DE2410958A1 - Schaltungsanordnung zum empfang und zum auswerten von mehrfrequenzcodezeichen - Google Patents

Description

Patentanwalt

Dipl. -Phys. Leo Thul 2 A 1 0 9 5

Stuttgart

D.Sellari-H.A.Richardson 8-2

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Schaltungsanordnung zum Empfang und zum Auswerten von Mehrfrequenzcodezeichen.

Die Anmeldung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Empfang und zur Auswertung von Torifrequenzzeichen nachdem m (ⁿ) Code mit einem Signaldetektor, der die Signale hinsichtlich ihrer Amplitude und ihrem gleichzeitigen Auftreten in m Frequenzbereichen während einer Mindestzeit prüft und danach ein Gültigkeitssignal abgibt, welches die Weiterleitung der empfangenen Signale in Zwischenspeicher- und Auswerteschaltungen steuert.

Zu Beginn der geschichtlichen Entwicklung der Mehrfrequenztastenwahl verwendete man nach Möglichkeit elektromechanisch^ Bauelemente wie z.B. Relais, weil diese die zuverlässigsten Organe waren. Von Anfang an galten die Bemühungen im Empfängerbau nach einer ausreichenden Empfindlichkeit und einem Höchstmaß an Zuverlässigkeit als richtungsweisend.

Es sei hier das üS-Patent 3 076 059 genannt, welches ein grundlegendes Empfängerkonzept beschreibt.

5.März 1974
Sa/Mr

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Die Autoren L.Gasser und E.Ganitta haben 1964 unter dem Titel "Speech Immunity of Push-Button Tone Signalling System Employing Tone Receivers with Guard Circuits" in Band 39 Nr.2 der "Electrical Communication" auf den Seiten 220 ff, einen Aufsatz veröffentlicht, auf den diese Erfindung aufbaut.

Die fernmeldetechnische Industrie verwendet die Mehrfrequenzzeichengabe im Sprachbereich zur Signalisierung sowohl in Fernsprech- als auch in Datenübertragungsanfegai, Die Töne werden von Filteranordnungen getrennt, ausgewertet und kanalisiert. Bei der Verwendung in Nebenstellenanlagen sind zur Informationsspeicherung meist elektromechanisch arbeitende Zwischenspeicher verwendet worden.

Eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art ist schon bekannt aus der DT-OS 2 163 276.

In dieser bekannten Anordnung werden die von den Filtern korn inenden sinusförmigen Signale, die zusammengesetzt das Codezeichen bilden, einzeln einem Zeichenerkenner zugeführt. Dieser Zeichenerkenner prüft in Verbindung mit einer Fehlerüberwachungsschaltung, ob jedes Einzelsignal eine Mindestamplitude aufweist, ob eines der Einzelsignale in einem unteren und zugleich ein anderes in einem oberen Frequenzbereich auftreten. Wenn diese Bedingungen eine Mindestzeit lang erfüllt sind, gibt die Fehlerüberwachung ein Gutsignal an die Speicher und an die Decodiereinrichtung ab. Das Gutsignal schaltet die Speicher auf η ahme bereit für die Einzelsignale und verriegelt die Decodiereinrichtung. Das Gutsignal verschwindet mit dem Codezeichen, wodurch die Decodiereinrichtung entriegelt und von den gespeicherten Signalen beaufschlagt wird.

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Nachteilig bei dieser bekannten Anordnung ist die häufige Verwendung aktiver Bauelemente insbesondere im Zeichenerkenner und in der Fehlerüberwachungsschaltung. Geringfügige Verschiebungen der verstärkungs- und schwellwertbestimmenden Parameter durch temperatur- und alterbedingte Einflüsse multiplizieren die Unsicherheiten dieser funktionssteuernden Anordnungen.

Nachteilig ist ferner, daß die Decodierschaltungen bei fehlendem Gutsignal entriegelt und während dieser Zeit gegen den Einfluß induktiver und kapazitiver Störfelder nicht geschützt sind.

