DE3806394A1

DE3806394A1 - Method and circuit arrangement for controlling the phase angle between a generated code and a received code contained in a received spread-spectrum signal

Info

Publication number: DE3806394A1
Application number: DE19883806394
Authority: DE
Inventors: Siegfried Lechler
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1988-02-29
Filing date: 1988-02-29
Publication date: 1989-09-07
Anticipated expiration: 2008-03-01
Also published as: DE3806394C2

Abstract

In this method, in which the code is generated in a number of different phase angles and supplied to mixers, the output signals of which are heterodyned after band limiting and envelope-curve demodulation, at least one of the codes is in each case supplied to the mixer with at least two different phase angles within one bit period.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie Schaltungen zur Durchführung dieses Verfahrens. Ein solches Verfahren ist beispielsweise aus NTZ 28 (1975) H.3, S.79 bis 88 bekannt.The invention relates to a method according to the preamble of claim 1 and circuits for performing this procedure. Such a method is for example known from NTZ 28 (1975) H.3, pp.79 to 88.

Bei der Übertragung von Nachrichten nach dem Code-Multiplex-Verfahren wird ein bereits mit der Nachricht modulierter Träger mit einem Codewort, dessen Taktfrequenz groß gegenüber der Bandbreite des Nachrichtensignals ist, moduliert, wodurch eine spektrale Spreizung des an sich schmalbandigen mit der Nachricht modulierten Signals erfolgt. Zur empfangsseitigen Rückgewinnung der Nachricht wird die spektrale Spreizung des jeweils gewünschten Signals rückgängig gemacht, wozu ein phasenrichtig synchronisiertes Codewort erforderlich ist. Bei den bekannten Verfahren wird dieses Codewort bei einem Suchvorgang bezüglich des empfangenen Signals derart phasenverschoben, bis eine Übereinstimmung des im empfangenen Signal enthaltenen Codewortes und des im Empfänger erzeugten Codewortes vorliegt. Danach wird der Suchvorgang beendet und eine Nachführregelschleife für die Aufrechterhaltung der Synchronisation während der Nachrichtenübertragung aktiviert. Mit der Nachführregelschleife werden langsame Änderungen der Phasenlage des empfangenen Signals ausgeregelt.When transmitting messages after Code multiplexing is already done with the message modulated carrier with a code word, its clock frequency is large compared to the bandwidth of the message signal, modulated, causing a spectral spread of the itself narrowband signal modulated with the message he follows. To retrieve the message on the receiving end becomes the spectral spread of the desired signal undone, for which a phase-synchronized Codeword is required. In the known methods this code word when searching for the received signal out of phase until a Match the one contained in the received signal Code word and the code word generated in the receiver is present. Then the search process is ended and a Tracking control loop for maintaining the Synchronization during message transmission activated. The tracking control loop is slow Changes in the phase of the received signal corrected.

Die bekannten Nachführregelschleifen - beispielsweise die aus der angelsächsischen Literatur bekannten Delay-lock-loop- Schleifen - weisen jedoch einen schmalen Fangbereich auf, so daß mit Hilfe des Suchvorgangs bereits eine recht genaue phasenmäßige Übereinstimmung zwischen dem im Empfänger erzeugten Code und dem entsprechenden Code im empfangenen Signal erreicht werden muß, bevor der Suchvorgang beendet wird. Dieses trägt zu einer erheblichen Dauer des Suchvorgangs bei - insbesondere dann, wenn lange Suchworte verwendet werden. Dieses ist jedoch in der Praxis erforderlich, da nur durch entsprechend lange Suchworte genügend viele pseudo-statistische Bitfolgen für eine größere Zahl von Multiplexkanälen vorhanden sind.However, the known tracking control loops - for example the delay lock loop loops known from the Anglo-Saxon literature - have a narrow capture range, so that the search process already results in a very precise phase-wise match between the code generated in the receiver and the corresponding code in the received code Signal must be reached before the search is ended. This contributes to a considerable duration of the search process - especially if long search words are used. However, this is necessary in practice, since a sufficient number of pseudo-statistical bit sequences are available for a larger number of multiplex channels only through correspondingly long search words.

