DE19941311C1 - Band filter - Google Patents

Band filter

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Abstract

The invention relates to a high-frequency band pass filter assembly, comprising a master resonator and at least one stop-band resonator which is coupled thereto. The aim of the invention is to construct a filter structure in such a way, that with a given number of poles, the highest possible number of transmission zero positions occur in the stop bands, whereby in relation to known resonator configurations, no overcoupling is used between non-adjoining resonators. To this end, the stop-band resonator(s) is/are coupled to the master resonator in such a way that the stop-band resonator generates both transmission zero positions and transmission pole positions in tandem with the master resonator.

Description

Die Erfindung betrifft ein Bandfilter zur hochselektiven Filterung hochfrequenter elektromagnetischer Signale in einem Betriebsfrequenzbereich zwischen ca. 0,5 GHz und ca. 100 GHz.The invention relates to a band filter for highly selective Filtering high frequency electromagnetic signals in an operating frequency range between approx. 0.5 GHz and approx. 100 GHz.

Aus der DE 42 32 054 ist ein Mikrowellenfilter mit einem dazu in Reihe geschalteten Koaxialresonator als Bandsperre bekannt. Die Bandsperre dient dazu, Störfrequenzen, die außerhalb des Filterbandes liegen, zu eliminieren. Aus der US 3,747,030 A ist ein Bandfilter mit Koaxialresonatoren von Viertelwellenlänge bekannt, bei dem Signale neben der Bandfrequenz stark gedämpft werden. Aus der US 5,291,161 A ist ein Bandpaßfilter mit einer Hauptleitung und an diese angekoppelten Stichleitungen bekannt, welche als Bandsperren dienen. Aus der Druckschrift I. C. Hunter und J. D. Rhodes; "Electronically tunable microwave bandstop filters", in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-30, No. 9, Sept. 1982, Seiten 1361-1367 ist eine ähnliche Anordnung bekannt, bei der die Stichleitungen mit der Hauptleitung nicht galvanisch verbunden sind. Schließlich ist aus der DE 24 42 618 C2 ein Filter mit einer Streifenleitung und mit an diese angekoppelten Zweigleitungen bekannt.DE 42 32 054 describes a microwave filter with a in addition connected in series as coaxial resonator Band lock known. The band stop serves Interference frequencies that are outside the filter band, too eliminate. A band filter is known from US Pat. No. 3,747,030 A. known with coaxial resonators of quarter wavelength, where the signals are strongly attenuated in addition to the band frequency become. From US 5,291,161 A is a bandpass filter a main line and coupled to it Stub lines known, which serve as band reject devices. From I.C. Hunter and J.D. Rhodes; "Electronically tunable microwave bandstop filters", in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-30, No. 9, Sept. 1982, pages 1361-1367 is one Similar arrangement known in which the stub lines are not galvanically connected to the main line. Finally, from DE 24 42 618 C2 there is a filter a strip line and with coupled to it Branch lines known.

Hochfrequenz-Bandpaßfilter bilden eine wichtige Komponente in Systemen der Kommunikationstechnik, wie z. B. im terrestrischen und satellitengestützten Rund-, Richt- und Mobilfunk als auch in Radar- und Navigationssystemen. Hierbei übernehmen z. B. in Funkempfängern einzelne Filter die Funktion der Vorselektion, also des Unterdrückens unerwünschter Interferenzsignale und Filterbänke die Funktion der Frequenzkanalisation. In Funksendern dienen einzelne Bandpaßfilter u. a. zur Unterdrückung von Außerband- Spektralanteilen im Ausgangssignal der Verstärker und Filterbänke dienen in Form von Ausgangsmultiplexern zum Zusammenführen verschiedener Trägersignale auf eine gemeinsame Antenne.High frequency bandpass filters are an important one Component in systems of communication technology, such as e.g. B. in terrestrial and satellite-based round,  Directional and mobile radio as well as in radar and Navigation systems. Here take over z. B. in Radio filters individual filters the function of the Preselection, i.e. suppressing unwanted Interference signals and filter banks the function of the Frequency sewerage. Individuals serve in radio transmitters Bandpass filter u. a. to suppress out-of-band Spectral components in the output signal of the amplifiers and Filter banks are used in the form of output multiplexers Merging different carrier signals on one common antenna.

Bei Hochfrequenz-Bandpaßfiltern kann zunächst eine Unterscheidung zwischen aktiven und passiven Ausführungen vorgenommen werden. Bei hohen Anforderungen an die Linearität und Rauscharmut kommen nur die hier weiter betrachteten passiven Filter in Frage. Die Funktion passiver elektromagnetischer Filter beruht auf der Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie. Bei Filtern aus diskreten Bauelemente findet die Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie separat voneinander, in einer endlichen Zahl räumlich getrennter diskreten Elemente, nämlich in Kapazitäten und Induktivitäten statt. Da die geometrischen Abmessungen dieser diskreten Bauelemente sehr viel kleiner als die Betriebswellenlänge, typischerweise kleiner als ein Zehntel der geführten Wellenlänge, sein müssen und andererseits die Leerlaufgüte dieser Bauelemente mit Verkleinerung der Abmessungen stark abnimmt, werden für steilflankige Filter oberhalb von ca. 1 GHz bevorzugt Strukturen aus gekoppelten Resonatoren anstelle von Zusammenschaltungen aus diskreten Kapazitäten und Induktivitäten benutzt. In the case of high-frequency bandpass filters, one can initially Differentiation between active and passive executions be made. With high demands on the Linearity and low noise levels only get ahead here considered passive filters in question. The function passive electromagnetic filter is based on the Storage of electrical and magnetic field energy. For filters made of discrete components, the Storage of electrical and magnetic field energy separately from each other, in a finite number spatial separate discrete elements, namely in capacities and Inductors instead. Because the geometric dimensions of these discrete components much smaller than that Operating wavelength, typically less than one Tenths of the guided wavelength, must be and on the other hand, the idle quality of these components Reduction in dimensions decreases sharply for steep-sided filters above about 1 GHz preferred Coupled resonator structures instead of Interconnections of discrete capacities and Inductors used.  

Für die Bauformen von Resonatoren, welche die Bausteine der hier betrachteten Filterklasse darstellen, steht eine große Zahl unterschiedlicher Typen zur Auswahl. Aus koaxialen TEM-Leitungsstücken und Hohlleiterstücken werden Koaxialresonatoren bzw. Hohlraumresonatoren gebildet, bei denen das elektromagnetische Feld vollständig durch leitende Flächen eingeschlossen wird. Diese Resonatoren können zur Volumensreduktion und zur Veränderung des räumlichen Feldverlaufs teilweise oder vollständig mit verlustarmen dielektrischen Material gefüllt werden. In dielektrischen Resonatoren erfolgt der Feldeinschluß hauptsächlich durch die Grenzfläche zwischen dem dielektrischen Material und der umgebenden Luft und das von dieser Grenzfläche nach außen räumlich abklingende Feld wird gegebenenfalls durch Metallgehäuse abgeschirmt. Planare Resonatoren, zu denen Mikrostreifenleitungs-, Streifenleitungs- und Koplanarresonatoren gehören, bestehen aus planaren Leiterbahnen auf einem dielektrischen Substrat.For the designs of resonators, which are the building blocks of the filter class considered here is one large number of different types to choose from. Out coaxial TEM line pieces and waveguide pieces become coaxial resonators or cavity resonators formed where the electromagnetic field is completely enclosed by conductive surfaces. These resonators can be used for volume reduction and  to change the spatial field profile partially or completely with low loss dielectric material to be filled. This takes place in dielectric resonators Field confinement mainly through the interface between the dielectric material and the surrounding air and the field that decays spatially outwards from this interface may be shielded by a metal housing. Planar resonators to which Microstrip line, stripline and coplanar resonators include consist of planar conductor tracks on a dielectric substrate.

Die Auswahl der Bauform der Resonatoren wird u. a. von der von der Filterspezifikation (siehe unten) erforderlichen Leerlaufgüte der Resonatoren beeinflußt. Eine hohe Leerlaufgüte bedeutet in konventioneller Technologie eine relativ große geometrische Abmessung der Resonatoren. Andererseits ist im unteren GHz-Bereich das für die Gesamtheit aller Resonatoren eines Filters zur Verfügung stehende Volumen begrenzt. Eine Reduktion des Volumenbedarfs um ca. 50% erhält man durch Doppelausnutzung von Resonatoren über orthogonale Moden (Dual-Mode-Resonatoren). Eine Ausnahme von der Regel, daß hohe Leerlaufgüten große geometrische Abmessungen bedeuten, erreicht man bei Verwendung gekühlter planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern. Eine weitere technologische Entwicklung in Richtung auf kompakte Hochguteresonatoren ergibt sich aus den Fortschritten bei der Entwicklung extrem verlustarmer dielektrischer Materialien mit hoher Dielektrizitätszahl für dielektrische Resonatoren. Auf die Auswahl der Resonator- Bauform hat auch die geforderte Leistungsverträglichkeit (Erwärmung, Multipakting) einen Einfluß.The selection of the design of the resonators is u. a. from the from the Filter specification (see below) affects the required idling quality of the resonators. A In conventional technology, high idling quality means a relatively large geometric Dimension of the resonators. On the other hand, in the lower GHz range that is for the whole volume available for all resonators of a filter. A reduction the volume requirement of approx. 50% is obtained by using resonators twice orthogonal modes (dual-mode resonators). An exception to the rule that high Idle qualities mean large geometrical dimensions can be achieved in use cooled planar resonators made of high temperature superconductors. Another technological development towards compact high-quality resonators results from advances in the development of extremely low loss dielectric materials high dielectric constant for dielectric resonators. On the selection of the resonator The design also has the required performance compatibility (heating, multipacting) Influence.

