DE4201439A1

DE4201439A1 - Verfahren und anordnung zur uebertragung hoher datenraten fuer den digitalen rundfunk

Info

Publication number: DE4201439A1
Application number: DE19924201439
Authority: DE
Inventors: Andreas Mueller
Original assignee: Daimler Benz AG
Current assignee: Telefunken Sendertechnik GmbH
Priority date: 1992-01-21
Filing date: 1992-01-21
Publication date: 1993-07-22

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur digitalen Datenübertragung nach dem Oberbegriff der Patentansprüche 1, 14, 15 und 16.

Die Erfindung findet Verwendung bei der digitalen Rund funkübertragung, insbesondere für mobile Empfänger.

Aus anderen Anwendungsgebieten, z. B. dem Mobilfunk sind gattungsgemäße Datenübertragungsverfahren bekannt (J. G. Proakis: Digital Communications, McGraw-Hill, New York), die sich jedoch aufgrund der anderen Randbedingungen, z. B. Sendeleistung, Trägerfrequenzbereich, Datenrate und Band breite, nicht unmittelbar auf ein Modulationsverfahren für die Rundfunkübertragung anwenden lassen.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist sowohl für den Einsatz im konventionellen Zellennetz sowie im Gleichwellen-Netz werk (mehrere Sendestationen strahlen auf der gleichen Trägerfrequenz ab) geeignet. Das Verfahren ist für ein Single-Programm-Per-Carrier System ausgelegt, bei dem auf einem HF-Träger ein Programm übertragen wird. Dabei wird von folgenden Randbedingungen ausgegangen.

Nutzdatenrate:
256 kBits/s (Stereo)
Redundanz + Training:	256 kBit/s
übertragene Datenrate:	512 kBit/s
Bandbreite:	300 kHz
Spektrum-Effizienz:	1,7 Bit/s/Hz
Trägerfrequenzbereich:	50-900 MHz
Geschwindigkeit Empfänger relativ zum Sender:	max. 250 km/h
Dopplerfrequenz:	max. 200 Hz
Echolaufzeit konventionelles Netz:	max. 100 µs
Gleichwellen-Netz:	max. 220 µs
Signalverzögerung durch Verarbeitung inklusive (De)-Interleaving:	max. 100 ms

Als Modulationsverfahren für die digitale Rundfunkübertra gung eignet sich eine gefilterte 4 Phasenumtastung (4PSK). 4-PSK benutzt 4-wertige Symbole. Daraus folgt eine über tragene Datenrate mit einer Symbolrate von 256 kSym/s, ei ner Symboldauer von 3-91µs und einem Roll-off Faktor von 0.1719. Für die Impulsformung wird die Impulsantwort eines Filters verwendet. Die Autokorrelationsfunktion (AKF) der Impulsantwort des Filters ist durch ein ideales Impulssy stem beschrieben. Wird ein Demodulator mit einem Matched- Filter eingesetzt, bei dem die Antwort auf einen Basisim puls gerade die AKF ist, so ist bei der Verwendung der Im pulsantwort des Filters das Ausgangssignal frei von Im pulsnebensprechen, sofern keine Signal-Echos auf dem Kanal entstehen.

Die übertragenen Daten teilen sich auf in Nutzdaten, Re dundanz und Trainingsfolge. Die Redundanz wird zur Fehler korrektur, die Trainingsfolge zur Kanalschätzung verwen det. Die Anteile am gesamten Datenstrom betragen:

Nutzdaten:\|50%
Redundanz:	40%
Training:	10%

Die Länge der Trainingsfolge muß mindestens das Doppelte der maximalen Echolaufzeit betragen. Das erfordert für konventionellen Netzbetrieb und Gleichwellen-Netzwerk un terschiedliche Rahmenstrukturen. Da die Trainingsfolge aus einer um ein Symbol verkürzten, zweimal wiederholten PN- Sequenz(Pseudo-Noise-Sequenz) besteht, lassen sich nur be stimmte Längen für Trainingssequenzen realisieren. Die Trainingsfolge wird als Midambel, d. h. in der Rahmenmitte gesendet, da hierdurch die Kanalrückführung verbessert wird. Daraus ergibt sich beispielsweise der Rahmenaufbau im konventionellen Netz:

und der Rahmenaufbau im Gleichwellen-Netzwerk:

Zur Wiedergewinnung der ausgesendeten Information wird im Empfänger des Übertragungssystems das empfangene Signal demoduliert. Die äußeren Bedingungen bei der Übertragung im Mehrwege-Mobilfunksignal sind hierfür äußerst ungün stig, so daß leistungsfähige Empfangsalgorithmen erforder lich sind.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein digi tales Übertragungsverfahren und eine Anordnung anzugeben, so daß der analoge FM-Rundfunk unter Beibehaltung der Bandbreite des bestehenden UKW-Kanalrasters ersetzt werden kann.

