DE19751819A1 - Verfahren sowie Vorrichtung zur Messung mindestens eines optischen Übertragungselements - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ermittlung optischer Übertragungskenngrößen mindestens eines optischen Übertragungselements.

In der Praxis kann die Ermittlung von ein oder mehreren Übertragungskenngrößen eines Übertragungselements dadurch erschwert sein, daß Meßlicht, das durch das Übertragungselement geschickt wird, durch Störeffekte wie z. B. Umgebungslicht, elektromagnetische Einstreuungen, Rauschen, usw. in unzulässiger Weise beeinträchtigt wird. Auf der Empfangsseite des Übertragungselements kann deshalb die Detektion und Auswertung des Meßlichts kritisch sein.

Ein Meßverfahren zur Dispersionsmessung optischer Fasern ist beispielsweise aus der DE-OS 36 38 583 bekannt. Dabei wird ein elektrisches Bezugs- bzw. Referenzsignal vom optischen Sender an einen sogenannten Lock-In-Verstärker auf der Empfangsseite über eine elektrische Meßleitung geschickt, die zusätzlich zur eigentlich zu messenden optischen Faser verlegt ist. Dies ist aufwendig und für manche Gegebenheiten, insbesondere bei sehr langen Lichtwellenleiterstrecken, nicht praktikabel genug.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, wie mindestens eine Übertragungskenngröße mindestens eines optischen Übertragungselements unter einer Vielzahl praktischer Gegebenheiten verbessert ermittelt werden kann. Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe bei einem Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß mindestens ein optisches Nutzsignal auf der Sendeseite des optischen Übertragungselements intensitätsmoduliert wird, so daß ein intensitätsmoduliertes Sendesignal bereitgestellt wird, daß dieses intensitätsmodulierte Sendesignal in das optische Übertragungselement sendeseitig eingekoppelt wird, daß das zu messende Übertragungselement von diesem intensitätsmodulierten Sendesignal als optisches Meßsignal durchlaufen wird, daß ein dieses Meßsignal enthaltendes Empfangssignal empfangsseitig aus dem Übertragungselement ausgekoppelt und aufgenommen wird, daß dieses empfangsseitig aufgenommene Empfangssignal auf der Empfangsseite mit mindestens einem dort künstlich erzeugten Demodulationssignal überlagert wird, und daß aus dieser Überlagerung mindestens ein Meßkriterium für mindestens eine Übertragungskenngröße abgeleitet wird.

Dadurch kann das empfangene, optische Meßsignal auf der Empfangsseite mit verbessertem Signal/Rauschverhältnis aufgenommen werden. Zudem ist es nicht erforderlich, eigens eine Referenzleitung von der Sende- zur Empfangsseite des optischen Übertragungselements zu verlegen, sondern das Meßsignal kann bereits durch alleinige, d. h. ausschließliche Verarbeitung auf der Empfangsseite des Übertragungselements ausgewertet werden.

Die Erfindung betrifft weiterhin eine Meßvorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, welche dadurch gekennzeichnet ist, daß auf der Sendeseite des optischen Übertragungselements Sendemittel zur Intensitätsmodulation mindestens eines optischen Nutzsignals vorgesehen sind, so daß ein intensitätsmoduliertes Sendesignal bereitstellbar ist, daß dort Einkoppelmittel zur sendeseitigen Einkopplung dieses intensitätsmodulierten Sendesignals in das jeweilig zu messende optische Übertragungselement vorgesehen sind, so daß das Übertragungselement von einem Meßsignal durchlaufen wird, daß auf der Empfangsseite des Übertragungselements Auskoppelmittel zur Auskopplung eines dieses Meßsignal enthaltenden Empfangssignals vorgesehen sind, daß auf der Empfangsseite Empfangsmittel vorgesehen sind, mit deren Hilfe dieses Empfangssignal aufnehmbar ist, daß dort Demodulationsmittel vorgesehen sind, mit denen das empfangsseitig aufgenommene Empfangssignal mit mindestens einem künstlich erzeugten Demodulationssignal überlagerbar ist, und daß eine empfangsseitige Auswerteeinrichtung vorgesehen ist, die aus dieser Überlagerung mindestens ein Meßkriterium für mindestens eine Übertragungskenngröße ableitet.

Sonstige Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.

Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 in schematischer Darstellung den Grundaufbau einer Meßvorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2 in schematischer Darstellung eine Empfangseinrichtung der Meßvorrichtung nach Fig. 1 zum phasensynchronen Überlagerungsempfang von Meßsignalen durch Trägerrückgewinnung,

Fig. 3 in schematischer Darstellung eine weitere Empfangseinrichtung der Meßvorrichtung nach Fig. 1 zum asynchronen Überlagerungsempfang von Meßsignalen,

Fig. 4 in schematischer Darstellung ein Interferenzmuster zur Ermittlung der Polarisationsmoden- Dispersion einer Lichtwellenleiter-Strecke, wobei das Interferenzmuster mit Hilfe der Meßeinrichtung von Fig. 1 empfangsseitig aufgenommen wurde,

Fig. 5 in schematischer Darstellung ein Leistungsdichte/Wellenlängendiagramm eines verstärkten Meßsignals am Ausgang eines optischen Faserverstärkers, der in die Lichtwellenleiterstrecke von Fig. 1 eingefügt ist, und

Fig. 6 in schematischer Darstellung zum Vergleich eine Meßvorrichtung, die mit einer zusätzlichen Referenzleitung von der Sende- zur Empfangsseite einer zu messenden Lichtwellenleiterstrecke arbeitet.

Elemente mit gleicher Funktion und Wirkungsweise sind in den Fig. 1 mit 6 jeweils mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung den Grundaufbau einer erfindungsgemäßen Meßvorrichtung MV1, die ohne zusätzliche Referenzleitung von der Sende- zur Empfangsseite bei gleichzeitig verbessertem Signal-/Rauschverhältnis ihrer empfangsseitig aufgenommenen Meßsignale auskommt. Sie weist auf der Sendeseite eines zu messenden Übertragungselements wie z. B. LW einen optischen Sender OS auf. Aus dessen Lichtquelle LQ wird ein Lichtsignal NS(t), d. h. ein optisches Nutzsignal emittiert, das in seiner Intensität moduliert wird, so daß ein intensitätsmoduliertes Sendesignal SS(t) bereitgestellt ist. Vorzugsweise wird das optische Nutzsignal NS(t) in seiner Intensität bzw. optischen Leistung sinus- bzw. cosinusförmig oder rechteckförmig moduliert. Als Lichtquelle kann insbesondere mindestens eine lichtemittierende Diode, Halbleiter-Laserdiode, oder Halogenlampe mit Monochromator, usw. verwendet werden. Das intensitätsmodulierte, optische Sendesignal SS(t) kann in einfacher Weise z. B. durch Modulation des Injektionsstromes IS der Lichtquelle LQ über die Zeit t mit Hilfe einer Stromversorgungsvorrichtung SV erzeugt werden. Die Stromzufuhr ist dabei mit einem Wirkpfeil WP1 angedeutet. Insbesondere kann eine rechteckförmige Intensitätsmodulierung des Sendelichts durch einfaches, wechselndes Ein- und Ausschalten des elektrischen Stroms IS erreicht werden, was in der Fig. 1 der zeichnerischen Einfachheit halber lediglich schematisch im Rechteckssymbol für die Stromversorgungsvorrichtung SV angedeutet ist. Eine Modulierung des Injektionsstroms für die Lichtquelle ist insbesondere bei Verwendung von Halbleitersendern vorteilhaft. Zusätzlich oder unabhängig hiervon kann das intensitätsmodulierte, optische Sendesignal SS(t) auch durch "Zerhacken", d. h. Ein- und Ausblenden, von kontinuierlich, insbesondere konstant, abgegebenem Nutzlicht der Lichtquelle erzeugt werden. Dies kann beispielsweise mit Hilfe einer mechanischen Schlitzscheibe, insbesondere einer sogenannten Chopper-Scheibe, die rotierend aufgehängt ist, bewirkt werden. Diese Vorgehensweise ist insbesondere bei Verwendung von Halogen- Lichtquellen zweckmäßig. In der Fig. 1 ist eine solche Chopper-Scheibe zusätzlich schematisch angedeutet und mit CH bezeichnet. Selbstverständlich kann das intensitätsmodulierte, optische Sendesignal SS(t) auch mit einem sonstigen Oszillator bereitgestellt werden. Dieses Sendesignal SS(t) wird sendeseitig in das jeweilig zu messende optische Übertragungselement eingekoppelt. In der Fig. 1 ist das zu testende, optische Übertragungselement insbesondere durch eine lange Lichtwellenleiterstrecke LW gebildet, die durch eine stilisierte Schleife veranschaulicht ist.