Der schmale Fangbereich der verzögerten Regelschleife hat jedoch nicht nur einen langen Suchvorgang zur Folge, sondern bewirkt auch ein Außertrittfallen der Phasenregelung bei relativ geringen Störungen, worauf ein Suchvorgang erneut eingeleitet wird.The narrow catch area of the delayed control loop has not just a long search, but instead also causes the phase control to fall out relatively minor interference, prompting a search again is initiated.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei der Synchronisierung eines Codewortes mit einem empfangenen spektral gespreizten Signal die Suchzeit zu verkürzen und/oder den Regelbereich einer verzögerten Regelschleife zu vergrößern. The object of the present invention is in the Synchronization of a code word with a received one spectrally spread signal to shorten the search time and / or the control range of a delayed control loop enlarge.

Das erfindungsgemäße Verfahren mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs ermöglicht in vorteilhafter Weise eine Verbreiterung der Autokorrelationsfunktion, wodurch je nach Anwendung des Verfahrens im einzelnen die Suchzeit verkürzt und/oder der Regelbereich der verzögerten Regelschleife erweitert wird.The inventive method with the characteristic Features of the main claim allows in an advantageous manner Way to broaden the autocorrelation function, whereby depending on the application of the method in detail the Search time is shortened and / or the control range of the delayed Control loop is expanded.

Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Erfindung oder vorteilhafte Schaltungsanordnungen zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens möglich.By the measures listed in the subclaims advantageous developments and improvements in Main claim specified invention or advantageous Circuit arrangements for performing the invention Procedure possible.

Das erfindungsgemäße Verfahren kann in vorteilhafter Weise auch zusammen mit den Verfahren nach den Patentanmeldungen P 37 43 732.1 und/oder P 37 43 731.3 der Anmelderin angewendet werden.The method according to the invention can advantageously also together with the methods according to patent applications P 37 43 732.1 and / or P 37 43 731.3 of the applicant will.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:Embodiments of the invention are in the drawing represented with several figures and in the following Description explained in more detail. It shows:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer bekannten Schaltungsanordnung, Fig. 1 is a block diagram of a known circuit arrangement,

Fig. 2 eine Kennlinie der bekannten Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 2 is a characteristic of the known circuit arrangement of Fig. 1,

Fig. 3 eine Autokorrelationsfunktion eines Codes, der zeitverschoben mit sich selbst verglichen wird, Fig. 3 shows an autocorrelation function of a code, which is shifted in time compared to itself,

Fig. 4 Zeitdiagramme verschiedener Codes, die als Beispiel zur Erläuterung der Erfindung verwendet werden, Fig. 4 are timing diagrams of various codes, which are used as an example to illustrate the invention,

Fig. 5 eine erste phasengetastete Autokorrelationsfunktion, Fig. 5 shows a first phasengetastete autocorrelation function,

Fig. 6 eine zweite phasengetastete Autokorrelationsfunktion, Fig. 6 shows a second phasengetastete autocorrelation function,

Fig. 7 vier phasengetastete Autokorrelationsfunktionen, die sich aus der Verwendung von vier Korrelatoren zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ergeben, Fig. 7, four phasengetastete autocorrelation functions which result from the use of four correlators for performing the method according to the invention,

Fig. 8 eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, Fig. 8 is a circuit arrangement for carrying out the method according to the invention,

Fig. 9 eine Autokorrelationsfunktion, die bei der Schaltung nach Fig. 8 gebildet wird, Fig. 9 is an autocorrelation function, which is formed in the circuit of Fig. 8,

Fig. 10 eine weitere Schaltung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, Fig. 10 shows another circuit for implementing the method according to the invention,

Fig. 11 eine bei der weiteren Schaltung nach Fig. 10 auftretende Autokorrelationsfunktion und Fig. 11 is a 10 occurring autocorrelation function, and in the further circuit of Fig.

Fig. 12 eine etwas detailliertere Darstellung einer Schaltung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Fig. 12 is a somewhat more detailed representation of a circuit for implementing the method according to the invention.

Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.Identical parts are given the same reference symbols in the figures Mistake.