Das elektrische Verhalten eines Bandpassfilters wird charakterisiert durch Frequenz- Bandbreite (Durchlaßbreite) und Lage des Durchlaßbereichs, durch die maximal zulässige Einfügungsdämpfung und minimale Reflexionsdämpfung im Durchlaßbereich, durch die Breite der Übergangsbereiche zwischen Durchlaßbereich und den Sperrbereichen sowie durch die minimale Sperrdämpfung im Sperrbereich.The electrical behavior of a bandpass filter is characterized by frequency Bandwidth (pass width) and position of the pass band, by the maximum permissible Insertion loss and minimal reflection loss in the pass band, through which Width of the transition areas between the passband and the restricted areas as well as the minimum barrier damping in the restricted area.

Zur Realisierung eines Bandpassfilters werden NR Resonatoren untereinander so verkoppelt, daß das Gesamtsystem aus gekoppelten Resonatoren insgesamt N komplexwertige Eigenfrequenzen (N Pole) im Bereich des Durchlaßbereichs aufweist (N = NR bei Einfach- und N = 2NR bei Doppelausnutzung von Resonatoren). Weiterhin kann durch geeignete Koppelmaßnahmen (siehe weiter unten) erreicht werden, daß in den Sperrbereichen insgesamt M < N Dämpfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen auftreten. To implement a bandpass filter, N R resonators are coupled to one another such that the overall system of coupled resonators has a total of N complex natural frequencies (N poles) in the region of the pass band (N = N R for single and N = 2N R for double use of resonators). Furthermore, by means of suitable coupling measures (see further below) it can be achieved that a total of M <N damping poles (transmission zeros) occur at finite frequencies in the blocked regions.

Aus dem Verhältnis der Übergangsbreite zur Durchlaßbreite ("relative Steilheit der Filterflanken") folgt die Zahl N der notwendigen Pole.From the ratio of the transition width to the passage width ("relative steepness of the Filter edges ") follows the number N of the necessary poles.

Für die folgende Beschreibung der mit der Erfindung erzielten Vorteile ist von großer Wichtigkeit, daß bei gegebener relativer Steilheit der Filterflanken die notwendige Zahl der Polstellen N mit wachsendem M/N monoton abnimmt. Bei gegebener Durchlaßbreite kommt man für eine verlangte Flankensteilheit mit einer geringeren Polzahl N aus, wenn man anstelle eines Tschebyscheff-Filters mit M = 0, ein quasi-elliptisches Filter mit M < 0 verwendet. Die erforderliche Polzahl N wird auch verringert, wenn man anstelle eine quasi-elliptischen Filters mit M < N - 1 ein "echt elliptisches" Filter mit M = N - 1 verwendet. Aufgrund der ohmschen und dielektrischen Verluste in den Resonatoren des Filters wird der Frequenzgang des Filters in der Weise degradiert, daß die erzielbare Steilheit der Filterflanken durch Abrundungseffekte begrenzt wird und die dissipative Einfügungsdämpfung im Durchlaßbereich erhöht wird. Da diese Degradation aber in erster Näherung nur von der Polzahl N und nicht von der Zahl M der Transmissions-Nullstellen abhängt, kann man also bei gegebener Leerlaufgüte der Resonatoren Filter mit höheren Flankensteilheiten und geringerer dissipativer Einfügungsdämpfung realisieren, wenn man M/N erhöht.The following description of the advantages achieved by the invention is of great importance It is important that, given the relative steepness of the filter edges, the necessary number of Pole points N decrease monotonically with increasing M / N. For a given passage width comes for a required edge steepness with a smaller number of poles N if instead of a Chebyshev filter with M = 0, a quasi-elliptical filter with M <0 is used. The required number of poles N is also reduced if instead of a quasi-elliptical filter with M <N - 1 a "real elliptical" filter with M = N - 1 is used. Because of the ohmic and dielectric losses in the resonators of the filter is the frequency response of the filter in degraded in such a way that the achievable steepness of the filter edges due to rounding effects is limited and the dissipative insertion loss in the pass band is increased. There this degradation in a first approximation only from the number of poles N and not from the number M. depends on the transmission zeros, you can with a given idle quality of Resonators Filters with higher slope and less dissipative Realize insertion loss by increasing M / N.

Der bei Filtern aus gekoppelten Resonatoren heute überwiegend beschrittene Weg zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen besteht in der Einführung von Kopplungen zwischen nicht direkt benachbarten Resonatoren ("Überkopplungen"), zusätzlich zu den direkten Kopplungen benachbarter Resonatoren. Der konventionelle Bandpaß besteht aus einer Kaskade von Resonatoren, wobei die inneren Resonatoren mindestens mit ihren beiden Nachbarn gekoppelt und die beiden äußeren Resonatoren mit den Filtertoren gekoppelt sind. Ohne zusätzliche Kopplung zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, treten keine Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen auf, d. h. es gilt M = 0. Überkopplungen mit geeigneter Stärke und Vorzeichen, also Kopplungen zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, führen zu Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen, wobei pro Überkopplung, je nach Lage des Koppelpfades, ein bis zwei Transmissions-Nullstellen produziert werden. Strebt man aus den oben erwähnten Gründen ein möglichst großes Nullstellen-Polstellen-Verhältnis M/N sowie die höchste Freiheit bei der Wahl der Frequenzlage der einzelnen Transmissions-Nullstellen an, so führt dies zu einem Kopplungsschema, welches als "kanonische Kopplungsstruktur" bezeichnet wird und bei geradzahliger Polzahl N unter Benutzung von N - 2 verschiedenen Überkopplungen auf N - 2 frei plazierbare Transmissions-Nullstellen führt. Für M = N - 2 Nullstellen, welche symmetrisch zum Durchlaßbereich liegen, benötigt man wenigstens (N - 2)/2 Überkopplungen. Die praktische Realisierung solcher Filter mit einer hohen Zahl von Überkopplungen führt in der Regel auf topologische Probleme bei der Wahl der räumlichen Anordnung der Resonatoren und Koppelelemente. Da bei der kanonischen Kopplungsstruktur erster und letzter Resonator gekoppelt und damit in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet werden müssen, ergibt sich bei Filtern hoher Ordnung N ein Problem bei der Realisierung genügend hoher Sperrdämpfungen.The path that has mainly been followed today for filters made from coupled resonators Generating transmission zeros consists in the introduction of couplings between not directly adjacent resonators ("overcouplings"), in addition to the direct coupling of adjacent resonators. The conventional bandpass consists of a cascade of resonators, the inner resonators at least with their two Neighbors coupled and the two outer resonators are coupled to the filter gates. Without additional coupling between non-adjacent resonators, none occur Transmission zeros at finite frequencies, i. H. M = 0 applies. Couplings with a suitable strength and sign, i.e. couplings between non-neighboring ones Resonators lead to transmission zeros in the blocked areas, whereby pro Overcoupling, depending on the position of the coupling path, one to two transmission zeros to be produced. If you strive for the largest possible for the reasons mentioned above Zero-to-pole ratio M / N as well as the greatest freedom in choosing the Frequency position of the individual transmission zeros, this leads to a Coupling scheme, which is called "canonical coupling structure" and at even number of poles N using N - 2 different couplings to N - 2 freely placeable transmission zeros. For M = N - 2 zeros, which are symmetrical to the pass band, at least (N - 2) / 2 couplings are required. The  practical implementation of such filters with a high number of overcouplings leads in the Rule on topological problems when choosing the spatial arrangement of the resonators and coupling elements. Because in the canonical coupling structure first and last resonator coupled and must therefore be arranged in close proximity to each other, results with filters of high order N a problem in realizing sufficiently high ones Barrier damping.