Die Lichteinkopplung kann dabei sowohl am stirnseitigen, eingangsseitigen Ende der Lichtwellenleiter-Über­ tragungsstrecke LW erfolgen, als auch an einer beliebigen sendeseitigen Längsstelle der Lichtwellenleiter-Über­ tragungsstrecke insbesondere nach dem Biegekopplerprinzip vorgenommen werden. In der Fig. 1 sind der zeichnerischen Einfachheit halber entsprechende Einkoppelmittel bekannter Bauart durch einen strichpunktierten, rechteckförmigen Rahmen EM angedeutet. In der Fig. 1 ist das eingekoppelte, intensitätsmodulierte Licht- bzw. Sendesignal SS(t) mit einer Cosinus-Schwingung angedeutet. Für die optische Leistung dieses intensitätsmodulierten, optischen Sendesignals gilt somit

SS(t) = AS.cos (ωt - ϕs) + Aos,

wobei AS die Amplitude der optischen Leistung bzw. Intensität des emittierten Nutzlichtes der Lichtquelle LQ, t die Zeit, ω die Kreisfrequenz des Oszillators im optischen Sender OS, ϕs die Phasenverschiebung, sowie Aos den Gleichanteil des optischen Sendesignals SS(t) bezeichnet. Für die Kreisfrequenz ω gilt dabei: ω = 2π f, wobei f die Schwingfrequenz des Oszillators im optischen Sender OS ist.

Das cosinusförmig modulierte, optische Sendesignal SS(t) durchläuft als Meßlicht bzw. optisches Meßsignal MS(t) die Lichtwellenleiter-Übertragungsstrecke LW zu deren Empfangsseite. Dabei wird das ursprünglich sendeseitig eingekoppelte Meßlicht sowohl durch die Übertragungskenngrößen des Lichtwellenleiters wie z. B. Übertragungsdämpfung, Dispersion, usw. beeinflußt, als auch mit Störsignalen wie z. B. Umgebungslicht, elektromagnetische Einstreuungen, Rauschen, usw. überlagert. Aus dem stirnseitigen Ende der Lichtwellenleiterstrecke LW wird somit ein optisches Empfangssignal MS.(t) ausgekoppelt, das ein durch die Übertragungskenngrößen der Lichtwellenleiterstrecke charakteristisch modifiziertes Nutzsignal neben Störlichtanteilen aufweist. In der Fig. 1 ist dieses Meßlicht MS.(t) als verrauschte Cosinus-Schwingung angedeutet. Weiterhin kann die Auskopplung des Meßlichts MS(t) nach Durchlaufen einer vorgebbaren Lichtwellenleiterstrecke ggf. auch an einer beliebigen empfangsseitigen Längsstelle des zu testenden Lichtwellenleiters LW insbesondere mit Hilfe des Biegekopplerprinzips vorgenommen werden. Entsprechende Auskoppelmittel sind in der Fig. 1 durch einen strichpunktierten, rechteckförmigen Kasten AM angedeutet. Auf diese Weise wird auf der Empfangsseite der zu testenden Lichtwellenleiterstrecke LW ein optisches Empfangssignal MS.(t) bereitgestellt. Für das optische Empfangssignal am Ausgang der Lichtwellenleiter-Übertragungsleitung LW gilt dabei insbesondere:

MS.(t) = AA cos(ωt - ϕa) +. Aoa + n(t),

wobei AA die Amplitude der optischen Leistung bzw. Intensität des ausgekoppelten Meßlichts AA.cos (ωt-ϕt) im Empfangssignal MS.(t), t die Zeit, ω die Kreisfrequenz des Oszillators im optischen Sender OS, ϕa die Phasenverschiebung, Aoa den Gleichanteil des optischen Empfangsignals MS.(t) und n(t) dessen Störanteile bezeichnet.

Für die Kreisfrequenz ω gilt dabei: ω = 2π f, wobei f die Schwingfrequenz des Oszillators im optischen Sender OS ist.

Das Meßsignal AA.cos (ωt-ϕt) ist bezüglich seiner Amplitude AA sowie Phasenverschiebung ϕa durch Übertragungseigenschaften der Lichtwellenleiterstrecke LW, insbesondere durch deren Dispersion und Dämpfung, gegenüber dem ursprünglich sendeseitig eingekoppelten Sendesignal SS(t) verändert sowie von Gleichanteilen und Störgrößen n(t) überlagert.

Dieses optische Empfangssignal MS.(t) wird auf der Empfangsseite mit Hilfe mindestens eines lichtempfindlichen Elements PD, insbesondere einer Fotodiode detektiert, in ein elektrisches Signal AR(t) umgewandelt und über eine elektrische Leitung L1 an einen elektrischen Vorverstärker VS weitergeleitet. Das dort verstärkte elektrische Empfangssignal R(t) wird mit Hilfe einer Auswerte- /Recheneinrichtung CPU anschließend analog-digital gewandelt. Diese Auswerte-/Recheneinrichtung CPU der Meßvorrichtung MV1 von Fig. 1 übernimmt insbesondere die weitere Signalverarbeitung zum Zwecke einer phasensynchronen oder asynchronen Detektion des Meßsignals MS(t) nach dessen Durchlauf durch den jeweilig zu untersuchenden Lichtwellenleiterabschnitt. Dazu zeigen die Fig. 2 sowie 3 jeweils in schematischer Darstellung beispielhaft geeignete Empfangseinrichtungen bzw. Empfänger DM1, DM2.

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild eines vorzugsweise digitalen Empfängers DM1, der als Demodulator arbeitet. Er weist eine Phase-Locked-Loop (=PLL-) Schaltung PL auf, mit deren Hilfe mindestens ein Demodulationssignal für das intensitätsmodulierte Meßlicht künstlich erzeugt werden kann. Mit Hilfe der PLL-Schaltung kann auf der Empfangsseite insbesondere eine Trägerschwingung frequenz- sowie phasenrichtig derart erzeugt und dem erfaßten Empfangssignal hinzugefügt werden, daß durch Demodulation die Amplitude des eigentlich interessierenden Meßsignals nach Durchlaufen der zu testenden Lichtwellenleiterstrecke zurückgewonnen werden kann. Im folgenden werden neben der Funktion der einzelnen Komponenten des Empfängers DM1 deren Eingangs- und/oder ausgangsseitige Signale behandelt.

Das von der Fotodiode PD gelieferte elektrische Empfangssignal AR(t) wird zweckmäßigerweise soweit mit Hilfe des Vorverstärkers VS verstärkt, daß das Eingangssignal R(t) den eingangsseitigen Analog-/Digital-Wandler AD der Rechen- /Auswerteeinrichtung CPU hinreichend aussteuert. Dieser Analog-/Digitalwandler AD wandelt das zeitkontinuierlich einlaufende Empfangssignal R(t) in ein zeitdiskretes Empfangssignal R(n) um. Vernachlässigt man Störsignale wie Rauschen, Verzerrungen etc. des ausgekoppelten Meßlichts, so lautet das am Eingang der Rechen-/Auswerteeinrichtung CPU anstehende Nutzsignal R(t) in Gleichungsform:

R(t) = A.cos(ωt) = A.cos(2πft).

Dieses Nutzsignal ist also im aufgenommenen Empfangssignal neben Störlichtanteilen mit enthalten.