Der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird bei 1 ein spektral gespreiztes Signal zugeführt, welches beispielsweise in einem Frequenzbereich bei 70 MHz liegt und eine Bandbreite von 5 MHz aufweist. Die spektrale Spreizung des bei 1 zugeführten Signals ist mit einem Codewort erfolgt, das aus einer pseudo-statistischen Bitfolge besteht. Bei praktisch ausgeführten Übertragungssystemen weist das Codewort eine Länge von einigen Hundert, beispielsweise 256 Bit auf. Ein Codegenerator 2 erzeugt dasjenige Codewort, welches zur Spreizung des jeweils zu empfangenen Signals verwendet worden ist. Die Schaltung nach Fig. 1 dient dazu, das vom Codegenerator 2 erzeugte Codewort in phasenmäßige Übereinstimmung mit dem zu empfangenen Signal zu bringen und die Übereinstimmung beizubehalten. Dazu sind bei der Schaltung nach Fig. 1 ein Suchvorgang und eine Nachführregelung vorgesehen.The circuit arrangement according to FIG. 1 is supplied with a spectrally spread signal at 1 , which is for example in a frequency range at 70 MHz and has a bandwidth of 5 MHz. The spectral spreading of the signal supplied at 1 was carried out using a code word which consists of a pseudo-statistical bit sequence. In practical transmission systems, the code word has a length of a few hundred, for example 256 bits. A code generator 2 generates that code word which has been used to spread the signal to be received in each case. The circuit according to FIG. 1 serves to bring the code word generated by the code generator 2 into phase agreement with the signal to be received and to maintain the agreement. For this purpose, a search process and a tracking control are provided in the circuit according to FIG. 1.

Der Codegenerator enthält im wesentlichen ein Schieberegister, durch welches das Codewort im Takt eines zugeführten Signals durchgeschoben wird, wobei das Codewort am Ausgang in serieller Form ansteht. Das vom Codegenerator 2 erzeugte Codewort ist über einen Ausgang 3 einem nicht dargestellten Mischer zur Entspreizung des empfangenen Signals zuführbar. Mit einer um jeweils eine halbe Bitperiode voreilenden und nacheilenden Phasenlage wird das Codewort zwei Mischern 4, 5 zugeführt und mit dem bei 1 zugeführten gespreizten Signal gemischt. Die Mischprodukte werden in an sich bekannter Weise über je eine Filter- und Detektorschaltung 6, 7 einer Subtraktionsschaltung 8 zugeführt.The code generator essentially contains a shift register, through which the code word is pushed through in time with a supplied signal, the code word pending at the output in serial form. The code word generated by the code generator 2 can be fed via an output 3 to a mixer (not shown) for despreading the received signal. With a phase position leading and lagging by half a bit period, the code word is supplied to two mixers 4 , 5 and mixed with the spread signal supplied at 1 . The mixed products are supplied in a manner known per se via a filter and detector circuit 6 , 7 to a subtraction circuit 8 .

Die Schaltungsblöcke 4 bis 8 bilden einen Autokorrelator, dessen Kennlinie in Fig. 2 dargestellt ist. Über ein Tiefpaßfilter 9 wird die Ausgangsspannung des Autokorrelators dem Steuereingang eines steuerbaren Oszillators 10 zugeführt, dessen Ausgang über eine Und-Schaltung 11 mit einem Takteingang des Codegenerators 2 verbunden ist. Bei bereits bestehender Synchronisierung sorgt der beschriebene Regelkreis für eine Nachführung der Frequenz des Ausgangssignals des steuerbaren Oszillators 10, so daß für langsame Änderungen der Taktfrequenz des bei 1 zugeführten gespreizten Signals die Korrelation zwischen dem im Codegenerator 2 erzeugten Codewort und dem im empfangenen Signal enthaltenen Codewort gewährleistet ist. The circuit blocks 4 to 8 form an autocorrelator, the characteristic of which is shown in FIG. 2. Via a low-pass filter 9 , the output voltage of the autocorrelator is fed to the control input of a controllable oscillator 10 , the output of which is connected via an AND circuit 11 to a clock input of the code generator 2 . In the case of already existing synchronization, the described control circuit ensures that the frequency of the output signal of the controllable oscillator 10 is tracked , so that for slow changes in the clock frequency of the spread signal supplied at 1, the correlation between the code word generated in the code generator 2 and the code word contained in the received signal is ensured is.

Bei stärkeren Abweichungen als ± 1 Bit ist jedoch aufgrund der in Fig. 2 dargestellten Kennlinie eine Nachführung nicht mehr möglich. Auch beim Einschalten des Empfängers, wobei eine zufällige Lage zwischen beiden Codeworten entsteht, ist eine Synchronisierung mit Hilfe des Regelkreises nicht möglich.With deviations greater than ± 1 bit, however, tracking is no longer possible due to the characteristic curve shown in FIG. 2. Even when the receiver is switched on, with a random position between the two code words, synchronization using the control loop is not possible.