Im Rahmen der auch bei der bekannten Schaltungsanordnung zu lösenden Probleme besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, die dem Zeichenerkenner nachgeschalteten Speicher- und Decodiereinrichtungen besonders einfach und betriebssicher auszubilden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsan Ordnung der obegenannten Art besonders einfach und betriebssicher auszubilden. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß jede Einzelfrequenz des empfangenen Tonfrequenzsignales über eine individuelle Torschaltung einem individuellen Zwischenspeicher zugeführt wird, daß das Gültigkeitssignal über ein erstes Verzögerungsglied alle Zwischenspeicher freigibt, daß durch das Gültigkeitssignal nach weiterer Verzögerung alle Torschaltungen gesperrt werden, daß die Ausgangssignale der Zwischenspeicher über logische Verknüpfungen entsprechend dem gewünschten Code zusammengefaßt werden, daß nach Ablauf einer weiteren Zeit die mit den logischen Verknüpfungen verbundenen Auswerteglieder für eine vorgegebene Zeit freigegeben werden, daß in zeitlicher Abhängigkeit von der Freigabe der Auswerteglieder ein Signal abgeleitet wird, durch das alle Zwischenspeicher gelöscht werden und daß durch ein vom Ende des Gültigkeitssignals und der Löschung der Zwischenspeicher abgeleitetes Signal die Torschaltungen freigegeben werden.

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Es ergibt sich damit der Vorteil, daß die Decodierschaltungen nur kurze Zeit entriegelt werden, womit die Abgabe von Fehl-Signalen durch kapazitiv oder induktiv eingestreute Stör-.spannungen in die entriegelte Anordnung fast vollständig vermieden wird.

Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung wird nun anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig.l eine schematische Blockschaltung der Empfängerschaltung;

Fig.2 und 3 zusammen ein detailliertes Schaltschema des Signaldetektors, indem Fig.4 mit Fig.3 anschlußdeckenderweise mit ihren langen Kanten nebeneinander gelegt werden.

Fig.l zeigt ein System gemäß der Erfindung zum Empfang und zum Auswerten von Tonfrequenzsignalen, die von einem Fernsprechapparat erzeugt und zum Tonfrequenzempfänger und Ziffernregister gesendet werden. Die in das System führende Eingangsleitung 12 kann von einer nicht dargestellten gemeinsamen Steuerung, von einer Teilnehmeranschlußleitung oder über einen geeigneten anderen Weg kommen; die darüber empfangenen Signale, ob sie von einem Teilnehmer oder einem nicht dargestellten Datenendgerät kommen, sind nachdem Mehrfrequenzcode erzeugt.

In bekannter Weise werden von geeigneten Oszillatoren bei Betätigen der Drucktasten am Fernsprechapparat oder am Datenendgerät Mehrfrequenzcodezeichen im Sprachband erzeugt, entsprechend der gedrückten Taste oder Tastenkombination. Die Tonfrequenz-

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..^ül

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zeichen werden nacheinander in der Reihenfolge, wie sie erzeugt werden, über die Leitung übertragen. Die Tonfrequenzzeichen müssen von anderen Tonfrequenzen oder Sprachfrequenzen auf der Teilnehmerleitung bezüglich ihrer Gültigkeit unterschieden werden und in passende binäre Codezeichen zur Ansteuerung von Speichern, Wählsystemen oder ähnlichen umgesetzt werden.

Die verwendeten Frequenzen sind für Fernsprechzwecke genormt worden. Im allgemeinen wird gegenwärtig der zweimal-eins-ausvier-Code verwendet. Die Frequenzen werden in einen oberen und einen unteren Frequenzbereich eingeteilt und ein gültiges Signal enthält aus jedem Bereich eine Frequenz. Die erzeugten Tonfrequenzsignale müssen eine definierte Länge aufweisen, um von ungewollten Störungen als gültig erkannt zu werden. Jedes Tonfrequenzsignal muß innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereiches liegen und eine Mindestamplitude aufweisen, um als gültiges Binärcodezeichen akzeptiert zu werden. Die Summenspannung der beiden Tonfrequenzzeichen ruft ein Ausgangssignal hervor.