Dabei stellt f die Frequenz und ω die Kreisfrequenz des Oszillators im Sender OS auf der Sendeseite dar. A repräsentiert die Amplitude des bei der Rechen- /Auswerteeinrichtung CPU ankommenden elektrischen Empfangssignals R(t). Ein etwaiger Gleichanteil des erfaßten Empfangssignals AR(t) wird zweckmäßigerweise durch entsprechende Beschaltung/Verstärkung mit dem Verstärker VS von Fig. 1 oder mindestens einem entsprechend vorgeschaltetem Filter unterdrückt. Für das in die Rechen- /Auswerteeinrichtung einlaufende Nutzsignal R (t) des Empfangssignals wird vorzugsweise ein Phasenwinkel ϕ = 0 gewählt, ohne daß dabei irgendwelche Einschränkungen verbunden wären. Denn die Wahl des Null-Phasenwinkels ist z. B. durch entsprechende Wahl des Zeit-Nullpunktes des Sendesignals SS(t) stets möglich. Der A/D-Wandler AD wird mit einer Abtastrate F betrieben, das heißt nach der Abtastzeitdauer T=1/F wird jeweils der momentan am Eingang anliegende Spannungswert R(t) in einen digitalen Wert R(n) umgewandelt. Unter Vernachlässigung von Quantisierungsfehlern und störenden Laufzeiteffekten des Analog-/Digital- Wandlers AD gilt dann insbesondere:

R(n) = R(nT) = A.cos(Ω.n) mit n = 0,1,2,3, . . .

mit der normierten Kreisfrequenz Ω = ωT = 2πf/F, wobei n eine natürliche Zahl als Zählindex, das heißt die laufende Zeit angibt.

Nach dem Analog-/Digital-Wandler AD zweigt sich der digitale Empfänger DM1 für den phasensynchronen Empfang durch Trägerrückgewinnung in zwei Zweige ZW1 und ZW2 (in Signallaufrichtung betrachtet) auf. Im folgenden wird zuerst der obere Zweig ZW1 der zweikanaligen Verarbeitung des Empfängers DM1 betrachtet. Mit Hilfe eines Mischers MII im oberen Zweig ZW1 wird das digitale Eingangssignal R(n) mit dem Ausgangssignal OCI(n) eines Quadraturoszillators QO zur Demodulierung gemischt, insbesondere multipliziert. Für das Ausgangssignal OCI(n) des Quadraturoszillators QO gilt dabei insbesondere:

OCI(n) = cos [Ωo.n + Δϕo(n)],

wobei Ωo seine auf die Abtastrate normierte Kreisfrequenz, sowie Δϕo(n) seine Phase bezeichnet. Der Ausdruck Δϕo(n) berücksichtigt verbleibende statische Phasenfehler, statistische Phasenfehler (Phasenrauschen) und Frequenzoffsets zwischen dem Nutz- bzw. Trägersignal R(n) im Empfangslicht und dem Ausgangssignal OCI(n) des Quadraturoszillators QO.

Zweckmäßigerweise wird die normierte Kreisfrequenz Ωo des Ausgangssignals OCI(n) des Oszillators QO möglichst auf die normierte Trägerkreisfrequenz Ω des Trägersignals R(n) eingestellt. Der Oszillator QO wird zweckmäßigerweise derart geregelt, daß seine Phase Δϕo(n) möglichst mit der Phase des Trägersignals R(n) übereinstimmt.

Um einen Phasenregelkreis mit Rückkoppelschleife zu erhalten, gelte zweckmäßigerweise die Soll-Beziehung

OSCI(n) = cos [Ωo.n + Δϕo(n)] = cos [PH(n-1)],

wobei insbesondere gelten soll:

Ωo=Ω=PH=Δϕo(n)

Es wird also vorzugsweise versucht, die normierte Kreisfrequenz Ωo und die Phase Δϕo(n) auf die normierte Kreisfrequenz Ω des Trägersignals R(n) im Empfangssignal abzugleichen.

Der digitale Empfänger DM1 wird dazu zweckmäßigerweise derart ausgeregelt, daß im eingeschwungenen Zustand Frequenzoffsets und Phasenfehler, insbesondere statische Phasenfehler zwischen dem Demodulationssignal OCI(n) und dem interessierenden Trägersignal R(n) im Empfangssignal durch einen im unteren Zweig ZW2 realisierten Phasenregelkreis (Phase-Locked-Loop = PLL) PL weitgehend eliminiert werden, d. h. hier im Ausführungsbeispiel insbesondere möglichst zu Null gemacht werden.

Nach der Multiplikation (Mischung) des Ausgangssignals des Analog/Digital-Wandlers REC mit dem "In-Phase"-Ausgangs- bzw. Demodulationssignal OCI(n) des Quadraturoszillators QO gilt somit für das Mischsignal insbesondere:

MIXI(n) = OCI(n).R(n)
= cos(Ωn+Δϕo(n)).A.cos(Ωn)
= A/2.cos(Δϕo)n)) + A/2.cos(2Ωn+Δϕo(n)).

Wird mit Hilfe eines Tiefpaßfilters TF1, das dem Mischer MII im oberen Inphase-Zweig ZW1 nachgeordnet ist, vorzugsweise eine Gleichverstärkung von zwei sowie im Bereich der doppelten Trägerfrequenz von 2Ω eine Verstärkung von möglichst Null vorgenommen, so gilt schließlich für das zeitdiskrete Ausgangssignal des digitalen Empfängers DE1:

I(n) = A.cos(Δϕo(n)).

Im Idealfall Δϕo(n) = 0 steht somit am Ausgang des Empfängers DM1 die gesuchte Amplitude A als Gleichsignal an.

Das Tiefpaßfilter TF1 kann vorzugsweise als nichtrekursives FIR-Filter (Finite Impulse Response) ausgebildet werden, so daß sein Einschwingvorgang nur endlich lang andauert, das heißt, es ergibt sich eine endliche Dauer der Impulsantwort für das Tiefpaßfilter TF1. Außerdem sind nichtrekursive Filter vorteilhaft einsetzbar, wenn auf eine niedrigere Abtastrate übergegangen wird. Diese sogenannte Dezimation kann Rechenzeit und Speicherplatz einsparen und ist insbesondere dann von Vorteil, wenn die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters im Vergleich zur Abtastrate sehr niedrig gewählt ist.

Eine Unterdrückung des Mischsignals MIXI(n) bei der doppelten Trägerkreisfrequenz 2ω ist in besonders vorteilhafter Weise mit einem digitalen Filter möglich, sofern das Verhältnis M von Abtastrate und Trägerfrequenz exakt bekannt ist. Ist dieses Verhältnis ganzzahlig, so reicht insbesondere bereits eine einfache Mittelwertbildung über genau 2M Abtastwerte des Mischerausgangssignals MIXI(n) aus, um die Frequenzkomponente bei der doppelten Trägerkreisfrequenz 2ω weitgehend zu unterdrücken. Ist das Verhältnis M nicht ganzzahlig, so kann dennoch insbesondere durch Plazierung einer Nullstelle des digitalen Tiefpaßfilters TF1 auf dem Einheitskreis der komplexen Z-Ebene bei der korrespondierenden Frequenz für weitgehend vollständige Unterdrückung gesorgt werden.

Das zweite Ausgangssignal OCQ(n) des Quadraturoszillators QO ist gegenüber dem ersten Ausgangssignal OCI(n) vorzugsweise um 90° in der Phase gedreht, das heißt die beiden Oszillatorausgangssignale OCI und OCQ stehen in Quadratur. Es ergibt sich somit insbesondere als entsprechende Beziehung:

OCQ(n) = sin[Ωo.n+Δϕo(n)] = sin[PH(n-1)].

