CN1917497B - 通过容量进行多输入多输出ofdm链路自适应的方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于MIMO-OFDM系统中的链路自适应技术领域，其具体特征在于，在设定的调制方式下，针对不同传输模式，计算出各子流不同的等效信噪比；再根据所述调制方式下的信噪比-瞬时容量曲线，得到各支路子载波上的瞬时信道容量；然后再由各子载波瞬时信道容量求出不同传输模式下当前信道容量的瞬时平均值，接着，由该瞬时平均值求出不同传输模式下的信道容量滑动平均值；最后根据该滑动平均值是否满足设定的最低阈值来选择相应的传输模式。可以根据系统误块率的需求，更改阈值门限，使系统在误块率符合要求的情况下，达到尽可能大的传输速率。

Description

通过容量进行多输入多输出OFDM链路自适应的方法

技术领域

本发明涉及多发多收正交频分复用MIMO-OFDM系统中，一种链路自适应的方法。

背景技术

随着无线通信中日益增长的带宽要求，近年来正交频分复用多载波传输OFDM系统正得到十分广泛的关注。

OFDM系统具有频谱利用率高、受ISI和窄带干扰影响较小、正交调制/解调运算易于实现等诸多优点；多天线技术的引入，更使得系统容量和性能得到有效改善。但是，由于无线信号固有的多径传播和多普勒效应，MIMO-OFDM系统仍然会受移动无线信道时间和频率选择性的影响和制约。

在一定的无线链路质量下，高数据速率和低误码率之间存有矛盾。根据无线链路质量和数据速率的要求，动态地对无线通信系统的传输模式进行调整，以实现在保有一定纠错能力前提之下最大的数据吞吐量，即是进行链路自适应的主要目的。当网络传输质量较好时，采用较高速的编码调制方式，反之则采用较低速但纠错能力更好的编码调制方式。

在第二、三代无线移动通信技术中，均包含了链路自适应的方法。比如2G的GPRS标准定义了四种数据速率不同的编码方案CS-1～CS-4，CS-1具有最高的纠错能力和最低的速率，而CS-4没有纠错能力却可提供最高的速率；2.5G的EDGE技术的核心就是链路自适应，与GPRS不同的是，不仅编码方案可以选择，调制方式也在GMSK的基础上增加了8PSK；3G的CMDA2000也有不同码率的PSK或QAM方案用于链路自适应。

链路自适应技术已经广泛地应用到各种无线通信系统领域，随着各项技术的发展，链路自适应技术必将成为各种无线通信系统的标准配置，用于保障资源的合理利用和提供给用户高质量的服务。在MIMO-OFDM系统的链路自适应方法中，物理层传输模式的选择策略是核心算法，其选择受发送接收相关矩阵和信噪比等因素综合影响。为了减小反馈信息量，系统在接收端做出最佳传输模式判决，后将其通过反向链路传回发送端，在下一起始时刻应用新的模式进行传输。准确高效的选择算法是该技术得以成功运用的关键。本发明的主要内容即在于如何选择合适的物理层传输模式。

发明内容

本发明提出的通过计算各种不同模式瞬时容量来进行链路自适应的方法，可以在保证误码率足够低的情况下，尽可能大的提高系统数据吞吐率。

本发明特征在于，针对MIMO-OFDM的传输系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片计算在各种模式下的信道容量，并以此为依据实现相应的物理层传输模式的选择：

步骤(1)设定系统有N_t根发送天线，N_r根接收天线，系统物理层支持Q种不同的传输模式，用MOD(q)表示；系统通过选择子流数N_m(q，a)、调制方式TA(q，a)和发送预编码矩阵F(q，a)来进行链路自适应，其中q代表不同的传输模式编号，a代表OFDM符号编号，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....；

步骤(2)在接收机端，计算出各个子载波频点处大小为N_r×N_t的信道传输矩阵H(a，k)，k代表子载波编号，k＝0，1..Ncarrier-1，Ncarrier为一个OFDM符号内用于计算链路自适应的传输矩阵的子载波数目；

步骤(3)在接收机端，计算出单根接收天线上的平均归一化噪声功率σ²(a)；

步骤(4)针对Q种不同的物理层传输模式，分别计算其在设定检测方式下的滑动平均信道容量C_Ave(q，a)，其步骤依次如下：

步骤(4.1)针对Q种不同的物理层传输模式，分别计算其在设定检测方式下各个子载波的相应支路的等效信噪比γ(q，a，k，l)，l代表支路编号，l＝0，1..N_m(q，a)-1；