Der in Fig.l dargestellte Empfänger ist so konzipiert, nur bestimmte Frequenzen anzuerkennen, echte Tonfrequenzzeichen von anderen zu trennen, zu untersuchen, ob gleichzeitig andere Tonfrequenzzeichen vorhanden sind, ungewollte Tonfrequenzzeichen zurückzuweise« und gültige Tonfrequenzzeichen auszuwerten. Der Empfänger misst die Zeit, decodiert und codiert die durch diese Signale angezeigten Ziffern in der folgenden, anhand der Zeichnungen beschriebenen Weise:

Fig.l zeigt ein Adernpaar 12, welches einen Analogabschnitt 14 speist. Der Analogabschnitt erfüllt die folgenden grundlegenden Aufgaben:

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(1) überbrückt die Teilnehmerleitung hochohmig,

(2) weist Wählimpulstöne und andere Töne unterhalb 680 Hz zurück,

(3) verstärkt ankommende Signale auf eine zur Weiterverarbeitung notwendige Amplitudenhöhe und

(4) trennt ankommende Tonfrequenzzeichen in ihre Grundfrequenzen.

Schaltkreise, die diese Funktionen ausführen, können aus der DT--OS 2 163 276 entnommen werden.

Die von den entsprechenden Gruppenpassfiltern in dem Analogabschnitt durchgelassenen Signale erscheinen an den entsprechenden Ausgängen 24 und 26, die die Begrenzerkreise 3O speisen. Die Tonfrequenzzeichen werden in einen niedrigen und einen hohen Frequenzbereich aufgeteilt; dabei müssen die Signale eine genügend große Amplitude aufweisen, um einen Schwellwert überschreiten zu können, der eine im wesentlichen rechteckförmige Wellenform liefert. Von den Begrenzern 3O werden höherfrequentere und niederfrequentere Signale mit im wesentlichen rechteckförmiger Wellenform über Ader 31 zu den Bandpaßfiltern des niedrigen Frequenzbereichs und über Ader 32 zu den Bandpaßfiltern des hohen Frequenzbereiches geleitet.

Von den Bandpaßfiltern läßt das Filter 40 ein schmales Band mit der Mittenfrequenz 697 Hz, das Filter 41 ein schmales Band mit der Mittenfrequenz 770 Hz, das Filter 42 ein schmales Band mit der Mittenfrequenz 852 Hz und das Filter 43 ein schnd.es Band mit der Mittenfrequenz 941 Hz durch.

Von den Bandpaßfiltern des anderen Frequenzbereiches sind in ähnlicher Weise das Filter 44 für die Frequenz 12O9 Hz, das Filter 45 für die Frequenz 1336 Hz, das Filter 46 für die Frequenz 1477 Hz vorgesehen. Wenn nur zehn Ziffern, zwei

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Symbole und kein anderes Codezeichen benutzt werden, dann kann das achte Filter für die Frequenz 1633 Hz weggelassen werden (wie gezeigt) oder dieser Ausgang bleibt offen. Diese Frequenz (1633 Hz) wird nur für zusätzliche digitale Informationen benutzt, die von dem in Fernsprechanlagen für Wahlzwecke verwendeten zehn Ziffernsysteme getrennt sind.

Die Bandbreite jedes Bandpaßfilters 40 bis 46 beträgt 2 bis 2 1/2 % der Filtergrundfrequenz, wobei das abgegebene Signal Sinusform hat. Die Ausgangssignale der Filter 40 bis 46 gelangen über zugeordnete Adern 50 bis 56 zum Abschnitt 60,

In Abschnitt 6O wird aus der Dauer, Stärke und Frequenzbereichslage der empfangenen Signale ein Gültigkeitssignal abgeleitet. Die Signale werden gespeichert und in einen eins-aus-zwölf-Code umgewandelt und dann an Abschnitt 80 zur Weiterverarbeitung weitergeleitet.

