DE4318977A1

DE4318977A1 - Method for exploiting the interference correlation in digital signal transmission

Info

Publication number: DE4318977A1
Application number: DE4318977A
Authority: DE
Inventors: Guenther Dipl Ing Komp
Original assignee: KE Kommunikations Elektronik GmbH and Co
Current assignee: KE Kommunikations Elektronik GmbH and Co
Priority date: 1993-06-08
Filing date: 1993-06-08
Publication date: 1995-01-05

Abstract

The invention relates to a method for exploiting the interference correlation and the different signal-to-noise ratios in digital signal transmission via two or more balanced lines. In the method, the transmitting unit (SE) comprises a 16-QAM baseband modulator (BM). A signal stock adapted to the interference is used by the transmitting unit (SE). The signal stock is adapted by rotating the conventional 16-QAM signal stock through the pre-correlation angle ( alpha ). The method is explained in more detail with reference to a block diagram of an embodiment of a possible circuit (Fig. 1). <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft Sender und Empfänger eines HDSL (High bit rate Digital Subscriber Line) -1,544- und 2,048- Mbit/s-Duplex-Übertragungssystems nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Zur Zeit werden Anschlußleitungsmultiplexer und erste HDSL-Systeme in den Anschlußleitungsnetzen der Betriebsgesellschaften zur besseren Ausnutzung der symmetrischen vielpaarigen Kabel eingeführt. Um die Reich weite der Signalübertragung so zu erhöhen, daß möglichst alle Teilnehmer ohne Zwischenregenerator zu erreichen sind, werden u. a. auch Doppel- und Dreifach-Duplex-Übertragungs verfahren diskutiert. Bei diesen Verfahren wird die Über tragungsbitrate auf zwei, drei oder auch mehr Doppeladern aufgeteilt.The invention relates to the transmitter and receiver of an HDSL (High bit rate Digital Subscriber Line) -1,544- and 2,048- Mbit / s duplex transmission system according to the preamble of Claim 1. At the moment are line multiplexers and first HDSL systems in the access network of the Operating companies to better exploit the symmetrical multi-pair cable introduced. To the empire to increase the width of the signal transmission so that as possible all participants can be reached without an intermediate regenerator, will u. a. also double and triple duplex transmission procedure discussed. In this procedure, the over transmission bit rate on two, three or more pairs divided up.

Bei den in großer Anzahl vorhandenen 2,048 Mbit/s-Leitungs ausrüstungen wird eine HDB3-leitungscodierte Übertragung angewendet. Bei 0,4 mm Leiterpaaren sind unter Umständen nur Reichweiten der Signalübertragung von 1,0 bis 1,7 km möglich. Darüber hinaus sind Zwischenregeneratoren erfor derlich. Zur Zeit werden Anschlußleitungsmultiplexer einge führt, die eine wesentlich effizienter arbeitende Leitungs ausrüstung besitzen. Mit dem verwendeten 2B1Q-Code, der eine vierstufige Signalübertragung bewirkt, können unter Verwendung von entscheidungsrückgekoppelter Entzerrung Reichweiten bis zu 3 km erzielt werden. Auf internationaler Ebene werden HDSL-Systeme diskutiert, die zu einer zukünf tigen einheitlichen 1,544- bzw. 2,048-Mbit/s-Leitungstech nik führen sollen. Auch hier wird wieder eine maximale Reichweite angestrebt, um z. B. im Zusammenhang mit der Einführung neuer Multimedia-Dienste alle Endstellen ohne Zwischenregenerator erreichen zu können. Es wurden Doppel- und Dreifach-Duplexverfahren vorgeschlagen. Durch Aufteilung des zu übertragenden Bitstroms auf zwei oder mehrere Doppeladern kann durch die dadurch bedingte reduzierte Symbolrate pro Doppelader eine weitere Erhöhung der Reichweite erzielt werden.With the 2.048 Mbit / s cable available in large numbers equipment is a HDB3 line-coded transmission applied. With 0.4 mm wire pairs under certain circumstances only signal transmission ranges from 1.0 to 1.7 km possible. Intermediate regenerators are also required such. Line multiplexers are currently on that leads a much more efficient working line own equipment. With the 2B1Q code used, the a four-stage signal transmission can take place under Use decision feedback equalization Ranges up to 3 km can be achieved. On an international level At the level, HDSL systems are discussed that lead to a future uniform 1.544 or 2.048 Mbit / s line tech should not lead. Here, too, is a maximum Range aimed to z. B. in connection with the Introduction of new multimedia services without any end points To be able to reach the intermediate regenerator. There were double and triple duplex methods are proposed. By Division of the bit stream to be transmitted into two or multiple twisted pairs can be caused by this reduced symbol rate per pair a further increase the range can be achieved.

