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Technisches Gebiet
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Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen getakteten Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen.
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Hintergrund
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Die Erfindung geht aus von einem Verfahren und einem getakteten Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen nach der Gattung des Hauptanspruchs.
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1 zeigt einen bekannten Tiefsetzsteller mit den ebenfalls bekannten Hauptkomponenten. Ein Schalter SO ist in Serie mit einer Freilaufdiode DF geschaltet. Der Verbindungspunkt der Kathode der Freilaufdiode DF und des Schalters SO ist mit einer Drossel L verbunden. Der andere Anschluss der Drossel L ist mit einem Filterkondensator CF verbunden. Das andere Ende des Filterkondensators CF und die Anode der Diode DF sind mit Masse verbunden.
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Der andere Anschluss des Schalters SO ist zusammen mit der Masse der Eingang des Tiefsetzstellers. Der Ausgang des Tiefsetzstellers ist parallel zum Filterkondensator CF.
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Solche Tiefsetzsteller sind weitverbreitet und arbeiten zufriedenstellend. Normalerweise sind diese Schaltungen so ausgelegt, dass sie einen möglichst niedrigen Spannungs- beziehungsweise Stromripple aufweisen, um der angeschlossenen Last eine möglichst hochwertige Energieversorgung zu gewährleisten. Dies gilt insbesondere wenn an solch einen Tiefsetzsteller eine oder mehrere einer Eingangsleistung schnell folgende Lichtquellen wie z.B. LEDs angeschlossen sind. Bei solchen Lichtquellen wird ein etwaiger Stromripple direkt in eine Modulation des Lichtes umgesetzt und kann die Lichtqualität negativ beeinträchtigen. Ebenfalls führt ein hoher Stromripple auch zu einer erhöhten elektrischen Belastung der Lichtquelle.
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Bei Betrieb von LED muss zudem die Effizienz betrachtet werden, welche unter anderem auch eine Funktion des Betriebsstromes ist. Bei extrem kleinen Strömen erzeugt eine reale LED kein Licht, mit steigender Bestromung steigt die Effizienz sehr steil bis zu einem Effizienmaximum an. Bei Bestromungen oberhalb des Effizienzmaximums sinkt die Effizienz sanft ab. Das Effizienzmaximum liegt im Allgemeinen bei recht niedrigen Bestromungswerten. Bei handelsüblichen LED in Saphirtechnologie im Jahre der Patenteinreichung kann davon ausgegangen werden, dass das Effizienzmaximum unterhalb von 10% des Nennstromes liegt. Bei Betrieb oberhalb des Effizienzmaximums bewirkt ein großer Stromripple eine Reduzierung der mittleren Effizienz.
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2 zeigt einige relevante Signale des bekannten Tiefsetzstellers. Der Strom ISO ist der Strom durch den Schalter SO. Es ist gut zu sehen, dass der Wandler hier im Betrieb an der Lückgrenze, auch als „transition mode“ bezeichnet, arbeitet. Bei eingeschaltetem Schalter steigt der Strom aufgrund der Aufmagnetisierung der Drossel stark an, bis er bei einem bestimmten Maximalstrom abgeschaltet wird. Danach wird die Wandlerdrossel wieder abmagnetisiert. Der Strom fließt hierbei durch die Wandlerdiode DF. Es ist gut zu sehen, dass der Transistor wieder eingeschaltet wird, sobald der Strom durch die Wandlerdiode DF auf den Wert 0A abgeklungen ist. Damit arbeitet der Wandler im Betrieb an der Lückgrenze. Für Betriebsspannungen über 200V und Leistungen unter 1 kW istdiese Betriebsweise im Jahre der Patentanmeldung ein üblicher Kompromiss aus Bauteilkosten , guter Effizienz und guter Leistungsdichte.
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Werden an solch einen Tiefsetzsteller angeschlossene LEDs nun gedimmt, so ergibt sich ein Problem: Bei starken Dimmstellungen in der Größenordnung von wenigen Prozent der Nominalleistung und darunter ist der an die Lichtquellen beziehungsweise LEDs abzugebende Strom so klein, dass die spezielle Effizienzcharakteristik der LEDs zum Tragen kommt. Neben der Eigenart ein Maximum aufzuweisen, streut die Effizienz bei niedrigen Bestromungen sehr stark. D.h. wenn mehrere LED mit dem gleichen, aber sehr niedrigen Strom betrieben werden, kann die resultierende Lichtemission sehr unterschiedlich sein, sogar einzelne LEDs nicht leuchten während die meisten anderen noch deutlich leuchten.