Die normierte Kreisfrequenz Ωo des Oszillators QO wird dabei wie beim Demodulationssignal OCI(n) vorzugsweise möglichst gleich der normierten Kreisfrequenz Ω des zu detektierenden Nutzsignals R(n) gewählt, der Phasenfehler Δϕo(n) zwischen dem zweiten Ausgangssignal OCQ(n) und dem interessierenden Trägersignal R(n) im Empfangssignal vorzugsweise durch den im unteren Zweig realisierten Phasenregelkreis (Phase-Locked-Loop = PLL) PL möglichst zu Null gemacht. Ein solcher Phasenregelkreis PL weist dabei als Komponenten vorzugsweise einen Oszillator wie z. B. QO, einen Mischer wie z. B. MIQ, ggf. ein Tiefpaßfilter wie z. B. TF2, ein Schleifenfilter wie z. B. SF, sowie einen Phasenakkumulator wie z. B. PA auf.

Mit Hilfe eines Multiplizierers bzw. Mischers MIQ wird das zweite sinusförmige Ausgangssignal OCQ(n) des Quadraturoszillators QO mit dem empfangenen Eingangssignal R(n) im unteren, zweiten Empfangszweig ZW2 des Empfängers DM1 multipliziert bzw. gemischt. Für das Ausgangssignal MIXQ(n) des Mischers MIQ gilt dann insbesondere:

MIXQ(n) = OCQ(n).R(n)
= sin (Ω n+Δϕo(n)).A.cos(Ωn)
= A/2.sin(Δϕo(n)) + A/2.sin(2Ωn+Δϕo(n)).

Dabei bezeichnet Ω wiederum die normierte Trägerkreisfrequenz des Oszillators QO, Δϕo(n) wieder den Phasenfehler zwischen dem Nutz- bzw. Trägersignal R(n) im Empfangssignal und der Oszillatorschwingung, sowie n eine natürliche Zahl.

Analog zum oberen Empfängerzweig ZW1 wird das Mischersignal MIXQ(n) anschließend mit einem Tiefpaßfilter TF2 tiefpaßgefiltert. Wird die Gleichverstärkung des Tiefpaßfilters wiederum vorzugsweise etwa gleich 2 und vorzugsweise eine Verstärkung bei etwa der doppelten Trägerkreisfrequenz 2ω im wesentlichen gleich Null gewählt, so gilt schließlich für das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters TF2.

Q(n) = A.sin(Δϕo(n)).

Ist der Phasenfehler Δϕo(n) im eingeschwungenen Zustand des PLL-Phasenregelkreises PL im unteren Empfängerzweig ZW2 sehr klein (Δϕ < < 1) so gilt näherungsweise:

Q(n) ≈ A.Δϕo(n).

Im eingeschwungenen Zustand des PLL-Phasenregelkreises PL (,wobei annäherungsweise Δϕo(n)= 0 gilt,) ist Q(n) vorzugsweise etwa gleich Null.

Im noch nicht eingeschwungenen Zustand des PLL-Phasen­ regelkreises PL weist das Mischerausgangssignal Q(n) noch einen Gleichanteil auf. Dieser Gleichanteil von Q(n) führt bei korrekter Dimensionierung des PLL-Phasenregelkreises PL in vorteilhafter Weise zur Synchronisation der Oszillatorschwingung auf das Träger- bzw. Nutzsignal R(n) im Empfangssignal.

Der Phasenregelkreis PL weist vorzugsweise ein dem Tiefpaßfilter TF2 nachgeordnetes Schleifenfilter SF auf, das üblicherweise in der PLL-Technik für die Stabilität und die dynamischen Eigenschaften des Phasenregelkreises PL verantwortlich ist. Wird das Schleifenfilter SF beispielsweise als sogenannter PI-Reglers (=Proportional- Integral-Regler) ausgebildet, so gilt für sein Ausgangssignal:

XF(n) = XF(n-1) + KI.Q(n),
FR(n) = KP.Q(n) + XF(n),

wobei gilt:
Mit Hilfe der ersten Gleichung wird das Eingangssignal Q(n) mit dem Faktor KI gewichtet und auf einen digitalen Integrierer gegeben. In der zweiten Gleichung wird zum I-Anteil XF noch zusätzlich der P-Anteil (Proportional-Anteil) KP.Q(n) hinzuaddiert.

Beim Beginn einer Messung stellt sich in der Praxis zunächst das Problem, die sogenannte Zustandsvariable XF(n) der beiden Zustandsgleichungen des Phasenregelkreises PL aufgrund seiner rekursiven Struktur zu initialisieren. Die Zustandsvariable repräsentiert im eingeschwungenen Zustand vorzugsweise die auf die Abtastrate normierte Frequenz des Quadraturoszillators QO im Empfänger DM1. Sie kann insbesondere so initialisiert werden, daß die Frequenz des Quadraturoszillators von Beginn an mit der vermuteten Frequenz f des Oszillators im Sender übereinstimmt; hierdurch kann der Einschwingvorgang des Phasenregelkreises PL verkürzt werden. Zweckmäßigerweise gilt hierfür:

XF(-1) = f/F.

Vor der allerersten Messung wird für f zweckmäßigerweise der Wert der Nominalfrequenz des Sendeoszillators eingesetzt. Zwischen den einzelnen Meßschritten kann es zweckmäßig sein, die Zustandsvariable XF(n-1) jeweils aus der vorigen Messung zu übernehmen. Hierdurch kann eine potentielle Frequenzdrift des Sendeoszillators berücksichtigt werden.

Die beiden Parameter KP und KI bestimmen vorzugsweise Stabilität, Geschwindigkeit und verbleibende Regelabweichung des Phasenregelkreises PL. Ihre Dimensionierung kann insbesondere der einschlägigen Literatur zum PLL-Phasenregelkreis entnommen werden.

Das Tiefpaßfilter TF2 im unteren Zweig ZW2 ist im Blockschaltbild von Fig. 5 lediglich gestrichelt, das heißt als Option eingezeichnet. Aufgrund des Tiefpaßverhaltens des geschlossenen Phasenregelkreises kann in vorteilhafter Weise häufig auf das Tiefpaßfilter TF2 ganz verzichtet werden oder auch im Schleifenfilter SF mit realisiert sein.

Das Ausgangssignal FR des Schleifenfilters SF des Phasenregelkreises PL wird dort schließlich auf einen weiteren Integrierer bzw. Phasenakkumulator PA gegeben, um aus der Frequenzinformation FR(n) die Phaseninformation PH(n) zu gewinnen. Es gilt somit insbesondere:

PH(n) = PH(n - 1) + 2π.FR(n),
wobei PH(-1)=0 gilt.

Um numerischen Problemen vorzubeugen, wird die mehrdeutige Phase nach jeder Neuberechnung zweckmäßigerweise eindeutig auf das Intervall zwischen Null und 2π zurückgeführt, indem bei Winkeln größer 2π der Wert 2π subtrahiert wird:
Falls PH(n) < 2π wird, wird also 2π von der aktuellen Phase PH abgezogen, so daß gilt PH(n) = PH(n)-2π.

Aus der Phaseninformation werden schließlich über numerische Berechnungen oder Tabellen in der Rechen-/Auswerteeinrichtung CPU die zugehörigen, gesuchten cos- und sin-Werte der beiden Ausgangssignale OCI(n), OCQ(n) des Oszillators QO bestimmt.

Für die obige, rekursive Berechnung der Phaseninformation PH ist in der Praxis ebenfalls eine Initialisierung zweckmäßig. Da aber zu Beginn der Messung und zwischen den einzelnen Meßschritten kaum Informationen über die Phase PH zu gewinnen sind, kann die Phase PH beispielsweise mit dem Wert Null initialisiert werden:

PH(-1) = 0.