Aus J.W. Lechleider "Coordinated transmission for two-pair digital subscriber lines", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 9, no. 6, August 1991, ist bekannt, daß man durch die Zusammenfassung zweier getrennter eindimensionaler HDSL-Systeme zu einem gemeinsamen System erhebliche Gewinne im Signalstörabstand erreichen kann, wenn man die örtliche Korrelation der Nebensprechstörungen auf beiden Doppeladern ausnutzt. Um eine bestimmte Bitfeh lerquote zu erreichen, ist beim kombinierten System somit ein kleinerer Störabstand erforderlich als bei den beiden Einzelsystemen. Die Größe des Gewinns hängt vom Korrela tionsfaktor der Rauschstörungen auf beiden Leitungen, sowie von den einzelnen Störleistungen und der darauf basierenden Auslegung von Sender und Empfänger ab. In "Exploiting crosstalk pair to pair correlation in two pair digital subscriber lines", Proc. IEEE Int. Commun. Conf. Atlanta, GA, 1990, paper 348.2 und "Implementation of coordinated transmission", American National Standards Institute (ANSI) accredited committe T1, Working Group T1E1.4, Contribution T1E1.4/90-108, June 1990, ebenfalls von J. W. Lechleider, wird zur Ausnutzung der Störungskorrelation vorgeschlagen, zwei getrennte 2B1Q-HDSL-Basisbandmodulatoren durch eine Prekorrelationseinheit zusammenzufassen, und analog dazu auch die beiden Empfangsdetektoren durch eine inverse Dekorrelationsstufe zu kombinieren. Pre- und Dekorrelator sind in Abhängigkeit vom Korrelationsfaktor und den Störleistungen auf beiden Doppeladern, so aufeinander abgestimmt, daß sie einen maximalen betragsmäßigen Unterschied dem Einzelstörabstände nach der Dekorrelation erzeugen. Die Summe der einzelnen Signalleistungen und die Summe der einzelnen Störleistungen und somit der Gesamt störabstand werden dadurch nicht verändert.From J.W. Lechleider "Coordinated transmission for two-pair digital subscriber lines ", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 9, no. 6, August 1991, is known that by combining two separate one-dimensional HDSL systems into a common system can achieve significant gains in signal-to-noise ratio, if you look at the local correlation of crosstalk disorders exploited on both pairs. To a certain bit error In the combined system, it is therefore possible to achieve the quota a smaller signal-to-noise ratio is required than for the two Individual systems. The size of the win depends on the correla factor of noise interference on both lines, as well of the individual interference services and the one based on them Interpretation of sender and receiver. In "Exploiting crosstalk pair to pair correlation in two pair digital subscriber lines ", Proc. IEEE Int. Commun. Conf. Atlanta, GA, 1990, paper 348.2 and "Implementation of coordinated transmission ", American National Standards Institute (ANSI) accredited committee T1, Working Group T1E1.4, Contribution T1E1.4 / 90-108, June 1990, also by J. W. Lechleider, is proposed to take advantage of the fault correlation, two separate 2B1Q-HDSL baseband modulators by one Summarize precorrelation unit, and analogously also the two reception detectors by an inverse Combine decorrelation level. Pre- and decorrelator are dependent on the correlation factor and the Interference on both pairs, so on top of each other voted that they have a maximum amount Difference in the individual signal-to-noise ratios after decorrelation produce. The sum of the individual signal powers and the Sum of the individual interference services and thus the total this does not change the signal-to-noise ratio.

