DE2516569A1

DE2516569A1 - Electronic slippage measurement instrument - is for measurement tasks in driving systems and derives measured value from pulse width increase

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Publication number: DE2516569A1
Application number: DE19752516569
Authority: DE
Inventors: Lothar Dr Ing Wilhelmy
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1975-04-16
Filing date: 1975-04-16
Publication date: 1976-10-28

Abstract

The measured value is proportional to the slippage, the start of pulses is determined by rectangular pulses corresponding to the nominal number of revolutions and the end by rectangular pulses corresponding to the actual number of revolutions effected by the slippage. The time average value of the pulses derived is directly proportional to the slippage. The pulses (P1) are derived from the nominal number of revolutions (no) and the actual number of revolutions (n1) from which the pulse width difference (P2) is obtained. At a point of time (T2') starts a new pulse cycle. AC voltages are converted by rectangular pulses by Schmitt triggers.

Description

Elektronische Schlupfmeßeinrichtung Elektronische SchlupSmeßeinrichtung Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schlupfmeßeinrichtung, insbesondere für Meßaufgaben in der Antriebstechnik.Electronic slip measuring device Electronic Slip measuring device The invention relates to an electronic slip measuring device, especially for measuring tasks in drive technology.

Die Kenntnis des Schlupfes ist auf vielen Gebieten der Technik eine Notwendigkeit. So wird durch den Schlupf nicht nur der Arbeitspunkt von Asynchronmaschinen auf ihrer Drehmomenten- Drehzahl-Kennlinie festgelegt, sondern auch eine bezogene Drehzahldifferenz bei Kunststoff-, Textil-, Walzwerk- und Fahrzeugantrieben gekennzeichnet.Knowledge of the slip is one in many areas of technology Need. The slip not only changes the operating point of asynchronous machines set on their torque-speed characteristic curve, but also a related one Speed difference marked for plastic, textile, rolling mill and vehicle drives.

Da der Schlupf gemäß s = (nO n, n1)/nO als auf eine Bezugsdrehzahl n0 bezogene Abweichung der Istdrehzahl n1 von der Bezugsdrehzahl no definiert ist, muß bei allen Schlupfmeßeinrichtungen auf irgendeine Weise die Drehzahldifferenz und der Quotient gebildet werden. Zum Stand der Technik gehören Einrichtungen mit Drehmeldern zur Differenz- und eines Kreuzspulinstruments zur Quotientenbildung (Deutsche Auslegeschrift 1 055 264). Eine neuere Vorrichtung bildet die Differenz und den Quotienten elektronisch mit Rechenverstärkern (Deutsche Offenlegungsschrift 2 023 346). Diese Lösungen haben jedoch den Nachteil, daß kleine Schlupfwerte ungenau bestimmt werden, da die Differenz (nO - n1) aus zwei fast gleich großen Größen gebildet wird. Außerdem ist eine besondere Vorrichtung zur Quotientenbildung erforderlich.Since the slip according to s = (nO n, n1) / nO as a reference speed n0-related deviation of the actual speed n1 from the reference speed no is defined, must somehow determine the speed difference in all slip measuring devices and the quotient can be formed. The state of the art includes facilities Resolvers for differential and a cross-coil instrument for quotient formation (German Auslegeschrift 1 055 264). A newer device makes the difference and the quotient electronically with computer amplifiers (German Offenlegungsschrift 2 023 346). However, these solutions have the disadvantage that small slip values are inaccurate can be determined, since the difference (nO - n1) is formed from two quantities of almost the same size will. In addition, a special device for forming the quotient is required.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine elektronische Schlupfmeßeinrichtung anzugeben, die wegen ihrer neuartigen Methode der Differenz- und Quotientenbildung den Schlupf im Bereich Os(0,33 mit großer Genauigkeit und Schnelligkeit zu messen gestattet.The object of the invention is to provide an electronic slip measuring device indicate, because of their new method of difference and quotient formation to measure the slip in the area Os (0.33 with great accuracy and speed allowed.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung gelöst, bei der der dem Schlupf proportionale Meßwert aus dem Impulsbreitenzuwachs von Impulsen abgeleitet wird, deren Anfang durch eine der Bezugsdrehzahl ontsprechende Wechselspannung und deren Ende durch eine der schlupfbehafteten Istdrehzahl entsprechende Wechselspannung festgelegt ist. Die Wechselspannungen werden dabei von Dreljzahlgebern gleicher Polpaarzahl geliefert, sofern die Bezugs-und die Istdrehzahl keinen Bezug zur Netzfrequenz haben.According to the invention, this object is achieved by a circuit arrangement solved, for which the measured value proportional to the slip from the pulse width increase derived from impulses whose start is through one of the reference speed Corresponding alternating voltage and its end due to one of the actual speed with slippage corresponding AC voltage is specified. The alternating voltages are thereby supplied by speed encoders with the same number of pole pairs, provided the reference and actual speed have no relation to the mains frequency.

