DE69924531T2

DE69924531T2 - Kerreffektkompensation für einen interferometrischen faseroptischen kreisel

Info

Publication number: DE69924531T2
Application number: DE69924531T
Authority: DE
Inventors: A. Glen SANDERS; N. James BLAKE; A. Ralph BERGH
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1998-12-31
Filing date: 1999-11-16
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2019-11-17
Also published as: JP2002534670A; CA2358397A1; EP1171754A1; DE69924531D1; WO2000040927A1; US6046810A; EP1171754B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft faseroptische Systeme mit Kerr-Effekt-Verringerungsanordnungen und insbesondere Kompensationsanordnungen zum Verringern von Kerr-Effekt-Fehlern.
Faseroptische Kreisel sind ein attraktives Mittel zum Erfassen der Drehung eines einen solchen Kreisel tragenden Objekts. Diese Kreisel können ziemlich klein gemacht werden und können so konstruiert werden, daß sie beträchtlichen mechanischen Stößen, Temperaturänderungen und sonstigen Umweltextremen widerstehen können. Aufgrund der Abwesenheit beweglicher Teile können sie beinahe wartungsfrei sein und besitzen das Potential, kostengünstig zu werden. Auch können sie für sehr geringe Drehungsraten empfindlich sein, die bei anderen Arten von optischen Kreiseln ein Problem darstellen können.
Ein faseroptischer Kreisel weist eine auf einen Kern auf- und um dessen Achse herum gewickelte optische Faser auf, um die herum die Drehung zu erfassen ist. Die optische Faser besitzt typischerweise eine Länge von 100 bis 2 000 Metern und bildet einen Teil eines geschlossenen optischen Weges, in den eine elektromagnetische Welle oder Lichtwelle eingeführt und in ein Paar dieser Wellen aufgeteilt wird, um sich in entgegengesetzten Richtungen durch die Spule auszubreiten, damit beide letztendlich auf einen Fotodetektor auftreffen. Diese optische Anordnung wird als ein Sagnac-Interferometer bezeichnet. Drehung um die Meßachse des Kerns oder die gewickelte optische Faser bietet eine effektive optische Weglängenvergrößerung in einer Drehrichtung und eine optische Weglängenkürzung in der anderen Drehrichtung für eine dieser Wellen. Das entgegengesetzte Ergebnis tritt für Drehung in der anderen Richtung ein. Solche Weglängenunter schiede zwischen den Wellen führen eine Phasenverschiebung zwischen diesen Wellen für eine der beiden Drehrichtungen ein, d.h. den wohlbekannten Sagnac-Effekt. Dieser Kreisel ist als der interferometrische faseroptische Kreisel (IFOG – Interferometric fiber optic gyro) bekannt. Die Verwendung einer gewickelten optischen Faser ist wünschenswert, da der Betrag an Phasendifferenzverschiebung aufgrund von Drehung und daher das Ausgangssignal von der Länge des gesamten optischen Weges durch die in entgegengesetzter Richtung laufenden zwei elektromagnetischen Wellen durchlaufene Spule abhängig ist und daher ein großer Phasenunterschied in der langen optischen Faser aber in dem von ihr als Ergebnis des Gewickeltseins aufgenommenen relativ kleinen Volumen erhalten werden kann.
Der Ausgangsstrom von der Fotodiode des Fotodetektorsystems als Reaktion auf das Auftreffen darauf der in entgegengesetzter Richtung laufenden elektromagnetischen Wellen nach Durchlaufen der gewickelten optischen Faser folgt einer Kosinusquadrat-Funktion. Das heißt der Ausgangsstrom ist von dem Kosinus der Phasendifferenz zwischen diesen zwei Wellen abhängig. Da eine Kosinusfunktion eine gerade Funktion ist, gibt eine solche Ausgangsfunktion keine Anzeige betreffs der relativen Richtungen der Phasendifferenzverschiebung und daher keine Anzeige betreffs der Richtung der Drehung um die Spulenachse. Zusätzlich ist die Änderungsgeschwindigkeit einer Kosinusfunktion in der Nähe der Phase Null sehr gering, und eine solche Ausgangsfunktion bietet daher sehr geringe Empfindlichkeit für niedrige Drehungsraten.
Aufgrund dieser unbefriedigenden Eigenschaften wird die Phasendifferenz zwischen den zwei in entgegengesetzter Richtung laufenden elektromagnetischen Wellen gewöhnlich moduliert, indem ein manchmal auch als Biasmodulator bezeichneter optischer Phasenmodulator auf einer Seite der gewickelten optischen Faser in den optischen Weg eingefügt wird. Um eine empfindliche Drehungserkennung zu erreichen, ist das Sagnac-Interferometer manchmal durch eine Sinusmodulation der differentiellen Phase zwischen den sich entgegensetzt ausbreitenden Strahlen in der interferometrischen Schleife vorgespannt. Infolgedessen durchläuft eine dieser sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen den Modulator auf dem Weg in die Spule, während die andere, die Spule in der entgegengesetzten Richtung durchlaufende Welle den Modulator beim Austritt aus der Spule durchläuft. Zusätzlich ist ein als Teil eines Demodulatorsystems dienender phasenempfindliche Detektor vorgesehen, um ein den Fotodetektor-Ausgangsstrom darstellendes Signal zu empfangen. Sowohl der Phasenmodulator als auch der phasenempfindliche Detektor können durch einen Sinussignalgenerator auf der sogenannten „richtigen" Frequenz betrieben werden, um vom Modulator eingeführte Amplitudenmodulation zu verringern oder zu beseitigen, es können aber auch andere Wellenformarten derselben Grundfrequenz benutzt werden. Es können andere Frequenzen benutzt werden und werden auch häufig, um die Frequenz auf einen handlicheren Wert zu verringern.
Die sich ergebende Signalausgabe des phasenempfindlichen Detektors folgt einer Sinusfunktion, d.h. das Ausgangssignal ist vom Sinus der Phasendifferenz zwischen den zwei auf die Fotodiode auftreffenden elektromagnetischen Wellen abhängig, hauptsächlich der Phasenverschiebung aufgrund von Drehung um die Achse der Spule in Abwesenheit des Auftretens sonstiger bedeutsamer aber unerwünschter Phasenverschiebungen. Eine Sinusfunktion ist eine ungerade Funktion mit ihrer maximalen Änderungsgeschwindigkeit bei einer Phasenverschiebung Null und ändert daher das algebraische Vorzeichen beidseitig der Phasenverschiebung Null. So kann das phasenempfindliche Detektorsignal eine Anzeige darüber bieten, in welcher Richtung eine Drehung um die Achse der Spule auftritt, und kann die maximale Änderungsgeschwindigkeit des Signalwerts als Funktion der Drehgeschwindigkeit in der Nähe einer Drehgeschwindigkeit Null bereitstellen, d.h. der Detektor weist seine maximale Empfindlichkeit für Phasenverschiebungen in der Nähe von Null auf, so daß sein Ausgangssignal sehr empfindlich für niedrige Drehraten ist. Dies ist natürlich nur möglich, wenn Phasenverschiebungen aufgrund anderer Ursachen, das heißt Fehler, klein genug sind. Zusätzlich ist dieses Ausgangssignal unter diesen Umständen beinahe vollständig linear bei relativ geringen Drehgeschwindigkeiten. Solche Eigenschaften des Ausgangssignals des phasenempfindlichen Detektors bilden eine wesentliche Verbesserung gegenüber den Eigenschaften des Ausgangsstroms des Fotodetektors ohne optische Phasenmodulation.
Auch kann das Sagnac-Interferometer zum Messen jeder nicht reziproken Phasenverschiebung in der Ausbreitung von Licht genutzt werden. Die nützlichste dieser ist neben der Drehungsmessung vielleicht das Erfassen von elektrischem Strom, der die Innenseite der Ebene der Fasermeßspule überquert. Wenn in diesem Fall die Faserspule zwei sich entgegengesetzt ausbreitende Lichtwellen mit einem Kreispolarisationszustand enthält, wird das durch den elektrischen Strom erzeugte Magnetfeld eine Phasendifferenz zwischen sich entgegengesetzt ausbreitenden Wellen induzieren. Diese Phasendifferenz ist proportional zu der Höhe des elektrischen Stroms und die Polarität der Phasendifferenz ist eine Anzeige der Richtung des elektrischen Stromflusses. US-Patent 5,644,387 ist eine Literaturstelle mit weiteren Einzelheiten des Sagnac-Interferometer-Stromsensors und anderer optischer Faser-Stromsensoren. Die Erscheinung einer nicht reziproken Phasenverschiebung aufgrund von elektrischem Strom, wie er vom Fotodetektor ausgegeben wird, gleicht der durch Drehgeschwindigkeit verursachten. Viele der in der vorliegenden Erfindung offenbarten Ansätze lassen sich daher auch auf die elektrische Stromerfassung anwenden. Eine Form von elektrischem Strom, die erfaßt werden kann, ist ein Wechselstrom I_ac an einem Kondensator mit Kapazität C, der durch eine Wechselspannung V verursacht wird. Dieser Strom wird als Verschiebungsstrom bezeichnet und ist gegeben durch
Durch direktes Messen des Verschiebungsstroms kann eine indirekte Messung der Wechselspannung durchgeführt werden. Die Erfassung von Spannung durch das obige Verfahren des Messens von Strom oder Verschiebungsstrom wird in der vorliegenden Erfindung überall noch als Stromerfassung bezeichnet, da der gemessene Grundmeßwert immer noch elektrischer Strom ist. Die folgende Besprechung hat zwar als ihren Mittelpunkt die Einzelheiten des faseroptischen Kreisels, doch beziehen sich viele der Grundsätze der offenbarten Erfindung auch auf elektrische Strommessung im Sagnac-Interferometer. Das Sagnac-Interferometer benutzt zwei räumlich getrennte Lichtstrahlen, die um einen geschlossenen Weg herum in entgegengesetzte Richtungen laufen. Die Phasen dieser Strahlen werden später durch ihre Rekombination und Interferenz verglichen.
Ein Beispiel eines faseroptischen Kreisels aus dem Stand der Technik ist in 1 dargestellt. Der optische Teil des Systems enthält mehrere Merkmale entlang den optischen Wegen, um sicherzustellen, daß dieses System reziprok ist, d.h. daß im wesentlichen identische optische Wege für jede der sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen vorkommen, abgesehen von den spezifischen Einführungen nicht reziproker Phasendifferenzverschiebungen, wie unten beschrieben wird. Die gewickelte optische Faser bildet eine Spule 10 um einen Kern oder Wickelkörper unter Verwendung einer optischen Einmodenfaser, die um die Achse gewickelt ist, um die Drehung zu erfassen. Die Verwendung einer Einmodenfaser ermöglicht die einmalige Definition der Wege der elektromagnetischen oder Lichtwellen und erlaubt weiterhin auch die einmalige Definition der Phasenfronten einer solchen geführten Welle. Dadurch wird die Aufrechterhaltung von Reziprozität sehr unterstützt.
Zusätzlich kann die optische Faser in dem faseroptischen Kreisel eine sogenannte Polarisation erhaltende Faser sein, indem in der Faser eine sehr bedeutende Doppelbrechung aufgebaut wird, so daß die durch unvermeidbare mechanische Spannungen, durch den Faraday-Effekt in magnetischen Feldern oder durch andere Ursachen eingeführten Polarisationsschwankungen, die zu veränderlichen Phasendifferenzverschiebungen zwischen den sich entgegengesetzt ausbreitenden Wellen führen könnten, relativ unbedeutend werden. So wird entweder die Achse mit hoher Brechzahl, d.h. der langsameren Ausbreitungsachse, oder die Achse mit niedriger Brechzahl für die Ausbreitung der elektromagnetischen Wellen gewählt, in Abhängigkeit von den anderen optischen Bauteilen im System.
Die sich in entgegengesetzten Richtungen durch die Spule 10 ausbreitenden elektromagnetischen Wellen werden von einer Quelle elektromagnetischer Wellen bzw. Lichtquelle 11 in der 1 bereitgestellt. Diese Quelle ist typischerweise eine Halbleiter-Lichtquelle wie beispielsweise eine Laserdiode, die elektromagnetische Wellen typischerweise im Teil des Spektrums im nahen Infrarot mit typischen Wellenlängen von 830 Nanometern (nm) bis 1550 nm bereitstellt. Die Quelle 11 muß eine kurze Kohärenzlänge für ausgestrahltes Licht aufweisen, um die Phasenverschiebungsdifferenzfehler zwischen diesen Wellen aufgrund von Rayleigh- und Fresnel-Streuung an Streuungsorten in der Spule 10 zu verringern. Aufgrund des nichtlinearen Kerr-Effekts in der Spule 10 können unterschiedliche Intensitäten der zwei sich entgegengesetzt ausbreitenden Wellen zu unterschiedlichen Phasenverschiebungen zwischen ihnen führen. Diese Situation kann ebenfalls durch Verwendung einer Quelle mit kurzer Kohärenzlänge für die Quelle 11 überwunden werden, die Licht mit geeigneten statistischen Eigenschaften abgibt.