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Nicht nur die emittierte Lichtmenge ist bei niedrigen Strömen schwer vorhersagbar, auch der Farbort ist eine Funktion des Betriebsstromes und bei niedriger Bestromung nur schwer vorhersagbar.
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Bei niedrigen Dimmstellungen kommt dann noch ein weiteres Problem hinzu, nämlich dass das menschliche Auge eine logarithmische Empfindlichkeitskurve aufweist, und Helligkeitsunterschiede bei niedrigen Beleuchtungsstärken besser unterscheiden kann als bei höheren Beleuchtungsstärken.
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All dies führt dazu, dass in Serie geschaltete LEDs bei niedrigen Dimmstellungen unterschiedlich hell wahrgenommen werden, was bei vielen Anwendungen unerwünscht ist.
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Aufgabe
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Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und einen getakteten Wandler anzugeben, bei dem bei sehr niedrigen Betriebsströmen die Lichtquellen eine gleichmäßigere Lichtabgabe aufweisen..
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Darstellung der Erfindung
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Die Lösung der Aufgabe erfolgt bezüglich des Verfahrens erfindungsgemäß mit einem Verfahren zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen mit einem getaktetem Wandler, der einen Ausgangsstrom zum Betreiben der Lichtquellen aufweist, wobei bei niedrigem Ausgangsstrom der Wandler so betrieben wird, dass der Stromripple des Ausgangsstroms groß ist. Damit kann vorteilhaft eine deutliche Vergleichmäßigung der Lichtabgabe aller Lichtquellen erreicht werden.
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Mit Stromrippel ist hier die zeitliche Variation des Ausgangsstromes von einem minimalen Wert zu einem maximalen Wert gemeint. Mit niedrigem Ausgangsstrom ist ein Strom kleiner als 10% des Nominalstromes der Lichtquellen gemeint. Mit großem Stromrippel ist ein Stromrippel mit einer Modulationstiefe von mehr als 40% gemeint. Die Modulationstiefe MD berechnet sich wie folgt: MD = 100% * (I-max-Imin)/(Imax+Imin), wobei Imax der maximale Wert des Ausgangsstromes ist und Imin der minimale Wert des Ausgangsstromes ist.
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In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist die Modulationstiefe des Stromrippels größer als 40%. Bei solch einer großen Modulationstiefe ist die Egalisierung der Lichtabgabe der einzelnen Lichtquellen vorteilhaft besonders groß.
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In einer anderen bevorzugten Ausführungsform wird bei hohem Ausgangsstrom des getakteten Wandlers nahe dem Nominalstrom der Lichtquellen der Wandler so betrieben, dass der Stromripple des Ausgangsstroms klein ist. Dies stellt vorteilhaft sicher, dass bei Betrieb der Lichtquellen nahe des Nominalstromes eine besonders hohe Lichtqualität erreicht wird, weil die Lichtmodulation minimiert wird.
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Mit hohem Ausgangsstrom ist im Folgenden ein Ausgangsstrom von mehr als 80% des Nominalstromes der Lichtquellen gemeint. Mit kleinem Stromrippel ist ein Stromrippel mit einer Modulationstiefe von weniger als 40% gemeint.
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Besonders bevorzugt ist die Modulationstiefe des Stromrippels beim Betrieb nahe des spezifizierten Nominalstromes der Lichtquellen kleiner als 40%. Dies stellt vorteilhaft eine besonders hohe Lichtqualität des abgegebenen Lichtes sicher.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Stromripple im nichtlückenden Betrieb des getakteten Wandlers über die Schaltfrequenz eingestellt. Diese Maßnahme ermöglicht vorteilhaft eine einfache und genaue Einstellung des gewünschten Stromrippels bei minimalem Aufwand.
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Bei einer anderen Ausführungsform wird der Stromripple im lückenden Betrieb des getakteten Wandlers über die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis des Schalttransistors eingestellt. Diese Maßnahme ermöglicht bei Wandlern, welche im lückenden Betrieb arbeiten vorteilhaft eine einfache und genaue Einstellung des gewünschten Stromrippels bei minimalem Zusatzaufwand.