Die Aufgabe wird gelöst durch die im kennzeichnenden Teil der Patentansprüche 1, 14, 15 und 16 angegebenen Merkmale. Vorteilhafte Ausgestaltungen und/oder Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele näher erläu tert unter Bezugnahme auf schematische Zeichnungen.

Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und der Anordnung wird in vorteilhafter Weise erreicht, daß ein durch die Mehrwe geausbreitung bewirktes Impulsnebensprechen durch entspre chende Entzerrung mit Entscheidungsrückführung vermieden wird. Außerdem wird der durch die relative Bewegung von Sender und Empfänger auftretende Dopplereffekt, der zu ei nem unterschiedlichen Versatz der Trägerfrequenzen führt, durch zeitliche Nachführung der Kanalstoßantwort kompen siert. Auch die, durch die schnelle Änderung der Empfangs bedingungen auftretenden Feldstärkeschwankungen (Schwund), werden durch zusätzliche Diversifikations-Maßnahmen redu ziert.

Der Aufbau des erfindungsgemäßen Demodulators ist in Fig. 1 dargestellt. Er besteht aus folgenden Komponenten:
Channel-Matched-Filter (DMF): Das kanalangepaßte Filter optimiert das Signal/Rausch-Verhältnis zu den Abtastzeit punkten;
Decision-Feedback-Equalizer (DFE): Der Entzerrer mit Ent scheidungsrückführung kompensiert die Mehrwegeausbreitung;
Channel-Estimation: Die Kanalschätzeinrichtung schätzt mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßantwort, die von DMF und DFE benötigt wird;
Channel-Tracking: Mit der Kanalnachführeinrichtung wird die Kanalstoßantwort den zeitlichen Kanaländerungen nach geführt.

Wird ideale Synchronisation vorausgesetzt und angenommen, daß der Bittakt und die Lage der Trainingsfolge im Emp fangskanal bekannt sind, so ergibt sich folgender Verfah rensablauf:
Zuerst wird mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßant wort geschätzt. Da sich die Trainingsfolge in der Mitte des Rahmens befindet, muß dazu die vordere Hälfte des Rah mens zwischengespeichert werden.

Aus der geschätzten Kanalstoßantwort werden anschließend die DFE-Koeffizienten bestimmt. Die beiden Halbrahmen des Datenrahmens werden parallel demoduliert. Dabei werden die Daten von der Trainingsfolge ausgehend zu den Rahmengren zen hin verarbeitet. Die zweite Rahmenhälfte wird in Rich tung der Zeitachse und die erste Rahmenhälfte gegen die Zeitrichtung verarbeitet. Der Verarbeitungszyklus der Da ten besteht aus:

a) CMF-Aufruf
b) DFE-Aufruf
c) Symbol-Entscheidung
d) Channel-Tracking
e) DFE-Koeffizienten-Iteration.

Das CMF ist aus dem allgemeineren Matched-Filter ableit bar. Aus dem Datensignal d(t) wird im Sender durch Faltung mit dem Basisimpuls u(t) das Sendesignal s(t) geformt. Der Kanal wird für diese Betrachtung durch additives, weißes, gaußsches Rauschen n(t) beschrieben (AWGN-Kanal).

Es ergibt sich als Empfänger-Eingangssignal

x(t) = s(t) + n(t).

Das Empfangsfilter c(t) ist so zu gestalten, daß sich zum Abtastzeitpunkt das maximale Signal-zu-Rausch-Verhältnis einstellt.

Aus der Literatur (z. B. H. Wolf: Nachrichtenübertragung Springer-Verlag Berlin u.a 1982, Reihe Hochschultext) ist die Lösung bekannt:

c(t) = u*(t).

Die Impulsantwort des Matched-Filters ist gerade der zei tinvertierte konjugiert komplexe Basisimpuls.