Zwischen der Laserdiode 11 und der faseroptischen Spule 10 ist in der 1 eine optische Weganordnung dargestellt, die durch die Erweiterung der Enden der die Spule 10 bildenden optischen Faser zu einigen optischen Kopplungsbauteilen gebildet wird, die den gesamten optischen Weg in mehrere optische Wegteile auftrennen. Ein Teil der optischen Faser ist an einem Punkt der optimalen Lichtausstrahlung von ihr gegen die Laserdiode 11 positioniert, ein Punkt, von dem aus sie sich zu einem ersten optischen Richtkoppler 12 erstreckt.
Der optische Richtkoppler 12 weist Lichtübertragungsmedien darin auf, die sich zwischen vier Anschlüssen erstrecken, zwei an jedem Ende dieser Medien, und die an jedem Ende des Kopplers 12 in der 1 dargestellt sind. Gegen einen dieser Anschlüsse ist die sich von der Laserdiode 11 erstreckende optische Faser positioniert. Am anderen Anschluß am Meßende des optischen Richtkopplers 12 ist eine dagegen positionierte weitere optische Faser dargestellt, die sich erstreckt, um gegen eine elektrisch mit einem Fotodetektorsystem 14 verbundene Fotodiode 13 positioniert zu werden.
Die Fotodiode 13 erkennt elektromagnetische Wellen bzw. Lichtwellen, die darauf aus dem dagegen positionierten Teil der optischen Faser auftreffen, und stellt als Reaktion auf ein Signalkomponentenauswahlmittel 35 einen Fotostrom bereit. Wie oben angezeigt folgt dieser Fotostrom im Fall von zwei darauf auftreffenden beinahe kohärenten Lichtwellen einer Kosinusfunktion bei der Bereitstellung einer Fotostromausgabe, die von dem Kosinus der Phasendifferenz zwischen einem solchen Paar im wesentlichen kohärenter Lichtquellen abhängig ist. Diese Fotovoltaische Vorrichtung wirkt in eine sehr niedrige Impedanz, um den Fotostrom bereitzustellen, der eine lineare Funktion der auftreffenden Strahlung ist und die typischerweise eine p-i-n-Fotodiode sein kann.
Am optischen Richtkoppler 12 ist eine andere optische Faser gegen einen Anschluß am anderen Ende desselben positioniert, die sich zu einem Polarisator 15 erstreckt. Am anderen Anschluß auf derselben Seite des Kopplers 12 besteht eine reflexionsfreie Abschlußanordnung 16, die einen weiteren Teil einer optischen Faser umfaßt.
Bei Empfang von elektromagnetischen Wellen bzw. Licht an irgendeinem seiner Anschlüsse überträgt der optische Richtkoppler 12 dieses Licht, so daß annähernd die Hälfte davon an jedem der zwei Anschlüsse des Kopplers 12 an dessen Ende erscheint, das dem Ende mit dem ankommenden Anschluß gegenüberliegt. Andererseits werden keine dieser Wellen bzw. dieses Lichts zu dem Anschluß übertragen, der sich am selben Ende des Kopplers 12 wie der ankommende Lichtanschluß befindet.
Der Polarisator 15 wird deshalb benutzt, da selbst in einer Faser mit einzelnem Raummodus Licht sich in zwei Polarisationsmoden durch die Faser fortpflanzen kann. So wird der Polarisator 15 für den Zweck des Durchlassens von sich ausbreitendem Licht in einer Polarisation bereitgestellt, so daß rechtsdrehende und linksdrehende Wellen derselben Polarisation in die Meßschleife eingeführt werden, und nur Licht von der Meßschleife derselben Polarisation für die rechtsdrehenden und linksdrehenden Wellen am Detektor überlagert wird. Der Polarisator 15 blockiert jedoch nicht vollständig Licht in dem einen Polarisationszustand, den er blockieren soll. Dies führt wiederum zu einer geringen Nichtreziprozität zwischen zwei in entgegengesetzter Richtung laufenden elektromagnetischen Wellen, die ihn durchlaufen, und so tritt zwischen ihnen eine geringe nichtreziproke Phasenverschiebungsdifferenz auf, die sich mit den Zuständen der Umgebung, in die der Polarisator plaziert wird, verändern kann. In dieser Hinsicht trägt die hohe Doppelbrechung in der benutzten optischen Faser wiederum zur Verringerung dieser sich ergebenden Phasendifferenz wie oben angedeutet bei.
Der Polarisator 15 weist an seinen beiden Enden einen Anschluß auf, wobei das darin enthaltene Übertragungsmedium für elektromagnetische Wellen dazwischen positioniert ist. Gegen den Anschluß an dem entgegengesetzten Ende desselben, das mit dem optischen Richtkoppler 12 verbunden ist, ist ein weiterer optischer Faserteil positioniert, der sich zu einem. weiteren optischen zweiseitig gerichteten Koppler 17 erstreckt, der die gleichen Wellenübertragungseigenschaften wie der Koppler 12 aufweist.
Der Anschluß am gleichen Ende des Kopplers 17, von dem aus ein Anschluß an den Polarisator 15 angekoppelt ist, ist wiederum unter Verwendung eines weiteren optischen Faserteils mit einer reflexionsfreien Abschlußanordnung 18 verbunden. Bei Betrachtung der Anschlüsse am anderen Ende des Kopplers 17 ist einer mit weiteren optischen Bauteilen in den sich dahin von einem Ende der optischen Faser in der Spule 10 aus erstreckenden optischen Wegteilen verbunden. Der andere Anschluß im Koppler 17 ist direkt an das übrige Ende der optischen Faserspule 10 angekoppelt. Zwischen der Spule 10 und dem Koppler 17 ist auf der Seite der Spule 10 gegenüber deren direkt verbundenen Seite ein optischer Phasen modulator 19 vorgesehen. Der optische Phasenmodulator 19 weist zwei Anschlüsse an beiden Enden der darin enthaltenen Übertragungsmedien auf, gezeigt an entgegengesetzten Enden desselben in der 1. Die optische Faser von der Spule 10 ist gegen einen Anschluß des Modulators 10 positioniert. Die sich vom Koppler 17 erstreckende optische Faser ist gegen den anderen Anschluß des Modulators 19 positioniert.
Der optische Modulator 19 ist in der Lage, elektrische Signale zu empfangen, um ihn zu veranlassen, eine Phasendifferenz in durch ihn übertragene elektromagnetische Wellen einzuführen, indem er die Brechzahl des Übertragungsmediums bzw. der Übertragungsmedien darin ändert, um dadurch die optische Weglänge zu ändern. Diese elektrischen Signale werden dem Modulator 19 durch einen Bias-Modulationssignalgenerator 20 zugeführt, der ein Sinusspannungsausgangssignal mit einer Modulationsfrequenz f_g bereitstellt, das gleich C₁sin(ω_gt) sein soll, wobei ω_g das Winkelfrequenzäquivalent der Modulationsfrequenz f_g ist. Als Alternative könnten andere geeignete periodische Wellenformen benutzt werden.
Das obige vervollständigt die Beschreibung des optischen Teils des Systems der 1, das entlang dem durch die von der Quelle 11 abgegebenen elektromagnetischen Wellen bzw. Lichtwellen verfolgten optischen Weg gebildet wird. Diese elektromagnetischen Wellen sind von dieser Quelle aus über den optischen Faserteil an den optischen Richtkoppler 12 angekoppelt. Ein Teil einer solchen in den Koppler 12 von der Quelle 11 aus eintretenden Welle geht in der an einen Anschluß am entgegengesetzten Ende desselben angekoppelten reflexionsfreien Abschlußanordnung 16 verloren, aber der Rest dieser Welle wird über den Polarisator 15 zum optischen Richtkoppler 17 übertragen.
Der Koppler 17 dient als Strahlteilungsvorrichtung, bei der in den Anschluß desselben eintretende, vom Polarisator 15 empfangene elektromagnetische Wellen annähernd in die Hälfte geteilt werden, wobei ein Teil derselben aus jedem der zwei Anschlüsse an den entgegengesetzten Ende desselben austritt. Aus einem Anschluß am entgegengesetzten Ende des Kopplers 17 läuft eine elektromagnetische Welle durch die optische Faserspule 10, den Modulator 19 und zurück zum Koppler 17. Dort geht ein Teil dieser rückkehrenden Welle in der an den anderen Anschluß des Verbindungsendes des Kopplers 17 am Polarisator 15 angeschlossenen reflexionsfreien Anordnung 18 verloren, aber der Rest dieser Welle durchläuft den anderen Anschluß des Kopplers 17 zum Polarisator 15 und zum Koppler 12, wo ein Teil davon zur Fotodiode 13 übertragen wird. Der andere Teil der welle läuft vom Polarisator 15 zur Spule 10, verläßt den anderen Anschluß am Ende der Spule 10 des Kopplers 17, durchläuft den Modulator 19 und die optische Faserspule 10, um wieder in den Koppler 17 einzutreten und wobei ein Teil derselben wieder denselben Weg wie der andere Teil verfolgt, um schließlich auf die Fotodiode 13 aufzutreffen.
Wie oben angedeutet, stellt die Fotodiode 13 einen AusgangsFotostrom i_pd13 proportional zur Intensität der zwei darauf auftreffenden elektromagnetischen Wellen bzw. Lichtwellen bereit, von dem daher erwartet wird, daß er dem Kosinus der Phasendifferenz zwischen diesen zwei auf diese Diode auftreffenden Wellen entsprechend der nachfolgenden Gleichung folgt:
Der Grund dafür ist, daß der Strom von der sich ergebenden Lichtstärke der zwei auf die Fotodiode 13 auftreffenden im wesentlichen kohärenten Wellen abhängig ist, einer Stärke, die je nach der Höhe der additiven oder auslöschenden Interferenz zwischen den zwei Wellen von einem Spitzenwert von I_o bis zu einem kleineren Wert variiert. Diese Welleninterferenz verändert sich mit der Drehung der gewickelten optischen Faserspule 10 um ihre Achse, da diese Drehung eine Phasendifferenzverschiebung von φ_R zwischen den Wellen einführt. Weiterhin wird vom Modulator 19 eine zusätzliche variable Phasenverschiebung in diesen Fotodiodenausgangsstrom mit einem Amplitudenwert von φ_m eingeführt, der mit cos(ω_gt) variieren soll. Der optische Phasenmodulator 19 ist von der oben beschriebenen Art und wird in Verbindung mit einem phasenempfindlichen Detektor als Teil eines Demodulationssystems zum Umwandeln des Ausgangssignals des Fotodetektorsystems 14, das wie oben angedeutet einer Kosinusfunktion folgt, in ein Signal, das einer Sinusfunktion folgt, benutzt. Wenn dieses Ausgangssignal einer solchen Sinusfunktion folgt, stellt es wie oben angedeutet Informationen sowohl bezüglich der Drehgeschwindigkeit als auch der Richtung dieser Drehung um die Achse der Spule 10 bereit.
So wird das Ausgangssignal vom Fotodetektorsystem 14 mit der Fotodiode 13 in eine Spannung umgewandelt und durch einen Verstärker 21 geführt, wo es verstärkt wird und durch ein Filter 22 zu einem solchen phasenempfindlichen Detektormittel 23 geführt. Das Fotodetektorsystem 14, der Verstärker 21, das Filter 22 und der phasenempfindliche Detektor 23 bilden das Signalkomponentenauswahlmittel 35. Der als Teil eines Phasendemodulationssystems dienende phasenempfindliche Detektor 23 ist eine bekannte Vorrichtung. Ein solcher phasenempfindlicher Detektor entnimmt die Amplitude der ersten Harmonischen des gefilterten Fotodiodensystem-Ausgangssignals oder die Grundfrequenz des Modulationssignalgenerators 20, um eine Anzeige der relativen Phase der auf die Fotodiode 13 auftreffenden elektromagnetischen Wellen bereitzustellen. Diese Informationen werden vom phasenempfindlichen Detektor 23 in einem einer Sinusfunktion folgenden Ausgangssignal bereitgestellt, das heißt dieses Ausgangssignal folgt dem Sinus der Phasendifferenz zwischen den zwei auf die Fotodiode 13 auftreffenden elektromagnetischen Wellen. Die Ausgabe des phasenempfindlichen Detektors 23 geht zum Drehungsanzeiger oder Drehgeschwindigkeitsanzeiger 26.
Der Bias-Modulator-Signalgenerator 20 führt beim Modellieren des Lichts auf dem optischen Weg mit der Frequenz f_g wie oben beschrieben auch zur Erzeugung von harmonischen Komponenten durch die wiederkombinierten elektromagnetischen Wellen im Fotodetektorsystem 14. Das Filter 22 ist ein Bandpaßfilter, das die Modulationsfrequenzkomponente des Ausgangssignals des Fotodetektors 14, d.h. die erste Harmonische, nach ihrer Verstärkung durch den Verstärker 21 durchlassen soll.