Nach dem Stand der Technik wird zur Realisierung von Transmissions-Nullstellen alternativ zur Verwendung einer Resonatorkonfiguration mit Überkopplungen zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, eine in der angelsächsischen Literatur als "Extracted-Pole- Structure" bezeichnete Konfiguration verwendet, wobei an die Zuleitungen zum Eingangs- und/oder Ausgangstor eines Bandpassfilters ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen, zusätzliche Resonatoren so angekoppelt werden, daß sie Transmissions- Nullstellen in den Sperrbereichen realisieren. Der Nachteil dieses Konzepts liegt in der Notwendigkeit der Verwendung zusätzlicher Resonatoren, also in der Notwendigkeit für ein Filter mit der Polzahl N, insgesamt NR < N Resonatoren verwenden zu müssen.According to the prior art, in order to implement transmission zeros, alternatively to using a resonator configuration with overcouplings between non-adjacent resonators, a configuration referred to in the Anglo-Saxon literature as "Extracted Pole Structure" is used, with the leads to the input and / or output gate of a bandpass filter without transmission zeros at finite frequencies, additional resonators can be coupled in such a way that they realize transmission zeros in the blocked regions. The disadvantage of this concept lies in the need to use additional resonators, that is, in the need for a filter with the number of poles N to have to use a total of N R <N resonators.

Mit der vorliegenden Erfindung soll dementsprechend ein Weg zur Realisierung von Bandpaßfiltern aus gekoppelten Resonatoren mit bis zu M = N - 1 beliebig im Sperrband plazierbaren Dämpfungspolen angegeben werden, wobei keine Überkopplungen und keine "Extracted-Pole"-Resonatoren eingesetzt werden und damit die Nachteile dieser Konzepte vermieden werden.Accordingly, the present invention is intended to be a way of realizing Bandpass filters from coupled resonators with up to M = N - 1 arbitrarily in the stop band Placeable damping poles are specified, with no overcouplings and none "Extracted-pole" resonators are used and thus the disadvantages of these concepts be avoided.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Bandfilter gemäß Patentanspruch 1. Dabei sind die Sperr-Resonatoren derartig in die Bandpassfilter-Struktur integriert, daß sie sowohl die erwünschten Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen, als auch, zusammen mit einem durch Diskontinuitäten begrenzten Leitungsstück die notwendige Zahl von Eigenresonanzen (Polen) realisieren, wobei die Zahl NR der notwendigen Resonatoren nicht größer als die Zahl der Pole N ist und bis zu N - 1 Transmissions-Nullstellen realisiert werden können. Diese erfindungsgemäße Resonatorkonfiguration und die darauf aufbauende Bandpassfilter-Struktur ist durch folgende Merkmale gekennzeichnet:
The object is achieved according to the invention by a bandpass filter according to claim 1. The blocking resonators are integrated into the bandpass filter structure in such a way that they both the desired transmission zeros in the blocking regions and, together with a line section limited by discontinuities, the necessary one Realize the number of natural resonances (poles), the number N R of the necessary resonators being no greater than the number of poles N and up to N-1 transmission zeros being able to be realized. This resonator configuration according to the invention and the bandpass filter structure based thereon are characterized by the following features:

  • a) Das Bandpassfilter wird aus einem oder einer Kaskade von impedanz-symmetrischen Filtergliedern mit 2m (m = natürliche Zahl) Transmissions-Nullstellen und 2m + 1 Polstellen aufgebaut.a) The bandpass filter is made up of one or a cascade of impedance-symmetrical Filter elements with 2m (m = natural number) transmission zeros and 2m + 1 Pole points established.
  • b) Das einzelne impedanz-symmetrische Filterglied besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstück, als Hauptresonator bezeichnet, an das m Paare von Sperr-Resonatoren angekoppelt sind, derart daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanz des Hauptresonators verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt.b) The single impedance-symmetrical filter element consists of one by two Discontinuities limited pipe section, referred to as the main resonator, to the m Pairs of blocking resonators are coupled, such that due to the longitudinal  Field distribution on the main resonator coupling to the blocking resonators at the The resonance of the main resonator disappears, but at different frequencies takes on a finite value.
  • c) Zusätzlich zu den impedanz-symmetrischen Filtergliedern können zum Aufbau eines Bandpassfilters impedanz-unsymmetrische Filterglieder Verwendung finden, welche durch Modifikation der impedanz-symmetrischen Glieder dadurch entstehen, daß die Diskontinuitäten des Leitungsstücks nicht mehr symmetrisch zu den Ankoppelstellen der Sperr-Resonator-Paare gewählt werden und die Länge des Leitungsstücks nicht mehr die Resonanzbedingung erfüllt. Ein einzelnes impedanz-unsymmetrisches Filterglied realisiert mit Hilfe von zwei Sperr-Resonatoren zwei Pole und zwei Transmissions-Nullstellen.c) In addition to the impedance-symmetrical filter elements can be used to build a Bandpass filters find impedance-unbalanced filter elements which by modifying the impedance-symmetrical elements that the Discontinuities of the line section no longer symmetrical to the coupling points of the Locking resonator pairs are selected and the length of the line section is no longer the Resonance condition met. A single impedance-unbalanced filter element is realized with the help of two blocking resonators two poles and two transmission zeros.

Die oben getroffene Unterscheidung zwischen impedanz-symmetrischen und impedanz- unsymmetrischen Filtergliedern ist so zu verstehen, daß bei einem impedanz-symmetrischen Filterglied bei Beschaltung von Ein- und Ausgangstor mit der gleichen Impedanz, die Maximalwerte des Leistungs-Übertragungsfaktors bei vernachlässigbaren Verluste den Wert Eins erreichen, während beim übertragungs-unsymmetrischen Filterglied vollständige Leistungsübertragung nur für stark unsymmetrische Tor-Impedanzen erreichbar ist. Daher werden impedanz-unsymmetrische Filterglieder nur in Verbindung mit impedanz- symmetrischen Gliedern verwendet.The above distinction between impedance-symmetrical and impedance- Unsymmetrical filter elements should be understood to mean that with an impedance-symmetrical Filter element with connection of input and output gate with the same impedance that Maximum values of the power transmission factor with negligible losses the value Achieve one, while with the transmission unbalanced filter element complete Power transmission can only be achieved for highly asymmetrical gate impedances. Therefore Are impedance-unbalanced filter elements only in connection with impedance- symmetrical links used.

Die weitere Erläuterung der Erfindung erfolgt anhand des in den Zeichnungen 1 bis 4 dargestellten Grundprinzips und der in den Zeichnungen 5 bis 12 dargestellten Ausführungsbeispiele.The further explanation of the invention is based on that in the drawings 1 to 4 illustrated basic principle and that shown in the drawings 5 to 12 Embodiments.

Fig. 1e zeigt auf schematische Weise den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen impedanz-symmetrischen Filterglieds mit Ng = 3 Polen und Mg = 2 Transmissions-Nullstellen und die Fig. 1a bis 1d zeigen auf schematische Weise Strukturen, welche dem Stand der Technik entsprechen und daher nur zur schrittweisen Erläuterung des Grundprinzips der erfindungsgemäßen Struktur nach Figure 1e dienen. Fig. 1a zeigt symbolhaft eine homogene Hochfrequenzleitung 1, wobei diese Leitung als metallische TEM-Leitung z. B. als eine Koaxialleitung, als eine planare Leitung wie z. B. eine Mikrostreifenleitung oder Streifenleitung oder Koplanarleitung, oder als Hohlleiter oder als dielektrische Leitung ausgeführt sein kann. Bei Vernachlässigung der Dissipation wird der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 2, also die Frequenzabhängigkeit des Verhältnisses der am reflexionsfrei abgeschlossenem Tor 2 heraustretenden Leistung P2 zu der am Tor 1 einfallenden Leistung Peinf, im betrachteten Betriebsfrequenzbereich der Leitung unabhängig von der Frequenz gleich Eins. Fig. 1e shows diagrammatically the basic construction of an impedance-symmetric filter member according to the invention with N g = 3 Poland and M g = 2 transmission zeros and Figs. 1a to 1d show schematically structures corresponding to the prior art, and therefore only serve to explain the basic principle of the structure according to the invention according to Figure 1 e step by step. Fig. 1a symbolically shows a homogeneous high-frequency line 1 , which line as a metallic TEM line z. B. as a coaxial line, as a planar line such. B. a microstrip line or strip line or coplanar line, or as a waveguide or as a dielectric line. Neglecting the dissipation of the frequency response of the power transfer factor 2, so the frequency dependence of the ratio of the reflection-free completed Tor 2 emergent power P 2 is simp to the incident at port 1 output P, in the considered operating frequency range of the line regardless of the frequency equal to one.