Da einer der beiden empfangsseitigen Einzelstörabstände wesentlich geringer als der Gesamtstörabstand ist, muß man, um eine Senkung der Bitfehlerquote zu erreichen, die Über tragungsrate und/oder die Anzahl der möglichen eindimensio nalen Sendesymbole bzw. den Signalvorrat auf jeder Doppel ader an die Störverhältnisse anpassen. Dies bedeutet sowohl für den Sender als insbesondere auch für den Empfänger einen hohen Realisierungsaufwand, da sowohl die Entzerrung, die dem derzeitigen Stand der Technik entsprechend, nur entscheidungsrückgekoppelt mit den empfangsseitigen Symbol detektoren erfolgen kann, als auch die Symboltaktwiederge winnung bei verschiedenen Übertragungsgeschwindigkeiten und verschiedenen Signalvorräten erfolgen muß.Since one of the two individual interference margins at the receiving end is significantly less than the total signal-to-noise ratio, to achieve a reduction in the bit error rate, the over wear rate and / or the number of possible dimensio nal transmission symbols or the signal supply on each double Adapt the wire to the interference conditions. This means both for the sender and especially for the receiver a high level of implementation effort, since both equalization, which correspond to the current state of the art, only decision feedback with the receiving symbol detectors can be done, as well as the symbol clock repetitions at different transmission speeds and different signal stocks must take place.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Störungskor relation bei HDSL-Doppel-Duplex-Systemen mit einer adapti ven Auslegung von Sender und Empfänger bei gleichbleibender Übertragungsrate auf jeder Doppelader zur Reduktion der Bitfehlerquote bzw. zur Erhöhung der Übertragungsreichweite auszunutzen.The invention has for its object the Störungskor relation in HDSL double duplex systems with an adapti ven design of transmitter and receiver with the same Transmission rate on each pair to reduce the Bit error rate or to increase the transmission range to take advantage of.

Dies wird erfindungsmäßig dadurch gelöst, daß die Sendeein heit nicht aus zwei 2B1Q-Modulatoren sondern aus einem 16- QAM-Basisbandmodulator, der zweidimensionale Signale er zeugt (siehe das Signalzustandsdiagramm in Fig. 2), besteht. This is achieved according to the invention in that the transmitting unit does not consist of two 2B1Q modulators but of a 16-QAM baseband modulator which generates two-dimensional signals (see the signal state diagram in FIG. 2).

Die beiden Teilsignale ergeben sich durch Projektion des zweidimensionalen Signals auf je eine der beiden Koordinatenachsen. Das QAM-Signal wird nach der Erzeugung durch eine Prekorrelationseinheit mit einem Winkeloffset versehen dergestalt, daß eine speziell definierte, vom Korrelationskoeffizienten, dem Winkel und dem Quotienten der empfangsseitigen Störleistungen abhängige Minimal distanz zweier Signalpunkte maximal wird (Beziehung 4). Im Empfänger werden die Signale nach Durchlaufen einer zur Prekorrelationseinheit inversen Dekorrelationseinheit gemäß der vom Korrelationskoeffizienten und dem Quotienten der Störleistungen hinter dem Dekorrelator abhängigen Maximum- Likelihood-Regel detektiert, um eine minimale Bitfehler quote zu erreichen.The two partial signals result from the projection of the two-dimensional signal to one of the two Coordinate axes. The QAM signal is generated after through a precorrelation unit with an angular offset provided such that a specially defined, from Correlation coefficients, the angle and the quotient the minimum dependent on the receiving interference power distance between two signal points becomes maximum (relationship 4). in the After passing through a receiver, the signals become Precorrelation unit according to inverse decorrelation unit that of the correlation coefficient and the quotient of Interference performance behind the decorrelator-dependent maximum Likelihood rule detected to minimal bit error to achieve quote.

Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Ausnutzung der örtlichen Korrelation der Störungen auf beiden Doppel adern durch die Verwendung von gedrehten 16-QAM Signalen und eines entsprechenden ML-Detektors bei Korrela tionsfaktoren, deren Betrag größer als 0,9 ist, eine erhebliche Senkung der Bitfehlerquote gegenüber Doppel- Duplex Systemen, die aus zwei herkömmlichen 2B1Q-Systemen
zusammengesetzt sind, bewirken kann. Bei gleichbleibender Bitfehlerquote können größere Nebensprechstörleistungen toleriert werden, was in eine größere Übertragungsreich weite oder eine höhere Beschaltungsdichte von HDSL-Systemen im Bündelkabel umgesetzt werden kann. Ein weiterer Vorteil ist, daß Doppeladern mit niedrigem Störabstand mit solchen mit hohem Störabstand u. U. ohne Erhöhung der Bitfehlerrate kombiniert werden können, was zu einem höheren Ausnutzungs grad der vorhandenen Adern führt. Ein entscheidender Vor teil gegenüber den in der Literatur aufgeführten Vor schlägen ist die für jede Störsituation konstant bleibende Übertragungsrate auf jeder Doppelader und die konstante Anzahl und Anordnung der Signalzustände am Entscheiderein gang, was bedeutet, daß der entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer und die Taktrückgewinnung nicht variabel bezüg lich der Übertragungsrate und des Sendesignalvorrats realisiert werden müssen.An advantage of the invention is that the utilization of the local correlation of the interference on both double wires by the use of rotated 16-QAM signals and a corresponding ML detector for correlation factors, the amount of which is greater than 0.9, a significant reduction the bit error rate compared to double duplex systems, which consist of two conventional 2B1Q systems
are composed, can cause. With a constant bit error rate, greater crosstalk interference performance can be tolerated, which can be implemented in a larger transmission range or a higher wiring density of HDSL systems in the bundle cable. Another advantage is that twin cores with low signal-to-noise ratio and those with high signal-to-noise ratio u. U. can be combined without increasing the bit error rate, which leads to a higher degree of utilization of the existing wires. A decisive advantage over the proposals listed in the literature is the constant transmission rate for each fault situation on each pair and the constant number and arrangement of the signal states at the decision-maker input, which means that the decision feedback equalizer and the clock recovery are not variable with respect to the Transmission rate and the transmission signal supply must be realized.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.An embodiment of the invention is in the drawing shown and is described in more detail below.

Es zeigen:Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild gemäß der Erfindung, Fig. 1 is a block diagram according to the invention,

Fig. 2a ein Signalzustandsdiagramm vor der Prekorrelation, FIG. 2a is a signal state diagram before the Prekorrelation,

Fig. 2b ein Signalzustandsdiagramm nach der Prekorrela tion, Fig. 2b is a signal state diagram of the Prekorrela tion,

Fig. 3 das Prinzip des Prekorrelators, Fig. 3 shows the principle of the Prekorrelators,

Fig. 4 das Prinzip des Dekorrelators, Fig. 4 shows the principle of the decorrelator,

Fig. 5 ein Blockschaltbild der Störparameterschätzung (P), Fig. 5 is a block diagram of the Störparameterschätzung (P),

Fig. 6 den Unterschied zwischen Systemen mit Stör- und ohne Störanpassung. Fig. 6 shows the difference between systems with interference and without interference adaptation.

Fig. 7 die Abhängigkeit des Winkels β von N′₁/N′₂. Fig. 7 shows the dependence of the angle β of N'₁ / N'₂.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild des vorgeschlagenen Systems. Da die Erfindung sich auf Duplexsysteme bezieht, d. h. die Übertragung auf beiden Leiterpaaren gleichzeitig bidirektional erfolgt, müssen an beiden Enden der Übertragungsstrecke sowohl eine Sendeeinheit SE als auch eine Empfangseinheit EE vorhanden sein. Zur Vereinfachung ist der Signalfluß nur in einer Richtung dargestellt. Die Daten D werden in einem Serien/Parallel-Wandler SP in Blöcke zu je 4 Bit unterteilt, die einen 16-QAM Basis bandmodulator BM ansteuern. Jeder Block erzeugt am Ausgang des 16-QAM Basisbandmodulators BM ein zweidimensionales Sendesymbol mit den Komponenten S₁ und S₂, die anschließend von einer Prekorrelationseinheit PK nach folgender Vorschrift in S₁* und S₂* transformiert werden: Fig. 1 shows the block diagram of the proposed system. Since the invention relates to duplex systems, ie the transmission on both pairs of conductors takes place simultaneously bidirectionally, both a transmitter unit SE and a receiver unit EE must be present at both ends of the transmission link. To simplify matters, the signal flow is only shown in one direction. The data D are divided in a series / parallel converter SP into blocks of 4 bits each, which control a 16-QAM base band modulator BM. Each block generates a two-dimensional transmission symbol with the components S₁ and S₂ at the output of the 16-QAM baseband modulator BM, which are then transformed by a precorrelation unit PK into S₁ * and S₂ * according to the following rule:

S₁* = S₁ · cos(α) - S₂ · sin(α)
S₂* = S₁ · sin(α) + S₂ · cos(α) (1)S₁ * = S₁ · cos (α) - S₂ · sin (α)
S₂ * = S₁sin (α) + S₂cos (α) (1)

Die prekorrelierten Signalwerte S₁* und S₂* durchlaufen an schließend die Sendestufe S und werden auf die Doppeladern DA1 und DA2 geschaltet. Auf dem Übertragungsweg werden durch Nebensprechen gleichartiger Systeme die Störleistun gen N₁ und N₂ eingekoppelt. Empfangseitig durchläuft das Signal einen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer E und einen zum Prekorrelator PK inversen Dekorrelator DK, der die Signale r₁* und r₂* am Ausgang des Entzerrers E mit der TransformationsvorschriftThe precorrelated signal values S₁ * and S₂ * run through closing the transmission stage S and are on the twin wires DA1 and DA2 switched. Be on the transmission path by crosstalk of similar systems the interference coupled in N₁ and N₂. This goes through on the receiving side Signal a decision feedback equalizer E and a decorrelator DK inverse to the precorrelator PK, the the signals r₁ * and r₂ * at the output of the equalizer E with the Transformation regulation

r₁ = r₁* · cos(α) + r₂* · sin(α)
r₂ = r₁* · sin(α) + r₂* · cos(α) (2)r₁ = r₁ * · cos (α) + r₂ * · sin (α)
r₂ = r₁ * · sin (α) + r₂ * · cos (α) (2)

in r₁ und r₂ umformt und mündet in den Maximum-Likelihood- Detektor MLD. Dieser detektiert dasjenige unter den 16 mög lichen Symbolen S_i mit i = 0,. . .,15, für das die Metriktransformed into r₁ and r₂ and opens into the maximum likelihood detector MLD. This detects the one of the 16 possible symbols S _i with i = 0 ,. . ., 15, for which the metric

minimal wird. becomes minimal.

Die Komponentensignale S_i,1 und S_i,2 sind identisch mit den Werten, die sich durch Projektion des zweidimensionalen Symbols S_i auf die Achsen des Signalzustandsdiagramms nach Fig. 2a und Fig. 2b ergeben. Die Schätzwerte der Stör leistungen N₁ und N₂ sowie des Korrelationsfaktors k nach der Dekorrelation, bezeichnet mit Ñ₁, Ñ₂ und , hängen vom Prekorrelationswinkel α ab und werden aus dem entzerrten zweidimensionalen Empfangssignal mit den Komponenten r₁ und r₂ nach der Dekorrelation am Eingang des Maximum-Likeli hood-Detektors MLD abgeleitet. Der Winkel α wird nach Fig. 7 so bestimmt, daß er die für die Symbolfehlerwahr scheinlichkeit bei hohen Störabständen allein maßgebliche quadratische Minimaldistanz d²_min, die wie folgt definiert ist, maximiert.The component signals S _{i, 1} and S _{i, 2} are identical to the values which are obtained by projection of the two-dimensional symbol S _i to the axes of the signal state diagram of Fig. 2a and Fig. 2b. The estimates of the interference powers N₁ and N₂ and the correlation factor k after decorrelation, denoted by Ñ₁, Ñ₂ and, depend on the precorrelation angle α and are from the equalized two-dimensional received signal with the components r₁ and r₂ after decorrelation at the input of the maximum likelihood hood detector MLD derived. The angle α is determined in accordance with FIG. 7 in such a way that it maximizes the quadratic minimum distance d 2 _min which is decisive for the symbol error probability at high signal-to-noise ratios and which is defined as follows.