Ist die Bezugsdrehzahl jedoch mit der Netzfrequenz verknüpft, so wird nur von der Istdrehzahl eine Wechselspannung dergestalt abgeleitet, daß bei Gleichheit der Bezugs- und Istdrehzahl auch die Frequenzen der beiden Wechselspannungen übereinstimmen, sofern keine Glieder zur Frequenzanpassung vorgesehen werden sollen.However, if the reference speed is linked to the mains frequency, then only derived from the actual speed an alternating voltage in such a way that if they are equal the reference and actual speed also match the frequencies of the two alternating voltages, if no links for frequency adjustment are to be provided.

Die Ableitung des Meßwertes aus dem Impulsbreitenzuwachs aufeinander folgender von der Bezugs- und der Istdrehzahl festgelegter Impulse kann digital oder, wie in dem nachfolgend näher beschriebenen Ausführungsbeispiel, sehr einfach mit einem analogen Verfahren erfolgen, indem jeweils die Breite des gerade gebildeten Impulses vorübergehend in einem ersten Speicher festgehalten und mit der in einem zweiten Speicher abgespeicherten Breite des jeweils vorangegangenen Impulses dadurch verglichen wird, daß der Impulsbreitenzuwachs des gerade gebildeten gegenüber dem vorangegangenen Impuls dem Speicherinhalt des zweiten Speichers hinzugefügt wird. Im zweiten Speicher ist damit die Breite des gerade gebildeten Impulses für den Vergleich mit der Breite des folgenden Impulses abgespeichert und der erste Speicher kann zur Vorbereitung auf den nächsten Impulsbreitenvergleich wieder gelöscht werden. Der Ubertrag vom ersten in den zweiten Speicher, also die Differenz der Impulsbreiten, tritt als Impulsfolge mit einer von der Istdrehzahl vorgegebenen Periodendauer auf. Ihr zeitlicher Mittelwert ist, ohne daß eine spezielle Quotientenbildung erforderlich wäre, dem Schlupf direkt proportional (ETZ-A Bd.95 (1974), S.607 -609).The derivation of the measured value from the pulse width increase on each other The following pulses determined by the reference and actual speed can be digital or, as in the exemplary embodiment described in more detail below, very simple done with an analogous process, dividing each the width of the just formed Pulse temporarily held in a first memory and with that in a second memory stored width of the respective previous pulse thereby is compared that the pulse width increase of the just formed compared to the previous pulse is added to the memory content of the second memory. In the second memory is the width of the pulse just formed for the Comparison with the width of the following pulse is stored and the first memory can be deleted again in preparation for the next pulse width comparison. The transfer from the first to the second memory, i.e. the difference between the pulse widths, occurs as a pulse train with a period duration specified by the actual speed. Their mean value over time is without the need to form a special quotient would be directly proportional to the slip (ETZ-A vol. 95 (1974), pp. 607-609).