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In einer weiteren Ausführungsform ist bei kleinem Ausgangsstrom der Stromripple des Ausgangsstroms so groß, dass das Minimum des Ausgangsstromes zu Null wird oder negativ wird. Diese Maßnahme stellt vorteilhaft eine besonders gleichmäßige Lichtabgabe der angeschlossenen Lichtquellen sicher.
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Die Lösung der Aufgabe erfolgt bezüglich der Vorrichtung erfindungsgemäß mit einem getakteten Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen, aufweisend einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung, einen Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung, einen Schaltregler mit einem Schalter, einer Induktivität und einem Stromventil, wobei die Schaltungsanordnung eingerichtet ist, bei bestimmten Betriebszuständen die Schaltfrequenz zu variieren um einen Stromripple eines Ausgangsstromes des Schaltreglers zu erhöhen und eine gleichmäßigere Lichtabstrahlung der Lichtquellen zu erreichen. Durch Erhöhung des Stromrippels hat vorteilhaft eine gleichmäßigere Lichtabgabe der Lichtquellen zur Folge, da durch den Ripple Spannungs- und damit Stromspitzen auftreten welche eine bessere Lichtabgabe der angeschlossenen Lichtquellen zur Folge haben.
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Besonders bevorzugt wird der Stromrippel des Lichtquellenstroms durch die Variation der Schaltfrequenz des Schalters eingestellt. Über die Schaltfrequenz lässt sich der Stromrippel besonders einfach einstellen, da der Einschaltzeitpunkt und der Ausschaltzeitpunkt des Schalters variiert werden kann, und damit der Stromripple vorteilhaft direkt eingestellt werden kann.
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In einer anderen bevorzugten Ausführungsform wird der Schalter mit einer Pulsweitenmodulation betrieben und ein Stromrippel des Lichtquellenstroms wird durch die Variation des Tastverhältnisses der Pulsweitenmodulation und durch die Variation der Schaltfrequenz eingestellt. Diese Ausführungsform kommt bei Wandlern im lückenden Betrieb zur Anwendung, da hier über die Stromlücke der mittlere Strom sehr einfach eingestellt werden kann, und über die Einschalt- und Ausschaltzeitpunkte des Schalters der Stromripple unabhängig vom mittleren Strom eingestellt werden kann.
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Besonders bevorzugt ist der Wandler hierbei ein Tiefsetzsteller. Dies ist die optimale Wandlertopologie zum Betreiben einiger Lichtquellen wie z.B. Leuchtdioden an einem Versorgungsnetz, da die Flussspannung der in Serie geschalteten Lichtquellen kleiner ist als die Versorgungsnetzspannung.
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Ist für bestimmte Anwendungen ein Wandler mit einer Isolierung zwischen Primärseite und Sekundärseite notwendig, so ist der Wandler bevorzugt ein Sperrwandler, der diese Isolierung vorteilhaft sicherstellt.
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Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform des Tiefsetzstellers ist das Stromventil ein unterer Schalttransistor. Diese Maßnahme stellt vorteilhaft eine besonders effiziente und energiesparende Betriebsweise des Wandlers sicher, nämlich den „Forced Continous Conduction Mode (FCCM)“, auch als erzwungener nichtlückender Betrieb bezeichnet. Durch eine erzwungene längere Einschaltzeit des unteren Schalttransistors kann die Wandlerdrossel negativ aufgeladen werden und die Wandlerschalter damit über einen breiten Ausgangsspannungs- und Ausgangsstrombereich Spannungsfrei geschaltet werden, was vorteilhaft die Effizienz stark erhöht.