Beim Suchvorgang wird von einem Suchgenerator 12 die Zuführung von Taktimpulsen vom steuerbaren Oszillator 10 zum Codegenerator 2 mit Hilfe der Und-Schaltung 11 unterdrückt, bis die Regelschleife eingerastet bzw. wieder eingerastet ist. Dem Suchgenerator 12 wird von den Ausgängen der Filter- und Detektorschaltung 6, 7 über je eine Schwellwertschaltung 13, 14 ein logisches Signal zugeführt, das in Abhängigkeit vom Bestehen der Korrelation den einen oder anderen Pegel einnimmt.During the search process, the supply of clock pulses from the controllable oscillator 10 to the code generator 2 is suppressed by a search generator 12 with the aid of the AND circuit 11 until the control loop is engaged or re-engaged. The search generator 12 is supplied with a logic signal from the outputs of the filter and detector circuits 6 , 7 via a respective threshold circuit 13 , 14 , which takes one or the other level depending on the existence of the correlation.

Tritt während bestehender Korrelation, also während der eingerasteten Nachführregelschleife, eine Störung auf, so wird durch das logische Signal A der Suchvorgang gestartet, bis wieder eine Korrelation festgestellt wird.If a fault occurs during an existing correlation, that is to say during the locked-in control loop, the search process is started by the logic signal A until a correlation is found again.

Zur weiteren Erläuterung einer an sich bekannten Autokorrelationsfunktion dient eine graphische und eine tabellarische Darstellung gemäß Fig. 3a) und b). Als Beispiel für einen Code wird von der Folge 1110010 ausgegangen. Für alle möglichen Phasenverschiebungen delta phi, nämlich von 1 bis 0 Bitperioden, sind in der Tabelle gemäß Fig. 3a) die Folge selbst, die Anzahl der übereinstimmenden Bits, die Anzahl der nichtübereinstimmenden Bits und der sich daraus ergebende Wert der Autokorrelationsfunktion AKF aufgeführt. Fig. 3b) zeigt die entsprechende Funktion.A graphical and tabular representation according to FIGS . 3a) and b) serves to further explain an autocorrelation function which is known per se . The sequence 1110010 is used as an example for a code. For all possible phase shifts delta phi, namely from 1 to 0 bit periods, the sequence itself, the number of matching bits, the number of non-matching bits and the resulting value of the autocorrelation function AKF are listed in the table according to FIG. 3a). FIG. 3b) shows the corresponding function.

Zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird im folgenden jedoch ein Code mit wesentlich mehr Stellen verwendet. Als Beispiel dient dabei folgender Code: 1111100011011101010000100101100. Dieser Code ist in Fig. 4 für die relativen Phasenlagen zwischen -4 Bitperioden und +4 Bitperioden dargestellt. Außerdem sind in Fig. 4 die Ergebnisse zweier Phasentastungen, nämlich zwischen +1 und -1 Bitperiode und zwischen +1 und 0 Bitperiode dargestellt.To explain the method according to the invention, however, a code with significantly more digits is used in the following. The following code serves as an example: 1111100011011101010000100101100. This code is shown in FIG. 4 for the relative phase positions between -4 bit periods and +4 bit periods. In addition, in Fig. 4, the results of two Phasentastungen, namely shown between +1 and -1 bit period, and between +1 and 0 bit period.

Die Tabelle gemäß Fig. 5a) zeigt die durch die Phasentastung zwischen 0 und +1 Bit gewonnene phasengetastete Autokorrelationsfunktion PTAKF für Verschiebungen zwischen -7 und +7 Bit. So ist bei einer Verschiebung von 0 Bit beispielsweise die Zahl der Übereinstimmung 46 gegenüber 16 Nichtübereinstimmungen, so daß die Autokorrelationsfunktion PTAKF den Wert 30 annimmt. Das gleiche ergibt sich bei einer Verschiebung von -1 Bitperiode, während sich für die anderen Verschiebungen ein Wert von 2 einstellt. Fig. 5b) zeigt eine graphische Darstellung der in Fig. 5a) aufgeführten Werte.The table according to FIG. 5a) shows the phase-shifted autocorrelation function PTAKF obtained by the phase shifting between 0 and +1 bit for shifts between -7 and +7 bit. For example, with a shift of 0 bits, the number of matches is 46 versus 16 non-matches, so that the auto-correlation function PTAKF takes the value 30. The same results with a shift of -1 bit period, while a value of 2 is set for the other shifts. FIG. 5b) shows a graphic representation of the values listed in FIG. 5a).