In Abschnitt 8O werden die ankommenden Signale erneut codiert und die abgehenden Signale zur Weiterverarbeitung in externen Geräten den Leistungsverstärkern 90-95 zugeführt.

Fig.2 zeigt einen elektronischen Spannungsteiler mit den 2 folgenden grundlegenden Eigenschaften:

(1) aus einer unsymmetrischen Spannungsquelle wird an den Punkten +VCC, -VCC eine erdsymmetrische Versorgungsspanung .bereitsgestellt;

(2) die bereitsgestellte symmetrische Versorgungsspannung ist ein viertel so groß wie die der unsymmetrischen Spannungsquelle.

Somit macht der elektronische Spannungsteiler einen Gleichspannungswandler überflüssig.

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In Fig.2 wird die externe Versorgungsspannung an die Klemme IQj₁ gelegt. Diese Versorgungsspannung ist die für Fernsprechvermittlungsstellen oder Nebenstellenzentralbatterien typische, die zwischen -44V= und -56V= schwankt. Die externe Erde wird an Anschluß 102 gelegt. Der Gleichrichter CR 101 verhindert rückläufigen Stromfluß über die externe -VCC Leitung und verhindert die Zerstörung des elektronischen Spannungsteilers.

Die durch die Widerstände RlOl und R102 durch zwei geteilte Spannung wird den parallel geschalteten Basen der Transistoren QlOl und Q102 zugeführt. Die miteinander verbundenen Emitter werden so ungefähr auf der Spannung -VCC/2 gehalten. Diese Spannung an den Emittern wird nochmals halbiert und den Basen der Transistoren Ql03 und Q104 zugeführt, so daß die Emitter dieser Transistoren ungefähr auf der Spannung -VCC/4 gehalten werden. Da der Lastwiderstand Ll dem von Rl02 annähernd gleich ist und die Lastwiderstände L. und L2 ungefähr 200*Ώ» betragen, fließt nur ein kleiner Teil des Stromes durch die Transistoren. Die Lastwiderstände Ll und L2 stellen im Empfänger verteilte Operationsverstärker dar. Der in Fig.2 dargestellte elektronische Spannungsteiler liefert auf diese Weise genaue Systemvorspannungen bezüglich des geerdeten Anschlusses 113. Die erzeugten Vorspannungen sind die negative Spannung -VCC an Klemme 112 und die positive Spannung +VCC an Klemme 114.

Auf diese io.se·ist die Forderung nach einer symmetrischen Stromversorgung mit Spannungen, die unterhalb der Durchbruchsspannung der Operationsverstärker liegen, erfüllt.

In diesem elektronischen Spannungsteiler fließt nur ein kleiner Teil des Stromes durch die Transistoren. Fast der ganze von den Lastwiderständen Ll und L2 benötigte Strom fließt durch den Widerstand R105. Die Schaltung hat somit einen Wirkungsgrad von annähernd 50%.

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In den meisten Schaltungen, die aus einer höheren Versorgungsspannung eine niedrigere mit großem Wirkungsgrad gewinnen, d.h. die Spannung auf die Hälfte oder mehr reduzieren, und dabei eine symmetrische Versorgungsspannung liefern, verwenden Gleichspannungsumsetzer. Diese Gleichspannungsumsetzer sind teuer und erzeugen Schaltspannungen, die zu Beanstandungen der Arbeitsweise des Empfängers führen. Die hier verwendete Schaltung ist billiger und frei von Schaltspannungen.

Fig.3 und Fig.4 zeigen die genaue Schaltung des Abschnitts 60, der zur Signalerkennung und -Auswertung verwendet wird.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der in Fig.3 und Fig.4 detailliert dargestellten Schaltung des Abschnitts 60, der zur Signalerkennung und Auswertung verwendet wird, näher beschrieben.

