et il possède une sortie multiple reliée à une entrée multiple du compteur 21 pour lui fournir une valeur de préchargement et un signal de commande de préchargement. Lors de la mise sous tension du dispositif, le microprocesseur 11 initialise le compteur 21 pour le faire fonctionner en diviseur de fréquence par dix? en le préchargeant avec la valeur du rang de division. The interface 20 is connected to the bus 29 to send and receive commands, to the bus 30 to receive an address sent by the microprocessor 11, and is connected to the data bus 31 to supply the microprocessor 11 with the duration values measured by the means 16 and to receive initialization data. The interface 20 has two multiple inputs connected respectively to a multiple output of the counter 23 and to a multiple output of the counter 22 to receive the value of the content of these counters, and it has a multiple output connected to a multiple input of the counter 21 for provide it with a preload value and a preload control signal. When the device is powered up, the microprocessor 11 initializes the counter 21 to operate it as a frequency divider by ten? by preloading it with the value of the division rank.
Le compteur 21 possède une entrée d'horloge reliée à la ligne 28 pour recevoir l'horloge de fréquence 1MHz, et il possède une sortie fournissant un signal d'horloge H de fréquence 100 kHz, qui est appliqué à une entrée d'horloge du compteur 22, à une entrée d'horloge du compteur 23, et à la sortie d'horloge des moyens 16. La première et la seconde entrée des moyens 16 sont reliées respectivement à une entrée de validation du compteur 22 et à une entrée de validation du compteur 23 et, d'autre part, sont reliées respectivement à deux entrées de l'interface 20. Les compteurs 21, 22, et 23 possèdent chacun une entée de commande reliée respectivement à trois sorties de l'interface 20. Les entrées de commande des compteurs 22 et 23 permettent de déclencher un transfert de leur contenu vers l'interface 20 et le microprocesseur 11, et de remettre à zéro ce contenu. L'entrée de commande du compteur 21 permet de déclencher le préchargement des données d'initialisation qui déterminent le rang de la division de fréquence qu'iJ réalise. Le compteur 22 ou le compteur 23 compte les impulsions d'horloge H lorsqu'il reçoit une valeur 1 sur son entrée de validation. Pendant que l'un des deux compteurs compte, l'autre est inhibé. The counter 21 has a clock input connected to line 28 to receive the clock of frequency 1MHz, and it has an output providing a clock signal H of frequency 100 kHz, which is applied to a clock input of the counter 22, to a clock input of counter 23, and to the clock output of means 16. The first and second input of means 16 are connected respectively to a validation input of counter 22 and to a validation input of the counter 23 and, on the other hand, are respectively connected to two inputs of the interface 20. The counters 21, 22, and 23 each have a control input connected respectively to three outputs of the interface 20. The inputs of control of the counters 22 and 23 make it possible to trigger a transfer of their content to the interface 20 and the microprocessor 11, and to reset this content to zero. The control input of the counter 21 makes it possible to trigger the preloading of the initialization data which determines the rank of the frequency division that iJ performs. Counter 22 or counter 23 counts the clock pulses H when it receives a value 1 on its validation input. While one of the two counters counts, the other is inhibited.
La première et la seconde sortie des moyens 15 fournissent un signal logique de valeur 1, respectivement pendant la durée d'une information binaire de valeur 0 et pendant la durée d'une information binaire de valeur 1. Le passage à la valeur 1 du signal SF fourni par la sortie Q de la bascule 28, déclenche le comptage du compteur 23 et l'inhibition du compteur 22. Ce passage à la valeur 1 est transmis par l'interface 20 vers le microprocesseur 11 sous la forme d'une demande d'interrupt;on transmise par une ligne du bus de commandes 29. Le microprocesseur 11 commande alors le transfert du contenu du compteur 22 et la remise à zéro de ce dernier, par l'intermédiaire du bus de commande 29, de l'interface 20, et des lignes reliant celle-ci aux entrées de commande des compteurs 22 et 23.Le compteur 22 se remettra à compter lors du prochain front montant fourni par la sortie Q de la bascule 28. Pendant que l'un des compteurs 22, 23 compte, l'autre est à l'arrêt, le microprocesseur 11 dispose donc, pour lire son contenu, d'un temps au moins égal à la durée d'une information binaire. The first and second outputs of the means 15 supply a logic signal of value 1, respectively during the duration of binary information of value 0 and during the duration of binary information of value 1. The change to value 1 of the signal SF provided by the output Q of the flip-flop 28, triggers the counting of the counter 23 and the inhibition of the counter 22. This change to the value 1 is transmitted by the interface 20 to the microprocessor 11 in the form of a request d 'interrupt; it is transmitted by a line of the command bus 29. The microprocessor 11 then controls the transfer of the content of the counter 22 and the resetting of the latter, via the command bus 29, of the interface 20 , and lines connecting it to the control inputs of counters 22 and 23. Counter 22 will start counting again at the next rising edge provided by output Q of flip-flop 28. While one of the counters 22, 23 account, the other is stopped, the microprocessor 11 has therefore, to read its content, a time at least equal to the duration of binary information.