Fig. 6 zeigt jeweils als Tabelle und als graphische Darstellung die phasengetastete Autokorrelationsfunktion PTAKF für eine Umtastung zwischen +1 und -1 Bit. Im ersten Fall (Fig. 5) ergibt sich ein abgeflachtes Dreieck jedoch mit größerer Breite. Im zweiten Fall (Fig. 6) entstehen zwei Spitzen. Die Höhe beträgt jeweils die Hälfte der maximalen ohne Phasentastung erreichten Höhe. Je größer die Phasenverschiebung bei der Phasentastung ist, um so weiter entfernt sind die Spitzen voneinander. Dementsprechend könnte auch zwischen Phasenlagen geschaltet werden, die größer als 2 Bitperioden sind. Ferner ist es im Rahmen der Erfindung möglich, während einer Bitperiode mehr als zwei Phasenlagen zu vergleichen, wobei sich mehrere, aber niedrigere Spitzen ergeben. Fig. 6 shows respectively a table and a graph of the autocorrelation function phasengetastete PTAKF for a keying between +1 and -1 bit. In the first case ( FIG. 5) there is a flattened triangle with a greater width. In the second case ( Fig. 6) there are two peaks. The height is half the maximum height achieved without phase sensing. The greater the phase shift in phase keying, the further the peaks are from one another. Accordingly, it could also be switched between phase positions that are greater than 2 bit periods. Furthermore, it is possible within the scope of the invention to compare more than two phase positions during a bit period, resulting in several, but lower peaks.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 sind zwei Korrelatoren vorgesehen. Benutzt man jedoch vier Korrelatoren, wie es beispielsweise in der Patentanmeldung P 37 43 732.1 vorgeschlagen wurde und wendet eine Phasentastung gemäß der vorliegenden Erfindung an, so ergibt sich eine phasengetastete Autokorrelationsfunktion gemäß Fig. 7. Die Suchzeit wird damit etwa um den Faktor 8 verringert. In Fig. 7 sind die jeweils von einem Korrelator erzeugten phasengetasteten Autokorrelationsfunktionen mit K 1, K 2, K 3 und K 4 bezeichnet. Ein Schwellwert S liegt etwas unterhalb der Schnittpunkte der Autokorrelationsfunktionen, so daß innerhalb der Suchbreite von 8 Bit jeweils mindestens eine der phasengetasteten Autokorrelationsfunktionen oberhalb des Schwellwertes S liegt.In the circuit arrangement of FIG. 1, two correlators are provided. However, if four correlators are used, as was proposed, for example, in patent application P 37 43 732.1 and a phase keying in accordance with the present invention is used, then a phase-keyed autocorrelation function as shown in FIG. 7 results. In Fig. 7, the in each case generated by a correlator phasengetasteten autocorrelation functions with K 1, K 2, K 3 and K 4 are designated. A threshold value S lies somewhat below the intersection points of the autocorrelation functions, so that at least one of the phase-shifted autocorrelation functions lies above the threshold value S within the search width of 8 bits.

Fig. 8 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei welcher für eine Nachführregelung dem ersten Korrelator 4 jeweils ein zwischen +1 und -1 geschalteter Code zugeführt wird. Dem anderen Korrelator 5 wird ein Code mit der Phasenlage 0 zugeleitet. Zur Phasentastung dient ein Umschalter 21, der abwechselnd die entsprechenden Ausgänge des Codegenerators 22 mit dem Eingang des Korrelators 4 verbindet. Die Ausgänge der Korrelatoren 4, 5 sind an je ein Bandpaßfilter 23, 24 angeschlossen, denen je ein Hüllkurvendetektor 25, 26 nachgeschaltet ist. Diese Schaltungen entsprechen den Filter- und Detektorschaltungen 6, 7 in Fig. 1. Die Ausgangssignale der Hüllkurvendetektoren 25, 26 werden mit Hilfe der Widerstände 27, 28 am nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 29 addiert. Das somit entstandene Summensignal wird mit einer dem invertierenden Eingang zugeführten Vergleichsspannung verglichen und in an sich bekannter Weise über ein Tiefpaßfilter 9 dem steuerbaren Oszillator 10 als Steuerspannung zugeführt. Fig. 8 shows a circuit arrangement in which a tracking control for the first correlator 4 are each a switched between +1 and -1 code is supplied. A code with phase position 0 is fed to the other correlator 5 . A changeover switch 21 is used for phase keying, which alternately connects the corresponding outputs of the code generator 22 to the input of the correlator 4 . The outputs of the correlators 4 , 5 are each connected to a bandpass filter 23 , 24 , each of which is followed by an envelope detector 25 , 26 . These circuits correspond to the filter and detector circuits 6 , 7 in FIG. 1. The output signals of the envelope detector 25 , 26 are added with the help of the resistors 27 , 28 at the non-inverting input of a differential amplifier 29 . The resulting sum signal is compared with a comparison voltage supplied to the inverting input and is supplied in a manner known per se to the controllable oscillator 10 as a control voltage via a low-pass filter 9 .