Wenn mindestens an einem Eingang mit den Eingangsklemmen 50-53 die anliegende hohe Spannung +VCC zu der tiefen Spannung -VCC wechselt, dann ändert sich auch das Potential am Verbindungspunkt 120 entsprechend, da die entsprechende der Dioden CRO, CRl, CR2 leitendjwird. Jedoch ist dieses niedrigere Potential nicht niedriger als das Bezugspotential des aus den Widerständen R150 und R151 gebildeten Spannungsteilers, so daß der Verstärker T seine hohe Ausgangsspannung +VCC beibehält.

Wenn auch mindestens an einem Eingang mit den Eingangsklemmen 54-56 die anliegende hohe Spannung +VCC zu der tiefen Spannung -VCC wechselt, dann wird die entsprechende Diode CR4, CR5 oder CR6 leitend. Die sich jetzt ergebende SpannungsabSenkung am

12L-Verbindungspunkt ''liegt unterhalb der Spannung V3 am unteren Eingang des Verstärkers T. Der Ausgang des Verstärkers T antwortet darauf mit einem Potentialwechsel von +VCC zu -VCC, wo-

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durch der Transistor Q201 gesperrt wird. Der Kondensator Cl lädt sich nun über, die Widerstände R153 und R154 auf.

Wenn nun die Spannung des Kondensators Cl sich auf einen Wert oberhalb des Potentials, was der aus den Widerständen Rl55 und R158 gebildeten Spannungsteilers aufweist, aufgeladen hat, dann wechselt der Verstärker V von der tiefen Spannung -VCC zu der hohen +VCC.

Wenn jedoch das Eingangssignal entweder auf den Leitungen 54-56 des hohen Frequenzbereichs oder auf den Leitungen 50-53 des niedrigen Frequenzbereichs abklingt, bevor der Verstärker V seinen Zustand geändert hat, dann kehrt der Ausgang des Verstärkers T sofort zu seiner hohen Spannung +VCC zurück.

Der hohe Spannungszustand des Verstärkers T, macht den Transistor Q201 leitend und entlädt den Kondensator Cl schnell über R154. Dieser Vorgang setzt.die Koinzidenz von mindestens einem Signal von vorgeschriebener Länge in jedem Frequenzbereich voraus. Diese Koinzidenzforderung bezüglich der Signale minimalisiert die Gefahr der Anschaltung durch Sprachsignale.

Der Ausgang des Verstärkers V liegt an dem invertierenden Eingang des Verstärkers V, so daß bei hohen Spannungszustand +VCC am Verstärkerausgang ü der Verstärkerausgang V den tiefen Spannungszustand -VCC einnimmt, solange die beiden oben erwähnten Signale anliegen. Dieser Ausgang V zeigt einem nicht näher bezeichneten Signalsteuergerat an, daß die empfangenen Signale bei diesem Vorgang Gültigkeit haben.

Der hohe Spannungszustand am Ausgang des Verstärkers V macht den Transistor Q2O2 stromführend. Der Transistor O2O3 war ur-

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sprünglich leitend, so daß durch den leitend gewordenen Transistor Q2O2 an ihren Kollektoren keine Änderung erfolgt.

Die niederohmige Belastung des Verstärkers V sorgt für die Durchschaltung des Transistors' Q2O4 und somit für eine schnelle Entladung des Kondensators C22. Die Entladung bis unter die aus den Widerständen R17O und R171 gebildete Bezugsspannung des Kondensators C22 geschieht in weniger als 500 nsec.

Als Ergebnis fällt die Ausgangsspannung des Verstärkers W von dem hohen Spannungszustand +VCC auf den tiefen -VCC.