Fig. 1b zeigt schematisch eine gegenüber Fig. 1a abgeänderte Struktur, wobei zwei Diskontinuitäten 3 symmetrisch in den Leitungszug eingeführt sind. Diese Diskontinuitäten definieren ein Leitungsstück endlicher Länge a, auf dem elektromagnetische Eigenschwingungen bei denjenigen Frequenzen auftreten, bei denen die Länge a einem ganzzahligen Vielfachen der Leitungswellenlänge entspricht und diese Eigenschwingungen sind durch stehende Wellen mit Knoten und Bäuchen der elektrischen und magnetischen Feldstärke entlang der Leitung gekennzeichnet, wobei in der Symmetrieebene 4 bei der Resonanzfrequenz ein Knoten der elektrischen oder magnetischen Feldstärke existiert. Die so entstandene Struktur stellt einen, nach dem Stand der Technik wohlbekannten 1-poligen Bandpass dar, der durch einen Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 4 mit einem Maximum P2/Peinf = 1 bei einer Frequenz f0 gekennzeichnet ist. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten können technisch z. B. in Form von Leitungsunterbrechungen oder in Form metallischer Blenden ausgebildet sein, und es ist nach dem Stand der Technik ebenfalls wohlbekannt, daß über die Stärke der Kopplung zwischen den Zuleitungen und den Enden des als Resonator dienenden Leitungsstücks, die Frequenz-Bandbreite Δf der Transmissionskurve verändert werden kann. Fig. 1b shows schematically a modified structure compared to Fig. 1a, wherein two discontinuities 3 are introduced symmetrically in the cable run. These discontinuities define a line section of finite length a, on which electromagnetic natural vibrations occur at those frequencies at which the length a corresponds to an integral multiple of the line wavelength and these natural vibrations are characterized by standing waves with nodes and antinodes of the electrical and magnetic field strength along the line, a node of the electric or magnetic field strength exists in the plane of symmetry 4 at the resonance frequency. The structure thus created represents a 1-pole bandpass, which is well known in the prior art and is characterized by a frequency response of the power transmission factor 4 with a maximum P 2 / P einf = 1 at a frequency f 0 . The discontinuities limiting the line piece can technically z. B. in the form of line interruptions or in the form of metallic diaphragms, and it is also well known in the art that about the strength of the coupling between the leads and the ends of the line section serving as a resonator, the frequency bandwidth Δf of the transmission curve can be changed.

Fig. 1c zeigt eine gegenüber Fig. 1a abgeänderte Struktur, wobei ein Resonanzkreis 6 ("Sperr-Resonator") an die Leitung angekoppelt ist, so daß der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 7 eine Transmissions-Nullstelle bei der Frequenz fs aufweist. Diese Struktur stellt den nach dem Stand der Technik wohlbekannten Aufbau eines "Notch- Filters" dar. Fig. 1c shows a modified structure compared to Fig. 1a, wherein a resonant circuit 6 ("blocking resonator") is coupled to the line, so that the frequency response of the power transmission factor 7 has a transmission zero at the frequency f s . This structure represents the structure of a "notch filter" which is well known in the prior art.

Fig. 1d zeigt eine gegenüber Fig. 1c abgeänderte Struktur dar, wobei anstelle eines Sperr-Resonators zwei Sperr-Resonatoren 8 mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen angekoppelt sind und zu zwei Transmissions-Nullstellen bei fs1 und fs2 führen. FIG. 1d shows a structure that is modified compared to FIG. 1c, wherein instead of a blocking resonator, two blocking resonators 8 with different resonance frequencies are coupled and lead to two transmission zeros at f s1 and f s2 .

Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung besteht nun darin, aus einer Kombination der Struktur nach Fig. 1b und des Sperr-Resonator-Paars von Fig. 1d, die Struktur nach Fig. 1e zu bilden. Das Leitungsstück endlicher Länge bildet einen Resonator, hier als Hauptresonator bezeichnet, welcher in der Mitte einen Knoten des elektrischen oder magnetischen Felds besitzt. Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die Wahl der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator in der Weise, daß bei der Frequenz f0 diese Kopplung verschwindet, wobei dies z. B. dadurch erreicht wird, daß bei Vorliegen eines Knoten des elektrischen Felds eine elektrische Kopplung und bei Vorliegen eines Knotens des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung gewählt wird. Durch diese Maßnahme wird einerseits die Resonanz des Hauptresonators bei der Frequenz f0 nicht durch das Sperr-Resonator-Paar gestört und andererseits erhält man aufgrund der Kopplung zwischen Sperr-Resonator-Paar und Hauptresonator für Frequenzen verschieden von f0 zwei zusätzliche Eigenschwingungen. In dieser erfindungsgemäßen Struktur übernehmen die beiden Sperr-Resonatoren damit eine Doppelfunktion, indem sie einerseits - wie in der Struktur nach Fig. 1d - zwei Transmissions-Nullstellen realisieren und andererseits zusammen mit dem Leitungsstück insgesamt 3 Eigenschwingungen (3 Pole) produzieren. Der Frequenzgang 10 der Struktur nach Fig. 1e ist also bei geeigneter Wahl der Resonanzfrequenzen und Koppelstärken durch drei Transmissionsmaxima bei f1, f2 und f3 sowie zwei Transmissions-Nullstellen bei fs1 und fs2 gekennzeichnet. Bei diesem Filterglied zur Realisierung von 3 Polen und zwei Transmissions-Nullstellen wird die Frequenzlage der Transmissions-Nullstellen durch die Resonanzfrequenzen der Sperr-Resonatoren bestimmt und die Frequenzlage des mittleren Transmissions-Maximums durch die Länge des Hauptresonators. Die Lage der beiden äußeren Transmissionsmaxima kann durch die Koppelstärke zwischen Hauptresonator und Sperr-Resonatoren verändert werden, wobei bei einer Vergrößerung der Kopplung, diese Frequenzen sich in Richtung auf die mittlere Frequenz verschieben.An essential aspect of the invention now consists in forming the structure according to FIG. 1e from a combination of the structure according to FIG. 1b and the blocking resonator pair from FIG. 1d. The line section of finite length forms a resonator, here referred to as the main resonator, which has a node of the electric or magnetic field in the middle. An important aspect of the invention is the choice of the coupling between the blocking resonators and the main resonator in such a way that this coupling disappears at the frequency f 0 , this z. B. is achieved in that when there is a node of the electric field, an electrical coupling and when there is a node of the magnetic field, a magnetic coupling is selected. This measure, on the one hand, does not interfere with the resonance of the main resonator at frequency f 0 by the blocking-resonator pair, and on the other hand, due to the coupling between the blocking-resonator pair and the main resonator, two additional natural oscillations are obtained for frequencies different from f 0 . In this structure according to the invention, the two blocking resonators thus assume a double function in that on the one hand they realize two transmission zeros - as in the structure according to FIG. 1d - and on the other hand produce a total of 3 natural oscillations (3 poles) together with the line section. The frequency response 10 of the structure according to FIG. 1e is therefore characterized by a suitable choice of the resonance frequencies and coupling strengths by three transmission maxima at f 1 , f 2 and f 3 and two transmission zeros at f s1 and f s2 . In this filter element for realizing 3 poles and two transmission zeros, the frequency position of the transmission zeros is determined by the resonance frequencies of the blocking resonators and the frequency position of the average transmission maximum by the length of the main resonator. The position of the two outer transmission maxima can be changed by the coupling strength between the main resonator and the blocking resonators, with an increase in the coupling, these frequencies shifting towards the middle frequency.

Ein weiterer wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die in Fig. 2 dargestellte Verallgemeinerung des Prinzips nach Fig. 1e zur Realisierung von Filtergliedern mit Mg = 2m Transmissions-Nullstellen und Ng = Mg + 1 = 2m + 1 Polen. In Fig. 2a ist nochmals der Fall m = 1 entsprechend Fig. 1e dargestellt. Falls das Leitungsstück bei der Mittenfrequenz eine halbe Wellenlänge lang ist ("Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge"), hängt die Art der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator davon ab, ob sich an den Enden des Leitungsstücks die Betrags-Maxima des elektrischen oder magnetischen Felds befinden. Im Falle elektrischer Feldmaxima an den Enden besitzt das elektrische Feld bei der Frequenz f0 einen Knoten in der Symmetrieebene und damit müssen nach obigen Designregeln die beiden Sperr-Resonatoren elektrisch gekoppelt werden, während im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden, wegen des Knoten des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung vorliegen muß. Um im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden trotzdem eine magnetische Kopplung zwischen Sperr-Resonatoren und Haupresonator verwenden zu können, muß die Länge des Leitungsstücks anstelle einer halben Mittenfrequenz- Leitungswellenlänge gleich einer vollen Wellenlänge entsprechen. Another essential aspect of the invention is the generalization of the principle according to FIG. 1e shown in FIG. 2 for the realization of filter elements with M g = 2m transmission zeros and N g = M g + 1 = 2m + 1 poles. In Fig. 2a the case m = 1 is shown again according to Fig. 1e. If the line section is half a wavelength long at the center frequency ("center frequency line wavelength"), the type of coupling between the blocking resonators and the main resonator depends on whether the magnitude maxima of the electrical or magnetic are at the ends of the line section Field. In the case of electric field maxima at the ends, the electric field at frequency f 0 has a node in the plane of symmetry and thus the two blocking resonators must be electrically coupled according to the above design rules, while in the case of magnetic field maxima at the ends, because of the node of the magnetic one Field, a magnetic coupling must be present. In order to be able to use a magnetic coupling between the blocking resonators and the main resonator in the case of magnetic field maxima at the ends, the length of the line section must correspond to a full wavelength instead of half the center frequency line wavelength.