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Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen getakteten Wandlers und des Verfahrens zum Betrieb des getakteten Wandlers ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
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Figurenliste
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Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
- 1 Einen schematisches Schaltbild eines bekannten Tiefsetzstellers gemäß dem Stand der Technik
- 2 Ein Timingdiagramm des bekannten Tiefsetzstellers
- 3 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im nichtlückenden Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz,
- 4 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im nichtlückenden Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
- 5 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im lückenden Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz,
- 6 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im lückenden Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
- 7 ein schematisches Schaltbild eines bekannten Sperrwandlers,
- 8 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im nichtlückenden Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz,
- 9 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im nichtlückenden Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
- 10 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im lückenden Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz,
- 11 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im lückenden Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
- 12 ein schematisches Schaltbild einer bekannten tiefsetzenden Halbbrücke
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Bevorzugte Ausführung der Erfindung
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Die Grundidee der Erfindung liegt darin, einen Wandler so zu betreiben, dass er bei niedrigen Ausgangsströmen an den LEDs nicht einen möglichst niedrigen Stromripple erzeugt, sondern gezielt einen erhöhten Stromripple an den LEDs erzeugt . Der hohe Stromripple bei niedrigen Strömen erzeugt einen ähnlichen Effekt wie wenn die LEDs mittels einer Pulsweitenmodulation gedimmt würden. Die LEDs werden für kurze Zeit mit einem Strom betrieben, der näher am Nominalstrom dieser LEDs liegt als in den „Pausenzeiten“ zwischen den Strompulsen. Dadurch fallen die Serienstreuungen der einzelnen LEDs bezüglich der Lichtemission bei Niedrigbestromung nicht so sehr ins Gewicht und die Lichtabgabe der LEDs wird gleichmäßiger. Bei einem niedrigen Gleichstrom fällt die Serienstreuung der LEDs viel mehr ins Gewicht und die Lichtabgabe der einzelnen LEDs ist ungleichmäßiger. Der Wandler wird nun so betrieben, dass er den Ausgangsripple kontrolliert, um den Effekt, den der Ripplestrom bei niedrigen Strömen erzeugt, zu verwenden. Dazu wird der Wandler nicht mehr an der Lückgrenze betrieben, sondern entweder im nichtlückenden Betrieb oder im lückenden Betrieb. Bei niedrigeren Schaltfrequenzen ist der maximale Drosselstrom, bei dem der obere Schalttransistor SO abgeschaltet wird größer und der minimale Drosselstrom, bei dem der obere Transistor SO wieder eingeschaltet wird kleiner. Damit kann die Leistungsabgabe des Wandlers gleichgehalten werden, obwohl die Frequenz sinkt und die Ein- und Ausschaltschwelle verändert wird. Ähnlich verhält es sich im lückenden Betrieb, je länger die Stromlücken, umso höher und länger müssen die Strompulse sein, damit der mittlere Strom unverändert bleibt. Durch Reduzierung der Frequenz und Anpassung des Tastverhältnisses kann der Stromripple eingestellt werden und gleichzeitig der Mittelwert des LEDstromes unverändert gehalten werden. Dies wird in der vorliegenden Erfindung dazu benutzt, um bei niedrigen Stromwerten den Ripple im Strom künstlich zu vergrößern, um eine Egalisierung der Lichtabgabe der einzelnen LEDs im Strang zu erreichen. Bei höherem Stromripple entsteht wie oben beschrieben ein ähnlicher Effekt wie bei einem Betrieb der LEDs mit einer Pulsweitenmodulation. Die LEDs weisen dann bei niedrigen Strömen zwar eine höhere Lichtmodulation auf, leuchten aber gleichmäßiger, was insgesamt der bessere Kompromiss ist, vor allem weil sich die Lichtmodulation im kHz-Bereich abspielt und vom Menschen nicht sichtbar ist.
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Bevorzugt wird bei niedrigen Dimmstellungen, also bei kleinen Strömen ein größerer Stromripple zum Betrieb der LEDs erzeugt und bei hohen Dimmstellungen, also bei hohem Strom und großer Lichtabgabe wird ein möglichst kleiner Ripple erzeugt um eine hohe Lichtqualität und Effizienz bei großen Beleuchtungsstärken zu erreichen.
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3 zeigt den Stromverlauf 31 durch die LEDs sowie die Gatespannung und die Drainspannung des Schalttransistors SO des Tiefsetzstellers. Es ist gut zu erkennen, dass der Strom durch die LEDs nicht gleichmäßig ist, sondern einen relativ großen Ripple von etwa 5mApp aufweist, der dazu führt, dass die Lichtabgabe der LEDs gleichmäßiger wird. Der mittlere Strom durch den LED-Strang 5 beträgt etwa 10mA. Die Schaltfrequenz beträgt hier etwa 50kHz. Die Spannung im Strommaximum steigt dementsprechend auch ein wenig an, jedoch weniger als man erwarten würde. Die Variation der Flussspannung ist eben sehr gering, führt aber nichtdestotrotz zu einer sichtbar unterschiedlichen Lichtabgabe bei niedrigen Strömen. Der Vollständigkeit halber ist hier noch die Gatespannung 33 und die Drain-Sourcespannung 35 des Schalttransistors SO gezeigt. Es ist gut zu sehen, dass das Tastverhältnis nicht 50% ist, sondern die Einschaltdauer des Schalttransistors SO kürzer ist als die Ausschaltdauer.