Aus obigen Gleichungen für den unteren Zweig ZW2 ist ersichtlich, daß die Amplitude A des zu detektierenden Nutzsignals R(n) implizit in die Verstärkung des offenen Phasenregelkreises PL eingeht und sich damit auf die dynamischen Eigenschaften des PLL-Phasenregelkreises PL auswirkt. Die Folge wäre ein sehr langsames Einschwingverhalten des PLL-Phasenregelkreises PL bei kleinen Amplituden A des Nutzsignals R(n). Abhilfe hierfür würde beispielsweise eine automatische Verstärkungsregelung im unteren Zweig ZW2 schaffen. Eine einfachere Abhilfe ist insbesondere mit Hilfe eines Begrenzers BG für das Empfangssignal R(N) im unteren Zweig ZW2 zu bewirken. Der Begrenzer BG ist in der Fig. 2 (bei Blickrichtung in Signallaufrichtung) eingangsseitig als erste Komponente im unteren Zweig ZW2 gestrichelt eingezeichnet. Durch die Pegelbegrenzung des Empfangssignals R(n) ergibt sich ein modifiziertes, intensitätsmäßig begrenztes Eingangssignal

Hierfür werden zweckmäßigerweise Gleichanteile im Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers AD vor der Begrenzung des eingehenden Nutzsignals R(n) ausgefiltert. Durch eine solche nichtlineare Begrenzung des empfangenen Nutzsignals R(n) ist allerdings eine erhöhte Empfindlichkeit des PLL-Phasenregelkreises PL gegen Rauschen im Eingangssignal in Kauf zu nehmen.

Zusammenfassend betrachtet wird also im Empfänger DM1 künstlich ein Demodulationssignal wie z. B. OCI(n) generiert, das möglichst synchron zur Phase sowie Frequenz des empfangenen Meßsignals eingeregelt wird. Durch Mischen, insbesondere Multiplikation, des Empfangssignals mit diesem Demodulationssignals ist es ermöglicht, das Nutzsignal im aufgenommenen Empfangssignal zu detektieren und dessen Amplitude bzw. Intensität zu bestimmen. Indem also das empfangsseitig aufgenommene Meßsignal mit mindestens einem, erst auf der Empfangsseite generierten Demodulationssignal überlagert wird, kann das Träger- bzw. Nutzsignal aus dem aufgenommenen Empfangssignal herausgefiltert werden, d. h. von den Störanteilen im Empfangssignal separiert werden. Dazu wird das Demodulationssignal zweckmäßigerweise synchron zur Phase und/oder Frequenz des empfangenen Meßsignals diesem zugemischt. Vorzugsweise wird die Frequenz des Demodulationssignals im wesentlichen gleich der Frequenz der Trägerschwingung des intensitätsmodulierten Sendesignals gewählt. Die Phase des Demodulationssignals wird dann insbesondere durch PLL-Regelung mit der Phase des aufgenommenen Meßsignals möglichst in Übereinstimmung gebracht.

Aus dieser Überlagerung kann dann mindestens ein Meßkriterium - wie z. B. die Amplitude A des Trägersignals - für mindestens eine Übertragungskenngröße des jeweilig zu untersuchenden Übertragungselementes in vorteilhafter Weise durch Demodulation abgeleitet werden. Es können also Störgrößen aus dem Empfangssignal herausgefiltert werden, so daß im wesentlichen nur noch das Träger- bzw. Nutzsignal zur Auswertung übrigbleibt. Hierzu ist eine direkte Signalübertragung der Trägerfrequenzschwingung von der Sende- zur Empfangsseite nicht erforderlich.

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren, digitalen Empfängers DM2, jetzt allerdings mit asynchroner Detektion des gesuchten Träger- bzw. Nutzsignals im empfangsseitig aufgenommenen Empfangslicht. Einige Empfangskomponenten des Empfängers DM2 sind dabei identisch mit denen des Empfängers DM1 bei der synchronen Detektion. Ein Hauptunterschied zwischen den beiden Empfängern DM1, DM2 ist der, daß beim asynchronen Empfänger DM2 keine Phasenregelschleife für den Quadraturoszillator QO realisiert ist; vielmehr wird dieser Empfängeroszillator DM2 freilaufend betrieben. Seine Frequenz FR ist zwar nominal identisch mit der Frequenz f des Sendeoszillators, eine Phasensynchronität ist aber in der Regel nicht vorhanden. Unterschiedliche Frequenzen der Oszillatoren im Sender und Empfänger führen sogar zu geringen Frequenzoffsets, die nicht ausgeglichen werden. Bei vorzugsweise gleicher Auslegung von Phasenakkumulator und Quadratursignalerzeugung wie bei der phasensynchronen Detektion nach Fig. 2 wird an den Eingang des Phasenakkumulators PA nun vorzugsweise eine Konstante aufgeschaltet, die gleich der auf die Abtastrate F normierten Frequenz f des Sendeoszillators ist:

FR =f/F.

Die beiden Mischer MIXI sowie MIXQ multiplizieren wiederum das Eingangssignal R(n) mit den beiden Ausgangssignalen OCI und OCQ des Quadraturoszillators QO. Die beiden, vorzugsweise identischen Tiefpaßfilter TF1, TF2 im oberen und unteren Zweig ZW1, ZW2 weisen in ihrem Durchlaßbereich vorzugsweise wiederum jeweils eine Verstärkung vom Wert 2 auf. Sie trennen jeweils die tieffrequenten Nutzanteile von den unerwünschten Anteilen des Empfangssignals im Bereich der doppelten Frequenz 2f.

Betrachtet man das zweikanalige Multiplikations-Signal I(n), Q(n) als komplexes Signal I+jQ, so stellt dieses Signal vorzugsweise ein komplexes Zwischenfrequenzsignal dar. Dessen Zwischenfrequenz ist insbesondere nominal null. Ist ein Frequenzoffset ± Δf zwischen Sende- und Empfängeroszillator zu erwarten, so umfaßt der Durchlaßbereich des jeweiligen Tiefpaßfilters TF1 bzw. TF2 insbesondere mindestens den Frequenzbereich von 0 bis Δf. Die Tiefpaßfilter sind wiederum vorzugsweise als nichtrekursive FIR-Filter ausgelegt. Zum einen ist hierdurch ihr Einschwingvorgang nach endlicher Zeit vollständig abgeklungen, zum anderen läßt sich damit ökonomisch eine Verringerung der Abtastrate am Ausgang der Tiefpaßfilter bewerkstelligen.

Die beiden gewonnenen Signale I sowie Q werden an einen Detektor DE weitergegeben. Dieser Detektor DE berechnet die Amplitude des komplexen ZF-Signals zu:

MAG = √I² + Q².

Die eigentliche asynchrone Detektion entspricht damit insbesondere annäherungsweise einer Hüllkurvendetektion des komplexen ZF-Signals. Ohne den Einfluß von Störungen gilt hierbei insbesondere MAG = A, so daß die gesuchte Amplitude des empfangenen Eingangssignals R(n) gefunden ist.

Auch bei diesem asynchronen Empfang ohne Trägersignalrückgewinnung werden Störgrößen schmalbandig ausgefiltert, ohne daß es hierzu einer direkten Übertragung der Trägerfrequenzschwingung von der Sende- zur Empfangsseite über eine Extra-Datenleitung bedarf.

Von besonderem praktischem Vorteil ist es, daß die erfindungsgemäße Detektion des Nutzsignals entsprechend den Fig. 1 mit 3 im wesentlichen bereits allein mittels einer entsprechenden Rechen-/Auswerteeinrichtung auf der Empfangsseite des jeweilig zu messenden optischen Übertragungselements durchgeführt werden kann. Der jeweilige erfindungsgemäße Empfängertyp läßt sich also nicht nur hardwaremäßig realisieren, sondern auch rein softwaremäßig implementieren. Auch Mischformen sind selbstverständlich möglich. Besonders vorteilhaft ist es, für den jeweiligen Empfänger digitale Bausteine zu verwenden, so daß eine digitale Signalverarbeitung ermöglicht ist. Gegebenenfalls kann natürlich auch eine Realisierung mittels analoger Bausteine ausreichend sein.

Bei großem Signal- zu Rausch-Abstand (insbesondere < 20 dB) des jeweiligen "In-Phase"-Signals werden sich die synchrone und die asynchrone Detektion in der Genauigkeit bzw. bezüglich ihres Signal zu Rausch-Abstands für die detektierte Amplitude A kaum unterscheiden. Da aber beim asynchronen Empfänger DM2 von Fig. 3 kein Einschwingvorgang eines PLL-Phasenregelkreises wie beim phasensynchronen Empfänger DM1 von Fig. 2 abgewartet zu werden braucht, werden bei diesem optischen Empfänger DM2 von Fig. 3 die einzelnen Messungen in vorteilhafter Weise wesentlich schneller vonstatten gehen, so daß die Gesamtdauer der Messungen deutlich niedriger wird.