Im Betrieb ändern sich die Phasendifferenzänderungen in den zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen, die die Spule 10 auf dem optischen Weg durchlaufen, aufgrund der Drehung relativ langsam im Vergleich zu den Phasendifferenzänderungen aufgrund des Modulators 19. Alle Phasendifferenzen aufgrund von Drehung bzw. des Sagnac-Effekts verschieben nur die Phasendifferenzen zwischen den zwei elektromagnetischen Wellen. Es wird erwartet, daß der Amplitudenskalierungsfaktor der Modulationsfrequenzkomponente des am Ausgang des Filters 22 erscheinenden Ausgangssignals des Fotodetektorsystems 14 durch den Sinus dieser Phasendifferenz eingestellt wird, weiterhin abgeändert nur durch die Faktoren des Amplitudenwerts der Phasenmodulation dieser Wellen aufgrund des Modulators 19 und Generators 20, und einer Konstante, die die verschiedenen Gewinne im gesamten System darstellt. Dann wird erwartet, daß die periodischen Effekte dieser Sinusmodulation aufgrund des Generators 20 und Modulators 19 in dieser Signalkomponente durch die Demodulation in dem System mit dem phasenempfindlichen Detektor 23 entfernt werden und ein Demodulatorsystem-(Detektor-)Ausgangssignal übriglassen, das nur von so einem Amplitudenskalierungsfaktor abhängig ist.
So wird die Spannung am Ausgang des Verstärkers 21 typischerweise wie folgt erscheinen: V21-out = k{1 + cos[φR + φmcos(ωgt + θ)]}
Die Konstante k stellt die Gewinne im gesamten System bis zum Ausgang des Verstärkers 21 dar. Das Symbol θ stellt eine zusätzliche Phasenverzögerung im Ausgangssignal des Verstärkers 21 bezüglich der Phase des vom Generator 20 bereitgestellten Signals dar. Ein Teil dieser Phasenverschiebung wird im Fotodetektorsystem 14 eingeführt und ein Teil wird auf anderen Quellen wie beispielsweise einer Phasenverschiebung über den Modulator 19 zwischen der Phase der vom Generator 20 zugeführten Signale und dem Ansprechen des Modulators 19 auf eine entsprechende Änderung der Brechzahl der darin enthaltenen Medien und/oder seiner Länge beruhen. Die anderen in der obigen Gleichung benutzten Symbole besitzen dieselbe Bedeutung wie in der ersten Gleichung oben.
Die obige Gleichung kann in einer Bessel'schen Reihenentwicklung entwickelt werden, um folgendes zu ergeben:
Dieses Signal am Ausgang des Verstärkers 21 wird an den Eingang des Filters 22 angelegt.
Wie oben angedeutet läßt das Filter 22 hauptsächlich die erste Harmonische aus der letzten Gleichung, d.h. die Modulationsfrequenzkomponente durch. Infolgedessen kann das Ausgangssignal des Filters 22 wie folgt geschrieben werden: V22-out = –2kJ1φm)sinφRcos(ωgt + θ + ψ1)
Das weitere auftretende Phasenlaufzeitglied ψ₁ ist die zusätzliche Phasenverschiebung in dem ersten harmonischen Glied, die als Ergebnis des Durchlaufens des Filters 22 hinzugefügt wird. Es wird erwartet, daß diese zusätzliche Phasenverschiebung im wesentlichen konstant und eine bekannte Charakteristik des Filters 22 ist.
Das Signal vom Filter 22 wird dann an den phasenempfindlichen Detektor 23 angelegt, wie auch das Signal vom Bias-Modulatorgenerator 20, wobei das letztere wieder gleich C₁sin(ω_gt) sein soll, wobei ω_g das Winkelfrequenz-Äquivalent der Modulationsfrequenz f_g ist. Angenommen, eine Phasenverschiebung gleich θ + ψ₁ kann vom phasenempfindlichen Detektor 23 zu seinem Bezugssignal hinzugefügt werden, dann wird die Ausgabe dieses Detektors mit einem solchen Ausgangssignal des Generators 20 folgende sein: V23-out = k'J1(φm)sinφR
Durch die Konstante k' werden die Systemgewinne durch den phasenempfindlichen Detektor 23 berücksichtigt.
Wie aus dieser Gleichung ersichtlich ist die Ausgabe des phasenempfindlichen Detektors 23 von der vom Bias- Modulator 19 zugeführten Amplitude ϕ_m abhängig wie vom Bias-Modulationsgenerator 20 betätigt und kann zum Einstellen des Wertes des Signals am Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 23 für eine gegebene Drehgeschwindigkeit der Spule 10 um ihre Achse, d.h. Einstellen des Skalenfaktors für den Kreisel zumindest innerhalb eines Bereichs von möglichen Werten dafür benutzt werden.
Diese erwarteten Ergebnisse können jedoch nicht im System der 1 erzielt werden. Ein Grund dafür, daß die erwarteten Ergebnisse nicht erzielt werden, besteht darin, daß der Bias-Modulationssignalgenerator 20 beim Modulieren des Lichts auf dem optischen Weg mit Frequenz f_g wie oben beschrieben durch den Phasenmodulator 19 nicht nur die Erzeugung von harmonischen Komponenten im Fotodetektorsystem 14 durch die wiederkombinierten elektromagnetischen Wellen ergibt, sondern auch einige harmonische Komponenten direkt in der sich ändernden Phase des optischen Weges aufgrund von Nichtlinearitäten, die sowohl im Generator 20 als auch dem Modulator 19 auftreten, zuführt.
Das heißt als erste Möglichkeit könnten das vom Modulationsgenerator 20 an seinem Ausgang zugeführte Ausgangssignal nicht nur eine Grundfrequenz mit Frequenz f_g enthalten, sondern auch bedeutende Harmonische desselben. Selbst wenn ein Signal frei von solchen Harmonischen bereitgestellt werden könnte, können nichtlineare Bauteileigenschaften und Hysterese im Phasenmodulator 19 die Einführung solcher Harmonischen in die dadurch auf dem optischen Weg bereitgestellte veränderliche Phase ergeben. Solche Harmonischen können zu bedeutsamen Geschwindigkeitsabweichungsfehlern im Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels führen. Es ist daher ein interferometrischer faseroptischer Kreisel erwünscht, bei dem solche Fehler aufgrund des Modulationssystems verringert oder beseitigt sind.
Die „richtige" Frequenz wird als die Frequenz ausgewählt, die die Modulation einer der Wellen um 180 Grad phasenverschoben zu der Modulation der anderen ergibt. Diese 180 Grad Phasendifferenz zwischen den zwei Wellen bietende Modulation hat die Wirkung der Beseitigung von vom Modulator induzierter Amplitudenmodulation des sich ergebenden Fotodetektorsignals. Der Wert der „richtigen" Frequenz kann aus der Länge der optischen Faser und deren entsprechenden Brechzahl bestimmt werden.
Die sich ergebende Signalausgabe des phasenempfindlichen Demodulators folgt einer Sinusfunktion, d.h. das Ausgangssignal ist vom Sinus der Phasendifferenz zwischen den zwei auf die Fotodiode auftreffenden elektromagnetischen Wellen abhängig, hauptsächlich der Phasenverschiebung aufgrund der Drehung um die Achse der Spule. Eine Sinusfunktion ist eine ungerade Funktion mit ihrer maximalen Änderungsgeschwindigkeit bei Null und ändert daher ihr algebräisches Vorzeichen beidseitig der Null. Das Signal des phasenempfindlichen Demodulators kann daher sowohl eine Anzeige der Drehrichtungen um die Achse der Spule als auch den maximalen Signaländerungsgeschwindigkeitswert als Funktion der Drehgeschwindigkeit in der Nähe einer Drehgeschwindigkeit von Null bereitstellen, d.h. weist seine Höchstempfindlichkeit in der Nähe von Phasenverschiebungen von Null auf, so daß sein Ausgangssignal sehr empfindlich für niedrige Drehgeschwindigkeiten ist. Dies ist natürlich nur dann möglich, wenn Phasenverschiebungen aufgrund anderer Quellen, d.h. Fehlern, klein genug gemacht werden. Zusätzlich ist dieses Ausgangssignal unter diesen Umständen beinahe vollständig linear bei relativ geringen Drehungsge-schwindigkeiten. Derartige Eigenschaften des Ausgangssignals des phasenempfindlichen Demodulators stellen eine wesentliche Verbesserung gegenüber den Eigenschaften des Ausgangsstroms des Fotodetektors dar.
Trotzdem ergibt die Ausgabe des phasenempfindlichen Demodulators, die einer Sinusfunktion folgt, eine Ausgabe, die bei weiter von Null abgelegenen Drehgeschwindigkeiten immer weniger linear wird. Bei Drehgeschwindigkeiten mit einer Amplitude, die dazu ausreicht, jenseits einer der Spitzen der Sinusfunktion zu führen, wird der Ausgangsansprechwert aufgrund seiner periodischen Beschaffenheit bezüglich der auftretenden Drehgeschwindigkeit zweideutig sein. Es besteht daher ein starker Wunsch, den Kreisel so zu betreiben, daß das Ausgangssignal des phasenempfindlichen Demodulators innerhalb des linearen Bereichs in der Nähe des Drehgeschwindigkeitswerts von Null bleibt.
Dies läßt sich durch Hinzufügen eines weiteren Phasenmodulators bzw. Frequenzschiebers in der Nähe der Spule in einem Teil des optischen Weges erreichen, der durch in entgegengesetzter Richtung laufende elektromagnetische Wellen benutzt wird, die sich durch die gewickelte optische Faser ausbreiten, um den Fotodetektor zu erreichen. Der Phasenmodulator bzw. Frequenzschieber wird in einer Rückkopplungsschleife vom Fotodetektorsystem betrieben und bietet genügend Gegenkopplung, so daß die durch den Phasenmodulator eingeführte Phasenänderung gerade dazu ausreicht, die Phasenverschiebungsdifferenz zwischen den in entgegengesetzter Richtung laufenden elektromagnetischen Wellen, die sich aus einer Drehung um die Achse der gewickelten optischen Faser ergibt, aufzuheben. Infolge-dessen wird am Fotodetektor abgesehen von vorübergehenden Drehgeschwindigkeitsänderungen nur geringe Phasenverschiebungsdifferenz auftreten und daher geringe Phasenverschiebung durch den phasenempfindlichen Demodulator gemessen werden. So wird das Ausgangssignal dieses phasenempfindlichen Demodulators stets in der Nähe von oder auf Null liegen. Das Signal von einem mit dem phasenempfindlichen Demodulator verbundenen Generator zum Betreiben dieses zusätzlichen Phasenmodulators wird damit durch Bereitstellung eines Signals, das den Modulator anweist, eine bestimmte Phasenverschiebung bereitzustellen, die zum Auslöschen der Phasenverschiebung aufgrund von Drehung ausreicht, in sich oder einem verwandten Signal die Informationen bezüglich der Größe und Richtung der Drehgeschwindigkeit enthalten.
Zum Betreiben dieses zusätzlichen optischen Phasenmodulators sind mehrere Formen für das Ausgangssignal von dem mit dem phasenempfindlichen Demodulator in der Rückkopplungsschleife verbundenen Generator vorgeschlagen worden. Eine übliche und gute Wahl besteht darin, einen Serrodyn-Generator zu benutzen, der ein Sägezahn ähnliches Signal an den optischen Phasenmodulator anlegt. Es wird ein Sägezahn oder ein Sägezahn ähnliches Signal gewählt, da gezeigt werden kann, daß ein ideales Sägezahnsignal mit 2π-Phasenamplitude etwas bereitstellt, was auf eine reine Frequenzumsetzung für die modulierten elektromagnetischen Wellen hinausläuft, einen Einseitenbandmodulator. Im Ergebnis wird Licht, das den mit einem solchen Sägezahnsignal betriebenen Phasenmodulator durchläuft, den Modulator so verlassen, daß seine Frequenz um einen Betrag gleich der Frequenz des Sägezahnsignals umgesetzt ist. Ein nicht ideales Sägezahnsignal wird keine reine Frequenzumsetzung ergeben, stattdessen wird es zusätzlich erzeugte Harmonische ergeben, die durch Bereitstellung einer sehr angenäherten Sägezahnwellenform und durch gute Auslegung des Modulators klein gehalten werden können.
Da der so betriebene optische Phasenmodulator auf einer Seite der gewickelten optischen Faser liegen wird, wird bei einer der elektromagnetischen Wellen die Frequenz bei Eintritt in die Spule umgesetzt, während bei der anderen die Frequenz nicht vor ihrem Austritt aus der Spule umgesetzt wird. Daher durchläuft eine Welle die Schleife mit einer höheren Frequenz als die andere (obwohl beide die gleiche Frequenz aufweisen, wenn sie den Fotodetektor erreichen), mit dem Ergebnis, daß für eine feste Modulator-(oder Serrodyn-Generator)-Frequenz eine eine Phasenverschiebung bezüglich der anderen am Fotodetektor um einen durch die Frequenz des Sägezahns und die Beschaffenheit der Faser eingestellten Betrag von 2 πτΔf aufweisen wird. Hier ist Δf die Modulator- oder Generatorfrequenz und τ ist die Laufzeit der Lichtwellen durch die Spule. Diese Phasenverschiebung wirkt entgegen der durch Drehung verursachten Phasenverschiebung zwischen den Lichtwellen aufgrund der Gegenkopplungsschleife, in der der Modulator vorgesehen ist. So wird die Frequenz des Sägezahns bzw. sägezahnähnlichen Generatorausgangssignals eine Anzeige der Drehgeschwindigkeit sein und die Polarität des Sägezahns wird die Drehrichtung anzeigen. Dies ist ein Regelkreisaufbau.