Fig. 2b zeigt die erfindungsgemäße Verallgemeinerung für für m = 2, also Ng = 5 Pole und Mg = 4 Transmissions-Nullstellen, wobei zwei Paare von Sperr-Resonatoren im gegenseitigen Abstand von etwa λg/2 verwendet werden. FIG. 2b shows the generalization of the present invention for m = 2, therefore N = 5 g poles and M = 4 g transmission zeros, wherein two pairs are used by blocking resonators at a mutual distance of about .lambda..sub.g / 2.

Fig. 2c zeigt die erfindungsgemäße Erweiterung auf ein Filterglied mit Ng = 7 Polen und Mg = Ng - 1 = 6 Transmissions-Nullstellen. Fig. 2c shows the extension according to the invention a filter element with N g = 7 poles and M g = N g - 1 = 6 transmission zeros.

Die Vergrößerung der Polzahl N eines Filterglieds nach dem in den Abb. 2a bis 2c gezeigtem Prinzip wird durch die Frequenzlasge höherer unerwünschter Eigenschwingungen des Hauptresonators begrenzt, wobei die Verlängerung des Hauptresonators zur Erhöhung der Polzahl, die Eigenresonanzen des Hauptresonators im Frequenzbereich immer weiter zusammenrückt. Um trotz dieser Begrenzung Filter höherer Polzahl realisieren zu können, werden in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung zwei alternative Wege beschritten, nämlich eine Kaskadierung von impedanz-symmetrischen Filtergliedern nach Fig. 2a bis 2c und die Einführung impedanz-unsymmetrischer Filterglieder mit zwei Polen und Transmissions-Nullstellen pro Filterglied.The increase in the number of poles N of a filter element according to the principle shown in Figs. 2a to 2c is limited by the frequency layer of higher unwanted natural vibrations of the main resonator, the lengthening of the main resonator to increase the number of poles, the natural resonances of the main resonator in the frequency range moving ever closer together. In order to be able to implement filters with a higher number of poles in spite of this limitation, in a further embodiment of the invention two alternative paths are followed, namely a cascading of impedance-symmetrical filter elements according to FIGS. 2a to 2c and the introduction of impedance-asymmetrical filter elements with two poles and transmission Zeros per filter element.

Fig. 3 zeigt, wie aus einer Kaskade von Q Filtergliedern mit jeweils Ng Polen und Mg = N - 1 Transmissions-Nullstellen ein Filter mit der Polzahl N = Ng × Q und M = N - Q Transmissions-Nullstellen gebildet wird. Beispielhaft sind der Fall eines 9-poligen (9- kreisigen) Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng = 3 sowie eines 10-poligen Filters mit 8 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng = 5 dargestellt. FIG. 3 shows how a filter with the number of poles N = N g × Q and M = N - Q transmission zeros is formed from a cascade of Q filter elements, each with N g poles and M g = N − 1 transmission zeros. The case of a 9-pole (9-circuit) filter with 6 transmission zeros from 3 filter elements with Ng = 3 and a 10-pole filter with 8 transmission zeros from 3 filter elements with Ng = 5 are shown as examples.

Ein impedanz-unsymmetrisches Filterglied wird erfindungsgemäß dadurch realisiert, daß ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit einem Sperr-Resonatoren-Paar nach Fig. 1e modifiziert wird, wobei eine der beiden Diskontinuitäten in die Nähe der Stelle gebracht wird, an der das Sperr-Resonator-Paar angekoppelt ist. Damit entsteht die in Fig. 4a gezeigte T- förmige Struktur mit einer von der Ankoppelstelle des Sperr-Resonator-Paars ca. um eine viertel Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge entfernten Diskontinuität 2 ("entfernte Diskontinuität) und einer zweiten Diskontinuität ("nahe Diskontinuität" 3), welche sich nahe an der Koppelstelle befindet, gekennzeichnet durch die folgenden Aufbauprinzipien:
An impedance-asymmetrical filter element is realized according to the invention by modifying an impedance-symmetrical filter element with a pair of blocking resonators according to FIG. 1e, one of the two discontinuities being brought close to the point at which the blocking resonator Pair is coupled. This results in the T-shaped structure shown in FIG. 4a with a discontinuity 2 (“distant discontinuity”) and a second discontinuity (“near discontinuity” 3) that is approximately a quarter of the center frequency line wavelength away from the coupling point of the blocking-resonator pair. , which is close to the coupling point, characterized by the following construction principles:

  • a) Falls aufgrund der Art der entfernten Diskontinuität das Maximum der elektrischen Feldstärke an dieser Diskontinuität liegt, werden die Sperr-Resonatoren über das elektrische Feld angekoppelt und falls das Maximum des magnetischen Felds an der entfernten Diskontinuität liegt, werden die Sperr-Resonatoren magnetisch angekoppelt.a) If, due to the nature of the discontinuity removed, the maximum of electrical Field strength is due to this discontinuity, the blocking resonators over the electric field coupled and if the maximum of the magnetic field at the distant discontinuity, the blocking resonators are magnetically coupled.
  • b) Die nahe Diskontinuität (Koppelstelle) wird technisch so gestaltet, daß sie die Sperrwirkung der Sperr-Resonatoren bei deren Resonanzfrequenzen nicht beeinträchtigt.b) The close discontinuity (coupling point) is technically designed so that it The blocking effect of the blocking resonators is not impaired at their resonance frequencies.

Aufgrund der Unsymmetrie der Struktur liegt das Maximum der Leistungsübertragung zwischen Tor 1 und Tor 2 wesentlich unter Eins. Um die Impedanz-Unsymmetrie zu kompensieren, wird einer Kaskade aus impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mindestens ein impedanz-symmetrisches Glied hinzugefügt. Hierbei kann sich, wie in Fig. 4b gezeigt, das impedanz-symmetrische Glied 5 an einem Ende der Kaskade befinden, oder es kann zentral (siehe Fig. 4c) eingefügt werden.Due to the asymmetry of the structure, the maximum power transmission between gate 1 and gate 2 is significantly less than one. In order to compensate for the impedance asymmetry, at least one impedance-symmetrical element is added to a cascade of impedance-asymmetrical filter elements. Here, as shown in FIG. 4b, the impedance-symmetrical element 5 can be located at one end of the cascade, or it can be inserted centrally (see FIG. 4c).

Für die in den Abb. 1e, 2a bis 2c, 3 und 4 prinzipiell schematisch dargestellten erfindungsgemäßen Filterstrukturen ergibt sich eine sehr große Zahl von technischen Ausgestaltungsmöglichkeiten, die sich u. a. unterscheiden hinsichtlich
For the filter structures according to the invention, which are shown schematically in principle in FIGS. 1e, 2a to 2c, 3 and 4, there is a very large number of technical design options which differ, inter alia, with regard to

  • a) des Leitungstyps aus dem der Hauptresonator aufgebaut ist,a) the type of line from which the main resonator is constructed,
  • b) der Bauform der Sperr-Resonatorenb) the design of the blocking resonators
  • c) der Kopplungsart zwischen Sperr-Resonator und Hauptresonatorc) the type of coupling between the blocking resonator and the main resonator
  • d) der Gestaltung der Diskontinuitäten (Kopplung) zwischen Hauptresonatoren in Kaskade und dem Hauptresonatoren und Toren.d) the design of the discontinuities (coupling) between main resonators in cascade and the main resonators and gates.

Fig. 5 zeigt exemplarisch die Realisierung eines 7-poligen Filters mit 6 Transmissions- Nullstellen in Form eines einzelnen Filterglieds nach dem in Fig. 2c gezeigten Prinzip in Koaxialleitungstechnik. Der Hauptresonator 1 hat einen rechteckförmigen Außen- und Innenleiter und eine Länge gleich dem 1,5-fachen der Mittenfrequenz-Wellenlänge. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten sind in Form kapazitiver Koppler ausgebildet. Die Sperr-Resonatoren 2 sind als am Ende kurzgeschlossenen Koaxilleitungsstücke einer Länge von ca. einer viertel Leitungswellenlänge realisiert, welche kaspazitiv an den Hauptresonator gekoppelt sind. Fig. 5 shows an example of the implementation of a 7-pole filter with 6 transmission zeros in the form of a single filter element according to the principle shown in Fig. 2c in coaxial line technology. The main resonator 1 has a rectangular outer and inner conductor and a length equal to 1.5 times the center frequency wavelength. The discontinuities delimiting the line section are designed in the form of capacitive couplers. The blocking resonators 2 are realized as coaxial line pieces which are short-circuited at the end and have a length of approximately a quarter line wavelength and which are capacitively coupled to the main resonator.