Bei niedrigem Signal- zu Rausch-Abstand des Empfangslichts ist allerdings die synchrone Detektion wegen ihres besseren Signal- zu Rauschabstands der asynchronen Detektion überlegen.

Vorteilhaft kann es deshalb auch sein, eine Kombination von synchroner und asynchroner Detektion des Empfangssignals vorzunehmen. Dazu kann eine pegelabhängige Umschaltung zwischen den beiden Empfängern DM1, DM2 der Fig. 2, 3 vorgenommen werden. Vorzugsweise sind dann beide Empfängertypen DM1, DM2 gemeinsames Bestandteil der Rechen- /Auswerteeinrichtung CPU. Insbesondere sind die beiden Empfängertypen DM1, DM2 in der Rechen/Auswerteeinrichtung CPU softwaremäßig ausgeführt. Hierdurch kann also der Vorteil kurzer Meßzeiten der asynchronen Detektion mit der systembedingt höheren Meßgenauigkeit der synchronen Detektion kombiniert werden.

Besonders zweckmäßig kann es sein, diesen synchronen und/oder asynchronen Überlagerungsempfang gemäß den Fig. 2 und/oder 3 bei der interferometrischen Messung der Dispersion, insbesondere Polarisationsmoden- Dispersion einer optischen Übertragungsstrecke anzuwenden. Dies gilt insbesondere auch dann, falls in die optische Übertragungsstrecke optische Faserverstärker eingefügt sind. Die Polarisations-Moden­ dispersion (PMD = Laufzeitunterschied zwischen den beiden orthogonalen Moden einer Einmodenfaser) begrenzt bei Einmodenfasern je nach Streckenlänge das nutzbare Band­ breite-Längenprodukt eines optischen Übertragungskanals. Dies hat insbesondere zur Folge, daß mit den ständig zunehmenden Übertragungsraten die Polarisationsmoden-Dispersion nicht wie bisher vernachlässigt werden kann. Beim interferometrischen Meßverfahren besteht der optische Teil des Empfängers aus einem Interferometer (insbesondere Mach-Zehnder- oder Michelson-Interferometer). Ein solches Interferometer ist in der Fig. 1 der zeichnerischen Einfachheit halber lediglich strichpunktiert vor dem lichtempfindlichen Element PD (In Signallaufrichtung betrachtet) eingezeichnet. Seine Funktion, Wirkungsweise und Verwendung für die Dispersionsmessung optischer Fasern sind beispielsweise im Artikel "European Optical Communications and Networks", Twelfth Annual Conference on European Fibre Optic Communications and Networks, Heidelberg, June 21-24, 1994, Proceedings, Papers on Optical Components, Fibres and Cables, published by the European Institute for Communications and Networks, Seiten 143 bis 146 ausführlich angegeben. Das Ausgangssignal eines optischen Interferometers ohne Meßprobe (Sender direkt an Interferrometer angeschlossen) entspricht vorzugsweise gleich der Autokorrelationsfunktion des Sendesignals. Die Breite des Interferenzmusters am Ausgang des Interferometers hängt damit unmittelbar von der spektralen Verteilung des Sendesignals ab.

Wird nun zum Zwecke der Messung der Polarisations­ moden-Dispersion eine Meßprobe zwischen Sender und Empfänger gebracht, so verbreitert sich das Interferenzmuster am Ausgang des Interferometers aufgrund der Laufzeitunterschiede von unterschiedlichen, sich in der Meßprobe ausbreitenden Moden. Bei einer zu messenden Lichtwellenleiterstrecke wie z. B. LW, für die vorzugsweise eine sogenannte Monomodefaser verwendet ist, wird eine solche zeitliche Verbreitung des Interferenzmusters durch deren beide orthogonal zueinander stehenden Grundmoden verursacht (vgl. Fig. 4). Die Verbreiterung ist somit in vorteilhafter Weise ein unmittelbares Maß für die Polarisationmoden-Dispersion. Eine ausreichende Meßgenauigkeit setzt dabei insbesondere ein hinreichend schmales Autokorrelationsmuster voraus, da ansonsten die Verbreiterung durch die Polarisations­ moden-Dispersion nicht mehr meßtechnisch nachweisbar ist.

Ein optischer Faserverstärker wie z. B. OF bekannter Bauart in der jeweilig zu messenden Lichtwellenleiter-Über­ tragungsstrecke wie z. B. LW in Fig. 1 verstärkt das Nutzsignal durch stimulierte Emission unter Ausnutzung der spektroskopischen Eigenschaften von seltenen Erden in Gläsern, vorzugsweise Erbium 3+ für die Wellenlänge 1,55 µm. Nachteilig ist dessen unvermeidbare, verstärkte spontane Emission (ASE = Amplified Spontanous Emission), die zu einer erheblichen Verbreiterung des Spektrums am Ausgang des optischen Faserverstärkers führt.

Fig. 5 zeigt in schematischer Darstellung die Verteilung des spektralen Leistungsdichtespektrums SLD eines optischen Meßsignals in Abhängigkeit von der Wellenlänge WL nach seiner Verstärkung mit Hilfe eines optischen Faserverstärkers. Die Leistungsanteile der spontanen Emission übersteigen in der Praxis die Leistung des Nutzsignals. Dies hat zur Folge, daß das Interferometer am Ausgang der Übertragungsstrecke die durch verstärkte spontane Emission entstandene Leistung als Sendequelle bei einer reinen Gleichlichtübertragung sieht. In diesem Fall geht die Information hinsichtlich der Verbreiterung der Polarisationsmoden-Dispersion im Übertragungsabschnitt vor dem Faserverstärker verloren.

In der Fig. 5 ist die aufgenommene Meßkurve für die spektrale Leistungsdichte des Nutzsignals mit LMS bezeichnet, sowie die aufgenommene Kurve für die Leistungsdichte der spontanen Emission des optischen Faserverstärkers (wie z. B. OF In Fig. 1) mit LAS. Das schmalbandige Leistungsspektrum LMS des Meßsignals wird dabei durch das Leistungsspektrum LAS der spontanen Emission des optischen Faserverstärkers verbreitert und überlagert. Es erscheint als schmale Leistungsspitze im breiten Emissionsrauschen des Faserverstärkers.

Wird das Sendesignal gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren in der Intensität moduliert und auf der Empfangsseite durch phasensynchronen und/oder asynchronen Überlagerungsempfang schmalbandig detektiert, so läßt sich der Einfluß der ASE (= Amplified Spontanous Emission) des jeweiligen optischen Faserverstärkers in vorteilhafter Weise weitgehend eliminieren.

Fig. 4 veranschaulicht in schematischer Darstellung an Hand eines Zeit-/Intensitätsdiagramms ein mit Hilfe des erfindungsgemäßen Meßverfahrens beispielhaft aufgenommenes Interferenzmuster IM für eine zu testende optische Faser, in deren Längsverlauf ein optischer Faserverstärker bekannter Bauart eingefügt ist. Entlang der Abszisse des Diagramms von Fig. 4 ist dabei die Zeit t, entlang der Ordinaten die Intensität IT des Interferenzmusters IM aufgetragen. Das Interferenzmuster IM weist etwa in der Mitte ein Intensitätsmaximum MA auf, das vom Sendesignal herrührt, zu dem annäherungsweise spiegelsymmetrisch Schwebungen SW liegen. Diese sind durch die unterschiedlichen Laufzeiten der beiden orthogonal zueinander liegenden Moden bei der Ausbreitung des Nutzsignals im zu messenden Lichtwellenleiter LW bewirkt. Die Breite, d. h. hier zeitliche Ausdehnung des Interferenzmusters IM ausgehend von diesem Intensitätsmaximum MA ist somit insbesondere ein unmittelbares Maß für die Polarisationmoden-Dispersion. Die Polarisations­ moden-Dispersion läßt sich dabei insbesondere aus dem zweiten zentralen Moment der Verteilung des Interferenzmusters berechnen. Entsprechende Berechnungsverfahren sind zum Beispiel im Artikel "European Optical Communications and Networks", Twelfth Annual Conference on European Fibre Optic Communications and Networks, Heidelberg, June 21-24, 1994, Proceedings, Papers on Optical Components, Fibres and Cables, published by the European Institute for Communications and Networks, Seiten 143 bis 146 angegeben. Aus dem Interferenzmuster IM von Fig. 4 läßt sich hier im Testbeispiel z. B. eine Polarisationsmoden-Dispersion von annäherungsweise 0,057 ps/km^½ ermitteln.