In der 2 ist der Regelkreis IFOG dargestellt. Anstatt zum Drehgeschwindigkeitsanzeiger 26 der 1 geht das Signal vom phasenempfindlichen Detektor 23 zu der Servo-Elektronik 24 der 2. Dieses Signal zeigt die Größe und das Vorzeichen der Phasendifferenz zwischen Strahlen an. Als Reaktion auf diese Phasendifferenz gibt die Servo-Elektronik 24 ein Phasenrampensignal 25 aus, das zum Summierverstärker 27 geht, der die Phasenrampe dem Modulator 19 in der Form des Signals 28 zuführt, um die Phase eines Strahls im Fall der Serrodyn-Modulation relativ zum Sägezahn zu verschieben, was eine Anzeige der Drehgeschwindigkeit der Meßschleife ist. In diesem Regelkreisfall ist der Modulator der Wahl typischerweise ein Phasenmodulator auf einem integrierten optischen Chip (IOC), um den notwendigen Hochfrequenzgehalt des gewünschten Phasenrampensignals aufzunehmen, das eine Sägezahn- oder eine doppelrampenartige Dreieckwelle sein kann. Das die Drehung anzeigende Signal 25 wird dann dem Drehgeschwindigkeitsanzeiger 26 der 2 zugeführt, der eine zweckdienliche und leicht nützliche Anzeige der Drehgeschwindigkeit der Schleife 10 bereitstellt.
In US-Patent Nr. 5,262,843 ist ein weiterer optischer Geschwindigkeitssensor offenbart. In US-Patent Nr. 5,349,441 ist ein optischer Geschwindigkeitssensor offenbart, bei dem Kerr-Effekt-Fehler fortlaufend durch die Hardware des Sensors berechnet werden und zum Kompensieren des Drehungsausgangssignals für den berechneten Kerr-Effekt-Fehler benutzt werden. In US-Patent Nr. 5,563,705 ist ein optischer Geschwindigkeitssensor offenbart, bei dem Kerr-Effekt-Fehler zum Regeln der Stärke des durch die Lichtquelle des optischen Geschwindigkeitssensors abgegebenen Lichts benutzt werden.
Die Erfindung stellt eine weitere Lösung des Problems ungleicher Intensitäten von sich gegenläufig ausbreitenden Strahlen in der Meßschleife eines faseroptischen Kreisels dar, die einen Kerr-Effekt verursachen, der zu fehlerhaften Drehgeschwindigkeitsanzeigen führt. Mit gleichen Intensitäten dieser sich entgegengesetzt ausbreitenden Strahlen wird die Grundursache des Kerr-Effekt-Fehlers im faseroptischen Kreisel praktisch eliminiert. Intensitätsausgleich ist technisch kompliziert und kostspielig. Die Erfindung umfaßt jedoch einen Kerr-Effekt-Kompensator, der ein Modell der Kerr-Effekt-Fehler einschließt, um durch Kerr-Effekt im IFOG verursachte Drehgeschwindigkeitsmeßfehler praktisch zu eliminieren.
In den Zeichnungen zeigt:
1 einen interferometrischen faseroptischen Kreisel mit offener Schleife nach dem Stand der Technik.
2 einen interferometrischen faseroptischen Kreisel mit Regelschleife nach dem Stand der Technik.
3 einen interferometrischen faseroptischen Kreisel mit Regelschleife nach dem Stand der Technik.
4 einen interferometrischen faseroptischen Kreisel mit Regelschleife nach dem Stand der Technik mit einer integrierten optischen Schaltung.
5, 6 und 7 graphische Darstellungen der Verhältnisse von Bias-Modulation, der Kosinusfunktion und Fotodetektorsignalen.
8 einen interferometrischen faseroptischen Kreisel mit Regelschleife mit dem Aufbau für Kerr-Bias-Kompensation.
9 eine graphische Darstellung angezeigter Kreiselausgabe über Temperatur für mehrere Quellenintensitäten.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORM
3 zeigt einen interferometrischen faseroptischen Kreisel 150 des Standes der Technik der Erfindung zum Bewirken von Kompensation von optischem Kerr-Effekt in der Meßschleife 104. Die Lichtquelle 102 gibt Licht 110 durch den Strahlteiler 108 bzw. Strahlteiler 106 ab. Der Lichtstrahl 110 wird vom Strahlteiler 106 in zwei Strahlen 111 und 112 geteilt. Der Strahlteiler 106 ist optisch mit den Enden einer optischen Fasermeßschleife 104 verbunden. Der Strahl 1111 breitet sich rechtsdrehend durch die Schleife 104 aus und der Strahl 112 breitet sich linksdrehend durch die Schleife 104 aus.
Vom Phasenmodulator 116 wird der Strahl 112 bei seinem Eintreten in die Schleife 104 und der Strahl 111 bei seinem Austreten aus der Schleife 104 mit einer Vorpolungs-Phasenmodulation ausgestattet. Das Vorpolungs-Modulationssignal stammt über einen Summierverstärker 148 vom Oszillator 118, der das Signal mit einer Frequenz f_g ausgibt.
Man beachte, daß die optische Schaltung mit dem Strahlteiler 106 und dem Phasenmodulator 116 auf einen einzigen integrierten Optik-Chip gesetzt werden kann, wobei der Strahlteiler 106 durch eine Y-Verzweigung ersetzt wird.
Die Strahlen 111 und 112 weisen Intensitäten auf, die die Brechzahl des optischen Weges in der Schleife 104 beeinflussen. Wenn die Intensitäten der sich entgegengesetzt ausbreitenden Strahlen 111 und 112 unterschiedlich sind, dann sind die Längen ihrer jeweiligen optischen Wege aufgrund der sich unterscheidenden Brechzahlen unterschiedlich, was eine relative Phasenverschiebung zwischen den Strahlen 111 und 112 bei ihrer Rückkehr aus der Schleife 104 ergibt, wenn sich die Schleife 104 im Ruhezustand befindet. Die sich unterscheidenden Weglängen und die relative Phasenverschiebung der Strahlen 111 und 112 zeigen jedoch bei Auswertung im Licht des Sagnac-Effekts eine Drehung an. Dieser Drehungsfehler beruht auf dem durch die ungleichen Intensitäten der Strahlen 111 und 112 verursachten optischen Kerr-Effekt. Bei einem in US-Patent 5,627,644 offenbarten Ansatz kann dieser Fehler durch Sicherstellung, daß die Intensitäten der Strahlen 111 und 112 einander gleich sind, berichtigt werden.
Die Strahlen 111 und 112 kehren zum Strahlteiler 106 zurück und werden kombiniert. Die Strahlen 111 und 112 treten in den Strahlteiler 106 ein, wobei ein Teil der Strahlen zum Strahlteiler 108 geht, der die Strahlen 111 und 112 über die Faser 122 zum Fotodetektor 124 übermittelt, der die Lichtstrahlen in elektrische Signale 126 umwandelt. Wenn die Strahlen 111 und 112 gleichphasig sind, ergeben sie eine additive Interferenz, die in ein maximales elektrisches Signal 126 umgewandelt wird, die keine Drehung der Schleife 104 in bezug auf eine Achse der Schleife 104 anzeigt, die durch eine gerade Linie senkrecht zu einer die Schleife 104 enthaltenden Ebene identifiziert werden kann. Wenn sich die Schleife 104 um ihre Achse dreht, dann tritt eine relative Phasenverschiebung zwischen Strahlen 111 und 112 ein und ergibt eine weniger additive Interferenz, da die Strahlen 111 und 112 nicht länger gleichphasig zueinander sind. Das entsprechende Signal vom Fotodetektor 124 zeigt ein weniger maximales Signal 126 an, was eine Drehgeschwindigkeit der Schleife 104 um ihre Achse anzeigt. Da die Strahlen 111 und 112 durch den Modulator 116 phasenmoduliert sind, weist das Signal 126 das Modulationssignal auf und wird daher vom Demodulator 128 in Verbindung mit einem Signal mit einer Frequenz f_g vom Oszillator 118 demoduliert und ergibt ein Drehung anzeigendes Signal 132. Das Signal 126 und das Signal 132 können jedoch eine Drehgeschwindigkeit der Schleife 104 selbst dann anzeigen, wenn sich die Schleife 104 im Ruhezustand befindet, was durch den optischen Kerr-Effekt verursacht wird. Das heißt, eine andere Weise, auf die optische Wege der Strahlen 111 und 112 unterschiedliche Längen aufweisen können, beruht auf unterschiedlichen Brechzahlen zwischen den optischen Wegen. Die Strahlen durchlaufen mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten ein Medium mit unterschiedlichen Brechzahlen. Obwohl die gleiche Faser der Weg für beide Strahlen ist, ist die Brechzahl für jeden Strahl teilweise abhängig von der relativen Leistung beider jeweiliger Strahlen. Wenn die Strahlen 111 und 112 zwei unterschiedliche Intensitätshöhen aufweisen, dann wird das Medium im allgemeinen eine andere Ausbreitungskonstante für eine Welle als für die andere Welle aufweisen. Die Änderung der Ausbreitungskonstanten aufgrund des Kerr-Effekts in den rechtsdrehenden und linksdrehenden Richtungen β_K1 bzw. β_K2 ist ungleich aufgrund ungleicher rechtsdrehender und linksdrehender Intensitäten I₁(z, t) und I₂(z, t) entsprechend den Strahlen 111 bzw. 112 gemäß folgender Gleichungen:
wobei die obigen Formeln die Tatsache widerspiegeln, daß die Intensitäten und daher die Ausbreitungskonstanten mit der Lage um die Faserschleife herum und im Fall des Quellenlichts mit der Amplitudenmodulation zeitlich veränderlich sein können. Die Variable z stellt die Lage entlang der Länge der Schleife dar, wobei z = 0 dadurch definiert wird, wo die rechtsdrehende Welle in die Schleife am Ausgang des Kopplers 106 eintritt und z = L auf ähnliche Weise dadurch definiert wird, wo die linksdrehende Welle in die Schleife von Länge L eintritt.
In der obigen Gleichung ist die Lichtwellenlänge durch λ, die Impedanz des Spulenmediums durch η, der Kerr-Koeffizent der Spulenfaser durch n₂ gegeben und δ stellt einen auf die Verteilung von Licht über den Faserquerschnitt bezogenen konstanten Faktor dar. Wie aus den obigen Formeln ersichtlich, wird, wenn I₁ und I₂ an einem gegebenen Punkt in der Schleife zu einer gegebenen Zeit nicht gleich sind, β_K1 und β_K2 zu diesem Zeitpunkt an diesem Punkt in der Faser unterschiedlich sein. Dem Quellenlicht kann Amplitudenmodulation auferlegt sein, die eine zeitliche Veränderung von I₁(t, z) und I₂(t, z) verursacht. Auch weisen die in die Schleife eintretenden Lichtwellen, wenn I₁(t, z = 0) ≠ I₂(t, z = L), ungleiche Amplituden auf, was Unterschiede zwischen β_K1 und β_K2 bewirkt.