Die Bestimmung von α geht folgendermaßen vor sich: Es wird zunächst ein Anfangswert für α mit der Bezeichnung α₀ gewählt. Zweckmäßigerweise wird α₀ = 0° gesetzt. Danach werden die mittlere Störleistung am Detektoreingang 1 Ñ₁ und am Detektoreingang 2 Ñ₂ und der Korrelationsfaktor gemessen. Die Meßvorschrift gehorcht den BeziehungenThe determination of α proceeds as follows: First, an initial value for α with the designation α₀ is chosen. It is expedient to set α₀ = 0 °. Then the mean interference power at the detector input 1 Ñ₁ and at the detector input 2 Ñ₂ and the correlation factor are measured. The measurement rule obeys relationships

P₀ ist eine konstante Größe, die von der Entzerrergrund einstellung abhängt und als mittlere Soll-Empfangsleistung in beiden Kanälen bei verschwindender Störung interpretiert werden kann (Siehe Beschreibung von Fig. 5). Die Erwartungswertoperation E{} (Fig. 5) entspricht der Bildung des linearen Zeitmittelwerts und kann digital durch einen Tiefpaß 1. Ordnung realisiert werden. Danach folgt die Berechnung des Dekorrelationswinkels mitP₀ is a constant variable, which depends on the basic equalizer setting and can be interpreted as the mean target reception power in both channels when the interference disappears (see description of FIG. 5). The expected value operation E {} ( FIG. 5) corresponds to the formation of the linear time average and can be implemented digitally by a low-pass filter of the 1st order. This is followed by the calculation of the decorrelation angle

Mit , Ñ₁ und Ñ₂ werden dann die Zwischengrößen N′₁ und N′₂' nach den BeziehungenWith, Ñ₁ and Ñ₂ then the intermediate sizes N'₁ and N'₂ ' after the relationships

berechnet.calculated.

Es folgt die Bestimmung des Winkels β aus der Fig. 7 durch Einsetzen der ermittelten Werte von N′₁ und N′₂.It follows the determination of the angle β from FIG. 7 by inserting the determined values of N'₁ and N'₂.

Der optimale Prekorrelationswinkel α ergibt sich schließlich zu:The optimal precorrelation angle α results finally to:

α = β + α₀ + (10)α = β + α₀ + (10)

Fig. 2 zeigt das Signalzustandsdiagramm vor und nach der Prekorrelation mit dem Winkel α. Die Prekorrelationsopera tion bewirkt, wie aus der Beziehung (1) ersichtlich, eine Drehung des 16-QAM-Signalzustandsdiagramms um den Winkel α im mathematisch positiven Sinn. Jedes Symbol S₁ mit den Komponenten S_i,1 und S_i,2 wird dadurch in das entsprechende Symbol S_i* mit den Komponenten S_i,1* und S_i,2* transformiert. Fig. 2 shows the signal state diagram before and after the α Prekorrelation with angle. As can be seen from the relationship ( 1 ), the precorrelation operation causes the 16-QAM signal state diagram to be rotated by the angle α in the mathematically positive sense. Each symbol S₁ with the components S _{i, 1} and S _{i, 2} is thereby transformed into the corresponding symbol S _i * with the components S _{i, 1} * and S _{i, 2} *.

Fig. 3 zeigt das Prinzipschaltbild des Prekorrelators, das der schaltungsmäßigen Umsetzung der Beziehung (1) ent spricht. Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild des Dekorre lators entsprechend der Beziehungen (2). Der Prekorrelator bewirkt eine Drehung, des an seinen Eingängen liegenden zweidimensionalen Signals um den Winkel α im mathematisch positiven Sinn, der Dekorrelator eine Drehung um den Winkel α im mathematisch negativen Sinn. Fig. 3 shows the block diagram of the precorrelator, which speaks ent of the circuit implementation of the relationship ( 1 ). Fig. 4 shows the block diagram of the decorator according to the relationships ( 2 ). The precorrelator causes a rotation of the two-dimensional signal at its inputs by the angle α in the mathematically positive sense, the decorrelator a rotation by the angle α in the mathematically negative sense.