Fig. 6 zeigt eine Modifikation der Struktur nach Fig. 5, indem nun die Sperr- Resonatoren 2 galvanisch mit dem Innenleiter des Hauptresonators verbunden sind, aber am Ende kapazitiv belastet sind. FIG. 6 shows a modification of the structure according to FIG. 5 in that the blocking resonators 2 are now galvanically connected to the inner conductor of the main resonator, but are capacitively loaded at the end.

Fig. 7 zeigt eine Struktur aus zwei impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern und einem impedanz-symmetrischen Glied, bei der man 9 Pole und 8 Transmissions-Nullstellen erhält. FIG. 7 shows a structure consisting of two impedance-asymmetrical filter elements and one impedance-symmetrical element, in which one obtains 9 poles and 8 transmission zeros.

Fig. 8 zeigt ein Filter aus einem impedanz-symmetrischen Filterglied mit 5 Polen und 4 Transmissions-Nullstellen, welches auf der Basis von Rechteckhohlleitungen für den H10- Wellentyp realisiert ist. Der Hauptresonator 1 besteht aus einer an beiden Enden kurzgeschlossenen Rechteckhohlleitung, welche bei der Mittenfrequenz eine Länge entsprechend einer Hohlleiter-Wellenlänge hat. Die 4 Sperr-Resonatoren 2 sind in Form von kurzgeschlossenen λ/4-Hohlleiterstücken realisiert. Die Ankopplung zu den Toren kann z. B. über einen Koaxial-Übergang 3 erfolgen. Fig. 8 shows a filter made of a impedance-symmetric filter member 5 poles and 4 zeros transmission, which is realized on the basis of rectangular hollow pipes for the H10 wave mode. The main resonator 1 consists of a rectangular waveguide short-circuited at both ends, which has a length at the center frequency corresponding to a waveguide wavelength. The 4 blocking resonators 2 are realized in the form of short-circuited λ / 4 waveguide pieces. The coupling to the gates can e.g. B. via a coaxial transition 3 .

Fig. 9 zeigt beispielhaft eine Realisierung mit dielektrischen Resonatoren im Fall eines Filters aus zwei impedanz-symmetrischen Filtergliedern, wobei jedes Filterglied drei Pole und zwei Transmissions-Nullstellen produziert und somit das Bandpassfilter insgesamt 6 Pole und 4 Transmissions-Nullstellen aufweist. Die aus geeignetem dielektrischen Material, also Material mit einer möglichst hohen Dielektrizitätszahl, einem niedrigen Verlustwinkel und einem geringen Temperaturkoeffizienten (z. B. Bariumtitanat Zirkonat) hergestellten Hauptresonatoren 1 und Sperr-Resonatoren 2 sind über Abstandshalter 3, z. B. aus Quarzmaterial; zur Vermeidung zu starker ohmscher Verluste in einer genügenden Entfernung vom Boden des metallischen Gehäuses 5 positioniert. Die Abmessung des Hauptresonators wird so gewählt, daß dieser bei f0 eine Eigenresonanz mit die in Fig. 9b gezeigten Feldverteilung aufweist, und die Abmessung der Sperr-Resonatoren werden so gewählt, daß diese bei den 4 Sperrfrequenzen f1 bis f4 resonieren und dabei eine Feldverteilung entsprechend Fig. 9c aufweisen. Aufgrund der räumlichen Feldverteilung des Hauptresonators koppelt dieser bei f0 nicht an die Resonanzfelder der Sperr-Resonatoren. Für von f0 verschiedene Frequenzen erhält man jedoch eine Kopplung zwischen dem Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren mit dem Resultat, daß zusätzlich 4 Eigenresonanzen entstehen. Die Ankopplung an die Tore kann z. B. über Leiterschleifen 4 erfolgen. FIG. 9 shows an example of an implementation with dielectric resonators in the case of a filter comprising two impedance-symmetrical filter elements, each filter element producing three poles and two transmission zeros, and thus the bandpass filter has a total of 6 poles and 4 transmission zeros. The main resonators 1 and blocking resonators 2, which are made from a suitable dielectric material, that is to say material with the highest possible dielectric constant, a low loss angle and a low temperature coefficient (e.g. barium titanate zirconate), are connected via spacers 3 , e.g. B. made of quartz material; positioned to avoid excessive ohmic losses at a sufficient distance from the bottom of the metallic housing 5 . The dimension of the main resonator is chosen so that it has a natural resonance at f 0 with the field distribution shown in FIG. 9b, and the dimension of the blocking resonators are chosen so that they resonate at the 4 blocking frequencies f 1 to f 4 and thereby have a field distribution corresponding to FIG. 9c. Because of the spatial field distribution of the main resonator, it does not couple to the resonance fields of the blocking resonators at f 0 . For frequencies different from f 0 , however, a coupling is obtained between the main resonator and the blocking resonators, with the result that an additional 4 natural resonances arise. The coupling to the gates can e.g. B. via conductor loops 4 .

Fig. 10 zeigt beispielhaft eine weitere mögliche Bauform eines Filterglieds aus dielektrischem Material. Der Hauptresonator 5 besteht aus einem dielektrischen Quader der Länge a, welche etwa gleich einer Wellenlänge der Oberflächenwelle auf dem dielektrischen Quader entspricht. Dadurch erhält man auf dem Hauptresonator eine Feldverteilung entsprechend Fig. 10b. Die 4 Sperr-Resonatoren 1 bis 4 bestehen ebenfalls aus dielektrischen Quadern, deren individuelle Längen b1 bis b4 die Frequenzlage der 4 Transmissions- Nullstellen beeinflussen. Das gesamte Gebilde aus dielektrischem Hauptresonator und 4 dielektrischen Sperr-Resonatoren realisiert 5 Eigenschwingungen. Die Frequenzlage der Pole kann über die Koppelstärke zwischen Haupt- und Sperr-Resonatoren verändert werden. Zur Veränderung dieser Koppelstärke dienen die mit Luft oder einem dielektrischen Material relativ geringer Dielektrizitätszahl gefüllten "Lücken" zwischen den Resomatoren mit den Weiten h1 bis h4. Fig. 10 shows a further possible design shows an example of a filter member of dielectric material. The main resonator 5 consists of a dielectric cuboid of length a, which corresponds approximately to a wavelength of the surface wave on the dielectric cuboid. In this way, a field distribution corresponding to FIG. 10b is obtained on the main resonator. The 4 blocking resonators 1 to 4 likewise consist of dielectric cuboids, the individual lengths b1 to b4 of which influence the frequency position of the 4 transmission zeros. The entire structure of the main dielectric resonator and 4 dielectric blocking resonators realizes 5 natural vibrations. The frequency position of the poles can be changed via the coupling strength between the main and blocking resonators. The "gaps" between the resonators with the widths h 1 to h 4 filled with air or a dielectric material with a relatively low dielectric constant serve to change this coupling strength.

Das erfindungsgemäße Prinzip kann auch auf planare Resonatorstrukturen, wie z. B. Mikrostreifenleitungsstrukturen angewendet werden, wobei auch Mikrostreifenleitungs- Strukturen aus Hochtemperatur-Supraleitern von Interesse sind, da diese trotz eines enormen Miniaturisierungsgrads über eine hohe Leerlaufgüte verfügen.The principle according to the invention can also be applied to planar resonator structures, such as, for. B. Microstrip line structures are applied, with microstrip line Structures made from high-temperature superconductors are of interest because they are enormous Miniaturization degree have a high idling quality.