Um unabhängig von der momentanen Phasenlage der Bezugs- und der Istdrehzahl fortwährend einen Meßwert bilden zu können, sind in der Schlupfmeßeinrichtung einige erfindungsgemäße Vorkehrungen erforderlich. Denn wenn sich die pcsitiven Nulldurchgänge der der Istdrehzahl entsprechenden Wechselspannung so weit gegenüber den dazugehörenden positiven Nulldurchgängen der der Bezugsdrehzahl entsprechenden Wechselspannung verschoben haben, daß in der dadurch gebildeten Impulsfolge ein Impuls breiter als die halbe Periodendauer der Bezugsdrehzahl werden würde, so werden folgende Vorgänge ausgelöst: 1. Der von der Bezugsdrehzahl begonnene Impuls wird statt von der Istdrehzahl bereits vorzeitig von der Bezugsdrehzahl beendet 2. Die Polarität der Nulldurchgänge der Istdrehzahl wird vertauscht, die Phasenlage der der Istdrehzahl entsprechenden Wechselspannung damit also um die halbe Periodendauer der Istdrehzahl zeitlich verschoben 3. Beide Speicher zur Bildung der Impulsbreitendifferenz werden wieder auf Nulv gesetzt 4. Die Breite des nächsten von der Bezugs- und der Istdrenzahl abgeleiteten Impulses wird, da beide Speicher gelöscht waren, ohne Differenzbildung voll in den zweiten Speicher und damit als Meßwertimpuls übernommen 5. Danach setzt die Ableitung des Meßwerte aus dem Impulsbreitenzuwachs der von der Bezugs- und der Istdrehzahl abgeleiteten Impulse wieder ein, bis erneut ein Impuls breiter als die halbe Periodendauer der Bezugsdrehzahl werden würde.To regardless of the current phase position of the reference and actual speed to be able to continuously generate a measured value, are in the slip measuring device some precautions according to the invention are required. Because if the pcsitive Zero crossings of the alternating voltage corresponding to the actual speed are so far opposite the associated positive zero crossings that correspond to the reference speed AC voltage have shifted that in the pulse train thus formed The pulse would be wider than half the period of the reference speed the following processes are triggered: 1. The pulse started by the reference speed is instead of the actual speed already terminated prematurely from the reference speed 2. The The polarity of the zero crossings of the actual speed is reversed, the phase position of the the alternating voltage corresponding to the actual speed thus by half the period duration the actual speed shifted in time 3. Both memories to form the pulse width difference are set to zero again. 4. The width of the next of the reference and the The actual number of the derived pulse is, since both memories were deleted, without forming a difference full in the second memory and thus accepted as a measured value pulse 5. Then sets the derivation of the measured value from the pulse width increase of the reference and the actual speed derived pulses again until another pulse wider than would be half the period of the reference speed.

Trotz dieser Eingriffe in den Impulsablauf ist der zeitliche Mittelwert der gebildeten Impulse dem Schlupf proportional (ETZ-A Bd. 95 (1974), 5. 607 - 609).Despite these interventions in the pulse sequence, the time average is of the generated impulses proportional to the slip (ETZ-A Vol. 95 (1974), 5. 607 - 609).

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß der dem Schlupf proportionale Meßwert ohne fehlerbehaftete Umwandlung in Zwischengrößen direkt von den Nulldurchgängen der der Bezugsdrehzahl und der Istdrenzahl entsprechenden Wechselspannung abgeleitet wird, ohne daß eine spezielle Vorrichtung zur Quotientenbildung, die eine weitere Fehlerquelle darstellen würde, erforderlich ist. Die Differenzbildung erfolgt mit großer Genauigkeit, da der Impulsbreitenzuwachs des momentanen aus der Bezugs- und der Istdrehzahl abgeleiteten Impulses gegenüber dem vorangegangenen Impuls als Übertrag von einem ersten in einen zweiten Speicher auftritt und als Meßwert herange;jgen wird. Nichtlinearitäten in der Speichercharakteristik werden durch die Differenzbidung bei zwei Speichervorgängen eliminiert und treten somit beim Meßwert nicht in Erscheinung. Von Vorteil ist weiterhin die Schnelligkeit der Meßwertbildung, die Änderungen der Bezugs- und der Istdrehzahl sofort zu folgen vermag, da die dem Meßwert zugrunde liegenden Impulse unmittelbar von der Bezugs- und der Istdrehzahl abgeleitet werden. Als weiterer Vorteil ist die einfache Eichung der Schlupfmeßeinrichtung hervorzuheben. Denn wird die Istdrehzahl unterdrückt, so wird der Anfang und das Ende der abgeleiteten Impulse nur von der Bezugsdrehzahl bestimmt. Da dadurch die Impulsbreite 50 % der PerioHendauer beträgt und die beiden Speicher fortwährend wieder auf Null gesetzt werden, ist der Mittelwert der den Meßwert bildenden Impulse ebenfalls exakt 50 %, was einem Schlupf 4 von s = 0,5 entspricht.The advantages achieved with the invention are in particular: that the measured value proportional to the slip without error-prone conversion into intermediate quantities directly from the zero crossings corresponding to the reference speed and the actual number AC voltage is derived without a special device for forming quotients, the one more Would represent a source of error is required. The difference is formed with great accuracy, because the pulse width increase of the momentary pulse derived from the reference and actual speed the previous pulse as a carry over from a first to a second memory occurs and is used as a measured value; Non-linearities in the storage characteristics are eliminated by the difference between two storage processes and occur thus not visible in the measured value. The speed is also an advantage to immediately follow the formation of the measured values, the changes in the reference and the actual speed because the impulses on which the measured value is based are derived directly from the reference and the actual speed can be derived. Another advantage is the simple calibration of the slip measuring device. Because if the actual speed is suppressed, so the beginning and the end of the derived pulses are only dependent on the reference speed certainly. Because the pulse width is 50% of the period and the two Memory are continuously reset to zero, the mean value is the den The impulses forming the measured value are also exactly 50%, which corresponds to a slip 4 of s = 0.5 is equivalent to.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun anhand folgender Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 die Ableitung der Impulse P1 aus der Bezugsdrehzahl n0 und der Istdrehzahl n1 und die daraus abgeleitete Impulsbreitendifferenz P2. Zum Zeit punkt t21beginnt ein neuer Impulszyklus und es werden die beschriebenen Vorgänge ausgelöst.An embodiment of the invention will now be made with reference to the following drawings explained in more detail. 1 shows the derivation of the pulses P1 from the reference speed n0 and the actual speed n1 and the pulse width difference P2 derived from it. At the time point t21 a new pulse cycle begins and the described Processes triggered.