Fig. 9 stellt die Autokorrelationsfunktion dar, die durch die Verwendung der beiden Korrelatoren 4 und 5 im Zusammenhang mit der Phasentastung entsteht. Die gestrichelte Kurve stellt die Autokorrelationsfunktion des Korrelators 5 dar, während als punktierte Kurve die Funktion des Korrelators 4 gezeigt ist. Die Summe und damit die für die Nachführregelung wirksame Funktion ist durchgezogen gezeichnet. Man erkennt, daß über einen Bereich von 2 Bitperioden eine lineare Stellkennlinie entstanden ist. FIG. 9 shows the autocorrelation function which arises from the use of the two correlators 4 and 5 in connection with the phase keying. The dashed curve represents the autocorrelation function of correlator 5 , while the function of correlator 4 is shown as a dotted curve. The sum and thus the function effective for the tracking control is drawn solid. It can be seen that a linear positioning characteristic has arisen over a range of 2 bit periods.

Eine Stellkennlinie mit einer Breite von 3 Bitperioden wird durch eine Schaltung nach Fig. 10 erhalten, wobei vier Korrelatoren 31, 32, 33, 34 vorgesehen sind, denen jeweils ein Bandpaßfilter 35, 36, 37, 38 und ein Hüllkurvendetektor 39, 40, 41, 42 nachgeschaltet sind. Die Ausgangsspannungen der Hüllkurvendetektoren 39 und 41 werden mit Hilfe der Widerstände 43, 44 und des Verstärkers 45 addiert. In entsprechender Weise erfolgt eine Addition der Ausgangsspannungen der Hüllkurvendetektoren 40 und 42 mit den Widerständen 46, 47 und dem Verstärker 48. Die somit gebildeten Summen werden mit Hilfe des Differenzverstärkers 49 voneinander subtrahiert und die Differenz über das Tiefpaßfilter 9 dem Steuereingang des steuerbaren Oszillators 10 zugeführt. Der Codegenerator 51 weist Ausgänge auf für Phasenlagen des Codes von 0, -1, +2 und +3 Bitperioden. Den Korrelatoren 33 und 34 wird der Code direkt zugeführt, während den Korrelatoren 31 und 32 über die Umschalter 52 und 53 ein phasengetasteter Code zugeleitet wird.A control characteristic with a width of 3 bit periods is obtained by a circuit according to FIG. 10, four correlators 31 , 32 , 33 , 34 being provided, each of which has a bandpass filter 35 , 36 , 37 , 38 and an envelope detector 39 , 40 , 41 , 42 are connected downstream. The output voltages of the envelope detectors 39 and 41 are added using the resistors 43 , 44 and the amplifier 45 . In a corresponding manner, the output voltages of the envelope detector 40 and 42 are added to the resistors 46 , 47 and the amplifier 48 . The sums thus formed are subtracted from one another with the aid of the differential amplifier 49 and the difference is fed via the low-pass filter 9 to the control input of the controllable oscillator 10 . The code generator 51 has outputs for phase positions of the code of 0, -1, +2 and +3 bit periods. The code is fed directly to the correlators 33 and 34 , while a phase-shifted code is fed to the correlators 31 and 32 via the switches 52 and 53 .