步骤(4.2)通过设定的支路信噪比-支路容量曲线，分别计算在所述Q种不同传输模式下，各支路不同子载波上的瞬时容量值C(q，a，k，l)；

步骤(4.3)分别计算在Q种不同的物理层传输模式下，当前的信道容量的平均值C_NOW(q，a)，

$C_{\mathrm{NOW}}(q,a)=\frac{1}{\mathrm{Ncarrier}}\×\underset{k=0}{\overset{\mathrm{Ncarrier}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N_m(q,a)-1}{\mathrm{\Σ}}}C(q,a,k,l);$

步骤(4.4)对于Q种不同物理层传输模式，分别求取信道容量的滑动平均值

C_Ave(q，a)，C_Ave(q，a)＝αC_NOW(q，a)+(1-α)C_NOW(q，a-1)

其中α∈(0，1]；

步骤(5)根据所述Q种不同传输模式的滑动平均信道容量C_Ave(q，a)，按以下步骤选取下次合适的物理层传输模式：

步骤(5.1)设定：Q种不同的物理层传输模式对应的传输数据率有T个不同取值，其值对应的分别为R(1)，R(2)...R(T)，且有R(1)＞R(2)＞...＞R(T)，且有T个阈值G(1)，G(2)...G(T)，令G(T)＝0；

步骤(5.2)若：对于所述的某种传输模式q，使得步骤(4.4)计算出的信道容量的滑动平均值C_Ave(q，a)≥G(1)，且q的传输数据率为R(1)，则选择所述模式q作为下次合适的物理层传输模式；若有一个以上的传输模式计算出的C_Ave(q，a)≥G(1)且其传输数据率为R(1)时，则选择C_Ave(q，a)较大的传输模式；

步骤(5.3)若：对于所述的任何一种传输模式q′，步骤(4.4)计算出的信道容量的滑动平均值C_Ave(q′，a)≥G(i-1)均不成立，然而对于所述的某种传输模式q，使得步骤(4.4)计算出的信道容量的滑动平均值C_Ave(q，a)≥G(i)，且q的传输数据率为R(i)，则选择所述模式q作为下次合适的物理层传输模式，其中i＝2，3...T；若有一个以上的传输模式计算出的C_Ave(q，a)≥G(i)且其传输数据率为R(i)时，则选择C_Ave(q，a)较大的传输模式。