Es ist zu beachten, daß in der Gleichung 1, β_K1 von seiner eigenen Intensität I₁(t, z) abhängig ist und doppelt so abhängig von der Intensität I₂(t, z) der sich entgegengesetzt ausbreitenden Welle ist. Das heißt die Abhängigkeit von β_K1 von der sich entgegengesetzt ausbreitenden Welle, d.h. der Kreuzphaseneffekt, ist doppelt so stark wie die Abhängigkeit von ihrer eigenen Intensität, d.h. dem Eigenphaseneffekt. Das trifft auf ähnliche Weise für β_K2 zu. Wenn stattdessen die zwei Abhängigkeiten gleich sind, dann würde β_K1 gleich β_K2 sein. Aufgrund dieses Verhältnisses bewirkt eine Ungleichheit in I₁ und I₂ ungleiche optische Phasenverschiebungen um die Schleife herum. So wird jeder Strahl einen optischen Weg durchlaufen, der eine andere Länge als der andere aufweist. In einem solchen Fall verlassen die Strahlen 111 und 112 die Schleife 104 phasenungleich zueinander trotz der Nichtdrehung der Schleife 104, Wenn die Strahlen 111 und 112 gleichphasig sind, dann gibt es eine additive Interferenz, die bewirkt, daß dem Detektor 124 ein maximales Lichtsignal geboten wird, wodurch das entsprechende elektrische Signal 126 anzeigt, daß die Strahlen 111 und 112 gleichphasig sind und infolgedessen die Nichtdrehung der Schleife 104 anzeigen. Wenn jedoch die Strahlen 111 und 112 unterschiedliche Intensitäten aufweisen, die phasenungleich sind, zeigt das elektrische Signal 126 vom Detektor 124 fälschlich eine Drehung der Schleife 104 an, wenn sich die Schleife 104 tatsächlich im Ruhezustand befindet. Diese Fehlanzeige ist ein Fehler aufgrund eines optischen Kerr-Effekts, der dadurch verursacht wird, daß der Index eines optischen Mediums nicht vollständig unabhängig von der Intensität eines das Medium durchlaufenden Strahls ist. Diese Fehlanzeige der Drehung Ω_c wird durch folgendes gegeben:
wobei D der Meßspulendurchmesser, I_o(t) die Quellenintensität zur Zeit t der Teilung in I₁ und I₂ und des Eintritts in die Meßspule, c die Lichtgeschwindigkeit in einem Leerraum und U das Teilungsverhältnis des Schleifenkopplers ist, d.h. I₂ = UI_o und I₁ = (1 – U)I_o. Die Klammern < > zeigen das zeitliche Mittel der eingeschlossenen Menge an, das allgemein zeitabhängig sein kann. Für den Fall einer monochromatischen Quelle mit konstanter Intensität ist <I_o ²(t)> = <I_o(t)>², wodurch das Glied in [ ] gleich –<I_o> wird und einen Fehler ermöglicht, wenn U ≠ 0,5. In diesem Fall benutzt die Situation die Verwendung von Rechteckwellenmodulation der Quellenlichtwellenintensität I_o mit 50 Prozent Einschaltdauer, um diesen Effekt zu beseitigen. Dadurch wird <I_o ²(t)> = 2<I_o(t)>² und damit das Glied in [ ] in Gleichung 3 gleich Null. Diese Beseitigung des Kerr-Effekts für alle Werte von U wird dadurch erreicht, daß im wesentlichen die Größe des Kreuzphaseneffekts in Gleichungen 1 und 2 halbiert wird, da die zwei optischen Wellen einander nur die halbe Zeit überlappen, während der Eigenphaseneffekt stets vorhanden ist. Bei dieser Implementierung muß die Modulationsfrequenz f_g über dem Kehrwert der Spulenlaufzeit τ sein und ist typischerweise ein Faktor von zehn über 1/τ, um den meisten Nutzen aus diesem Fehlerreduktionsverfahren zu ziehen. Unterschiedliche Lichtquellen können unterschiedliche Verhältnisse zwischen <I_o ²(t)> und <I_o(t)>² aufweisen. Breitbandquellen wie beispielsweise Superlumineszenzdioden wurden ursprünglich für Anwendungen in interferometrischen faseroptischen Kreiseln als Mittel zum Beseitigen von Drift aufgrund von Lichtrückstreuung in der Meßschleife und aufgrund der Ausbreitung von Licht im ungewünschten zweiten Polarisationszustand in der Meßschleife gesucht. Im Fall von Breitbandquellen ist das Verhältnis von <I_o ²(t)> zu 2<I_o(t)>² abhängig davon, wie die Quelle erregt wird und kann anders als im Fall einer monochromatischen Quelle mit konstanter Amplitude sein. Diese Unterschiede beruhen auf Intensitätsschwankungen, die sich aus der momentanen Schwebung von unabhängigen Oszillatoren ergeben, die eine Quelle mit breitem Spektrum umfassen. So wird der Kerr-Effekt in Abhängigkeit von der spezifischen Breitbandquelle und dem Erregungsverfahren für einen Kreisel mit einer Breitbandquelle unterschiedlich sein. Eine Lösung besteht darin, sicherzustellen, daß der Kerr-Effekt Null ist, indem die Intensitätshöhen der Strahlen 111 und 112 effektiv gleich einander gemacht werden. Es ist möglich, die Gleichung 3 zu vereinfachen, indem Ω_c folgendermaßen dargestellt wird: Ωc = k1(1 – 2U)<Io(t)> = k1(1 – 2U)Io(t) (4)wobei
und wobei die < > in der Gleichung 4 weggelassen wurden und von hier an I_o(t) sich nur auf den Durchschnittswert von I_o(t) bezieht. Der Durchschnittswert von I_o(t) wird hier jedoch als langsan veränderlich angesehen, aber in einem viel längeren Zeitraum als τ. So war die ⟨ ⟩ in der Gleichung 3 als Durchschnitt über bedeutend längere Zeiten als τ beabsichtigt.
Die Gleichung 5 kann folgendermaßen neu geschrieben werden:
wobei ε nunmehr als das effektive Tastverhältnis definiert wird, gegeben durch:
In der obigen Gleichung 5 wurde angenommen, daß die Faserspule 104 verlustlos war. Im Fall eines gleichförmigen Verlusts pro Einheitslänge α entlang der Länge der Faserspule 104 würde die Gleichung 4 folgendermaßen abgeändert werden:
wobei I_i und I_o die optische Intensität des auf den Schleifen-Strahlteiler 106 auftreffenden Lichts bzw. die optische Intensität des aus der Faserspule 104 austretenden Lichts nach Neukombination am Schleifen-Strahlteiler 106 sind. Für diesen Fall einer Spule mit Lichtverlust aber einem verlustlosen Strahlteiler ist das Verhältnis von I_o zu I_i gegeben durch:
Das Ausgangssignal 126 aus der Kombination Fotodetektor/Vorverstärker 124 ist dann gegeben durch V126 = k{1 + cos[ϕR + ϕc + ϕmcos(ωgt + Θ)]} (10)wobei
wobei L die Meßschleifenlänge 104 und D der Durchmesser der Meßschleife 104 ist, und k eine Konstante ist, die die Intensität I_o der Lichtquelle 102, den Gewinn des Fotodetektors 124 und die Verluste der optischen Schaltung einschließt.
Der Phasensignaldemodulator 128 empfängt das Signal 126 und demoduliert dieses Signal bezüglich eines Bezugssignals vom Oszillator oder Phasenmodulator 118 mit der Frequenz f_g. Ein Ausgangssignal 132 des Demodulators 128 V132 = k'J1(ϕm)sin(ϕR + ϕc) (12)geht zur Phasensignal-Servo-Elektronik 135, wobei k' eine Konstante ist, die k und den Demodulatorgewinn einschließt.
Um die erforderliche Ausgangslinearität mit weiter von Null entfernten Drehgeschwindigkeiten zu erreichen, d.h. den linearen Teil der Sinusfunktion in der Gleichung 12 zu benutzen, wird der Kreisel auf Regelkreisart betrieben. Das Signal 132 wird dazu benutzt, das Servo-Fehlersignal darzustellen, das eine Phasendifferenz zwischen den Wellen 111 und 112 anzeigt. Bei Annahme des Signals 132 erzeugt die Phasensignal-Servo- Elektronik 135 eine Spannung 133 einer Einzel- oder Doppelrampenart gemäß der Modulation, die mit der Vorpolungsmodulation vom Generator 118 im Verstärker 148 summiert wird. Das das Spannungsrampensignal enthaltende Ausgangssignal 133 wird dann dem optischen Phasenmodulator 116 zugeführt, der eine geeignete Phasenrampe in der Meßschleife erzeugt. Die Spannungsrampe kann eine Treppenrampe mit einer Rücksetzstelle sein, was als das "Digitalphasenschritt"-Verfahren bekannt ist, eine Sägezahnrampe mit Rücksetzstellen, was als das „Serrodyn-Verfahren" bekannt ist, oder mit einer Dreieckwellenform, was als das „Doppelrampen"-Verfahren bekannt ist. Auf jeden Fall erzeugt diese Phasenrampe eine weitere optische Phasendifferenz ϕ_f zwischen Wellen 111 und 112, um den Nullzustand von V₁₃₂ wiederherzustellen. Das Phasenrampensignal 133 enthält die Informationen bezüglich der Größe und Richtung der Drehgeschwindigkeit. Das Signal 133 wird daher dem Drehgeschwindigkeitsanzeiger 131 zugeführt, um ihm die Drehungsinformationen zu entnehmen und das Ergebnis auszugeben. Bei Regelkreisbetrieb ist die neue Form des Signals 132 gegeben durch: V'132 = k'J1(ϕm)sin(ϕR + ϕc + ϕf) (13)wobei ϕ_R, ϕ_c, und ϕ_f optische Phasendifferenzen aufgrund Drehung, der Kerr-Effekt, bzw. die angelegte Phasenrampe sind.
In der 4 ist eine bevorzugte Architektur 50 zum Realisieren eines Regelkreis-IFOG mit niedriger Drift dargestellt. Bei dieser Architektur wird ein integrierter optischer Mehrfunktions-Chip 31 benutzt, in dem sich ein Polarisator 32, ein optischer Leistungsteiler 33 mit Y-Verzweigung und elektrooptische Phasenmodulatoren 34 und 36 befinden. Der Y-Verzweigungs-Strahlteiler 33 dient zum Teilen der Lichtwelle 110 in rechtsdrehende und linksdrehende Wellen 111 bzw. 112 vor Durchlaufen der Spule 104 und kombiniert dann die Wellen 111 und 112 wieder in Lichtwelle 114 nach Durchlaufen der Faserspule 104. Die Phasendifferenzen aufgrund von Drehung der Schleife 104 treten in Wellen 111 und 112 auf, die, wenn sie als Welle 114 kombiniert werden, einander überlagert werden. Die Intensität der Welle 114 zeigt einen Betrag an Interferenz zwischen Wellen 111 und 112 an, und damit den Betrag an Drehung der Schleife 104. Eine andere Ursache (neben Drehung und dem Sagnac-Effekt) der Phasenverschiebung zwischen Wellen 111 und 112 ist jedoch der Kerr-Effekt. Die Lichtwelle 114 wird in ein elektrisches Signal 126 umgewandelt, das für die Welle 114 repräsentativ ist. Das elektrische Signal 126 wird von einem Analog-Digital-Wandler 38 in ein Digitalsignal 37 umgewandelt. Das Signal 37 wird vom digitalen Demodulator 39 demoduliert, der einen Vorpolungsmodulator aufweist. Der Demodulator 39 gibt ein Vorpolungsmodulationssignal 118 an den Phasenmodulator 34 aus. Das demodulierte Signal 40 geht zur Servo-Elektronik 41. Das digitale Phasennullungssignal 42 der Servo-Elektronik 41 geht zu einem Digital-Analog-Wandler 43. Ein analoges Nullungssignal 30 vom Wandler 43 geht zum Phasenmodulator 36, um die Phasendifferenz zwischen den sich entgegengesetzt ausbreitenden Wellen 111 und 112 auf Null zu bringen.
Wenn das Teilungsverhältnis des Strahlteilers 33 nicht fünfzig Prozent ist, dann wird (1 – 2U) nicht Null sein und einen Kerr-Effekt-Fehler Ω_c ergeben. Der gegenwärtige faseroptische Kreisel 50 besitzt einen Mechanismus zum Kompensieren dieses Kerr-Effekt-Fehlers aufgrund allgemein ungleicher Lichtleistung der Wellen 111 und 112, die auf Spule 104 in rechtsdrehenden und linksdrehenden Richtungen auftreffen. Diese Kompensationsverfahren sind in Abhängigkeit der erwarteten Variationen über die Kreisel-Lebensdauer hinweg unterschiedlich. Die möglichen Veränderungs situationen, die den Kerr-Effekt und das Kompensationsverfahren beeinflussen sind Temperaturänderungen, Quellenleistungsschwankungen mit Zeit, und Variationen des Verlusts der Spule 104 mit Zeit und Temperatur. Im letzten Fall kann eine Spulenverlustvariation mit Zeit aufgrund des Einflusses von Strahlung in einer Raumumgebung auftreten. Strahlungsumgebungen können „dunkel werden" der Spulenfaser verursachen und damit ihren zeitlichen Verlust mit zunehmender akkumulierter Dosis erhöhen.
In der Anordnung der 4 kann Sinusmodulation und -demodulation wie schon beschrieben benutzt werden; eine Rechteckmodulation zusammen mit digitaler Demodulation ist jedoch wünschenswerter. Dieses letztere Verfahren ist ein Verfahren der Signalverarbeitung mit geringer Drift, bei dem digitale Elektronik wie gezeigt im vollsten möglichen Ausmaß benutzt wird. Die Elektronik gab daher mehr nachvollziehbare Ergebnisse zu geringeren Kosten.
Die Funktionsweise der Eingangs-Signalverarbeitungselektronik, nämlich des Modulationsverfahrens und der digitalen Demodulation ist zuerst für den Fall mit offener Schleife der 4 dargestellt, das heißt wenn der Ausgang des digitalen Demodulators von der Servo-Elektronik abgetrennt werden würde. 5 und 6 zeigen den Ausgangsstroms des Signal-Fotodetektors über der Phasendifferenz zwischen Wellen für den Fall der Rechteckmodulation. 5 zeigt den Fall Ω = 0 und 6 zeigt den Fall Ω ≠ 0. Hier erzeugt die Rechteckmodulation 65 in der Praxis Modulationsübergänge 63 durch den Wert des Umschaltens Δϕ vom Punkt A während des ersten halben Modulationszyklus zum Punkt B an der auf der linken Seite jeder Figur gezeigten angehobenen Kosinusfunktion 66. Diese sind durch die senkrechten Linien in der sich ergebenden Darstellung Fotodetektorstrom über Zeit dargestellt, die proportional zu der auf dem Fotodetektor auftreffenden optischen Intensität für einen idealen Fotodetektor ist. Bei Abwesenheit von Drehung ist die Ausgabe 64 an Punkten A und B wiederum gleich, während die Gegenwart von Drehung die Ausgabe für die Halbperioden „A" und „B" ungleich macht.
Ein in 7 gezeigtes Verfahren zur Wiedergewinnung der Drehgeschwindigkeit ist das einer digitalen Demodulationsanordnung, wo die Ausgabe des Fotodetektors in einem rechteckmodulierten System an Punkten A_i während der ersten Halbperiode und B_i während der zweiten Halbperiode abgetastet wird. Das Abtastereignis ist durch einen Pfeil dargestellt. Jeder Abtastwert 67 wird von einem Analogsignal in ein digitales umgewandelt und die Differenz zwischen der Digitalsumme aller A_i und der Digitalsummer aller B_i ist proportional zu Ω.