Fig. 2 wie Fig. 1, jedoch mit dem Beginn von zwei Impulszyklen unmittelbar hintereinander zum Zeitpunkt t2' und t4 -Fig. 3 das Blockschaltbild der Schaltungs .ordnung Fig. 4 den Analogteil der in Fig. 3 umrandeten Schaltungsanordnung Fig. 5 die Spannung am Speicherkondensator C2 mit der Triggerschwelle P Fig. 6 die Spannung an den Speicherkondensatoren C1 und C2 und die Eingangsspannung des Schmitt-Triggers ST3 Die von Drehzahlgebern gelieferten der Bezugs- und der Istdrehzahl entsprechenden Wechselspannungen werden von Schmittgriggern ST1 und ST2, Fig. 3, in Rechteckimpulse umgeformt, die an den Ausgängen der Flip Flops FF1 und FF2 als Impulse n0 und n1 erscheinen. Mit den Gattern NAND1 und 2 und NOR 1, 2 und 3 werden daraus die Impulse P1 abgeleitet, Fig. 1 und Fig. 2. Kippt das Flip Flop FF1 nach nO - °, bevor das Flip Flop FF2 nach n1 A L gekippt ist, d.h. kündigt sich ein Impuls P1 mit einer Länge T > 1/(2nO) an, Zeitpunkt t2' in Fig. 1 und Fig. 2, so wird das Flip Flop FF3, da an seinem K-Eingang noch K =A L anliegt, nach Q - O gesetzt. Dadurch werden folgende Vorgänge ausgelöst: 1. Der Schmitt-Trigger ST2 wird gesperrt und somit der Impuls P1 vorzeitig beendet 2. Das Flip Flop FF2 wird in der Stellung n1 - ° gehalten und somit die Verschiebung der Istdrehzahl n1 um die Zeit t = 1/(2n1) eingeleitet 3. Die Speicher, im Ausführungsbeispiel die Kondensatoren C1 und C2, werden entladen Wenn zu Beginn des nächsten Impulses nO das Flip Flop FF1 zurückkippt, werden folgende Vorgänge ausgelöst: 1. Das Flip Flop FF3 wird, da an seinem preset-Eingang noch P - O anliegt, nach Q =A L zurückgesetzt und somit der Scmitt-Trigger ST2 wieder freigegeben. Da erst danach das Flip Flop FF2 kippen kann, wird die Impulsbildung durch Kurzzeitschwankungen (Jitter) der beiden Drehzahlen n0 und n1 nicht beeinflußt.FIG. 2 like FIG. 1, but immediately with the beginning of two pulse cycles one after the other at time t2 'and t4 -Fig. 3 shows the block diagram of the circuit . Arrangement FIG. 4 shows the analog part of the circuit arrangement outlined in FIG. 3 Fig. 5 the voltage at the storage capacitor C2 with the trigger threshold P FIG. 6 the voltage at the storage capacitors C1 and C2 and the input voltage of the Schmitt trigger ST3 The reference and actual speed supplied by speed sensors Alternating voltages are converted into square-wave pulses by Schmittgriggers ST1 and ST2, FIG. 3 transformed at the outputs of the flip-flops FF1 and FF2 as pulses n0 and n1 appear. The gates NAND1 and 2 and NOR 1, 2 and 3 are used to generate the pulses P1 derived, Fig. 1 and Fig. 2. Flip the flip flop FF1 to nO - ° before the Flip-flop FF2 has flipped to n1 A L, i.e. a pulse P1 terminates with a Length T> 1 / (2nO) at, time t2 'in Fig. 1 and Fig. 2, the flip flop becomes FF3, since K = A L is still present at its K input, set after Q - O. This will be the following processes are triggered: 1. The Schmitt trigger ST2 is blocked and thus the pulse P1 ended prematurely 2. The flip flop FF2 is in position n1 - ° held and thus the shift of the actual speed n1 by the time t = 1 / (2n1) initiated 3. The memories, in the exemplary embodiment the capacitors C1 and C2, are discharged If the flip-flop FF1 flips back at the beginning of the next pulse nO, the following Processes triggered: 1. The flip-flop FF3 is still at its preset input P - O is present, reset after Q = A L and thus the Scmitt trigger ST2 again Approved. Since the flip-flop FF2 can only tilt after this, the impulse formation is triggered not influenced by short-term fluctuations (jitter) of the two speeds n0 and n1.