Durch die Verwendung der erfindungsgemäßen Empfängertechnik läßt sich die Eingangsempfindlichkeit erhöhen. Die Dynamik eines vorhandenen interferometrischen PMD (Polarisationsmoden-Dispersion) - Meßsystems kann hierbei insbesondere von ca. 30 dB auf etwa 60 dB erhöht werden.

Fig. 6 stellt dem erfindungsgemäßen Meßverfahren in schematischer Darstellung eine Meßvorrichtung MV1 gegenüber, die mit einer zusätzlichen Referenzleitung arbeitet, um die Polarisationsmoden-Dispersion der jeweiligen optischen Faser eines langen Lichtwellenleiter-Kabels zu bestimmen.

In der Fig. 6 ist der zu messende Lichtwellenleiter ebenfalls mit LW bezeichnet und durch kreisförmige Schlingen angedeutet. Seine Übertragungslänge liegt in der Praxis vorzugsweise zwischen 10 und 500 km, insbesondere zwischen 50 und 300 km. Das eingangsseitige Ende der zu messenden optischen Faser LW ist an die erste optische Ausgangsleitung AL1 eines optischen Senders SE angeschlossen. In diese erste Ausgangsleitung AL1 wird mindestens ein Meßlicht PS(t) mit Hilfe mindestens eines optischen Sendeelements LED1, insbesondere einer Laserdiode, Leuchtdiode, Halogenlampe, Laser oder dergleichen eingekoppelt. Das optische Sendeelement LED1 erhält dabei seine elektrische Leistungszufuhr von einer Stromquelle PCS1, deren bereitgestellter Stromwert mit Hilfe eines Funktionsgenerators, insbesondere Oszillators FG intensitätsmäßig moduliert wird. Es wird somit eine Amplitudenmodulation des Injektionsstromes für das optische Sendeelement LED1 erzeugt. Das Sendeelement LED1 wandelt diesen amplitudenmodulierten Injektionsstrom in ein intensitätsmoduliertes Lichtsignal PS(t) um. Dem optischen Sendeelement LED1 ist in der ersten Ausgangsleitung AL1 ein Dämpfungsglied AT nachgeordnet, das der Anpassung des optischen Senders SE an den Wellenwiderstand des zu messenden Lichtwellenleiters LW dient. In Übertragungsrichtung betrachtet ist schließlich nach dem optischen Dämpfungsglied AT ein linearer Polarisator LP in die erste optische Ausgangsleitung AL1 eingefügt. Dieser stellt in vorteilhafter Weise definierte Ausgangszustände für die Polarisationsmoden des Meßlichts PS(t) sicher. Das Meßlicht PS(t) durchläuft die zu testende Übertragungsstrecke des Lichtwellenleiters LW. Dessen ausgangsseitiges Ende ist an die erste optische Eingangsleitung EL1 eines optischen Empfängers EM angekoppelt, in die ein optisches Interferometer IF, insbesondere ein sogenanntes Mach-Zehnder- oder Michelson-Interferometer eingefügt ist. Mit Hilfe des Interferometers IF wird ein Interferenzsignal PA(t) erzeugt, das durch Überlagerung des Meßsignals PS(t) infolge zweier unterschiedlicher optischer Laufwege im Interferometer IF hervorgerufen wird. Dieses Interferenzsignal PA(t) dient als Maß für die Polarisations-Modendispersion des zu testenden Lichtwellenleiters LW (= Testpfad). Es wird mit Hilfe mindestens eines lichtempfindlichen Elements ED, insbesondere einer Fotodiode im optischen Interferometer IF erfaßt und in ein elektrisches Interferenz- bzw. Schwebungssignal IPA(t) umgewandelt. Dieses elektrische Interferenzsignal IPA(t) wird vom Interferometer IF über eine ausgangsseitige elektrische Leitung EA1 an einen sogenannten Lock-In-Verstärker LIA bekannter Bauart zur Signaldetektion übertragen. Dieser Lock- In-Verstärker LIA erhält gleichzeitig ein elektrisches Referenzsignal IRS(t) über eine zweite eingangsseitige elektrische Leitung EA2. Das elektrische Referenzsignal IRS(t) wird mit Hilfe eines optisch/elektrischen Wandlers PM aus einem optischen Referenzsignal RS(t) erzeugt, das über einen zweiten, das heißt zusätzlichen Lichtwellenleiter SF als Referenzleitung vom optischen Sender SE zum weit entfernten, optischen Empfänger EM übertragen wird. Das optische Referenzsignal IRS(t) wird in derselben Weise wie das optische Meßsignal PS(t) für die eigentliche zu testende optische Faser DSF erzeugt. Dazu ist das eingangsseitige Ende des Referenzlichtwellenleiters SF an die zweite Ausgangsleitung AL2 des optischen Senders SE angeschlossen. Mit Hilfe eines optischen Sendeelements LED2, das analog zum optischen Sendeelement LED1 ausgebildet ist, wird das optische Referenzsignal RS(t) in diese zweite Ausgangsleitung AL2 des optischen Senders SE eingekoppelt. Das optische Sendeelement LED2 wird dabei von einer Stromquelle PCS2 versorgt, deren Intensität mit Hilfe des Funktionsgenerators FG vorzugsweise in derselben Weise wie die der Stromquelle PCS1 im Testpfad TP für den eigentlich zu testenden Lichtwellenleiter LW moduliert wird. Auf diese Weise steht das optische Referenzsignal RS(t) in einer festen Phasenbeziehung zum optischen Meßsignal PS(t) im eigentlichen Testpfad TP. Da es von der Sendeseite zur Empfangsseite über den Referenzpfad RP des zusätzlichen Referenzlichtwellenleiters SF übertragen wird, sind auf der Empfangsseite für den Lock-In-Verstärker LIA Informationen über die ursprüngliche Phase des eingekoppelten optischen Meßsignals PS(t) bereitgestellt. Der Lock-In-Verstärker LIA nutzt diese von der Sende- zur Empfangsseite übertragene Phaseninformation zur frequenzselektiven Verstärkung des gemessenen Interferenzsignals IPA(t), wodurch sich ein verbessertes Signal- zu Rausch-Verhältnis ergibt. Das verstärkte Interferenzsignal SE(t) wird über eine elektrische Meßleitung SL vom Lock-In-Verstärker LIA an eine Auswerteeinrichtung CPU übertragen, wo es zur Signalauswertung bereitgestellt ist. Aus dem verstärkten Interferenzsignal SE(t) läßt sich insbesondere die Polarisationsmoden-Dispersion für den zu testenden Lichtwellenleiter LW bestimmen.

Bei diesem Lock-In-Verstärkerprinzip von Fig. 6 wird zusätzlich zum intensitätsmodulierten Eingangssignal ein phasenstarres Referenzsignal zugeführt. Dieses Referenzsignal wird optisch über einen zusätzlichen Lichtwellenleiter oder ein sonstiges Nachrichten-Übertragungselement von der Sende- zur Eingangsseite übertragen. Falls Sender und Empfänger nahe beieinander stehen, wie zum Beispiel bei Laboraufbauten, kann das Referenzsignal auch elektrisch von der Sende- zur Empfangsseite übertragen werden.