In Fig. 11 wird die Realisierung eines erfindungsgemäßen impedanz-unsymmetrischen Filterglieds in Mikrostreifenleitungs-Technologie erläutert. In Fig. 11a wird zunächst das nach dem Stand der Technik wohlbekannte Prinzip eines Mikrostreifenleitungs-Resonators in Erinnerung gebracht. Bei dieser Struktur befindet sich auf einem geeigneten dielektischem Substrat 1 eine durchgehende Leiterschicht 2 auf der einen und eine strukturierte Leiterschicht auf der anderen Seite, Fig. 11a zeigt die wohlbekannte Struktur eines Mikrostreifenleitungs- Resonators 3, welcher an seinen Enden kapazitiv mit den Zuleitungen 4, 5 verkoppelt ist. Der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 6 zeigt ein Maximum bei der Frequenz f0 und die Breite dieses Maximums läßt sich über die Stärke der Kopplung an den Leitungsenden (Diskontinuitäten) verändern. Fig. 11b zeigt, wie ein erfindungsgemäßes impedanz-unsymmetrisches Filterglied in Mikrostreifenleitungs-Technologie realisiert werden kann. Dazu wird eine T-förmige Leiterstruktur verwendet, bei der die Länge der einzelnen Arme etwa einer viertel Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz entspricht, wobei eine wohldefinierte Unsymmetrie in der Länge oder Breite der Seitenarme 3 für die Funktion notwendig ist. Die Seitenarme stellen eine einfache Realisierung der Sperr- Resonatoren dar, wobei die Sperrfrequenzen über die Länge der Arme beeinflußt wird. Zusammen mit dem dritten Arm, bilden die Seitenarme ein Gebilde, welches bei zwei unterschiedlichen Frequenzen resoniert und damit stellt die T-Struktur eine Sonderform eines Dual-Mode-Resonators dar. Das Ausgangstor kann auf die in Fig. 11b gezeigte Weise kapazitiv an die T-Struktur angekoppelt werden. Der Frequenzgang 6 des so entstandenen Zweitors ist durch zwei Transmissionsmaxima und zwei Transmissions-Nullstellen gekennzeichnet, wobei aufgrund der Unsymmetrie der absolute Wert des Transmissionsmaximums weit unter Eins liegen kann. Aus diesem Grund stellt ein einzelnes unsymmetrisches Filterglied - im Gegensatz zum impedanz-symmetrischen Filterglied - noch kein brauchbares Bandpassfilter dar. Wie bei allen oben gezeigten Realisierungsbeispielen, läßt sich auch diese Mikrostreifenleitungsstruktur in vielfältiger Weise abändern, z. B. durch Verwendung inhomogener Leitungdstücke veränderlicher Breite.In Fig. 11 is the realization of a impedance-unbalanced filter member according to the invention in microstrip technology explained. In Fig. 11a the well-known according to the prior art principle of a microstrip line resonator is first brought into memory. In this structure there is a continuous conductor layer 2 on one side and a structured conductor layer on the other on a suitable dielectric substrate 1. FIG. 11 a shows the well-known structure of a microstrip line resonator 3 , which at its ends is capacitively connected to the leads 4 , 5 is coupled. The frequency response of the power transmission factor 6 shows a maximum at the frequency f 0 and the width of this maximum can be changed via the strength of the coupling at the line ends (discontinuities). Fig. 11b shows how an inventive impedance unbalanced filter member in micro-stripline technology can be realized. For this purpose, a T-shaped conductor structure is used in which the length of the individual arms corresponds to approximately a quarter of the line wavelength at the center frequency, a well-defined asymmetry in the length or width of the side arms 3 being necessary for the function. The side arms represent a simple implementation of the blocking resonators, the blocking frequencies being influenced over the length of the arms. Together with the third arm, the side arms form a structure which resonates at two different frequencies and thus the T-structure is a special form of a dual-mode resonator. The output gate can be capacitively connected to the T in the manner shown in FIG. 11b Structure to be coupled. The frequency response 6 of the two-port thus created is characterized by two transmission maxima and two transmission zeros, the absolute value of the transmission maximum being able to be far below one due to the asymmetry. For this reason, a single asymmetrical filter element - in contrast to the impedance-symmetrical filter element - is not yet a usable bandpass filter. As with all the implementation examples shown above, this microstrip line structure can also be modified in a variety of ways, e.g. B. by using inhomogeneous line pieces of variable width.

Fig. 12 zeigt examplarisch, wie aus 4 impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern 1 und einem konventionellen Halbwellen-Resonator 2 ein 9-poliges Filter mit 8 Transmissions-Nullstellen gebildet werden kann. Der Resonator 2 übernimmt in der Kaskade neben der Bereitstellung eines zusätzlichen Pols, die Transformation der Impedanz an Tor 2 (z. B. 50 Ohm) auf das niedrige Impedanzniveau an der Koppelstelle zum Verzweigungspunkt der T-förmigen Resonatoren. Die Dimensionierung der Parameter der einzelnen Filterglieder, kann hierbei z. B. so erfolgen, daß eine Cauer-Charakteristik für den Frequenzgang erzielt wird. Fig. 12 shows examplarisch as a conventional half-wave resonator 2 a 9-pole filter can be formed with 8 transmission zeros of 4-impedance single-ended filter 1 and limbs. In addition to providing an additional pole, the resonator 2 in the cascade transforms the impedance at gate 2 (e.g. 50 ohms) to the low impedance level at the coupling point to the branching point of the T-shaped resonators. The dimensioning of the parameters of the individual filter elements can, for. B. done so that a Cauer characteristic is achieved for the frequency response.

Claims (11)

1. Bandfilter bestehend aus einem Hauptresonator und einem oder mehreren an den Hauptresonator angekoppelten Paaren von Sperr-Resonatoren, bei dem
  • a) der Hauptresonator durch ein, an beiden Seiten durch eine Diskontinuität in Form einer Unterbrechung oder Metallwand begrenztes Leitungsstück definiert ist und bei einer Mittenfrequenz eine elektromagnetische Eigenschwingung aufweist, und bei dem
  • b) jeder an den Hauptresonator angekoppelte Sperr- Resonator bei seiner Sperrfrequenz für eine Welle auf dem Leitungsstück einen Reflexionsfaktor vom Betrag Eins realisiert, und bei dem
  • c) die Paare von Sperr-Resonatoren an denjenigen Orten entlang des Leitungsstücks mit dem Hauptresonator verkoppelt werden, wo aufgrund der räumlichen Variation des elektrischen und magnetischen Felds entlang der Leitung die frequenzabhängige Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator bei der Mittenfrequenz des Bandfilters verschwindet.
1. Band filter consisting of a main resonator and one or more pairs of blocking resonators coupled to the main resonator, in which
  • a) the main resonator is defined by a line piece which is delimited on both sides by a discontinuity in the form of an interruption or metal wall and has an electromagnetic natural vibration at a center frequency, and in which
  • b) each blocking resonator coupled to the main resonator realizes a reflection factor of the amount one at its blocking frequency for a wave on the line section, and in which
  • c) the pairs of blocking resonators are coupled to the main resonator at those locations along the line section where, due to the spatial variation of the electrical and magnetic field along the line, the frequency-dependent coupling between the blocking resonators and the main resonator disappears at the center frequency of the bandpass filter .
2. Bandfilter nach Anspruch 1, mit drei Eigenfrequenzen (Polen) und zwei Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge, welche bei der Mittenfrequenz etwa einer halben Leitungswellenlänge entspricht, gebildet wird, und bei dem die beiden Sperr-Resonatoren in der Mitte des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.2. Band filter according to claim 1, with three natural frequencies (Poland) and two transmission zeros, in which the Main resonator through a line piece with a length, which at the center frequency is about half Line wavelength corresponds, is formed, and at  which the two blocking resonators in the middle of the Line piece coupled to the main resonator be that the frequency-dependent coupling in the Center frequency disappears. 3. Bandfilter nach Anspruch 1, mit drei Eigenfrequenzen (Polen) und zwei Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge, welche bei der Mittenfrequenz etwa einer Leitungswellenlänge entspricht, gebildet wird, und bei dem die beiden Sperr-Resonatoren in der Mitte des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.3. Band filter according to claim 1, with three natural frequencies (Poland) and two transmission zeros, in which the Main resonator through a line piece with a length, which is about one at the center frequency Line wavelength corresponds, is formed, and at which the two blocking resonators in the middle of the Line piece coupled to the main resonator be that the frequency-dependent coupling in the Center frequency disappears. 4. Bandfilter nach Anspruch 1, mit 2m + 1 (mit m als natürlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge von ca. dem m- fachen einer halben Mittelfrequenz-Leitungswellenlänge gebildet wird, und bei dem die m Paare von Sperr- Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfequenz-Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks und einem Abstand von ca. einer viertel Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator- Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.4. Band filter according to claim 1, with 2m + 1 (with m as natural number) Natural frequencies (Poland) and 2m Transmission zeros where the main resonator through a line section with a length of approx. times half a medium frequency line wavelength is formed, and in which the m pairs of blocking Resonators at a mutual distance of one half center frequency line wavelength along the Line section and a distance of about a quarter Line wavelength between the outer blocking resonator Pairs and the ends of the pipe section at the Main resonator are coupled so that the frequency-dependent coupling at the center frequency disappears. 5. Bandfilter nach Anspruch 1, mit 2m + 1 (mit m als natürlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge von ca. dem (m + 1)-fachen einer halben Mittelfrequenz- Leitungswellenlänge gebildet wird, und bei dem die m Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfequenz- Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks und einem Abstand von ca. einer halben Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzsabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.5. Band filter according to claim 1, with 2m + 1 (with m as natural number) Natural frequencies (Poland) and 2m Transmission zeros where the main resonator through a line piece with a length of approx (m + 1) -fold half a medium frequency-  Line wavelength is formed, and at which the m Pairs of blocking resonators in one another Half a center frequency Line wavelength along the line section and one Distance of approximately half a line wavelength between the outer blocking resonator pairs and the ends of the Line piece coupled to the main resonator be that the frequency-dependent coupling in the Center frequency disappears. 6. Bandfilter nach einem der Ansprüche 2 bis 5, bei dem Filterglieder (Anzahl Q) als Kaskade angeordnet werden und ein Ende des als Hauptresonator dienenden Leitungsstücks eines Filterglieds elektrisch oder magnetisch oder galvanisch mit dem benachbarten Ende des Leitungsstücks des nächsten Resonators verkoppelt ist, und bei dem die beiden äußeren Enden der Leitungstücke der äußeren Filterglieder mit dem Eingangs- bzw. dem Ausgangstor verkoppelt werden.6. Band filter according to one of claims 2 to 5, in which Filter elements (number Q) can be arranged as a cascade and an end of the one serving as the main resonator Line section of a filter element electrically or magnetically or galvanically with the adjacent end of the Line section of the next resonator is coupled, and where the two outer ends of the line pieces the outer filter elements with the input or Exit gate to be coupled. 7. Bandfilter für elektromagnetische Felder zur Realisierung von zwei Transmissions-Polen und zwei Transmissions-Nullstellen nach Anspruch 1, bei dem ein Paar von Sperr-Resonatoren, welche an ein Leitungsstück einer Gesamtlänge von wesentlich weniger als einer halben und mehr als einer viertel Leitungswellenlänge angekoppelt sind, wobei die Koppelstelle auf der Leitung etwa eine viertel Wellenlänge von einem Leitungsende (Diskontinuität) entfernt ist.7. Band filter for electromagnetic fields Realization of two transmission poles and two Transmission zeros according to claim 1, wherein a pair of blocking resonators, which are connected to a line section with a total length of much less than half and more than one quarter line wavelength are coupled, the Coupling point on the line about a quarter Wavelength from one line end (discontinuity) is removed. 8. Bandfilter nach Anspruch 1, bei dem die Resonatoren als Koaxialresonatoren ausgebildet sind. 8. Band filter according to claim 1, where the resonators as coaxial resonators are trained.   9. Bandfilter nach Anspruch 1, bei dem die Resonatoren als Hohlraumresonatoren ausgebildet sind.9. band filter according to claim 1, where the resonators as cavity resonators are trained. 10. Bandfilter nach Anspruch 1, bei dem die Resonatoren als dielektrische Resonatoren ausgebildet sind.10. Band filter according to claim 1, in which the resonators as dielectric resonators are trained. 11. Bandfilter nach Anspruch 1, mit planarem Mikrostreifenleitungsresonatoren oder Koplanar-Resonatoren einschließlich planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern.11. Band filter according to claim 1, with planar microstrip resonators or Coplanar resonators including planar resonators from high-temperature superconductors.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11855354B2 (en) 2019-11-21 2023-12-26 Space Power Technologies Inc. Microstrip antenna and information apparatus