2. Da auch der zweite Speicher gelöscht wurde,- wird der erste in den ersten Speicher einlaufende Impuls in voller Länge auch in den zweiten Speicher übernommen Danach verläuft die Impulsbildung und die Auswertung des impulabreitenzuwachses durch die beiden Speicherkondensatoren Ci und C2 normal weiter, bis wieder ein Impuls P1 breiter als T = 1/(2no) werden würde, was bei größeren Schlupfwerten und bestimmter Phasenlage dcr beiden Drehzahlen nO und n1 zueinander bereits beim nächsten Impuls der Fall sein kann, Zeitpunkt t4' in Fig. 2.2. Since the second memory has also been deleted - the first is in The full length of the pulse entering the first memory is also transferred to the second memory Afterwards the pulse generation and the evaluation of the pulse width increase takes place through the two storage capacitors Ci and C2 continue normally, until another pulse P1 would be wider than T = 1 / (2no), which is the case with larger Slip values and certain phase position of the two speeds nO and n1 to each other can already be the case with the next pulse, time t4 'in FIG. 2.

Die dem Schlupf proportionale Impulsfolge P2 wird aus dem Impulsbreitenzuwachs der aufeinander folgenden Impulse P1 abgeleitet. Die hierzu erforderliche Speicherung der Impulsbreite des jeweils vorangegangenen Impulses und die Differenzbildung übernimmt der umrandete Abtast-Halte-Teil in Fig. 3.The pulse sequence P2, which is proportional to the slip, is derived from the pulse width increase of the successive pulses P1 derived. The storage required for this the pulse width of the previous pulse and the difference the bordered sample-and-hold part in FIG. 3.

In den Impulspausen der Impulse P1 wird der eingeprägte Strom I1 über die Doppeldiode D1 und den Treiber TB1 nach Masse abgeleitet. Der Kondensator C1 wird am Ende eines Impulses n0 mit dem Treiber TB2 bis auf die Restspannung Uc10 entladen.In the pulse pauses of the pulses P1, the impressed current I1 is over the double diode D1 and the driver TB1 are derived to ground. The capacitor C1 is at the end of a pulse n0 with the driver TB2 down to the residual voltage Uc10 unload.

Treten Impulse P1 mit der Breite Ti(2k) auf, so wird der Kondensator C1 vom Strom Ii linear auf die Spannung uc1(2k) = I1T<(2k)/C1 + UC10 aufgeladen. Der Komparator K stellt den eingeprägten Strom 12 so ein, daß die Spannung uC2(2k) am Kondensator C2 der vom Kondensator C1 vorgegebenen Spannung uC1(2k) folgt. In der anschließenden Impulspause behält der Kondensator C2 seine Ladung bei, während der Kondensator C1 wieder entladen wird. Beim nächsten Impuls der Impulsfolge P1 wird der Kondensator Ci auf die Spannung uc1(2k+2) aufgeladen, die Nachladung des Kondensators C2 beginnt jedoch erst bei uCl(2k+2) UC2(2k) Der Kondensator C2 wird mit dem Treiber TB3 entladen, wenn das Flip Flop FF3 nach Q - O gesetzt wurde.If pulses P1 with the width Ti (2k) occur, the capacitor becomes C1 is charged linearly by the current Ii to the voltage uc1 (2k) = I1T <(2k) / C1 + UC10. The comparator K sets the applied current 12 so that the voltage uC2 (2k) The voltage uC1 (2k) given by the capacitor C1 follows across the capacitor C2. In the subsequent pulse pause, the capacitor C2 retains its charge while the capacitor C1 is discharged again. At the next pulse of the pulse train P1 the capacitor Ci is charged to the voltage uc1 (2k + 2), the reloading of the However, capacitor C2 does not begin until uCl (2k + 2) UC2 (2k) The capacitor C2 becomes discharged with the driver TB3 when the flip flop FF3 was set to Q - O.