本发明可根据需求设定门限值以达到误块率和系统吞吐率的最佳结合点，具有很强的使用价值。

附图说明

图1是发射机简易框图。

图2是接收机简易框图。

图3是本发明所提出的通过计算不同模式容量进行链路自适应的简易硬件框图。

图4是接收机采用特定的最小均方误差MIMO检测时，本发明所提出的通过计算不同模式容量进行链路自适应的详细硬件框图。

图5是16QAM调制时，预先设定的支路信噪比-支路容量曲线图，横坐标代表支路信噪比γ(q，a，k，l)，纵坐标代表支路信道容量。

图6是QPSK调制时，预先设定的支路信噪比-支路容量曲线图，横坐标代表支路信噪比γ(q，a，k，l)，纵坐标代表支路信道容量。

图7是在天线间无相关情况下，系统进行链路自适应后，系统误包率曲线，横坐标代表系统信噪比，纵坐标代表系统误包率。

图8是在天线间无相关情况下，系统进行链路自适应后，系统通过率曲线，横坐标代表系统信噪比，纵坐标代表系统通过率。

图9是在天线间存在特定相关性情况下，系统进行链路自适应后，系统误包率曲线，横坐标代表系统信噪比，纵坐标代表系统误包率。

图10是在天线间存在特定相关性情况下，系统进行链路自适应后，系统通过率曲线，横坐标代表系统信噪比，纵坐标代表系统通过率。

图11是在天线间相关性变化情况下，系统进行链路自适应后，系统误包率曲线，横坐标代表系统信噪比，纵坐标代表系统误包率。

图12是在天线间相关性变化情况下，系统进行链路自适应后，系统通过率曲线，横坐标代表系统信噪比，纵坐标代表系统通过率。

具体实施方式

下面结合附图和实例，对本发明效果作具体介绍：

在本实施例中，收发采用MIMO-OFDM系统，每个OFDM符号有2048个子载波，发送天线数目Nt＝4，接收天线数目Nr＝4，可选择模式一共有Q＝14种，数据吞吐率有100M、50M和25M三个档位，步骤(5)中的阈值设定为10.2和5.2。发送框图如图1所示：当采用第q种发送模式时，将N_m(q)个16QAM或QPSK调制后的独立码流分配相同的功率P_i，将其通过发端旋转矩阵F(q)，得到序列A_j(q)，对每个子流序列A_j分别进行OFDM调制编码后在N_t个天线上发出，其中i＝1，2...N_m(q)；j＝1，2...Nt，q＝1，2..Q。接收框图如图2所示。

模式MOD(1)数据吞吐率100M，独立子流数N_m(1)＝4，发送旋转矩阵F(1)＝I₄单位矩阵，调制方式采用16QAM，接收端MIMO检测方式是最小均方误差检测；

模式MOD(2)数据吞吐率50M，独立子流数N_m(2)＝4，发送旋转矩阵F(2)＝I₄单位矩阵，调制方式采用QPSK，接收端MIMO检测方式是最小均方误差检测；

模式MOD(3)至MOD(8)数据吞吐率50M，独立子流数N_m(1)＝2，调制方式采用16QAM，接收端MIMO检测方式是最小均方误差检测，发送旋转矩阵分别选择以下6种中的一种：

$F\left(3\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\\ 1& 1\\ 1& -1\end{array}\right],$ $F\left(4\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& 1\\ 1& -1\\ 1& -1\end{array}\right],$ $F\left(5\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\\ 1& -1\\ 1& 1\end{array}\right],$ $F\left(6\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ -1& 1\\ 1& -1\\ -1& -1\end{array}\right],$ $F\left(7\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ -1& -1\\ 1& -1\\ -1& 1\end{array}\right],$ $F\left(8\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\\ -1& -1\\ -1& 1\end{array}\right];$

模式MOD(9)至MOD(14)数据吞吐率25M，独立子流数N_m(2)＝2，调制方式采用QPSK，接收端MIMO检测方式是最小均方误差检测，发送旋转矩阵分别选择以下6种中的一种：

$F\left(9\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\\ 1& 1\\ 1& -1\end{array}\right],$ $F\left(10\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& 1\\ 1& -1\\ 1& -1\end{array}\right],$ $F\left(11\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\\ 1& -1\\ 1& 1\end{array}\right],$ $F\left(12\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ -1& 1\\ 1& -1\\ -1& -1\end{array}\right],$ $F\left(13\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ -1& -1\\ 1& -1\\ -1& 1\end{array}\right],$ $F\left(14\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\\ -1& -1\\ -1& 1\end{array}\right];$

各种模式在接收端都采用最小均方误差的MIMO检测算法。

说明书步骤(4.2)中的16QAM预先设定的支路信噪比-支路容量曲线图见图5，QPSK预先设定的支路信噪比-支路容量曲线图见图6。

我们假设4发4收共16个子信道的模型相同。每个子信道多径数为6，每径服从瑞利分布，各径的平均幅度为[0.6964，0.6207，0.2471，0.2202，0.1238，0.0696]，各径的延时在0-10us内均匀分布。每径的多普勒扩展为200Hz，为了减少仿真时间，我们假设每个OFDM符号内信道参数不变，不同的符号信道按照设定的多普勒扩展进行时变。随着信噪比不断增大，信道是连续变化的。这里信噪比SNR定义为每根发送天线的平均信号功率与每根接收天线的噪声功率之比。

MIMO信道的相关性分为发端相关性和收端相关性。可以表示为下式：

$H=R_R^{1/2}{H}_w{R}_T^{1/2}$

式中R_T，为发端天线相关矩阵，R_R为收端天线相关矩阵，H_w中各元素为独立同分布，且满足均值为0、方差为1的复高斯分布。

我们进行下行链路仿真时，假设移动台周围是充分散射，因此收端天线相关性较弱，所以我们只考虑基站端的发送天线间的相关性。这种相关性主要取决于发端天线间间隔与载波波长之比、发射角DOD以及发射角度扩展。