Die bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 10 entstehende Autokorrelationsfunktion zeigt Fig. 11. Dabei sind die Funktionen der einzelnen Korrelatoren gestrichelt dargestellt und jeweils mit K 31 bis K 34 bezeichnet. Die durchgezogene Linie stellt die Summe und damit die resultierende Autokorrelationsfunktion dar. Der Stellbereich der Nachführregelschaltung gemäß Fig. 10 beträgt somit 3 Bitperioden.The autocorrelation function that arises in the circuit arrangement according to FIG. 10 is shown in FIG. 11. The functions of the individual correlators are shown in dashed lines and are each designated K 31 to K 34 . The solid line represents the sum and thus the resulting autocorrelation function. The adjustment range of the tracking control circuit according to FIG. 10 is thus 3 bit periods.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 12 sind - wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 8 - zwei Korrelatoren 4, 5 vorgesehen, welche jedoch beide mit phasengetasteten Codes versorgt sind. Dazu sind ein Codegenerator 61, drei Verzögerungsglieder 62, 63, 64 um jeweils eine Bitperiode und zwei steuerbare Umschalter 65, 66 vorgesehen. An den Eingängen A, B, C, D der Umschalter 65, 66 stehen Codes an, welche jeweils um eine Bitperiode verschoben sind. Während des Suchvorgangs werden die Schalter 65, 66 periodisch umgeschaltet, was im einzelnen später beschrieben wird.In the circuit arrangement according to FIG. 12, two correlators 4 , 5 are provided, as in the circuit arrangement according to FIG. 8, but both are supplied with phase-shifted codes. For this purpose, a code generator 61 , three delay elements 62 , 63 , 64 for one bit period each and two controllable changeover switches 65 , 66 are provided. At the inputs A , B , C , D of the changeover switch 65 , 66 there are codes which are each shifted by one bit period. During the search process, the switches 65 , 66 are periodically switched, which will be described in detail later.

Wie bei den Schaltungen nach Fig. 1 und Fig. 8 wird das Ausgangssignal der Korrelatoren 4, 5 über je ein Bandpaßfilter 23, 24 und einen Hüllkurvendemodulator 25, 26 einem Differenzverstärker 8 zugeführt, dessen Ausgang über ein Tiefpaßfilter 9 mit dem Steuereingang eines steuerbaren Oszillators 10 für die Nachführregelung verbunden ist.As the output of the correlators 4, 5 via a respective band-pass filters 23, 24 and an envelope detector 25, 26 to a differential amplifier 8 is supplied to the circuits of Fig. 1 and Fig. 8, the output of a low-pass filter 9 to the control input of a controllable oscillator 10 is connected for the tracking control.

Über weitere Hüllkurvendemodulatoren 67, 68 und Schwellwertschaltungen 13, 14 ist an die Ausgänge der Bandpaßfilter 23, 24 eine Auswerte-Logik 69 angeschlossen, welche zur Steuerung des Suchvorgangs und zur Einleitung der Nachführregelung dient.Via further envelope curve demodulators 67 , 68 and threshold value circuits 13 , 14 , an evaluation logic 69 is connected to the outputs of the bandpass filters 23 , 24 , which serves to control the search process and to initiate the tracking control.

Einem Eingang 3 wird ein Taktsignal zugeführt, das einerseits über einen Umschalter 71, eine Pausen-Logik 72 und eine Und-Schaltung 73 dem Codegenerator 61 zuführbar ist und andererseits über einen Frequenzteiler 74 und ein Verzögerungsglied 75 zur Steuerung der Umschalter 65, 66 herangezogen wird. Die Funktion der Pausen-Logik 72 ist in der Patentanmeldung P 37 43 732.1 genauer beschrieben. Dabei sorgt die Pausen-Logik 72 dafür, daß während des Suchvorgangs das zugeführte Taktsignal beispielsweise für zwei Taktperioden unterbrochen wird, was ebenfalls zu einer Verringerung der Suchdauer führt. Diese Unterbrechung wird bei der Beendigung des Suchvorgangs ausgeschaltet. Dazu gibt die Auswerte-Logik 69 ein entsprechendes Signal an die Pausen-Logik 72. Das Ausgangssignal der Pausen-Logik 72 entspricht dann einer logischen Eins, so daß alle Taktimpulse weitergeleitet werden, die bei der nun einsetzenden Nachführregelung vom steuerbaren Oszillator 10 erzeugt werden.An input 3 is supplied with a clock signal which, on the one hand, can be fed to the code generator 61 via a changeover switch 71 , a pause logic 72 and an AND circuit 73 and, on the other hand, is used to control the changeover switches 65 , 66 via a frequency divider 74 and a delay element 75 . The function of the pause logic 72 is described in more detail in patent application P 37 43 732.1. The pause logic 72 ensures that the supplied clock signal is interrupted, for example for two clock periods, during the search process, which likewise leads to a reduction in the search time. This interruption is switched off when the search process is ended. For this purpose, the evaluation logic 69 sends a corresponding signal to the pause logic 72 . The output signal of the pause logic 72 then corresponds to a logic one, so that all clock pulses are generated which are generated by the controllable oscillator 10 in the now starting tracking control.