Der Ladestrom I2 des Kondensators C2 steuert den Schmitt-Trigger ST3 an. Mit dem Treiber TB4 wird der eingeprägte Strom IM so gesteuert, daß impulsbreiten-modulierte Stromimpulse entsprechend der Impulsfolge P2 durch das Meßinstrument M fließen. Mit dem Kondensator C3 können die Stromimpulse geglättet und Eigenbewegungen des Meßinstrumentezeigers bedämpft werden.The charging current I2 of the capacitor C2 controls the Schmitt trigger ST3 at. With the driver TB4, the impressed current IM is controlled so that pulse-width-modulated Current pulses flow through the measuring instrument M according to the pulse sequence P2. With the capacitor C3, the current pulses can be smoothed and the proper movements of the Meter pointer are damped.

Eine nicht exakt lineare Aufladung des Kondensators C1 bleibt ohne Einfluß, da die Nachladung des Kondensators C2 bei derjenigen Spannung wieder einsetzt, bei der sie beim vorhergehenden Impuls beendet wurde, und nur die Nachladedauer, nicht jedoch der Absolutwert der Kondensatorspannungen ausgewertet wird. An die Konstanz des Ladestromes I1 und den Gleichlauf der beiden Kondensator-Spannungen u01 und uc2 braucht somit keine besondere Forderung gestellt zu werden.A not exactly linear charging of the capacitor C1 remains without Influence, since the recharging of the capacitor C2 starts again at the voltage in which it was ended with the previous impulse, and only the reload time, however, the absolute value of the capacitor voltages is not evaluated. To the Constancy of the charging current I1 and the synchronization of the two capacitor voltages u01 and uc2 therefore do not have to be made a special requirement.

Jedoch muß die Spannung uc2 in den Impulspausen von P1 sehr genau aufrecht erhalten werden, da uc2 den Nachladebeginn und damit die Breite der Impulse P2 bestimmt. Der während der Haltezeit in den Kondensator C2 gelieferte Fehlstrom IF verursacht den Fehler F = IF/(I2.s). Schon durch einfache Maßnahmen wird erreicht, daß 1F nur einige nA beträgt, sodaß selbst bei s # 1 % der Fehler F< 1% ist.However, the voltage uc2 must be very precise in the pulse pauses of P1 be maintained because uc2 the start of reloading and thus the width of the pulses P2 determined. The fault current supplied to capacitor C2 during the hold time IF causes the error F = IF / (I2.s). Even with simple measures it is achieved that 1F is only a few nA, so that even with s # 1% the error is F <1%.

Ein Ausführungsbeispiel des in Fig. 3 umrandeten Schaltungsteils mit der Ansteuerung des Schmitt-Triggers ST3 zeigt Fig. 4. Die Spannungen u01 und u02 der Kondensatoren C1 und C2 werden mit den Source-Folgern FETl und FET2 abgegriffen und auf die Differenz-Eingänge des Komparators K gegeoen.An embodiment of the circuit part outlined in FIG. 3 with the control of the Schmitt trigger ST3 is shown in FIG. 4. The voltages u01 and u02 the capacitors C1 and C2 are tapped with the source followers FET1 and FET2 and on the differential inputs of the comparator K passed.

Der Komparator-Ausgang steuert den Transistor T2 an. über steigt die Spannung uc1 die Spannung uc2, so wird der Transistor T3 leitend und liefert den Strom I2 in den Kondensator C2. Denn nähert sich die Spannung uc1 der Haltespannung uC2, so steigt ab dem bezogenen Zeitpunkt t/T0# O die vom Komparator K geregelte bezogene Spannung am Kondensator C2 gemäß uc2/Uc2 = (t/To) - 1 + exp(-t/T0) an, Fig. 5b.The comparator output controls the transistor T2. over rises If the voltage uc1 is the voltage uc2, the transistor T3 becomes conductive and supplies the Current I2 into capacitor C2. This is because the voltage uc1 approaches the holding voltage uC2, the one controlled by the comparator K increases from the related point in time t / T0 # O related voltage at capacitor C2 according to uc2 / Uc2 = (t / To) - 1 + exp (-t / T0), Figure 5b.