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4 zeigt dieselbe Schaltung mit demselben Tastverhältnis, aber einer höheren Schaltfrequenz des Schalttransistors SO. Hier beträgt die Schaltfrequenz etwa 200kHz. Der mittlere Strom durch den LED-Strang 5 beträgt hier ebenfalls 10mA, der Stromripple jedoch nur noch 0,3mApp. Dieser Strom kommt einem Gleichstrom nahe, was bei hohen Strömen gut und erwünscht ist.
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Der Stromripple an den LEDs kann also durch die Frequenz im nichtlückenden Betrieb eingestellt werden.
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5 zeigt die Situation der 3 im lückenden Betrieb bei ebenfalls 50kHz Schaltfrequenz des Wandlertransistors SO. Der Strom 51, der dem mittleren LED-Strom IL entspricht beträgt hier wie in den 3 und 4 ebenfalls 10mA. Der Stromripple liegt hier bei etwa 15mApp, was dem eineinhalbfachen des mittleren LED-Stroms IL entspricht. Das Tastverhältnis liegt hier bei etwa 10%.
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6 zeigt die Situation ebenfalls im lückenden Betrieb bei 200kHz. Der Strom 61, der dem mittleren LED-Strom IL entspricht, beträgt auch hier wieder 10mA. Der Stromripple hingegen liegt bei nur etwa 3mApp. Das Tastverhältnis ist mit ca. 15% etwas höher als bei 50kHz.
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Im lückenden Betrieb kann der Stromripple also durch die Variation der Frequenz und des Tastverhältnisses bei gegebenem Ausgangsstrom variiert werden.
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Bevorzugt wird nun der Wandler so betrieben, dass er bei großen Ausgangsströmen nahe dem Nominalstrom der zu betreibenden LEDs mit einem möglichst kleinen Ausgangsripplestrom arbeitet, um eine hohe Lichtqualität mit geringer Modulation zu gewährleisten. Je niedriger jedoch der Ausgangsstrom ist, je mehr also die LEDs gedimmt werden, desto größer wird der Ripplestrom im Ausgangsstrom IL eingestellt, um eine gleichmäßige Lichtabgabe der LEDs zu gewährleisten. Insbesondere wird der Ripplestrom bei niedrigen Ausgangsströmen kleiner 10% des Nominalstromes erhöht um diesen Effekt zu erreichen.
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Dieses Betriebsverfahren ist keineswegs nur auf Tiefsetzsteller beschränkt, wie in den folgenden Figuren gezeigt wird. Jeder Wandler, der die entsprechende Struktur für einen nichtlückenden Betrieb beziehungsweise einem lückenden Betrieb aufweist kann den Stromripple beeinflussen und damit das Verfahren ausführen.
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7 zeigt ein schematisches Schaltbild eines an sich bekannten Sperrwandlers. Hier besteht der Wandler ebenfalls aus einem Wandlertransistor SO, einer Wandlerdiode D und einem Filterkondensator CF. Als Sperrwandler weist er einen Wandlertransformator aus einer Primärspule L1 und einer Sekundärspule L2 auf. Als Last ist ebenfalls ein LED Strang 5 angeschlossen.
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Auch mit dieser Wandlertopologie kann der Stromripple des LED-Stromes IL eingestellt werden, wie in den folgenden Figuren gezeigt wird.
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Die 8 und 9 zeigen die Variation des Stromrippels beim Sperrwandler im nichtlückenden Betrieb.
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Der Ausgangsstrom 81 des Wandlers, der wiederum dem LED-Strom IL entspricht ist auch hier in 8 wieder auf einen Mittelwert von 10mA eingestellt. Der Stromripple des Ausgangsstromes 81 liegt hier bei 9mApp bei 50 kHz Schaltfrequenz des Wandlertransistors. An der Gatespannung 85 sowie an der Drainspannung 83 des Wandlertransistors SO ist gut zu sehen, dass das Tastverhältnis bei etwa 50% liegt.