Die Demodulatorausgabe ist eine ungerade Funktion mit einer großen Änderungsgeschwindigkeit bei einer Phasenverschiebung Null und ändert daher ihr algebraisches Vorzeichen beidseitig der Phasenverschiebung Null. Das digitale Demodulatorsignal kann daher eine Anzeige über die Richtung, in welcher eine Drehung um die Achse der Spule auftritt, bereitstellen und kann die große Änderungsgeschwindigkeit des Signalwerts als Funktion der Drehgeschwindigkeit in der Nähe einer Drehgeschwindigkeit Null bereitstellen, d.h. der Detektor weist eine hohe Empfindlichkeit für Phasenverschiebungen in der Nähe von Null auf, so daß sein Ausgangssignal sehr empfindlich für niedrige Drehgeschwindigkeiten ist.
Während des Regelkreisbetriebs, wie in 4 dargestellt, dient die Ausgabe eines Digitaldemodulators 39 als das Fehlersignal in einer Rückkopplungsschleife. Das heißt in der Gegenwart von Drehung treibt die Ausgabe des Digitaldemodulators die Rückkopplungsschleife zum Bewirken einer optischen Phasenverschiebung zwischen rechtsdrehenden und linksdrehenden Wellen, die der Summe der durch Drehgeschwindigkeit auferlegten Phasenverschiebung ϕ_c plus der durch den optischen Kerr-Effekt auferlegten Phasenverschiebung ϕ_c gleich und entgegengesetzt ist. Diese zwischen rechtsdrehenden und linksdrehenden Wellen durch die Rückkopplungsschleife bewirkte Phasenverschiebung ist mit ϕ_f bezeichnet, wobei ϕf = –(ϕR + ϕc) ± mπ (m ist eine Ganzzahl) (14)
Der Strom in einem Fotodetektor 124 während Regelkreisoperation für eine Rechteckwellen-Phasenmodulationsamplitude von ± ϕ_m ist gegeben durch
für die erste Halbperiode des Modulationszyklus, und durch
für die zweite Halbperiode des Modulationszyklus. In den obigen Gleichungen ist I_D die Lichtintensität am Signal-Fotodetektor und k_D ist der Wirkungsgrad des Signal-Fotodetektors. Die Ausgabe des digitalen Demodulators ist ein Digitalsignal mit einer Amplitude proportional zu IDkDsin(ϕR + ϕc + ϕf)sin(ϕm). (17)
Man beachte, daß, abgesehen von der Funktion der Rückkopplungsschleife, die ϕ_f auf –(ϕ_c + ϕ_R) treibt, die Ausgabe des digitalen Demodulators einer Sinusfunktion folgt. Dieser Fall von ϕ_f = 0 (keine Rückkopplung) ergibt eine Ausgabe, die bei weiter von Null entfernten Drehgeschwindigkeiten immer weniger linear ist. Die Ausgabe wird solange nicht wieder linear, bis Drehgeschwindigkeiten angetroffen werden, die groß genug sind, um optische Phasendifferenzverschiebungen von ϕ_R = ± mπ zu ergeben, wobei m eine Ganzzahl ist. In der Tat ist die Ausgabe des Demodulators 39 Null bei ϕ_R = 0 oder ϕ_R = ± mπ und linear in Gebieten in der Nähe dieser Werte. Es besteht ein starker Wunsch, den Kreisel an Null zu betreiben und dadurch einen Kreiselskalenfaktor zu gewinnen, der unabhängig von der Größe des Ausgangssignals, der Gewinne der Elektronik ist und wobei der phasenempfindliche Demodulator 39 innerhalb seines linearen Betriebsbereichs in der Nähe seines Zustandes Null bleibt.
Dies wird in der Anordnung der 4 durch Hinzufügen eines weiteren Phasenmodulators 36 bzw. Frequenzschiebers in der Nähe des Endes der Spule 104 in einem optischen Wegteil erreicht, der von den in entgegengesetzter Richtung laufenden elektromagnetischen Wellen benutzt wird, die sich durch die gewickelte optische Faser 104 ausbreiten, um den Fotodetektor 124 zu erreichen. Dieser Phasenmodulator 36 bzw. Frequenzschieber wird in einer Rückkopplungsschleife vom Fotodetektorsystem 124 aus betrieben, d.h. der sogenannten Ratenschleife, und liefert genügend Gegenkopplung, so daß die durch den Phasenmodulator 36 eingeführte Phasenänderung ϕ_f gerade ausreicht, die Netto-Phasenverschiebungsdifferenz zwischen den in entgegengesetzter Richtung laufenden elektromagnetischen Wellen, die aus einer Drehung um die Achse der gewickelten optischen Faser 104 und aus dem optischen Kerr-Effekt resultieren, zu löschen.
Als Ergebnis der Servo-Schleife gibt es nur geringe Netto-Durchschnittsphasenverschiebung ϕ_N = ϕ_f + ϕ_R + ϕ_c von 0 ± mπ, die am Fotodetektor 124 auftritt, abgesehen von vorübergehenden Drehgeschwindigkeitsänderungen, und damit eine geringe Netto-Durchschnittsphasenver schiebung, die vom Digitaldemodulator erfaßt wird. So wird das Gleichstrom gemittelte Ausgangssignal dieses Digitaldemodulators 39 stets in der Nähe von oder auf Null liegen. Dies trifft deshalb zu, weil der Rückkopplungsgewinn einer typischen Regelschleife in der Nähe von Frequenzen nah bei Null äußerst hoch ist. Das Signal von der Servo-Elektronik 41 und dem mit dem Digitaldemodulator 39 verbundenen D/A-Wandler 43 zum Betreiben dieses zusätzlichen Phasenmodulators 36, obwohl es ein Signal bereitstellt, das den Modulator ansteuert, eine bestimmte Phasenverschiebung bereitzustellen, die zum Auslöschen der Phasenverschiebung aufgrund von Drehung bzw. ϕ_f = –(ϕ_R + ϕ_c) ± mπ zu machen ausreicht, enthält in sich oder einem verwandten Signal die Informationen bezüglich der Größe und Richtung der Drehgeschwindigkeit und des Wertes von m.
Es sind mehrere Formen für das Ausgangssignal von der Servo-Elektronik 41 und dem mit dem Digitaldemodulator 39 verbundenen D/A-Wandler 43 in der Geschwindigkeitsrückkopplungsschleife vorgeschlagen worden, um diesen zusätzlichen optischen Phasenmodulator 36 zu betreiben. Eine übliche und gute Wahl ist die Verwendung eines Serrodyn-Generators, der ein Sägezahn ähnliches Signal an den optischen Phasenmodulator 36 anlegt. Es wird ein Sägezahn oder ein Sägezahn ähnliches Signal gewählt, da gezeigt werden kann, daß ein ideales Sägezahnsignal mit 2π Phasenamplitude eine annähernd reine Frequenzumsetzung für die modulierten elektromagnetischen Wellen bereitstellt, einen Einseitenbandmodulator. Im Ergebnis wird den mit einem solchen Sägezahnsignal betriebenen Phasenmodulator durchlaufendes Licht den Modulator 36 mit seiner Frequenz umgesetzt um einen Betrag gleich der Frequenz des Sägezahnsignals verlassen. Ein nicht ideales Sägezahnsignal wird keine reine Frequenzumsetzung ergeben und stattdessen werden zusätzliche Harmonische erzeugt, die durch Bereitstellung einer beinahe idealen Sägezahnwellenform von 2π Amplitude und durch sorgfältige Auslegung des Modulators klein gehalten werden können.
Eine weitere Art von Modulationswellenform wird eine Doppelrampenform genannt, die aus einer linearen Rampe mit positiver Neigung gefolgt von einer Rampe mit negativer Neigung besteht. In diesem Fall rastet die Rückkopplungsschleife abwechselnd auf ϕ_N = –π und ϕ_N = +π oder allgemeiner auf ϕ_N = mπ und ϕ_N = (m + 2)π ein. In Abwesenheit von Drehung sind die Neigungshöhen der Aufwärtsrampe und der Abwärtsrampe gleich. In der Gegenwart von Drehung unterscheiden sich die Neigungshöhen, wobei die Höhe der Differenz der Neigungen zwischen den zwei Rampen proportional zu der Höhe der Drehgeschwindigkeit ist. Durch die Rampe mit der größeren Neigungshöhe, die Aufwärtsrampe oder die Abwärtsrampe, wird eine Anzeige der Drehrichtungen bereitgestellt. Dieses Verfahren hat den Leistungsvorteil, daß in der Phasenschieberspannung kein schneller Rücklauf erforderlich ist, wie es der Fall bei der Serrodyn-Wellenform ist.
Als zusätzliche Bemerkung wird anerkannt, daß die Vorpolungsmodulation und die Rückkopplungsrampe zusammen addiert werden und an einen einzigen oder an mehrere Phasenmodulatoren angelegt werden können.
Ein Ergebnis des in 4 dargestellten Regelkreissystems ist, daß die Servo-Elektronik die zur Erzeugung der Phasenverschiebung ϕ_f notwendige Phasenrampe synthetisiert. Dabei wird in der Servo-Elektronik ein Digitalsignal entwickelt, das das Vorzeichen und die Größe von ϕ_f und daher ϕ_R + ϕ_c anzeigt. Dieses Digitalsignal dient als die Kreiselausgabe. Es kann ein paralleles Digitalsignal oder ein serielles Digitalsignal sein. Es kann auch eine Reihe von Impulsen sein, deren Impulsfrequenz proportional zu dem über einen Zeitabschnitt durchlaufenden Winkel ist. In allen Fällen ist das gewünschte Signal allein proportional zu ϕ_R.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht jedoch darin, die Gegenwart ϕ_c in dem rohen Kreiselausgangssignal nach der Darstellung in 4 zu kompensieren. Zum Kompensieren des rohen Kreiselausgangssignals wird ein Prozessor eingesetzt, um die Auswirkungen des Kerr-Effekts aus der Kreiselausgabe zu entfernen. Diese Kompensationsverfahren werden in der nachfolgenden Beschreibung beschrieben.
So ist die Ausgabe des Kreisels in der 4 eine digitale Ausgabe proportional zur Summe der Phasenverschiebungen ϕ_R und ϕ_c zwischen rechtsdrehenden und linksdrehenden Wellen aufgrund der Anfangsdrehung bzw. des Kerr-Effekts. Die Phasenverschiebung aufgrund des Kerr-Effekts ist gegeben durch
wobei
wobei die verschiedenen Durchschnittsbildungszeiten weiter oben definiert worden sind.
8 zeigt einen für Kerr-Effekt gemäß der vorliegenden Erfindung kompensierten Kreisel 60. Ein Fall ist eine Lichtquelle 102 mit konstanten Statistiken. Das Teilerverhältnis des Strahlteilers 33 ist über Temperatur wiederholbar. Die Leistung der Quelle 102 ist konstant und es werden stabile Bauteile benutzt. Der Verlust der Spule 104 und von zugehörigen optischen Bauteilen wie beispielsweise dem Strahlteiler 33, dem Koppler 108, der Verbindungsfaser und dem Detektor 124 ändern sich in diesem Falle nicht mit der Zeit. Eine thermische Breitbandlichtquelle 102 ergibt einen Kerr-Effekt Null für den Kreisel 60. Hier werden andere Lichtquellen als fortlaufend oder mit einem Tastverhältnis von rund 50 Prozent erregte Wärmequellen behandelt. Kerr-Effekt-Vorpolung kann durch unmodulierte, aber selbstpulsierende Lichtquellen verursacht werden. Kerr-Effekt-Vorpolung kann auch durch monochromatische oder quasi-monochromatische modulierte Quellen verursacht werden.
Die Quelle 102 mit einem Wellenformfaktorwert von
ist typischerweise geeignet für Kerr-Effekt-Kompensation und ist eine Art von Definition eines Breitbandlichts, wenn kontinuierlich. I_o(t) ist die Intensität der modulierten Welle der Quelle 102 als Funktion der Zeit. Es kann erwartet werden, daß der Wellenformfaktor für Trägheitsnavigationsgenauigkeiten von 0,001 Grad pro Stunde Drift sehr nah bei 2 liegt. Als Beispiel könnte eine modulierte Quelle, die diese Eigenschaft deutlich nicht erfüllt, ein Tastverhältnis von weniger als 5/6 aufweisen. Ein interessierendes Tastverhältnis ist hier 75 Prozent.
Um eine Charakterisierung einer Nachschlagetabelle von Informationen für den Kompensator 45, die dem Prozessor 44 zuzuführen sind, der die Auswirkung von Kerr-Vorpolung minimiert, werden Daten von Kerr-Vorpolung über Temperatur durch verschiedene Messungen erhalten.