In der optischen Meßtechnik wird diese sogenannte Lock-In-Ver­ stärkertechnik zur Unterdrückung von Störgrößen wie Umgebungslicht, elektromagnetische Einstreuungen und Rauschen im zu messenden Übertragungselement eingesetzt. Dabei wird das intensitätsmodulierte, optische Meßsignal im Empfänger durch eine phasensensitive Gleichrichtung aus dem gestörten Signal herausgefiltert. Das Prinzip des Lock-In-Verstärkers basiert üblicherweise auf dem Mischen des Eingangssignals mit einem Referenzsignal der gleichen Frequenz und anschließender Mittelwertbildung. Das Referenzsignal kann in Laboraufbauten auf einfache Weise dadurch gewonnen werden, daß das elektrische Anschlußsignal des Senders direkt über eine kurze Meßleitung dem Lock-In-Verstärker zugeführt wird. Feldmessungen auf der Basis der phasensynchronen Gleichrichtung sind mit einem solchen Meßverfahren nur schwierig oder gar nicht möglich, da das elektrische Ansteuersignal des Lock-In-Verstärkers nur unter unvertretbar hohem Aufwand vom Sender zum Empfänger mittels mindestens einer elektrischen Extra-Übertragungsleitung geführt werden kann (Dämpfungs- oder Dispersions-Messungen können mehrere 100 km Lichtwellenleiter einschließen). Denkbar wäre eine optische Übertragung des Referenzsignals über einen zweiten Lichtwellenleiter oder mittels optischem Wellenlängenmultiplex. Derartige Lösungen führen aber im allgemeinen zu keiner Verbesserung des Signal-Störabstands im Empfänger, da das Referenzsignal die gleiche Dämpfung im jeweiligen Lichtwellenleiter eines optischen Kabels erfährt wie das Meßsignal.

Demgegenüber kann beim erfindungsgemäßen Meßverfahren das empfangene, optische Meßsignal auf der Empfangsseite mit verbessertem Signal/Rauschverhältnis aufgenommen werden. Zudem ist es nicht erforderlich, eigens eine Referenzleitung von der Sende- zur Empfangsseite des optischen Übertragungselements zu verlegen, sondern das Meßsignal kann bereits durch alleinige, d. h. ausschließliche Verarbeitung auf der Empfangsseite des Übertragungselements ausgewertet werden. Denn im erfindungsgemäßen Empfänger selbst wird mindestens ein Demodulationssignal derart künstlich erzeugt und mit dem empfangsseitig aufgenommenen Meßsignal überlagert, daß aus dieser Überlagerung mindestens ein Meßkriterium für mindestens eine Übertragungskenngröße des jeweilig zu messenden optischen Übertragungselements ableitbar wird. Das erfindungsgemäße Meßverfahren eignet sich dabei nicht nur zur Dispersionsmessung, sondern darüberhinaus auch zur Messung der Übertragungsdämpfung, Spleißdämpfung, Bandbreite, Grenzwellenlänge, oder sonstiger Übertragungskenngrößen des jeweiligen optischen Übertragungselements, insbesondere Lichtwellenleiters.

Claims (15)

1. Verfahren zur Ermittlung optischer Übertragungskenngrößen mindestens eines optischen Übertragungselements (LW), dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein optisches Nutzsignal (NS(t)) auf der Sendeseite des optischen Übertragungselements (MP) intensitätsmoduliert wird, so daß ein intensitätsmoduliertes Sendesignal (SS(t)) bereitgestellt wird, daß dieses intensitätsmodulierte Sendesignal (SS(t)) in das optische Übertragungselement (LW) sendeseitig eingekoppelt wird, daß das zu messende Übertragungselement (LW) von diesem intensitätsmodulierten Sendesignal (SS(t)) als optisches Meßsignal (MS(t)) durchlaufen wird, daß ein dieses Meßsignal (MS(t)) enthaltendes Empfangssignal (MS.(t)) empfangsseitig aus dem Übertragungselement (LW) ausgekoppelt und aufgenommen wird, daß dieses empfangsseitig aufgenommene Empfangssignal (R(n)) auf der Empfangsseite mit mindestens einem dort künstlich erzeugten Demodulationssignal (OCI(n), OCQ(n)) überlagert wird, und daß aus dieser Überlagerung mindestens ein Meßkriterium (A) für mindestens eine Übertragungskenngröße abgeleitet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Demodulationssignal (OCI(n), OCQ(n)) synchron und/oder asynchron zur Phase und/oder Frequenz des Meßsignals dem Empfangssignal (MS.(t)).

3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Empfangsseite durch mindestens ein elektrisches und/oder optisches Filter (TF1, TF2, SF) eine frequenzselektive Vorverarbeitung des Empfangssignals (R(n)) durchgeführt wird.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das optische Empfangssignal (MS.(t)) empfangsseitig mit mindestens einem lichtempfindlichen Element (PD) aufgenommen wird.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das optische Empfangssignal (MS.(t)) empfangsseitig in ein elektrisches Meßsignal (R(t)) umgewandelt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das elektrische Meßsignal (R(t)) vor seiner Demodulierung digitalisiert wird.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Überlagerung des Empfangssignals (R(u)) mit dem Demodulationssignal (OCI(n), OCQ(n)) dem empfangenen Meßsignal (R(n)) ein Meßkriterium (A) für die Polarisationsmoden- Dispersion (tz) des optischen Übertragungselements (LW) gewonnen wird.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Messung der Dispersion des Übertragungselements das Empfangssignal (MS.(t)) auf der Empfangsseite nach seiner Auskopplung einem optischen Interferometer (IF) zugeführt wird.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Demodulationssignals (OCI(n)) im wesentlichen gleich der Frequenz der Trägerschwingung des intensitätsmodulierten Sendesignals (SS(t)) gewählt wird.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase (PH) des Demodulationssignals (OCI(n)) durch PLL-Regelung mit der Phase des Meßsignals (R(n)) im aufgenommenen Empfangssignal (MS.(t)) möglichst in Übereinstimmung gebracht wird.

11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Demodulationssignal (OCI(n)) mit dem aufgenommenen Empfangssignal (R(n)) multipliziert wird, und daß aus dem Multiplikationssignal die Amplitude (A) des Meßsignals zurückgewonnen wird.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude (A) des Meßsignals (MS(t) durch Einhüllenden- Demodulation auf der Empfangsseite zurückgewonnen wird.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Übertragungselement mindestens ein Lichtwellenleiter (LW) verwendet wird.

14. Meßvorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite des optischen Übertragungselements (LW) Sendemittel (LQ, CH) zur Intensitätsmodulation mindestens eines optischen Nutzsignals (NS(t)) vorgesehen sind, so daß ein intensitätsmoduliertes Sendesignal (SS(t)) bereitstellbar ist, daß dort Einkoppelmittel (EM) zur sendeseitigen Einkopplung dieses intensitätsmodulierten Sendesignals (SS(t)) in das jeweilig zu messende optische Übertragungselement (LW) vorgesehen sind, so daß das Übertragungselement (LW) von einem Meßsignal (MS(t)) durchlaufen wird, daß auf der Empfangsseite des Übertragungselements (LW) Auskoppelmittel (AM) zur Auskopplung eines dieses Meßsignal enthaltenden Empfangssignals (MS.(t)) vorgesehen sind, daß auf der Empfangsseite Empfangsmittel (PD) vorgesehen sind, mit deren Hilfe dieses Empfangssignal (MS.(t)) aufnehmbar ist, daß dort Demodulationsmittel (DM1) vorgesehen sind, mit denen das empfangsseitig aufgenommene Empfangssignal (R(n)) mit mindestens einem künstlich erzeugten Demodulationssignal (OCI(n), OCQ(n)) überlagerbar ist, und daß eine empfangsseitige Auswerteeinrichtung (CPU) vorgesehen ist, die aus dieser Überlagerung mindestens ein Meßkriterium (A) für mindestens eine Übertragungskenngröße ableitet.

15. Meßvorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das zu messende optische Übertragungselement durch mindestens einen Lichtwellenleiter (LW) gebildet ist.