Der Ausgangspfad des Verstärkers W kann durch die Diode CRl29 und dem Widerstand Rl 68 zur Basis des Transistors Q2O3 verfolgt werden. Wenn nun der Verstärkerausgang W spannungsmäßig herunterfällt, sperrt Transistor Q2O3. Da schon vorher der Transistor Q2O2 leitend war, ändert sich die Spannung an den verbundenen Kollektoren der Transistoren Q2O2 und Q2O3 nicht. Wenn der Tiefspannungszustand am Verstärkerausgang W mit leitendem Transistor Q2O2 einhergeht, dann wird der Transistor Q2O5 gesperrt, wenn sich die gemeinsame Kollektorspannung ändert. Die Spannung 210 wird das aus den Widerständen R174 und R175 gebildete Bezugspotential.

An den Eingängen der Anschlüsse 50-56 ist wenigstens ein Eingangssignal in jeder Gruppe heruntergegangen. Dieser Tiefspannungszustand passiere zum Beispiel den Widerstand R201. Verfolgt man einen Pfad' durch die Diode CR2O8, dann findet man den Transistor Q2O6 gesperrt vor und deswegen erscheint an der Anode der Diode CR2O8 eine Tiefspannung, die die Diode CR2O8 sperrend vorspannt.

Der Tiefspannungseingang wird mit dem Hochspannungsausgang +VCC am (+)-Anschluß des Verstärkers A addiert. Erinnert sei, daß vor

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der Gültigbewertung des Signals der Transistor Q2O5 leitend war und daß am invertierenden Verstärkereingang A das Tiefsignal -VCC lag. Die Summe aus Tiefspannung am Eingang plus Ausgangsspannung von Verstärker A liegt nicht unter der Spannung am invertierenden Verstärkereingang A. So ändert sich am Verstärkerausgang A nichts. Jedoch nach der Bewertung des Signals wird der Transistor Q2O5 gesperrt und es erscheint die Bezugsspannung des Verbindungspunktes 21O am invertierenden Eingang des Verstärkers A.

Die Summe aus hohem Spannungszustand am Verstärkerausgang A plus Erscheinen eines Eingangszustandes unterhalb der Bezugsspannung des Verbindungspunktes 210 veranlaßt den Verstärkerausgang A den Tiefspannungszustand einzunehmen.Dieser bleibt erhalten, auch wenn das Eingangssignal den Tiefspannungszustand nicht beibehält.

Es sei noch erwähnt, daß der Verstärkerausgang W direkt auf die Gültigbewertung runtergeht und so den Kondensator C3O3 über den Widerstand R169 entlädt. Wenn C3O3 bis zu einer Spannung unterhalb der aus dem Teiler mit den Widerständen R166 und R167 gebildeten Referenzspannung abgesunken ist, dann ändert der Verstärkerausgang X seinen Zustand von hoch zu tief. Der Ausgangszustand -VCC des Verstärkers X bewirkt die Durchschaltung des Transistors Q2O6, schaltet die Diode CR7O8 in Durchlaßrichtung, und läßt an der Kathode der Diode CR2O8 ein Potential von ungefähr +VCC entstehen. Jetzt können keine weiteren Eingangssignale durch die Verstärker A und G gelangen.

Schließlich enden die Signale an den Eingängen 50-56. Dann kehrt Ausgang T zu seinem Hochspannungszustand zurück, Transistor Q2O1 wird gesättigt, Kondensator Cl entlädt sich, der

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Ausgang des Verstärkers U kehrt zu seinem Tiefspgmnungszustand -VCC zurück und Transistor Q2O2 wird stromlos. Transistor Q2O3 ist schon stromlos, so daß die gemeinsamen Kollektoren der Transistoren Q2O2 und Q2O3 ihren Tiefspannungszustand verlassen und eine höhere Spannung einnehmen, die von dem Teilverhältnis der Widerstände Rl64 und Rl65 bestimmt wird. Auf diese Weise erlaubt die Spannung auf Leitung 207 den Ausgängen der Verstärker H bis S von +VCC auf -VCC zu wechseln, wenn die Summe der Spannungen eines der zwei Signalverstärker A-G an ihren betreffenden nicht, invertierenden Eingängen unter der Spannung an ihren invertierenden Eingängen bleibt. Widerstand R322 und Widerstand R345 bilden Spannungsteiler, der den Zwei-aus-sieben-Code von den Verstärkern A-G in einen Zehnercode umwandelt, der einem und nur einem der Verstärker H-S gestattet, seinen Spannungszustand zu ändern.