Neben der Eigenschaft, das maximale Signal-zu-Rausch-Ver hältnis zu bewirken, ist das Matched-Filter dadurch ge kennzeichnet, daß die Impulsantwort des verketteten Sy stems aus Pulsformer und Matched-Filter gerade die AKF des Basisimpulses ist. Hieraus folgen die Eigenschaften:

l_uu(t) = u(t)* c(t)
l_uu(t) l_uu(0)
l_uu(-t) = l_uu(t).

Das Energiemaximum ist bei t=0, der Realteil ist eine ge rade, der Imaginärteil eine ungerade Funktion von t. Fig. 2 verdeutlicht den Übergang vom Matched-Filter zum CMF. Die Mehrwegeausbreitung auf dem Kanal wird jetzt be rücksichtigt, indem zusätzlich ein lineares System mit der Impulsantwort ch(t) in den Signalweg eingeführt wird. Wenn man dies mit dem Pulsformer zu einem einzigen Filter h(t) zusammenfaßt, läßt sich diese Situation auf das einfache Matched-Filter Problem zurückführen. Unter der "Kanal stoßantwort" wird im folgenden immer h(t) verstanden. d. h. die Verkettung von Pulsformer und physikalischem Kanal. Für die Impulsantwort des CMF folgt aus der Matched-Fil ter-Lösung:

c(t) = h^*(t).

Zur beachten ist, daß die Kanalstoßantwort und damit auch das CMF zeitvariant sind. Zur Einstellung des CMF ist die Kenntnis von h(t) erforderlich. Die Kanalstoßantwort ist jedoch a priori unbekannt. Man muß sich stattdessen mit einem Schätzwert der Kanalstoßantwort behelfen.

Für die Realisation des CMF ist zu beachten, daß dieses Filter kontinuierliche Signale verarbeitet. Aufgrund der Bandbreite des Basisimpulses muß mit zwei Abtastwerten pro Symbol gearbeitet werden. Am Ausgang des CMF findet die Abtastung statt, d. h. es wird nur ein Ausgangswert pro Symbol generiert.

Die erforderliche Filterlänge (Anzahl von Taps) des CMF wird durch die maximale Echolaufzeit des Kanals festge legt. Da sich konventionelles Netz und Gleichwellen-Netz werk hier signifikant unterscheiden, sind die Filterlängen in beiden Fällen unterschiedlich:

Filterlänge CMF:
Konventionelles Netz: 50 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 120 Taps.

Die Mehrwegeausbreitung auf dem Mobilfunkkanal bewirkt Im pulsnebensprechen. Die Aufgabe eines Entzerrers ist die Kompensation dieses Nebensprechens. Fig. 3 zeigt den Auf bau eines Entzerrers mit Entscheidungsrückführung (DFE). Es besteht aus je einem FIR (Finite-Impulse-Response)-Fil ter im Vorwärts- und im Rückwärtszweig. Die Filterkoeffi zienten werden in einem iterativen Verfahren bestimmt.

Die Längen der Filter im DFE werden durch die Länge der Kanalstoßantwort bestimmt. Folgende Längen werden hier z. B. gewählt:

Länge des Filters im Vorwärtszweig des DFE:
konventionelles Netz: 25 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 60 Taps.

Länge des Filters im Rückwärtszweig des DFE:

konventionelles Netz: 24 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 59 Taps.

Die DFE-Filterkoeffizienten werden nach folgendem Verfah ren berechnet:
Am Ausgang des CMF liegt ein Signal, das aus der Superpo sition von Impulsen besteht, die die Form der AKF des Ba sisimpulses besitzen. Dieses Signal wird im Symbolabstand abgetastet. Es wird eine fiktive Folge von Sendedaten an genommen, die nur aus einem einzigen 1-Impuls zum Zeit punkt t=0 besteht. Dann ist die am DFE liegende Folge ge rade durch die Abtastwerte der AKF des Basisimpulses gege ben:

l_uu(k) = l_uu(kT_s), -1 < k < 1
T_s = Symboldauer
k = Wellenzahl.

Die ideale Antwort des DFE auf dieses Eingangssignal wäre das ursprüngliche Datensignal, d. h. ein einzelner 1-Impuls bei k=0.