La mémoire vive 32 et la mémoire morte 33 sont chacune reliées aux trois bus 29, 30, et 31. La mémoire morte 33 contient le programme de fonctionnement du microprocesseur 11, conforme au procédé décrit précédemment avec T = T . La mémoire morte 33 contient aussi la table
n donnant les valeurs du taux d'erreurs binaires en fonction des valeurs représentatives T T des variations de durée des informations binaires.The random access memory 32 and the read-only memory 33 are each connected to the three buses 29, 30, and 31. The read-only memory 33 contains the operating program of the microprocessor 11, in accordance with the method described above with T = T. ROM 33 also contains the table
n giving the values of the bit error rate as a function of the representative values TT of the variations in duration of the binary information.
Dans le cas où la suite des informations binaires est quelconque, le programme de fonctionnement du microprocesseur 11 comporte un test de la valeur de la durée mesurée entre deux transitions des informations binaires, pour ne prendre en compte que les durées inférieures à 1,5 T
n
Lorsque plusieurs informations binaires successives ont une même valeur, la durée mesurée entre les deux transitions est supérieure à 1,5 T n et n'est pas prise en compte.In the case where the sequence of binary information is arbitrary, the operating program of the microprocessor 11 includes a test of the value of the duration measured between two transitions of the binary information, to take into account only the durations less than 1.5 T
not
When several successive binary pieces of information have the same value, the duration measured between the two transitions is greater than 1.5 T n and is not taken into account.
Dans cet exemple de réalisation le calcul d'une valeur représenta tive des variations de durée est réalisé en calculant la variance des valeurs de durée selon la-formule:
Les m valeurs de durée retenues pour le calcul sont stockées dans la mémoire vive 32 pendant la durée des mesures. La mémoire vive 32 stocke aussi la valeur T n de la durée nominale, qui y est inscrite par des moyens non représentés, un clavier par exemple. Quand les mesures sont terminées, le microprocesseur 11 calcule 2 et tu puis lit dans la mémoire morte 33 une valeur du taux d'erreurs binaires correspondant à la
#T valeur de .The m duration values used for the calculation are stored in the RAM 32 for the duration of the measurements. The RAM 32 also stores the value T n of the nominal duration, which is entered therein by means not shown, a keyboard for example. When the measurements are finished, the microprocessor 11 calculates 2 and you then reads in the read-only memory 33 a value of the bit error rate corresponding to the
#T value of.
T
Dans une autre variante de ce programme le test consistant à comparer chaque valeur de durée mesurée, par rapport à la valeur 1,5 T n peut être supprimé si la mesure est effectuée sur une suite d'informations binaires constituée d'informations binaires de valeurs alternées.T
In another variant of this program the test consisting in comparing each value of duration measured, compared to the value 1.5 T n can be eliminated if the measurement is carried out on a series of binary information made up of binary information of values alternate.
L'exemple de réalisation représenté sur la figure 7 comporte des moyens 15 pour détecter la fin des rebondissements qui affectent les transitions entre des informations binaires différentes. Ces rebondissements peuvent être causés notamment par des battements du comparateur 5 du démodulateur, si celui-ci n'a pas d'hystérésis. Ces rebondissements peuvent altérer la précision des mesures de durée et par conséquent fausser l'évaluation du taux d'erreurs binaires. Les moyens 15 permettent de réduire les erreurs de mesure causées par ces rebondissements en prenant en compte non pas un, mais deux échantillons successifs, du signal de sortie du démodulateur. Une valeur de ce signal n'est considérée comme établie que lorsque deux échantillons successifs ont une même valeur. The exemplary embodiment shown in FIG. 7 comprises means 15 for detecting the end of the twists which affect the transitions between different binary information. These twists can be caused in particular by beats of the comparator 5 of the demodulator, if the latter has no hysteresis. These twists can alter the accuracy of the duration measurements and therefore distort the evaluation of the bit error rate. The means 15 make it possible to reduce the measurement errors caused by these twists by taking into account not one, but two successive samples, of the output signal of the demodulator. A value of this signal is only considered established when two successive samples have the same value.