Wenn es keine anderen bedeutenden Fehler im Kreisel gibt, ergibt eine einfache Messung seiner Ausgabe über Temperatur T, während der Kreisel sich nicht dreht, ein Maß von ϕ_c(T), das während des nachfolgenden Betriebs vom dem beobachteten ϕ_f(T) abgezogen werden kann. Bei der in 8 gezeigten Ausführungsform sind die Eichungsdaten im Kompensator eingebettet und es wird ein Prozessor zum Auslesen der Kreiselausgabe und seiner Temperatur (über einen Temperatursensor) und Kompensieren seiner Ausgabe durch Abziehen seines erwarteten Kerr-Effekts bei einer gegebenen Temperatur benutzt. Wenn neben dem Kerr-Effekt andere Fehler im Kreisel bestehen, kann die Kerr-Effekt-Fehlerkomponente identifiziert und im Eichungsverfahren durch Vergleichen der Ausgabe des Kreisels bei verschiedenen Temperaturen für zwei oder mehr unterschiedliche Quellenintensitäts-größen oder durch Vergleichen der Kreiselausgabe für verschiedene Temperaturen für die Fälle der Verwendung von Quellenstrommodulation gegenüber keiner Quellenstrommodulation gemessen werden. Bei beiden wird der Kerr-Effekt variiert, so daß er von anderen Fehlern unterschieden werden kann. In dem in 8 gezeigten letzteren Fall wird eine Hochgeschwindigkeits-Quellenstrommodulation dazu benutzt, die durch das Glied in [] in der Gleichung 19 dargestellten Quellenstatistiken gezielt zu ändern. Durch Vergleichen der Kreiselausgabe während der Eichung mit dieser externen Modulation gegenüber dem Fall von keiner Modulation oder durch Verändern der Eigenschaften der externen Modulation kann der Kerr-Effekt-Fehler identifiziert und im Speicher des Kompensators zur Kompensation während des Betriebs gespeichert werden. Im letzten Fall mindestens zwei verschiedene Tastverhältnisse der Modulation der Lichtquelle 102 oder auf zwei verschiedenen Leistungspegeln der Quelle 102. Das Ergebnis besteht aus mindestens zwei Datenaufzeichnungen bzw. Kurven 55 und 56 wie in 9 gezeigt. Eine Kurve zuzüglich einer Variation für Quellenintensität würde in dem besonderen Fall aufgezeichnet werden, wenn sowohl das Verhältnis des Strahlteilers 33 als auch der Verlust der Spule 104 über Temperatur konstant sind.
Bei der obigen Kompensationsanordnung wird angenommen, daß die Durchschnittslichtquellenintensität über die Lagerungslebensdauer und Betriebslebensdauer des Instruments stabil genug ist, so daß Kerr-Effekt- Änderungen im Vergleich zu der gewünschten Leistung vernachlässigbar sind. Dies kann durch Wahl einer genügend langlebigen Breitbandlichtquelle oder durch aktives Regeln des Quellenstroms zum Einstellen der Quellenausgabe zum Erhalten einer konstanten Durchschnittsquellenintensität erreicht werden. Ein Verfahren zur Durchführung dieses aktiven Schemas ist in der 8 durch die gestrichelten Linien dargestellt. Hier wird ein zusätzlicher Fotodetektor, ein ref PD 46 am unbenutzten Anschluß des faseroptischen Kopplers eingesetzt. Der ref PD wird zum Erfassen der Lichtquellenintensität benutzt und sein Ausgang wird nach Tiefpaßfilterung zum Erhalten ihres Durchschnittswerts zum Steuern des Quellenstroms benutzt. Dadurch wird Quellenintensitätsregelung bewirkt, um eine stabile Intensitätsausgabe über Zeit zu ergeben.
Im obigen Fall weist die Quelle 102 mangelhafte Lichtstatistiken auf und Kerr-Effekt besteht, der einen Drehungsausgabenfehler verursacht. Die anderen Fehlerquellen, von denen Kerr-Effekt unterschieden werden kann, sind die der Polarisation, der zweiten Harmonischen, Aufnahmen, Magnetfelder und so weiter, da eine Änderung des Tastverhältnisses einer Modulation 49 oder Leistung der Quelle 102 die Kerr-Effekt-Vorpolung und nicht die anderen Fehlerquellen beeinflußt.
Eine in 8 gezeigte zweite Anordnung zum Kompensieren des Kerr-Effekt-Fehlers ist nicht von der Langzeitstabilität oder Wiederholbarkeit der Lichtquellen-Durchschnittsintensität abhängig. Sie mißt die Lichtquellen-Durchschnittsintensität (bezeichnet als I_o zur Durchschnittsbildung von Zeiten von typischerweise länger als 10 ms) fortlaufend während des Betriebs und berichtigt Intensitätsänderungen in der Berechnung des Kerr-Effekt-Fehlers ϕ_c(T). Der Wert von ϕ_c(T) wird dann zum Kompensieren der rohen Drehgeschwindigkeitsausgabe für Kerr-Effekt-Fehler benutzt. Das Ergebnis ist ein genau geschätzter Kerr-Effekt-Fehler, der eliminiert wird, um die wahre Drehgeschwindigkeit zu ergeben.
Um die Anordnung der 8 zu benutzen, muß der Kerr-Effekt-Fehler sowohl über Temperatur und als eine Funktion der Durchschnittslichtintensität I_o gemessen werden. Durch Verändern der Intensität I_o während des anfänglichen Eichungsverfahrens wird wiederum der Kerr-Effekt-Fehler von anderen Fehlern unterschieden. Dieses Eichungsverfahren kann den Kurven in 9 ähneln, wo bei jeder Temperatur (oder sogar nur einigen Temperaturen) die Intensität verändert und die Kreiselausgabe aufgezeichnet wird. Der Kreisel wird nicht gedreht, um zwischen Kerr-Effekt-Fehler und Drehungsfehler während des Eichungsverfahrens zu unterscheiden. Die Informationen aus der 9, nämlich die Abhängigkeit des Kerr-Fehlers von T und Durchschnittsintensität I_o wird in den Kompensator aufgezeichnet. Während des Betriebs wird sowohl die Temperatur des Kreisels wie auch die Lichtquellenintensität gemessen. Die rohe Drehgeschwindigkeitsausgabe des Kreisels wird dann durch das Verfahren kompensiert, um eine Drehgeschwindigkeitsausgabe bereitzustellen, die frei von Kerr-Effekt-Fehlern ist.
Wenn es im obigen Fall wiederum andere Fehler gibt, die ebenfalls von I_o und T abhängig sind, kann der Kerr-Effekt-Fehler während des Eichungsverfahrens durch Anwenden einer Quellenmodulation wie in 8 dargestellt ausgesondert werden. Diese Vorrichtung ändert die Statistiken der Quelle, um den Kerr-Effekt gezielt zu verändern. Wenn die Quelle bereits eine modulierte oder gepulste Quelle ist, kann die Modulation der Impulsrate verändert oder die Quelle kann aus ihrem anfänglichen modulierten Zustand in Dauerbetrieb geändert werden. Auf diese Weise kann während der Eichung eine genaue Messung des Kerr-Effekt-Fehlers sichergestellt werden.
Ein höher entwickeltes Verfahren zum Kompensieren des Kerr-Effekt-Fehlers ist ebenfalls in der 8 dargestellt. Bei diesem Verfahren wird angenommen, daß die Abhängigkeit des Teilerverhältnisses U(T) von Temperatur T eine wiederholbare Funktion über Zeit ist. Es kompensiert Durchschnittsquellenintensitätsänderungen über Zeit. Auch kompensiert es Spulenverluständerungen über Zeit, solange wie diese Verluständerungen gleichförmig über die Faserlänge L verteilt sind. Dies wird durch den sich über Zeit ändernden Spulenverlust pro Meter α dargestellt. Die Funktionsabhängigkeit des Kerr-Effekt-Fehlers gegenüber Spulenverlust ist in Gleichung 18 dargestellt. Um beiden Spulenverlustveränderungen und Quellenintensitätsveränderungen Rechnung zu tragen, wird die auf den ref PD auftreffende Lichtleistung als eine Anzeige der auf den Schleifen-Strahlteiler I_I auftreffenden Lichtintensität gemessen. Die auf den Signal-PD auftreffende Durchschnittslichtleistung ist für I_D repräsentativ, die aus der Spule austretende Lichtintensität. Durch Tiefpaßfiltern oder Durchschnittsbildung beider Signale an den Ausgängen von Ref PD und Signal-PD werden zu I_i und I_D proportionale Signale erhalten. Indem auch die Temperatur gemessen wird, kann die Kerr-Effekt-Vorpolung während des Kreiselbetriebs über Temperatur geschätzt werden. Dadurch wird auch die Kompensation sich ändernder Quellenleistung und Spulenverlust adressiert.
Bei dem Eichungsvorgang der Verwendung der obigen Anordnung ist es wieder von Wichtigkeit, die Quellenintensität (ähnlich der in 9) und vielleicht die Quellenstatistiken (Tastverhältnis) zu verändern, um Kerr-Effekt-Fehler genau zu messen. Das Modell für den Kerr-Effekt-Fehler kann dann zur Kompensation von Kerr-Effekt-Fehlern während des Betriebs in den Speicher eingeladen werden.
Es ist zu bemerken, daß bei den Anordnungen der 8 der Prozessor und der Kompensator mit dem Digitaldemodulator und der Servo-Elektronik auf einen einzigen Digitalschaltungschip integriert werden kann.
Als weitere Bemerkung ist es möglich, Änderungen des Teilerverhältnisses über Temperatur und über Zeit tatsächlich zu berücksichtigen. Dies kann beispielsweise durch Verwendung von Fotodetektoren (PD) 68 und 69 wie in 8 im Spulenbereich dargestellt geschehen. Durch Abzapfen von Licht aus der Spule 104 mit Fotodetektoren 68 und 69 kann man direkt das Teilerverhältnis über Temperatur und Zeit beobachten und auch den Spulenverlust über Temperatur und Zeit ableiten. Durch Verwendung eines Kompensationsmodells, das das Teilerverhältnis und den Spulenverlust einschließt und durch Überwachen dieser zwei Parameter während des Betriebs kann der Kerr-Effekt effektiv kompensiert werden.
Als weitere Möglichkeit ohne die Fotodetektoren im Spulenbereich kann der Spulenverlust und das Strahlteiler-Teilerverhältnis direkt vor dem abschließenden Kreiselzusammenbau gemessen werden.
Kompensation wird für den Prozessor 44 wieder durch den Kompensator 45 bereitgestellt. Die Änderung des Teilerverhältnisses des Strahlteilers 33 über Temperatur wird mit einer Nachschlagetabelle im Kompensator 45 kompensiert. Der Verlust der Spule 104, der sich mit der Temperatur ändert, wird auf ähnliche Weise kompensiert. Die Intensität I_o der Lichtquelle 102 wird mit einer Charakterisierung in bezug auf Zeit kompensiert. Die Intensität des Signals 126 vom Signal-Fotodetektor 124 bietet Informationen wie beispielsweise über Leistungspegel nach dem das Licht 110 die Spule 104 durchläuft und/oder Quellenleistungsänderungen. Das Lichtsignal 110 geht zum Bezugs-Fotodetektor 46, der das Signal 110 in ein repräsentatives elektrisches Signal 47 umwandelt und eine Anzeige der Leistung der Quelle 102 bereitstellt.
In allen obigen Besprechungen versteht es sich, daß die Lichtquelle selbst thermisch stabilisiert sein kann oder ihre Änderungen über Temperatur kompensiert sein können. Im letzteren Fall würde die Quelle 102 in eine temperaturgeregelte Packung 53 plaziert und damit die Frage der Leistungsvariation über Temperatur der Quelle 102 beseitigt werden.
Die oben erwähnte Leistungsregelung der Quelle 102 wird durch eine Stromregelungsvorrichtung 48 bewirkt, die ein Signal 47 vom Bezugs-Fotodetektor 46 empfängt. Das Signal 46 stellt einen Bezugswert bereit, der die Quelle 102 auf einem konstanten Pegel hält. Auch geht ein Modulationssignal 49 vom Modulationssignalgenerator 52 in der Servo-Elektronik 41 zur Stromregelung 48. Dieses Signal ist zum Modulieren der Intensität der Lichtquelle 102 bestimmt. Diese Modulation 49 wird mit der Vorpolungsmodulation 118 zum Modulator 34 synchronisiert, um die Lichtquelle 102 während der Rücklaufzeit des Vorpolungsmodulationssignals 118 aufgrund der Störspitzen in dem am Signal-Fotodetektor 124 empfangenen Licht 114 momentan abzuschalten. Diese Störspitzen sind die Endfolge des Rücklaufs des Signals 118. Durch Abschalten der Lichtquelle 102 während jeder dieser Störspitzen werden diese aus dem Lichtsignal 114 am Detektor 124 entfernt. Das Modulationssignal 49 kann auf einer Frequenz liegen, die die gleiche wie ein Mehrfaches oder ein Bruchteil des Vorpolungsmodulationssignals 118 ist. Sie sind so synchronisiert, daß viele oder alle der Störspitzen oder Nadelimpulse im Lichtsignal 114 ausgeblendet, eliminiert oder zumindest bedeutend reduziert werden können. Die Signale 47 und 49 werden durch die Stromregelvorrichtung 48 mit einem entsprechenden Regelsignal 51 zur Lichtquelle 102 implementiert.
Dämpfung von Lichtwellen 111 und 112, die sich in der Spule 104 ausbreiten, die die bedeutendste Länge des optischen Kreises aufweist, kann sich aufgrund von Alterung oder additiver Abdunklung der Spule 104 mit Strahlung ändern. Verlust im IOC 31 und Koppler 108 würde möglicherweise nicht so bedeutend wie der der Spule 104 sein. Spulenverlust nimmt typischerweise mit der Zeit zu, anstatt von ab. Auch kann sich die Dämpfung von Lichtwellen 111 und 112 in der Spule 104 mit der Temperatur ändern.