Die nachlaufenden Echos des Datensignals bereiten keine Probleme bei der Entzerrung, da bereits die Entscheidung über das Sendesymbol vorliegt, deren Korrektheit für die hier angestellten Betrachtungen vorausgesetzt wird. Die nachlaufenden Echos lassen sich direkt vom Datensignal subtrahieren. Hierzu dient der Rückführungszweig des DFE.

Die Entzerrung der vorlaufenden Echos ist die schwierigere Aufgabe. Sie läßt sich auch im allgemeinen nicht exakt lö sen, so daß hier ein Optimierungsverfahren verwendet wird. Zunächst wird das Fehlersignal, die Abweichung zwischen wahrer und idealer Antwort des DFE auf das oben beschrie bene Eingangssignal, berechnet. Es wird ein iteratives Gradientenverfahren zur Minimumsuche abgewandt. Mit Hilfe dieses Gradientenverfahrens wird im Demodulator sowohl die Anfangseinstellung des DFE-Vorwärtsfilters als auch die Nachregelung zum Nachführen von Kanaländerungen durchge führt.

Bei der Berechnung der Anfangseinstellung werden ausgehend von einem Startwert mehrere Iterationszyklen durchlaufen,. solange bis eine ausreichende Konvergenz auftritt oder ein Abbruchkriterium erreicht ist.

Bei der Nachführung wird pro Symbol nur ein unvollständi ger Iterationsschritt durchgeführt. Zyklisch wird jeder Koeffizient berücksichtigt, so daß sich ein Iterations schritt effektiv über mehrere Symboldauern erstreckt. Im Demodulator wird der Algorithmus so implementiert, daß er für einen Iterationsschritt 5 Symboldauern benötigt.

Für die Verarbeitung der vorderen Rahmenhälfte im zeitin versen Betrieb nutzt der Demodulator die Eigenschaft des DMF, daß sein Ausgangssignal die Superposition von Auto korrelationsfunktionen ist. Jede AKF besitzt die Symme trie-Eigenschaft:

l_uu (-t) = l*_uu (t).

Die zeitinvertierte AKF stimmt mit der konjugiert komple xen AKF überein. Daraus folgt, daß die Anfangseinstellung der DFE-Koeffizienten für den zeitinvers demodulierten Halbrahmen gerade das konjugiert komplexe der Koeffizien teneinstellung für den zeitrichtig demodulierten Halbrah men ist. Das zur DFE Einstellung notwendige Iterationsver fahren muß daher nur einmal pro Rahmen durchgeführt wer den. Das Ergebnis kann dann als Anfangswert für beide Halbrahmen genommen werden, indem man die konjugiert kom plexen Koeffizienten für den zeitinversen Halbrahmen ver wendet.

Zur korrekten Einstellung vom CMF und DFE wird die Kanal stoßantwort benötigt. Diese ist jedoch nicht a priori ver fügbar, man muß sich mit einem Schätzwert behelfen. Die Kanalstoßantwort läßt sich schätzen, indem die Kanalstoßantwort auf ein bekanntes Trainingssignal gemes sen wird. Die Kanalschätzung ist dann eine Entfaltungsope ration.

Die Entfaltungsoperation wäre am leichtesten bei einem im pulsförmigen Trainingssignal durchführbar, ein solches kann jedoch aus technischen Gründen nicht zugelassen wer den. Jedoch ist die Kanalschätzung nicht mit beliebigen Trainingssequenzen möglich, wie man sich leicht anhand ei ner Betrachtung im Frequenzbereich verdeutlicht:
Die Entfaltungsoperation wird im Frequenzbereich durchge führt, indem das Spektrum des Empfangssignals durch das des Trainingssignals dividiert wird. An den spektralen Nullstellen des Trainingssignals ist diese Division nicht möglich. Aber auch in den Spektralbereichen, wo das Trai ningssignal zwar nicht exakt Null ist, aber doch nur ge ringe Energieanteile besitzt, wird die Schätzung sehr störempfindlich.

Von einem geeigneten Trainingssignal wird daher gefordert, daß sein Spektrum im interessanten Frequenzbereich mög lichst weiß ist. Diese Eigenschaft besitzen z. B. Pseudo- Noise(PN-) Sequenzen. Die im Demodulator verwendbaren Trainingsfolgen sind beispielsweise periodisch fortge setzte PN-Sequenzen.

Es können jedoch auch andere Trainingsfolgen mit ähnlichen Eigenschaften eingesetzt werden.