Le signal d'horloge H actionne les bascules 24 et 25 pour réaliser un échantillonnage du signal binaire appliqué à la borne d'entrée 13. Si deux valeurs identiques et successives sont mémorisées par les bascules 24 et 25, la porte ET 26 fournit un signal logique de valeur 1 à l'entrée R de la bascule 28. La sortie Q de celle-ci fournit alors un signal de valeur 1 qui valide le compteur 22, et qui déclenche la procédure d'interruption dans le microprocesseur Il, pour lire le contenu du compteur 23 qui est inhibé par un signal de valeur 0 fourni par la sortie Q de la bascule 28. The clock signal H actuates the flip-flops 24 and 25 to carry out a sampling of the binary signal applied to the input terminal 13. If two identical and successive values are memorized by the flip-flops 24 and 25, the AND gate 26 provides a signal logic of value 1 at the input R of the flip-flop 28. The output Q of the latter then provides a signal of value 1 which validates the counter 22, and which triggers the interruption procedure in the microprocessor Il, to read the content of counter 23 which is inhibited by a signal of value 0 supplied by the output Q of flip-flop 28.
Lorsque les bascules 24 et 25 échantillonnent deux valeurs 0 successives leurs sorties Q fournissent chacune un signal logique de valeur 1 et la porte ET 27 fournit un signal logique de valeur 1 à l'entrée S de la bascule 28. La sortie Q de celle-ci fournit alors un signal de valeur 1 qui valide le compteur 23 et qui déclenche la procédure d'interruption dans le microprocesseur 11 pour lire le contenu du compteur 22 qui est inhibé par un signal de valeur 0 fourni par la sortie Q de la bascule 28. When the flip-flops 24 and 25 sample two successive values 0, their outputs Q each provide a logic signal of value 1 and the AND gate 27 provides a logic signal of value 1 to the input S of the flip-flop 28. The output Q of this one ci then provides a signal of value 1 which validates the counter 23 and which initiates the interruption procedure in the microprocessor 11 to read the content of the counter 22 which is inhibited by a signal of value 0 supplied by the output Q of the flip-flop 28 .
La figure 8 illustre le fonctionnement des moyens 15 lorsque le signal 55(t) appliqué à la borne d'entrée 13 est constitué d'une information binaire, de valeur 1 et de durée nominale 10 millisecondes, précédée et suivie de rebondissements dont la durée est très inférieure aux 10 millisecondes. Dans cet exemple, l'horloge H qui réalise l'échantillonnage du signal 55(t), a une période de 10 microsecondes. Le signal SF, fourni par la sortie Q de la bascule 28, passe au niveau 1 lorsque deux échantillons successifs de 55tut) ont la valeur 1. Le signal SF ne reprend la valeur 0 que lorsque deux échantillons successifs ont la valeur 0. Le début et la fin de cette information binaire sont donc détectés avec un certain retard qui est peu différent car les rebondissements sont peu différents dans ces deux cas. FIG. 8 illustrates the operation of the means 15 when the signal 55 (t) applied to the input terminal 13 consists of binary information, of value 1 and of nominal duration 10 milliseconds, preceded and followed by twists whose duration is much less than 10 milliseconds. In this example, the clock H which performs the sampling of the signal 55 (t), has a period of 10 microseconds. The signal SF, provided by the output Q of flip-flop 28, passes on level 1 when two successive samples of 55tut) have the value 1. The signal SF does not take again the value 0 only when two successive samples have the value 0. The beginning and the end of this binary information is therefore detected with a certain delay which is little different since the twists are little different in these two cases.
L'invention ne se limite pas aux exemples de réalisation décrits et représentés, de nombreuses variantes sont à la portée de l'homme de l'art. The invention is not limited to the embodiments described and shown, many variants are within the reach of those skilled in the art.
Il est notamment possible de réduire les erreurs dues aux rebondissements, sans utiliser les moyens 15 décrits précédemment, en prévoyant d'utiliser un comparateur à hystérésis dans le démodulateur, au lieu d'un comparateur ordinaire. I1 est possible aussi d'adapter le dispositif en modifiant les valeurs numériques de la table stockée dans la mémoire morte 33, pour mesurer le taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission utilisant une modulation de phase ou de fréquence, directe de l'onde porteuse radio, modulation dite F1 . Ces valeurs de la table peuvent être calculées par un raisonnement analogue à celui décrit précédemment, ou bien mesurées expérimentalement en observant l'écart type de la durée des informations binaires sur un oscilloscope, pour diverses valeurs du taux d'erreurs binaires, celui-ci étant connu par un comptage classique.It is in particular possible to reduce the errors due to rebounds, without using the means 15 described above, by providing for using a hysteresis comparator in the demodulator, instead of an ordinary comparator. It is also possible to adapt the device by modifying the numerical values of the table stored in the read-only memory 33, in order to measure the bit error rate of a transmission channel using phase or frequency modulation, direct from l carrier wave, so-called F1 modulation. These values of the table can be calculated by a reasoning similar to that described above, or else measured experimentally by observing the standard deviation of the duration of the binary information on an oscilloscope, for various values of the binary error rate, this being known by conventional counting.