Während des Suchvorgangs befindet sich der Schalter 71 in der Stellung I. Über Nicht-Oder-Schaltungen 76, 77 werden die Ausgangssignale des Frequenzteilers 74 und des Verzögerungsgliedes 75 Steuereingängen der Umschalter 65, 66 zugeführt. Dabei wird der dem Korrelator 4 zugeführte Code zwischen -1 und -3 Bit zyklisch geschaltet, während im Falle des Korrelators 5 eine Umschaltung zwischen 0 und -2 Bit erfolgt. Der Takt des Umschaltens ist eine 2-Bit-Folge und wird durch die Halbierung der Frequenz des zugeführten Takts mit Hilfe des Frequenzteilers 74 gewonnen.During the search process, switch 71 is in position I. The output signals of frequency divider 74 and delay element 75 are fed to control inputs of changeover switches 65 , 66 via non-OR circuits 76 , 77 . The code fed to the correlator 4 is cyclically switched between -1 and -3 bits, while in the case of the correlator 5 there is a switchover between 0 and -2 bits. The switching cycle is a 2-bit sequence and is obtained by halving the frequency of the supplied clock with the aid of the frequency divider 74 .

Nach erfolgreicher Suche entscheidet die Auswerte-Logik aufgrund der logischen Zustände bei der Beendigung der Suche, welcher Korrelator bei der Nachführregelung mit welchen Code versehen wird. Dabei sind drei Schaltzustände der Umschalter 65, 66 möglich, nämlich die Stellungen A und C, B und D oder B und C. Ein weiterer Korrelator 78 ist für den Nutzkanal vorgesehen, an welchen sich ein PSK-Demodulator 79 anschließt, an dessen Ausgang 80 die empfangenen und demodulierten Signale abnehmbar sind. Der Code, welcher dem Korrelator 78 zuzuführen ist, wird von einer Umschalteinrichtung 81 ausgewählt, die von der Auswerte-Logik 69 gesteuert wird.After a successful search, the evaluation logic decides on the basis of the logical states at the end of the search which correlator is provided with which code in the tracking control. Three switching states of the changeover switches 65 , 66 are possible, namely the positions A and C , B and D or B and C. Another correlator 78 is provided for the useful channel, to which a PSK demodulator 79 connects, at the output 80 of which the received and demodulated signals can be removed. The code which is to be fed to the correlator 78 is selected by a switching device 81 which is controlled by the evaluation logic 69 .

Claims

1. A method for regulating the phase position between a generated code and a received code contained in a received spectrally spread signal, the code being generated in several different phase positions and being fed to mixers, the output signals of which are superimposed after band limitation and envelope demodulation, characterized in that that at least one of the codes supplied to the mixers is supplied to the mixer within at least two different phase positions within a bit period.

2. The method according to claim 1, characterized in that the phase positions of the different codes from each other by one bit period are.

3. The method according to claim 1, characterized in that the phase positions of the respective codes by several bit periods from each other are different.

4. The method according to claim 1, characterized in that the code word for a first half bit period with a first phase position and during a second half Bit period with a second phase position a correlator is fed.

5. Circuit arrangement for performing the method according to claim 1, characterized in that the received spectrally spread signal can be fed simultaneously to several correlators ( 4 , 5 ), that the correlators ( 4 , 5 ) are further acted on with generated codes of several different phase positions, wherein A code can be fed to at least one correlator via a changeover switch ( 21 ), the inputs of which have codes of different phase positions applied to them.

6. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that two correlators ( 4 , 5 ) are provided that both correlators ( 4 , 5 ) the received spectrally spread signal can be fed that one of the correlators ( 5 ) a generated code and the other Correlator ( 4 ) are alternately supplied with two generated phase-shifted codes within a bit period.

7. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that four correlators ( 31 , 32 , 33 , 34 ) are supplied, to which the received spectrally spread signal can be supplied, that two of the correlators ( 33 , 34 ) are acted on with generated codes of different phase positions and that the other two correlators are each acted upon by a switch ( 52 , 53 ) with codes of different phase positions.