Dabei ist UC2 = T0 I1/C1 und T0 = C2/S. Die Steilheit des Regelkreises 5 = voR2/(R1R3) muß bei gegebener Verstärkung v0 des Komparators durch die Widerstände R1, R2 und R3 so festgelegt werden, daß die Stabilitätsbedingung im Regelkreis S/(#g C2) < 1 bei der Grenzfrequenz w g eingehalten wird.Here UC2 = T0 I1 / C1 and T0 = C2 / S. The steepness of the control loop 5 = voR2 / (R1R3) must for a given gain v0 of the comparator through the resistors R1, R2 and R3 are set so that the stability condition in the control loop S / (# g C2) <1 is maintained at the cutoff frequency w g.

Der bezogene Spannungsanstieg des Kondensators C2 hat die Gerade u02/U02 = (t/Do) - 1 als Asymptote, Fig. 5b. Ihr Schnittpunkt mit der Abszisse bei t/T0 = 1 kennzeichnet den Zeitpunkt, bei dem der Anfang des Impulses P2 liegen würde, wenn der Ladestrom I2 zur Zeit t/Ta = 1 mit dem Sprung 12/120 eingesetzt hätte, Fig. 5a. Da der Strom I2 bereits ab t/To b O zu fließen beginnt, wird mit den Widerständen R4 und R5 die Schaltschwelle des Schmitt-Triggers ST3 so eingestellt, Fig. 4, daß sie zur Zeit t/To = 1 überschritten wird, Punkt P in Fig. 5a.The related voltage rise of the capacitor C2 has the straight line u02 / U02 = (t / Do) - 1 as an asymptote, Fig. 5b. Their point of intersection with the abscissa at t / T0 = 1 indicates the point in time at which the beginning of the pulse P2 occurs would, if the charging current I2 had started at time t / Ta = 1 with a jump of 12/120, Figure 5a. Since the current I2 begins to flow from t / To b O, the resistors R4 and R5 set the switching threshold of the Schmitt trigger ST3, Fig. 4, that it is exceeded at time t / To = 1, point P in FIG. 5a.

Der Anfang der Impulse P2 kann nach der Entladung der Kondensatoren C1 und C2 durch unterschiedllch hohe Restspannungen beeinflußt werden. Damit unabhängig vom vorherigen Ladezustand die Anfangsspannungen UC10 = UC20 stets gleich sind, wird die Entladung des Kondensators C1 und auch des Kondensators C2 zur Zeit a t = 1/(4nu) vor Beginn des nächsten Impulses P1 durch das Gatter NAND3 bzw. NAND4 beendet. Da der eingeprägte Strom I1 über die Doppeldiode D1 weiter abfließt, kann sich der Kondensator C1 im Zeitabschnitt = =1/(4nu) auf die niederohmige Diodenflußspannung aufladen. Wenn der Kondensator C2 entladen wurde, wird er durch den Komparator ebenfalls an diese Anfangs spannung herangeführt, so daß C2 einer Aufladung des Kondensators C1 sofort folgen kann, Fig. 6. Der beim Nachladen des Kondensators C2 auftretende Impuls, Fig. 6 unten, kommt nicht zur Auswirkung, da der Schmitt-Trigger ST3 in den Impulspausen der Impulsfolge P1 über den Takteingang D gesperrt ist.The start of the pulses P2 can occur after the capacitors have discharged C1 and C2 are influenced by different residual voltages. So independent from the previous state of charge the initial voltages UC10 = UC20 are always the same, the discharge of the capacitor C1 and also of the capacitor C2 at time a t = 1 / (4nu) before the beginning of the next pulse P1 through the gate NAND3 or NAND4 completed. Since the impressed current I1 continues to flow through the double diode D1, can the capacitor C1 in the time segment = = 1 / (4nu) to the low-resistance diode forward voltage charge. When the capacitor C2 has been discharged, it will also be discharged by the comparator brought up to this initial voltage, so that C2 a charging of the capacitor C1 can follow immediately, Fig. 6. The one that occurs when the capacitor C2 is recharged Pulse, Fig. 6 below, does not have any effect, since the Schmitt trigger ST3 in the pulse pauses of the pulse train P1 via the clock input D is blocked.