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild der Störparameterschät zung, das den Beziehungen (5) bis (7) entspricht. Die Empfangswerte nach der Dekorrelation r₁ und r₂ durchlaufen je einen Quadrierer und werden anschließend zeitkontinuier lich integriert. Das Zeitintegral entspricht der Erwar tungswertoperation in den Beziehungen (5) und (6). Anschließend wird von beiden Werten der Wert P_o/2 subtrahiert, um die Schätzwerte für die Störleistungen nach der Dekorrelation Ñ₁ und Ñ₂ zu erhalten. P_o ist der Wert der gesamten mittleren Empfangssignalleistung in beiden Kanälen zu Abtastzeitpunkten, der sich bei idealer Nyguistentzerrung und zeitlicher Abtastung in Augenmitte bei verschwindender Kanalstörung ergibt. Mithin ist P_o aus den Sollsignalpegeln, die der im allgemeinen adaptive Entzerrer als Referenzwerte benutzt, berechenbar. Der Wert des Korrelationsfaktors ergibt sich gemäß Beziehung (7) durch Multiplikation der Empfangswerte r₁ und r₂ mit anschließender Integration und Division durch die Wurzel aus dem Produkt der errechneten Störleistungen Ñ₁ und Ñ₂ Fig. 5 shows a block diagram of the Störparameterschät supply, which corresponds to the relationships ( 5 ) to ( 7 ). The received values after the decorrelation r₁ and r₂ each pass through a squarer and are then integrated continuously in time. The time integral corresponds to the expected value operation in relationships ( 5 ) and ( 6 ). Subsequently, the value P _o / 2 is subtracted from both values in order to obtain the estimated values for the interference power after the decorrelation Ñ₁ and Ñ₂. P _o is the value of the total mean received signal power in both channels at sampling times, which results with ideal Nyguist distortion and temporal sampling in the middle of the eye when the channel interference disappears. P _{o can} therefore be calculated from the desired signal levels which the generally adaptive equalizer uses as reference values. The value of the correlation factor is obtained according to relationship ( 7 ) by multiplying the received values r₁ and r₂ with subsequent integration and division by the root from the product of the calculated interference powers Ñ₁ and Ñ₂

Fig. 6 zeigt den Unterschied im benötigten Gesamtstörab stand zwischen dem störungsangepaßten 16-QAM-System mit Pre- und Dekorrelation und einem aus zwei kombinierten 4- PAM-Systemen gleicher Bitrate und gleicher Signalbandbreite zusammengesetzten System ohne Störungsanpassung bei niedrigen Symbolfehlerraten. Der Parameter k ist hier der Korrelationsfaktor der beiden Störgrößen n₁ und n₂ vor der Dekorrelation. Er ist definiert als der Erwartungswert des Produktes von n₁ und n₂ geteilt durch die Wurzel aus dem Produkt der beiden Störleistungswerte N₁ und N₂ gemäß Beziehung (11). Fig. 6 shows the difference in the total interference required between the interference-adapted 16-QAM system with pre- and decorrelation and a system composed of two combined 4-PAM systems of the same bit rate and the same signal bandwidth without interference adjustment at low symbol error rates. The parameter k here is the correlation factor of the two disturbances n 1 and n 2 before the decorrelation. It is defined as the expected value of the product of n₁ and n₂ divided by the root of the product of the two interference power values N₁ and N₂ according to relationship (11).

Bei einem Wert für k von zum Beispiel 0,90 kann der Gesamtstörabstand des 16-QAM-Systems bezogen auf eine bitratenkompatible Zusammenschaltung zweier 4-PAM- Systeme ohne Prekorrelation um 4 dB geringer sein. Da die Kupferdoppeladern im Ortsanschlußleitungsnetz der Telekom innerhalb eines Bündelkabels in Sternvierern angeordnet sind, kann man aufgrund dieser besonderen Geometrie Korrelationsfaktoren größer als 0,90 erwarten.With a value for k of, for example, 0.90, the Total signal-to-noise ratio of the 16-QAM system based on one Bit rate compatible interconnection of two 4-PAM systems be 4 dB less without precorrelation. Since the Copper pairs in the local access network of Telekom arranged within a bundle cable in star quads because of this special geometry Expect correlation factors greater than 0.90.