Wie oben bemerkt kann die Charakterisierung der Änderungen der Intensität der Quelle 102 in bezug auf Zeit, des Verlusts der Spule 104 in bezug auf Temperatur und Zeit und des Teilerverhältnisses des Strahlteilers 33 in bezug auf Temperatur algorithmisch und/oder durch die Nachschlagetabelle in den Kompensator 45 eingespeist werden, der Kompensationsdaten 57 in den Prozessor 44 einspeist, um die Auswirkungen von Kerr-Vorpolung auf die Ausgabe 58 des Prozessors 44 zu eliminieren. Quellenintensität über Temperatur kann aufgenommen werden, wird aber hier weggelassen, da die Temperatur der Quelle 102 geregelt ist. Rohe Geschwindigkeitsausgabe 59 geht von der Servo-Elektronik 41 zum Prozessor 44, der berichtigte oder kompensierte Drehgeschwindigkeitsausgabe 58 ausgibt. Das Signal 40 vom Digitaldemodulator 39 geht zum Demodulator 61 neben der Servo-Elektronik 41. Vom Demodulator 61 werden die Auswirkungen des Modulators 52 entfernt, genau wie es der Demodulator 39 für den Vorpolungsmodulationssignalgenerator 120 tut. Die Ausgabe 62 des Demodulators 61 geht zum Prozessor 44.
Ein weiterer Faktor besteht darin, daß, wenn der Kreisel 60 zusammengebaut wird, der Strahlteiler 33 soweit wie möglich ausführbar auf ein Teilerverhältnis von fünfzig Prozent abgestimmt wird.
Zusammengefaßt, umfaßt die vorliegende Erfindung Kompensation von Kerr-Effekt-Vorpolung in interferometrischen faseroptischen Kreiseln. Dieser Ansatz ist zum Beseitigen von optischen Störspitzen im Lichtsignal 114 zum Detektor 124 (in der 5) und als Kompensation von Kerr-Effekt-Vorpolung bestimmt, wenn die Eigenschaften der Lichtquelle 102 nicht mit einer Kerr-Effekt-Operation von Null übereinstimmen. Der vorliegende Ansatz und die vorliegende Vorrichtung beruhen auf der thermischen wiederholbarkeit des Teilerverhältnisses des Strahlteilers 33 in dem faseroptischen Kreis des Kreisels 60. Mit diesem Ansatz werden Leistungsveränderungen der Lichtquelle 102 und Alterungsverlust in der Spule 104 insbesondere aufgrund von Strahlung in der faseroptischen Spule 104 überwacht und berücksichtigt. Die Kerr-Vorpolung des Kreisels 60 wird überprüft und über Temperatur charakterisiert. Sowie die Vorpolung bei jeder Temperatur gemessen wird, wird die Durchschnittsleistung der Lichtquelle 102 verändert und die Vorpolungsempfindlichkeit auf Leistung der Quelle 102 wird mit jedem Temperaturschritt geeicht. Die Gleichstrom-Lichtleistung des Signals 114 zum Signal-Fotodetektor 124 und des Lichts 110 zum Bezugs-Fotodetektor 46 werden während des normalen Betriebs überwacht. wenn die Quelle 102 ihre Leistung ändert, ändert sich die Ausgabe 47 des Bezugs-Fotodetektors 46 und der Prozessor 44 berücksichtigt und kompensiert die Kerr-Effekt-Vorpolungsänderung aufgrund einer gesamten Leistungsänderung. Wenn sich die Leistung der Quelle 102 nicht ändert, dann wird die Kerr-Effekt-Vorpolung für die wiederholbare Verhältnisänderung des Strahlteilers 33 über Temperatur kompensiert. Der Gleichstrompegel des Signal-Fotodetektors 124 des Signals 126 wird überwacht und mit dem Gleichstrompegel des Signals 47 des Bezugs-Fotodetektors verglichen, so daß man Änderungen im Verlust der Spule 104 aufgrund von Strahlung oder sonstigen Ursachen ableiten kann. So kann ein analytisches Modell aus der Charakterisierung dieser Änderungen hergestellt und in den Kompensator 45 eingegeben werden und die Ausgabe 59 des Kreisels 60 vom Prozessor 44 in Verbindung mit Eingaben vom Kompensator 45 für eine berichtigte Drehgeschwindigkeitsausgabe 58 kompensiert werden.

Claims

Faseroptischer Sensor mit folgendem: einer Lichtquelle (102) mit einem Ausgang, einem an den Ausgang der Lichtquelle (102) angekoppelten Strahlteiler (33), eine faseroptische Spule (104) mit an die Ausgänge des Strahlteilers (33) angekoppelten ersten und zweiten Enden, einem an den Strahlteiler (33) angekoppelten Fotodetektor (124), einem, als Reaktion auf den Fotodetektor (124) eine Sensorausgabe bereitstellenden Prozessor (38, 39, 41, 44), und einem an den Prozessor (38, 39, 41, 44) angekoppelten Kerr-Effekt-Kompensator (45) zum Kompensieren von aus Kerr-Effekten entstehenden Fehlern in der Sensorausgabe, gekennzeichnet dadurch, daß der Kerr-Effekt-Kompensator (45) ein Modell der Kerr-Effekt-Fehler enthält.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei die faseroptische Spule (104) zum Erfassen von Drehung angeordnet ist.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei die faseroptische Spule (104) zum Erfassen von Strom angeordnet ist.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei das Modell auf Kerr-Effekt-Fehler als Funktion der Temperatur basiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei das Modell auf Kerr-Effekt-Fehler als Funktion der Intensität von durch die Lichtquelle (102) abgegebenem Licht basiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 5, wobei das Modell auf Kerr-Effekt-Fehler als Funktion der Temperatur basiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei das Modell auf Kerr-Effekt-Fehler aufgrund von Spulenverlust der faseroptischen Spule (104) als Funktion der Temperatur basiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei das Modell auf Kerr-Effekt-Fehler aufgrund des Teilerverhältnisses des Teilers (33) als Funktion der Temperatur basiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei das Modell auf Kerr-Effekt-Fehler aufgrund von Spulenverlust der faseroptischen Spule (104) als Funktion der Zeit basiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei das Modell auf Kerr-Effekt-Fehler aufgrund des Teilerverhältnisses des Strahlteilers (33) als Funktion der Zeit basiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei das Modell eine Nachschlagetabelle umfaßt, die eine Mehrzahl von Kerr-Effekt-Fehlern speichert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 11, wobei die Kerr-Effekt-Fehler eine Funktion der Temperatur sind.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 11, wobei die Kerr-Effekt-Fehler eine Funktion der Intensität von durch die Lichtquelle (102) abgegebenem Licht sind.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 13, wobei die Kerr-Effekt-Fehler eine Funktion der Temperatur sind.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 11, wobei die Kerr-Effekt-Fehler den Spulenverlust der faseroptischen Spule (104) als Funktion der Temperatur kompensieren.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 11, wobei die Kerr-Effekt-Fehler ein Teilerverhältnis des Strahlteilers (33) als Funktion der Temperatur kompensieren.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 11, wobei die Kerr-Effekt-Fehler den Spulenverlust der faseroptischen Spule (104) als Funktion der Zeit kompensieren.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 11, wobei die Kerr-Effekt-Fehler ein Teilerverhältnis des Strahlteilers (33) als Funktion der Zeit kompensieren.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei die Sensorausgabe Kerr-Effekt-Fehler aufweist; der Kerr-Effekt-Fehler temperaturabhängig ist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Kerr-Effekts von Temperatur aufweist; und der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei der Strahlteiler (33) ein Teilerverhältnis aufweist; das Teilerverhältnis von Temperatur abhängig ist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Teilerverhältnisses als Funktion der Temperatur aufweist; und der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei die faseroptische Spule (104) einen Spulenverlust aufweist, der von Temperatur abhängig ist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Spulenverlusts als Funktion der Temperatur aufweist; und der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei die Lichtquelle (102) eine Ausgangsintensität aufweist, die zeitlich veränderlich ist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Kerr-Effekt-Fehlers von der Ausgangsintensität der Lichtquelle (102) aufweist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) die Informationen zum Prozessor (38, 39, 41, 44) ausgibt; und der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 22, wobei die faseroptische Spule (104) einen Spulenverlust aufweist, der zeitlich veränderlich ist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Kerr-Effekt-Fehlers als Funktion des Spulenverlusts aufweist; der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei die faseroptische Spule (104) einen Spulenverlust aufweist, der sich zeitlich verändert; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Kerr-Effekt-Fehlers als Funktion des Spulenverlusts aufweist; der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei die Lichtquelle (102) auf einer konstanten Temperatur gehalten wird.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 25, wobei der Fotodetektor (124) ein erster Fotodetektor (124) ist, wobei der faseroptische Sensor weiterhin folgendes umfaßt: einen zweiten an den Ausgang der Lichtquelle (102) angekoppelten Fotodetektor (46); eine an die Lichtquelle (102) und an den zweiten Fotodetektor (46) angekoppelten Stromregelungsvorrichtung (48); und wobei die Stromregelungsvorrichtung (48) die Quellenausgangsintensität der Lichtquelle (102) als Reaktion auf eine Ausgabe des zweiten Fotodetektors (46) auf einer konstanten Höhe hält.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 25, wobei der Fotodetektor (124) ein erster Fotodetektor (124) ist und wobei der faseroptische Sensor weiterhin folgendes umfaßt: einen an den Ausgang der Lichtquelle (102) und an den Eingang des Prozessors (38, 39, 41, 44) angekoppelten zweiten Fotodetektor (46); wobei der Prozessor (38, 39, 41, 44) als Reaktion auf den ersten und zweiten Fotodetektor (124 und 46) Spulenverlust und eine Quellenausgangsintensität der Lichtquelle (102) bestimmt.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei der Fotodetektor (124) ein erster Fotodetektor (124) ist und wobei der faseroptische Sensor weiterhin folgendes umfaßt: einen zweiten, an den Ausgang der Lichtquelle (102) angekoppelten Fotodetektor (46); eine an die Lichtquelle (102) und an den zweiten Fotodetektor (46) angekoppelte Stromregelungsvorrichtung (48); und wobei die Stromregelungsvorrichtung (48) die Quellenausgangsintensität der Lichtquelle (102) als Reaktion auf eine Ausgabe des zweiten Fotodetektors (46) auf einer konstanten Höhe hält.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 28, wobei der zweite Fotodetektor (46) an den Prozessor (38, 39, 41, 44) angekoppelt ist und wobei der Prozessor (38, 39, 41, 44) Spulenverlust als Reaktion auf den ersten und zweiten Fotodetektor (124 und 46) bestimmt.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 28, weiterhin mit folgendem: einem Phasenmodulator (34) in der Nähe des Strahlteilers (33); einem ersten, an den ersten Phasenmodulator (34) angekoppelten Modulationsgenerator (120); einem zweiten, an die Stromregelungsvorrichtung (48) angekoppelten Modulationsgenerator (52); und wobei die Stromregelungsvorrichtung (48) die Quellenausgangsintensität der Lichtquelle (102) mit einer Frequenz des zweiten Modulationsgenerators (52) moduliert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 30, wobei der erste Fotodetektor (124) durch den Phasenmodulator (34) verursachte Störspitzen erkennen kann; und die Stromregelungsvorrichtung (48) die Quellenausgangsintensität der Lichtquelle (102) zu Zeiten der Störspitzen minimiert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 31, wobei der Strahlteiler (33) ein Teilerverhältnis aufweist, das bei einer vorbestimmten Temperatur auf 0,5 justiert ist.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 32, wobei das Teilerverhältnis zeitlich veränderlich ist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Kerr-Effekt-Fehlers von dem Teilerverhältnis aufweist; und der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, wobei der Strahlteiler (33) ein Teilerverhältnis aufweist, das bei einer vorbestimmten Temperatur auf 0,5 justiert ist.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 34, wobei das Teilerverhältnis zeitlich veränderlich ist; der Kerr-Effekt-Kompensator (45) Informationen bezüglich der Abhängigkeit des Kerr-Effekt-Fehlers von dem Teilerverhältnis aufweist; und der Prozessor (38, 39, 41, 44) die Informationen vom Kerr-Effekt-Kompensator (45) verarbeitet, um Kerr-Effekt-Fehler in der Sensorausgabe zu verringern.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 1, weiterhin mit folgendem: einem Phasenmodulator (34) in der Nähe des Strahlteilers (33); einem ersten, an den ersten Phasenmodulator (34) angekoppelten Modulationsgenerator (120); einer an die Lichtquelle (102) angekoppelten Stromregelungsvorrichtung (48); einem zweiten, an die Stromregelungsvorrichtung (48) angekoppelten Modulationsgenerator (52); und wobei die Stromregelungsvorrichtung (48) die Quellenausgangsintensität der Lichtquelle (102) mit einer Frequenz des zweiten Modulationsgenerators (52) moduliert.
Faseroptischer Sensor nach Anspruch 36, wobei der Fotodetektor (124) durch den Phasenmodulator (34) verursachte Störspitzen erkennen kann; und die Stromregelungsvorrichtung (48) die Quellenausgangsintensität der Lichtquelle (102) zu Zeiten der Störspitzen minimiert.