Der Schätzalgorithmus selbst ist unabhängig von der spe ziellen Trainingsfolge. Mathematisch handelt es sich um die Lösung eines überbestimmten linearen Gleichungssy stems, dessen Lösung aus der Literatur (W. Bunse u. a.: Nu merische lineare Algebra B.G. Teubner Verlag Stuttgart 1985) bekannt ist. Der Algorithmus findet die Lösung im Sinne der kleinsten Fehlerquadrate (Least-Square-Lösung). Die eigentliche Aufgabe besteht darin, das Schätzproblem auf die Lösung eines linearen Gleichungssystems abzubil den.

Das Empfänger-Eingangssignal sei mit m Abtastwerten pro Symbol abgetastet. Die Länge der Trainingsfolge sei 2n-1 Symbole, die Länge der geschätzten Kanalstoßantwort sei l <= n Symbole. Dann läßt sich die zur Trainingsfolge ge hörende Folge von Empfangswerten folgendermaßen durchnume rieren

x_1,1; x_1,2; . . . x_1,m; x_2,1; . . . x_2n-1,m

und auf eine m-dimensionale Vektorfolge abbilden:

X = (x₁, x₂, . . . x_2n-1).

Die Kanalstoßantwort bewirkt, daß die Energie eines Trai ningssymbols auf 1 aufeinanderfolgende Empfangsvektoren verteilt wird. Genauso setzt sich jeder Empfangsvektor aus der Überlagerung von 1 aufeinanderfolgenden Trainingssym bolen zusammen.

Stellt man die Kanalstoßantwort wie schon das Empfänger- Eingangssignal als m-dimensionale Vektorfolge dar,

= (h₁, h₂, . . . h_l)

so erhält man das lineare Vektorgleichungssystem

D = X

mit 2n-1 Gleichungen für 1 Unbekannte. Die aus den Trai ningssymbolen d_i gebildete Matrix D besitzt den vollen Spaltenrang, was durch geeignete Wahl der Trainingsfolge erreicht werden kann und für PN-Folgen stets erfüllt ist. Dann besitzt das Gleichungssystem eine eindeutige Least- Square-Lösung. Diese berechnet sich zu

= WX mit W = (D^HD)^-lD^H.

Dabei kennzeichnet der obere Index H die hermitische Ma trix, d. h. die aus den konjugiert komplexen Elementen be stehende transponierte Matrix.

Bei der Kanalschätzung wird keine tatsächliche Matrixinver sion durchgeführt. Vielmehr sind die Trainingssymbole vorab bekannt, so daß die Matrix W fest abgespeichert wird. Die Kanalschätzung besteht dann lediglich in der Bildung des Matrix-Vektor-Produktes und bedeutet somit den gleichen Rechenaufwand wie ein komplexes FIR-Filter mit 2n-1 Taps.

Der so gewonnene Schätzwert der Kanalstoßantwort wird an schließend noch mit einem nichtlinearen Filter gefiltert. Grund hierfür ist das Koeffizientenrauschen, denn aufgrund des auf dem Funkkanal vorhandenen Rauschens ist die ge schätzte Kanalstoßantwort fehlerbehaftet.

Es hat sich gezeigt, daß bei einem langen CMF (lm < 10) sich dieses Koeffizientenrauschen in einer Erhöhung der Fehlerrate bemerkbar macht. Insbesondere Koeffizienten mit kleinen Werten sind unsicher geschätzt. Im Modulator wer den deshalb nur die Werte der Kanalstoßantwort, die einen signifikanten Energieanteil besitzen, verwendet und die anderen zu null gesetzt. Dies geschieht nach folgendem Verfahren:

- Der Abtastwert der geschätzten Kanalstoßantwort mit der maximalen Leistung wird ermittelt
- Alle Abtastwerte der geschätzten Kanalstoßantwort, deren Leistung um v dB kleiner als die maximale Leistung ist, werden zu null gesetzt.

Empirisch hat sich der Wert v = 20 als sinnvoll erwiesen.

Durch dieses Verfahren wird nicht nur die Störfestigkeit verbessert, es wird auch der Rechenaufwand reduziert, da Multiplikationen mit den nullgesetzten Koeffizienten ein gespart werden. In der Praxis verbleiben nach dem Nullset zen nur noch ca. 25% der Koeffizienten erhalten. Entspre chend läßt sich der Rechenaufwand tatsächlich signifikant reduzieren. Dies betrifft das DMF und die Kanalnachfüh rung.