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3917164B2 (en) * 2003-12-08 2007-05-23 松下電器産業株式会社 Duplexer and multiplexer
US7321884B2 (en) 2004-02-23 2008-01-22 International Business Machines Corporation Method and structure to isolate a qubit from the environment
EP3002817B1 (en) * 2005-11-18 2019-09-25 Resonant Inc. Low-loss tunable radio frequency filter
JP5671717B2 (en) 2007-06-27 2015-02-18 レゾナント インコーポレイテッド Low loss tunable radio frequency filter
US9165723B2 (en) 2012-08-23 2015-10-20 Harris Corporation Switches for use in microelectromechanical and other systems, and processes for making same
US20140055215A1 (en) * 2012-08-23 2014-02-27 Harris Corporation Distributed element filters for ultra-broadband communications
US9053874B2 (en) 2012-09-20 2015-06-09 Harris Corporation MEMS switches and other miniaturized devices having encapsulating enclosures, and processes for fabricating same
US9053873B2 (en) 2012-09-20 2015-06-09 Harris Corporation Switches for use in microelectromechanical and other systems, and processes for making same
US8907849B2 (en) 2012-10-12 2014-12-09 Harris Corporation Wafer-level RF transmission and radiation devices
US9203133B2 (en) 2012-10-18 2015-12-01 Harris Corporation Directional couplers with variable frequency response
WO2014129233A1 (en) * 2013-02-22 2014-08-28 三菱電機株式会社 Speech enhancement device
CN104659452B (en) * 2013-11-22 2017-06-27 南京理工大学 A kind of dual trap frequency ultra wide band bandpass filter based on cross resonator
JP6158780B2 (en) * 2014-03-14 2017-07-05 レゾナント インコーポレイテッドＲｅｓｏｎａｎｔ Ｉｎｃ． Low loss variable radio frequency filter
KR20170072244A (en) 2014-10-10 2017-06-26 이데라 파마슈티칼즈, 인코포레이티드 Treatment of cancer using tlr9 agonist with checkpoint inhibitors
CN106257933B (en) * 2015-06-18 2019-08-30 雅马哈株式会社 Acoustic construction and acoustic board
WO2017160754A1 (en) 2016-03-15 2017-09-21 Mersana Therapeutics,Inc. Napi2b-targeted antibody-drug conjugates and methods of use thereof
US11135307B2 (en) 2016-11-23 2021-10-05 Mersana Therapeutics, Inc. Peptide-containing linkers for antibody-drug conjugates
TW201834697A (en) 2017-02-28 2018-10-01 美商梅爾莎納醫療公司 Combination therapies of her2-targeted antibody-drug conjugates
EP3717021A1 (en) 2017-11-27 2020-10-07 Mersana Therapeutics, Inc. Pyrrolobenzodiazepine antibody conjugates
JP2021506883A (en) 2017-12-21 2021-02-22 メルサナ セラピューティクス インコーポレイテッド Pyrrolobenzodiazepine antibody conjugate
CN108594646A (en) * 2018-03-12 2018-09-28 上海电力学院 A kind of unstable Continuous-time System Identification method based on filtering about point-score
CN110729536B (en) * 2018-07-16 2021-09-10 罗森伯格技术有限公司 Coaxial cavity dual-passband filter
AU2019369340A1 (en) 2018-10-29 2021-05-20 Mersana Therapeutics, Inc. Cysteine engineered antibody-drug conjugates with peptide-containing linkers
CN109326858A (en) * 2018-11-27 2019-02-12 安徽阖煦微波技术有限公司 A kind of high inhibition cavity body filter
CN110148816B (en) * 2019-04-19 2020-07-10 华中科技大学 Multi-pass zero-reflection filter
CN111709154B (en) * 2020-07-21 2023-05-23 西安烽矩电子科技有限公司 Design method for generating transmission zero point by hybrid electromagnetic coupling in cavity filter
CN112072238B (en) * 2020-07-31 2022-01-28 南京邮电大学 Hairpin-type band-pass filter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3747030A (en) * 1971-06-07 1973-07-17 Oak Electro Netics Corp Band pass filter with transmission line section
DE2442618C2 (en) * 1973-10-29 1985-05-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma, Osaka High frequency filter with distributed inductance and capacitance
US5291161A (en) * 1991-07-22 1994-03-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Microwave band-pass filter having frequency characteristic of insertion loss steeply increasing on one outside of pass-band
DE4232054A1 (en) * 1992-09-24 1994-03-31 Siemens Matsushita Components Microwave ceramic filter - incorporates throughput frequency band-defining filter and series-connected coaxial resonator as band stop

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE893523C (en) * 1943-02-03 1953-10-15 Telefunken Gmbh High frequency broadband transmitter
FR2546340B1 (en) * 1983-05-20 1985-12-06 Thomson Csf TUNABLE COAXIAL BAND CUTTER MICROPHONE FILTER WITH DIELECTRIC RESONATORS
DE3673622D1 (en) * 1985-12-13 1990-09-27 Siemens Ag TAPE LOCK FOR SHORT ELECTROMAGNETIC SHAFTS WITH LINE ELEMENTS.
JPH0334305U (en) * 1989-08-14 1991-04-04

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3747030A (en) * 1971-06-07 1973-07-17 Oak Electro Netics Corp Band pass filter with transmission line section
DE2442618C2 (en) * 1973-10-29 1985-05-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma, Osaka High frequency filter with distributed inductance and capacitance
US5291161A (en) * 1991-07-22 1994-03-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Microwave band-pass filter having frequency characteristic of insertion loss steeply increasing on one outside of pass-band
DE4232054A1 (en) * 1992-09-24 1994-03-31 Siemens Matsushita Components Microwave ceramic filter - incorporates throughput frequency band-defining filter and series-connected coaxial resonator as band stop

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUNTER, I.C. und RHODES, J.D.: "Electronically tunable microwave bandstop filters", In IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-30, No. 9, Sept. 1982, S. 1361-1367 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11855354B2 (en) 2019-11-21 2023-12-26 Space Power Technologies Inc. Microstrip antenna and information apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
ES2191642T3 (en) 2003-09-16
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CA2383777A1 (en) 2001-03-08
IL148267A0 (en) 2002-09-12

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