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9 zeigt die Situation bei 200kHz Schaltfrequenz. Auch hier beträgt der mittlere Strom IL 10mA wie an dem Ausgangsstrom 91 gut zu erkennen ist. Der Stromripple beträgt bei dieser Frequenz jedoch lediglich 1,5mApp. An der Gatespannung 95 sowie an der Drain-Sourcespannung 93 ist gut zu erkennen, dass das Tastverhältnis ebenfalls wieder bei etwa 50% liegt.
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Die 10 und 11 zeigen die Situation im lückenden Betrieb des Sperrwandlers.
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10 zeigt den Ausgangsstrom 101 bei 50kHz und einem Tastverhältnis von etwa 10%. Der Stromripple des Stroms 101 beträgt hier ungefähr 18mApp. Das ist das 1,8fache des Ausgangsstromes. An der Gatespannung 105 sowie der Drain-Sourcespannung 103 lässt sich das Tastverhältnis sehen.
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11 wiederum zeigt den Betrieb bei 200kHz. Der Ausgangsstrom 111 weist auch hier wieder einen mittleren Wert von 10mA auf, und hat einen Stromripple von lediglich 1,5mApp. Die Drain-Source Spannung 113 sowie die Gate-Sourcespannung 115 zeigen ein Tastverhältnis von etwa 15%.
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12 zeigt eine tiefsetzende Halbbrücke, welche die obengenannten Betriebsmodi ebenfalls ermöglicht. Der wesentliche Unterschied zu der Eingangs in 1 erklärten Topologie ist der Ersatz der Wandlerdiode DF durch einen unteren Transistor SU. Damit entsteht eine Halbbrückenstruktur, wobei die Halbbrücke parallel zum Eingang des Wandlers geschaltet ist. Der positive Eingang ist auf einem DC-Potential von etwa 400V, der negative Eingang ist ein Bezugspotential. Die Wandlerdrossel L ist an den Halbbrückenmittelpunkt HSS angeschlossen, der andere Anschluss der Wandlerdrossel L bildet zusammen mit dem Bezugspotential den Ausgang LED+/LED- des Wandlers. Parallel zum Ausgang LED+/LED- des Wandlers ist ein Filterkondensator CF geschaltet. Zusätzlich ist bei der tiefsetzenden Halbbrücke auch der Betrieb im Forced Continuous Conduction Mode (kurz FCCM) möglich. Der Betrieb im FCCM erlaubt die Vermeidung von Schaltverlusten und ermöglicht ebenfalls die Kontrolle über den Stromripple durch Variation der Arbeitsfrequenz.
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Natürlich ist das Verfahren nicht auf die oben beschriebenen Wandlertopologien beschränkt. Das Verfahren kann mit nahezu jedem getakteten Wandler durchgeführt werden, insbesondere seien im Folgenden weitere geeignete Wandlertopologien genannt:
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Ein sogenannter „Flybuck“-Wandler, der eine Kombination aus einem Tiefsetzsteller („Buck“) und einem „Flyback“-Wandler ist. Bei diesem Wandler werden während der Abmagnetisierungsphase zusätzlich mit weiteren Wicklungen auf dem Transformator weitere isolierte Ausgangsspannungen gespeist. Der Flybuck-Wandler ist z.B. hier beschrieben: Texas Instruments Application Report AN-2292: „Designing an Isolated (Flybuck) Converter“.
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Ein LLC-Wandler, welcher ein resonanter Wandler mit einem LLC-Resonanzkreis ist. Diese Wandlertopologie ist in Fachkreisen weithin bekannt und ist z.B. hier beschrieben: Texas Instruments Application Note AN-2644: „An introduction to LLC resonant half-bridge converter“.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Schaltungsanordnung
- 5
- LEDs
- 31, 41, 51, 61, 81, 91, 101, 111
- Ausgangsstrom IL
- 33, 43, 53, 63, 83, 93, 103, 113
- Drain-Source Spannung des Schalttransistors SO
- 35, 45, 55, 65, 85, 95, 105, 115
- Gate-Sourcespannung des Schalttransistors SO
- UE
- Eingangsspannung
- UA
- Ausgangsspannung
- UM
- Spannung an der Eingangsseite der Drossel
- IL
- Drosselstrom
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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