Die Kanalstoßantwort wird einmal pro Datenrahmen ge schätzt. Aufgrund des bewegten Empfängers ist sie jedoch zeitvariant. Die Änderung der Kanalstoßantwort innerhalb eines Datenrahmens ist bei höheren Fahrzeuggeschwindigkei ten so groß, daß man die geschätzte Kanalstoßantwort nicht als abschnittsweise konstant über einen Rahmen betrachten kann, sondern die Zeitvarianz berücksichtigen muß.

Hierzu dient die Kanalnachführung. Die Koeffizienten der geschätzten Kanalstoßantwort werden den Kanaländerungen nachgeführt. Dabei steht der Kanalnachführung keine a priori Information, wie etwa Trainingssymbole zur Verfü gung. Deshalb wird nach dem Prinzip der Entscheidungsrück führung gearbeitet: Die vom Entscheider gelieferten mut maßlichen übertragenen Daten werden anstelle der tatsäch lich übertragenen Daten verwendet, so daß sie den Charak ter einer vorab bekannten Information erhalten.

Die Entscheidungsrückführung wird mit der Least-Mean- Square Methode durchgeführt (S. Haykin: Adaptive Filter Theory Prentice-Hall, Englewood Cliffs, 1986, Seiten 216- 259).

Der Demodulator selbst besitzt keine Möglichkeit zur Be kämpfung von Schwund, d. h. starker Feldstärkeeinbrüche.

Um Maßnahmen gegen Schwund zu finden, muß berücksichtigt werden, daß der Schwund eine Funktion des Ortes und der Frequenz ist. Setzt man voraus, daß sich der Empfänger be wegt, ist der Schwund also indirekt auch eine Funktion der Zeit.

Schwundeffekte kann man nun mit redundanter Übertragung (Kanalkodierung) bekämpfen. Dabei ist es jedoch wichtig, die Redundanz so zu übertragen, daß sie einem möglichst unabhängigen Schwund-Einfluß ausgesetzt ist, d. h. zu einem anderen Zeitpunkt oder auf einer anderen Frequenz als die zu schätzende Information.

Von letzterer Möglichkeit machen Paralleltonverfahren und Frequency-Hopping-Systeme Gebrauch, für das erfindungsge mäße Übertragungsverfahren ist sie nicht geeignet.

Die erste Möglichkeit, d. h. die Übertragung von Nutzdaten und Redundanz zu genügend weit voneinander entfernten Zeitpunkten, wird durch Einsatz eines Interlea vers/Deinterleavers ausgenutzt. Durch das Interleaving werden Bündelfehler vermieden und eine Fehlerkorrektur er möglicht. Die hierbei auftretende Signalverzögerungszeit ist aufgrund von Anforderungen durch den übertragenen Dienst auf 100ms begrenzt.

Zur Bekämpfung von frequenzabhängigem Schwund ist im bean spruchten Verfahren der optionale Einsatz von mehr als ei ner Antenne vorgesehen. Dadurch wird das gleiche Signal an zwei verschiedenen Orten mit unabhängigem Schwund empfan gen. Hierzu ist ein genügend großer Antennenabstand erfor derlich, der sich beim Einsatz im Kraftfahrzeug auch hin reichend gut konstruktiv realisieren läßt.

Die Kombination der Antennensignale im Demodulator er folgt, wie in Fig. 4 gezeigt. Jeder Signalweg enthält sein eigenes CMF. Dadurch werden die Antennensignale phasen richtig bezogen auf das Nutzsignal aufaddiert, gleichzei tig wird jedes Signal entsprechend seiner Leistung gewich tet.

Der zusätzliche Rechenaufwand liegt in den zusätzlichen DMFs und den dazugehörigen Algorithmen für Kanalschätzung und -nachführung. Der DFE ist hingegen nur einmal vorhan den.

Durch den Übergang von einer auf zwei Antennen ist eine Verbesserung der Bitfehlerrate um ca. 3 dB meßbar.