Als Ergebnis sperrt der Transistor Q2O4 und Kondensator C22 lädt sich auf, wenn der Ausgang des Verstärkers U zu seinem Tiefspannungszustand zurückgekehrt ist. Solange Kondensator C22 noch nicht die aus dem Spannungsteiler RJ 70 und R] Ti gebildete Bezugsspannung erreicht hat, kann das Ausgangssignal eines der Verstärker H-S bestehen bleiben. Wenn jedoch Kondensator C22 ausreichend geladen ist, kehrt ein Ausgang des Verstärkers W zu seinem hohen Spannungszustand zurück, der Transistor Q2O3 wird leitend und der Kreis kehrt zu seiner Normallage zurück.

Aus dem Ausführungsbeispiel ist ersichtlich, daß die Zeitmessung durch eine spannungsempfindliche Anordnung geschieht und kein pulsgesteuerter Multivibrator wie in bekannten Systemen verwendet wird. Das vorgestellte System ist deswegen störungsanfälliger.

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Es ist ein verzögerter Ausgang vorgesehen, dessen direkter Vorteil es ist, daß bei Nebenstellenanlagen, die an öffentliche Vermittlungsstellen angeschlossen sind, keine Speicher notwendig sind.

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Claims (3)

1. D.Sellari 8-2
   Patentansprüche

   1^Schaltungsanordnung zum Empfang und zur Auswertung von Tonfrequenzzeichen nach dem m(-)-Code mit einem Signaldetektor, der die Signale hinsichtlich ihrer Amplitude und ihrem gleichzeitigen Auftreten in m Frequenzbereichen während einer Mindestzeit prüft und danach ein Gültigkeitssignal abgibt, welches die Weiterleitung der empfangenen Signale in Zwischenspeicher- und Auswerteschaltungen steuert, dadurch gekennzeichnet, daß jede Einzelfrequenz des empfangenen Tonfrequenzsignals über eine individuelle Torschaltung (R2O1,CR2O8) einem individuellen Zwischenspeicher (A-G) zugeführt wird, daß das Gültigkeitssignal (u) über ein erstes Verzögerungsglied (C22) alle Zwischenspeicher (A-G) freigibt, daß durch das Gültigkeitssignal nach weiterer Verzögerung (C3O3) alle Torschaltungen gesperrt werden, daß die Ausgangssignale der Zwischenspeicher 4A-G) über logische Verknüpfungen (R322,R323) entpsrechend dem gewünschten Code zusammengefaßt werden, daß nach Ablauf einer weiteren Zeit die mit den logischen Verknüpfungen verbundenen Auswerteglieder (H-S) für eine vorgegebene Zeit freigegeben werden, daß in zeitlicher Abhängigkeit von der Freigabe der Auswerteglieder ein Signal (21O) abgeleitet wird, durch das alle Zwischenspeicher gelöscht werden und daß durch ein vom Ende des Gültigkeitssignals und der Löschung der Zwischenspeicher abgeleitetes Signal (2O6) die Torschaltungen freigegeben werden.
2. 2.Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für das Signal zur Freigabe der Auswerteglieder zusätzlich das Ende des Gültigkeitssignals ausgewertet wird.

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3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzelehnet, daß als Zwischenspeicher Operationsverstärker (A-G) verwendet werden und daß das Ausgangssignal auf den Signaleingang derart zurückgeführt wird, daß ein nach dem Sperren der Torschaltung abgegebenes Signal bis zur Löschung des Zwischenspeichers aufrechterhalten wird.

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