Le dispositif selon l'invention présente l'avantage de ne pas nécessiter un démodulateur spécial pour la réception des informations, contrairement au dispositif antérieur décrit dans le document cité, qui nécessite un démodulateur particulier, puisque le comparateur de celui-ci doit recevoir une valeur de seuil variable en fonction de la valeur de l'information binaire. Grâce au dispositif selon l'invention, le comparateur est plus simple à réaliser et à régler puisqu'il ne comporte qu'un seul seuil ayant une valeur fixe. I1 est donc en général possible de raccorder le dispositif selon l'invention à un démodulateur classique, sans difficulté. The device according to the invention has the advantage of not requiring a special demodulator for receiving information, unlike the prior device described in the cited document, which requires a particular demodulator, since the comparator thereof must receive a value of variable threshold according to the value of the binary information. Thanks to the device according to the invention, the comparator is simpler to produce and to adjust since it has only one threshold having a fixed value. It is therefore generally possible to connect the device according to the invention to a conventional demodulator, without difficulty.
En outre le dispositif selon l'invention ne nécessite pas la transmission d'une suite d'informations connue, et il est plus rapide que les dispositifs classiques réalisant un comptage des informations binaires erronees. In addition, the device according to the invention does not require the transmission of a known series of information, and it is faster than conventional devices performing a counting of erroneous binary information.
Le procédé et le dispositif selon l'invention peuvent être appliqués notamment à l'évaluation de la qualité de canaux de transmission radio, pour sélectionner un canal parmi plusieurs disponibles. Ils peuvent aussi être appliqués à l'évaluation de la qualité de transmission sur des câbles, en adaptant le dispositif au débit des informations, qui est alors beaucoup plus élevé que sur un canal radio. Cette adaptation est à la portée de l'homme de l'art. The method and the device according to the invention can be applied in particular to the evaluation of the quality of radio transmission channels, in order to select one channel among several available. They can also be applied to the evaluation of the transmission quality on cables, by adapting the device to the information rate, which is then much higher than on a radio channel. This adaptation is within the reach of those skilled in the art.
Claims (7)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8402433A FR2559977B1 (en) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | METHOD FOR QUICK MEASUREMENT OF THE BINARY ERROR RATE OF A TRANSMISSION CHANNEL, AND DEVICE FOR CARRYING OUT SAID METHOD |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8402433A FR2559977B1 (en) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | METHOD FOR QUICK MEASUREMENT OF THE BINARY ERROR RATE OF A TRANSMISSION CHANNEL, AND DEVICE FOR CARRYING OUT SAID METHOD |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2559977A1 true FR2559977A1 (en) | 1985-08-23 |
| FR2559977B1 FR2559977B1 (en) | 1990-05-04 |
Family
ID=9301138
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8402433A Expired - Lifetime FR2559977B1 (en) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | METHOD FOR QUICK MEASUREMENT OF THE BINARY ERROR RATE OF A TRANSMISSION CHANNEL, AND DEVICE FOR CARRYING OUT SAID METHOD |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2559977B1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1987006785A1 (en) * | 1986-04-25 | 1987-11-05 | Eastman Kodak Company | Apparatus useful in channel equalization adjustment |
| WO1991009482A1 (en) * | 1989-12-07 | 1991-06-27 | The Commonwealth Of Australia | Error rate monitor |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4393499A (en) * | 1981-03-11 | 1983-07-12 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Adaptive signal quality measurement circuit for PSK and FSK demodulators |
-
1984
- 1984-02-17 FR FR8402433A patent/FR2559977B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4393499A (en) * | 1981-03-11 | 1983-07-12 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Adaptive signal quality measurement circuit for PSK and FSK demodulators |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| NTC1980, CONFERENCE RECORD OF THE NATIONAL TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE, vol. 2, 30 novembre - 4 décembre 1982, Houston, Texas, IEEE, New York (US); E.A. NEWCOMBE et al., : "Error monitoring in digital communication systems", pages 25-5-1 - 25-5-5 * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1987006785A1 (en) * | 1986-04-25 | 1987-11-05 | Eastman Kodak Company | Apparatus useful in channel equalization adjustment |
| WO1991009482A1 (en) * | 1989-12-07 | 1991-06-27 | The Commonwealth Of Australia | Error rate monitor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2559977B1 (en) | 1990-05-04 |
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