Claims

1. Verfahren zur Übertragung hoher Datenraten über einen Mehrwege-Mobilfunkkanal für den digitalen Rundfunk, bei dem eine Datenfolge aus Nutzdaten, Redundanzen und Trai ningsfolge verwendet wird, wobei die Trainingsfolge in der Mitte des Datenrahmens übertragen wird, dadurch gekenn zeichnet

- daß die Datenfolge im Empfänger derart demoduliert wird, daß mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßantwort geschätzt wird, daß mit der ge schätzten Kanalstoßantwort die Mehrwegeausbreitung kompensiert wird und daß die geschätzte Kanal stoßantwort den zeitlichen Kanaländerungen nachge führt wird, und
- daß nach der Demodulation der Schwund durch zeit liche und räumliche Diversifikationsmaßnahmen re duziert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfangsfilter die Mehrwegeausbreitung auf dem Kanal als Impulsantwort eines linearen Systems in den Signalweg eingeführt wird und ein kanalangepaßtes Filter erzeugt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Impulsnebensprechen, das durch die Mehrwegeausbreitung hervorgerufen wird, durch einen Entzerrer mit Entschei dungsrückführung kompensiert wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das am Ausgang des kanalangepaßten Filters anliegende Si gnal im Entzerrer im Symbolabstand abgetastet wird.

5. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekenn zeichnet, daß die bei der Mehrwegeausbreitung auftretenden vorlaufenden Echos durch ein iteratives Gradientenverfah ren entzerrt werden, derart, daß die Abweichung zwischen wahrer und idealer Antwort des Entzerrers auf das Eingangssignal bestimmt wird, und daß das Datensignal da durch korrigiert wird, daß sowohl die Anfangseinstellung des Vorwärtsfilters des Entzerrers als auch die Nachrege lung zum Nachführen der Kanaländerungen korrigiert wird.

6. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekenn zeichnet, daß die bei der Mehrwegeausbreitung auftretenden nachlaufenden Echo des Datensignals im Rückführungszweig des Entzerrers durch Substration vom Datensignal kompen siert werden.

7. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzung der Kanalstoßantwort mit einem Least-Square- Verfahren durchgeführt wird, derart, daß das lineare Vek torgleichungssystem D = Xmit D Matrix der Trainingssymbole, X Vektor des Empfänger- Eingangssignals und Vektor der Kanalstoßantwort, durch den Ansatz = WXmit W = (D^HD)^-1D^H und D^H hermetische Matrix von D
gelöst wird, wobei X die geschätzte Kanalstoßantwort bil det.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß bekannte Trainingsfolgen verwendet werden, daß damit die Matrix W bestimmt wird und daß die Schätzung der Kanal stoßantwort durch das Matrix-Vektor-Produkt = W·X er folgt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß als Trainingsfolgen periodisch fortgesetzte Pseudo-Noise Sequenzen verwendet werden.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schätzwert der Kanal stoßantwort mit einem nichtlinearen Filter gefiltert wird und lediglich die Werte der Kanalstoßantwort für die Über tragung berücksichtigt werden, die einen signifikanten En ergieanteil besitzen.

11. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die geschätzte Kanalstoßantwort den zeitlichen Kana länderungen über eine Entscheidungsrückführung nachgeführt wird, und daß die Entscheidungsrückführung mit einem Least-Mean-Square-Verfahren durchgeführt wird.

12. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwund durch redundante Übertragung verringert wird, in dem die zu schützende Datenfolge zu einem ande ren Zeitpunkt als die Redundanz übertragen wird.

13. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwund durch den Einsatz von mehr als einer An tenne vermindert wird, indem das gleiche Datensignal an zumindest zwei verschiedenen Orten mit unabhängigem Schwund empfangen wird.

14. Demodulator für ein Verfahren nach den vorhergehenden Ansprüchen 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Demo dulator zumindest ein kanalangepaßtes Filter, einen Ent zerrer mit Entscheidungsrückführung, eine Kanalschätzein richtung und eine Kanalnachführeinrichtung enthält.

15. Übertragungssystem für ein Verfahren nach den vorher gehenden Ansprüchen 1 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger mindestens zwei Antennen besitzt, mit denen das gleiche Datensignal an zwei verschiedenen Orten mit unabhängigem Schwund empfangen wird.

16. Übertragungssystem für ein Verfahren nach den vorher gehenden Ansprüchen 1 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger eine Interleaver/Deinterlearer-Einrichtung enthält, mit der die Übertragung von Nutzdaten und Redun danz zeitlich getrennt durchgeführt wird.