Fig. 7 zeigt den Zusammenhang des Winkels β mit dem Quotienten der virtuellen Leistungsgrößen N′₁ und N′₂ die man nach den Beziehungen (7), (8) und (9) aus den ge schätzten Störleistungen Ñ₁ und Ñ₂ und dem geschätzten Korrelationsfaktor nach der Dekorrelation mit dem Winkel α berechnen kann. Das Verhältnis N′₁/N′₂ stellt den Quotienten der beiden Störleistungen nach einer vollständigen Dekorrelation dar. In diesem Fall wird der Faktor k′, der die Korrelation zwischen den dekorrelierten Störwerten n′₁ und n′₂ beschreibt, zu Null. Aus dem mit dem optimalen Winkel α prekorrelierten, bzw. um den Winkel α gedrehten, 16-QAM-Zustandsdiagramm muß sich nach voll ständiger Dekorrelation ein Zustandsdiagramm ergeben, das um den Winkel β im mathematisch positiven Sinn gedreht ist. Fig. 7 shows the relationship of the angle β with the quotient of the virtual power quantities N'₁ and N'₂ which according to the relationships ( 7 ), ( 8 ) and ( 9 ) from the ge estimated interference power Ñ₁ and Ñ₂ and the estimated correlation factor after decorrelation with the angle α. The ratio N'₁ / N'₂ represents the quotient of the two interference powers after a complete decorrelation. In this case, the factor k ', which describes the correlation between the decorrelated interference values n'₁ and n'₂, becomes zero. After complete decorrelation, the 16-QAM state diagram, which has been precorrelated or rotated by the angle α, must result in a state diagram which is rotated by the angle β in a mathematically positive sense.

Um das vorhandene hinsichtlich der Verteilung der Dienste sehr bedeutungsvolle Ortsanschlußleitungsnetz der Telekom noch besser für den Übergang zum B-ISDN nutzen zu können, werden größte Anstrengungen in Forschung und Entwicklung unternommen, um u. a. eine effiziente und preiswerte 2,048 Mbit/s-Übertragungstechnik bereitzustellen. Die Leitungs ausrüstungen sollen eine hochwertige Übertragung dieser Bitrate möglichst ohne Zwischenregeneratoren über beliebige Doppeladern zwischen Teilnehmervermittlungsstellen und den Teilnehmern gewährleisten. In den USA läuft diese Entwick lung unter der Abkürzung HDSL (High bit rate Digital Subscriber Line), hier allerdings nur für 1,544-Mbit/s (T1- Technik, DS-1 Dienste). Bei ETSI wurde ein 2B1Q-Doppel- Duplex-System zur Normung vorgeschlagen, mit dem aber trotz Aufteilung des Datenstroms auf zwei Doppeladern eine 100% ige Versorgung der Teilnehmer ohne Zwischenregeneratoren nicht möglich ist. Diesem Ziel kann man durch die Verwendung der beschriebenen Erfindung näher kommen.To the existing in terms of distribution of services very significant Telekom local loop network to be able to use it even better for the transition to B-ISDN, will be greatest efforts in research and development done to u. a. an efficient and inexpensive 2,048 Mbit / s transmission technology to provide. The line equipments are designed to ensure high quality transmission of this Bit rate if possible without intermediate regenerators over any Twin wires between local exchanges and Ensure participants. This development is ongoing in the USA under the abbreviation HDSL (High bit rate Digital Subscriber Line), but only for 1.544-Mbit / s (T1- Technology, DS-1 services). At ETSI, a 2B1Q double Duplex system proposed for standardization, but with despite Distribution of the data stream over two pairs a 100% supply of the participants without intermediate regenerators not possible. This goal can be achieved through the Use of the described invention come closer.

Claims

1. A method for using the local interference correlation and the different signal-to-noise ratios for digital signal transmission over two or more symmetrical lines, characterized in that the transmitter unit (SE) consists of a QAM baseband modulator (BM) that the transmitter unit (SE) for interference correlation one by rotation around the precorrelation angle (Q) be used signal supply and that the receiving unit (EE) according to the maximum likelihood rule, detected.

2. The method according to claim 1, characterized in net that at 1,544 or 2,048 Mbit / s HDSL Double duplex transmission over two pairs (DA1, DA2) the transmitter unit (SE) 16-QAM signals generated, that these 16-QAM signals through a precorrela tion unit (PK) with one of the quotient of the interference at the receiving end and from the correla angular offset (α) and that the maximum likelihood Detector (MLD), which according to one of the correlation coefficient, the precorrelation angle and the Quotients of interference at the receiving end dependent maximum likelihood rule is detected, one inverse to the precorrelation unit (PK) Decorrelation unit (DK) is connected upstream.