Die Eichung der Schlupfmeßeinrichtung ist sehr einfach. Denn steht der Schalter in Stellung "Eichen", Fig. 3, so wird der Schmitt-Trigger ST2 gesperrt. Dadurch treten in der Impulsfolge P1 fortwährend Impulse mit der Länge Tl(2k) = 1/(2nu) auf, die voll auf den Kondensator C2 übertragen werden, aa das Flip Flop FF3 laufend anspricht und den Kondensator C2 in den Impulspausen wieder entlädt, Fig. 6. Die durch das Meßinstrument M fließenden Stromimpulse haben somit den Mittelwert Im = 0,5 IMZ was einem Schlupf s = 0,5 entspricht und zur Eichung des Stromes IM herangezogen werden kann.The calibration of the slip measuring device is very simple. Because stands If the switch is in the "calibration" position, FIG. 3, the Schmitt trigger ST2 is blocked. As a result, pulses with the length Tl (2k) = occur continuously in the pulse train P1 1 / (2nu), which are fully transferred to the capacitor C2, aa the flip flop FF3 responds continuously and discharges the capacitor C2 again in the pulse pauses, 6. The current pulses flowing through the measuring instrument M thus have the mean value Im = 0.5 IMZ which corresponds to a slip s = 0.5 and for calibrating the current IM can be used.

Claims

Patent claims:

e 1. Electronic slip measuring device, especially for measuring tasks in drive technology, characterized in that the pulse width increase of pulses, the beginning of which is caused by square-wave pulses corresponding to the reference speed and their end by the slip-prone actual speed corresponding square-wave pulses is determined, pulses are derived, the time average of which corresponds to the slip is directly proportional.

2. Device according to claim 1, characterized in that the width of the pulse determined by the reference and the actual speed from the stored Subtract the width of the previous pulse and use the to calculate the difference the following pulse is saved instead of the previously saved pulse, and that in the formation of the difference, pulses whose width corresponds to the difference, can be derived and used as a measured value.

3. Device according to claim 1 and 2, characterized in that the end of the pulse derived from the reference and actual speed then from the reference speed instead of the actual speed is set if the pulse is wider than half the period of the square-wave pulses corresponding to the reference speed would be that then the actual speed-corresponding square-wave pulses by one be shifted half the period, that also the memory is set to Nnll that the width of the next is derived from the reference and actual speed Pulse is fully accepted as a measured value pulse, and then again the normal derivation of the measured value pulses from the pulse width increase begins until again a pulse wider than half the period of the reference speed would.

4. Device according to claim 3, characterized in that the of Speed encoders supplied alternating voltages corresponding to the reference and actual speed with Schmitt Trigger and subsequent flip-flops in square-wave pulses with a duty cycle of 1: 1 are transformed, that from it with gates the impulses are derived whose pulse width increase is evaluated that the temporal Shift of the square-wave pulses corresponding to the actual speed by half a period by temporarily blocking the Schmitt trigger intended for the actual speed and the flip-flop is achieved by setting a third flip-flop then if the fip-flop determined for the reference speed before the one determined for the actual speed Flip-flop toggles, and that the set third flip-flop discharges the memory initiates, and that the blocking of the Schmitt trigger and the flip-flop with the next reference pulse is ended when the third flip-flop is reset again will.

5. Device according to claim 2, characterized in that the width of the previous pulse as a digital value in a digital memory or as an analog value in an analog memory, e.g. as a width proportional Voltage is stored in a capacitor.

6. Device according to claim 2 and 5, characterized in that the difference between the one just formed and the one previously saved Pulse is formed by the pulse width increasing the memory contents as new Comparison value for the following pulse is added and the carryfor Formation of the measured value pulses is used.

7. Device according to claim 5 and 6, characterized in that in the case of a capacitor as a memory, the transfer, i.e.

the voltage increase, from a comparator with a subsequent current source is regulated.

8. Device according to claim 2, 6 and 7, characterized in that a current source is clocked by the transfer into the memory, so that pulse-width-modulated Current pulses flow through a measuring instrument.

9. Device according to claim 7, characterized in that according to one Discharge of the storage capacitor before the next storage process is charged to a defined initial voltage.

10. interest device according to claim 1 and 8, characterized in that to calibrate the height of the current pulses flowing through the measuring instrument for the actual speed certain Schmitt trigger is blocked, causing current pulses with the exact duty cycle of 1: 1 occur, which corresponds to a slip s =.

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