仿真主要给出不同平均信噪比下系统的误编码块率和平均通过率以及各模式的使用比例。平均通过率定义如下：

我们首先计算各模式的频谱效率：

MOD(1)：4子流，16QAM，Turbo码编码效率58.45％

频谱效率SE₁＝9.352bit/s/Hz

MOD(2)：4子流，QPSK，Turbo码编码效率58.45％

频谱效率SE₂＝4.676bit/s/Hz

MOD(3)至MOD(8)：

2子流，16QAM，Turbo码编码效率58.45％

频谱效率SE₃＝4.676bit/s/Hz

MOD(9)至MOD(14)：

2子流，QPSK，Turbo码编码效率55.59％

频谱效率SE₄＝2.2236bit/s/Hz

仿真时，每个SNR下我们统计每种模式下传输的编码块数N_i(i＝1，...，14)以及无误传输的编码块数M_i(i＝1，...，14)，显然M_i≤N_i。则平均通过率为：

$\mathrm{Through}=\frac{\underset{i=1}{\overset{14}{\mathrm{\Σ}}}{M}_i\×{\mathrm{SE}}_i}{\underset{i=1}{\overset{14}{\mathrm{\Σ}}}{N}_i}$

在天线间无相关情况下，系统进行链路自适应后，系统误包率和通过率曲线如图7和图8所示；

在天线间存在相关性情况下，这里只考虑发端天线的相关性，当发端发射角DOD＝30度，角度扩展为5度时，系统误包率和通过率曲线如图9和图10所示；

在天线间存在相关性情况下，这里只考虑发端天线的相关性，系统误包率和通过率曲线如图11和图12所示。其中四种相关性情况如下仿真过程中，相关性由弱到强变化，之后再由强变弱变化：

①DOD＝90度，角度扩展＝60度

②DOD＝60度，角度扩展＝30度

③DOD＝30度，角度扩展＝10度

④DOD＝10度，角度扩展＝5度

通过各图所示，我们选择信道容量(系统可达传输速率)作为模式切换的判决量，它巧妙地将信噪比、信道相关性、接收机算法等影响因素整合到一个单一的变量中，从而简化了我们方案的设计。由于我们采用Turbo码这种接近香农容量码，也使得我们采用信道容量作为判据更具有实际意义。该自适应方案的计算复杂度不高，易于系统实现。

从以上的仿真结果可以看出，在信噪比以及天线相关性随时间变化的条件下，我们提出的链路自适应方案始终能够正确地切换到合适的传输模式，使得保证误块率低于一定门限(5％)的情况下获得尽可能大的传输速率。这说明我们提出的自适应方案的稳健性是很好的。

如果设置更严格的门限将会进一步降低误块率，但同时系统通过率也将减小，实际应用时，可根据需求设定门限值以达到误块率和系统通过率最佳结合点。

以上所述实例只是本发明的1个实施例，且不局限于此，在不超过本发明的精神范围的情况下，所做的种种变化实施，都属于本发明的范围。

Claims (5)

1.通过容量进行多输入多输出OFDM链路自适应的方法，其特征在于，针对MIMO-OFDM的传输系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片计算在各种模式下的信道容量，并以此为依据实现相应的物理层传输模式的选择：

步骤(1)设定系统有N_t根发送天线，N_r根接收天线，系统物理层支持Q种不同的传输模式，用MOD(q)表示；系统通过选择子流数N_m(q，a)、调制方式TA(q，a)和发送预编码矩阵F(q，a)来进行链路自适应，其中q代表不同的传输模式编号，a代表OFDM符号编号，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....；

步骤(2)在接收机端，计算出各个子载波频点处大小为N_r×N_t的信道传输矩阵H(a，k)，k代表子载波编号，k＝0，1.. Ncarrier-1，Ncarrier为一个OFDM符号内用于计算链路自适应的传输矩阵的子载波数目；

步骤(3)在接收机端，计算出单根接收天线上的平均归一化噪声功率σ²(a)；

步骤(4)针对Q种不同的物理层传输模式，分别计算其在设定检测方式下的滑动平均信道容量C_Ave(q，a)，其步骤依次如下：

步骤(4.1)针对Q种不同的物理层传输模式，分别计算其在设定检测方式下各个子载波的相应支路的等效信噪比γ(q，a，k，l)，l代表支路编号，l＝0，1.. N_m(q，a)-1；

步骤(4.2)通过设定的支路信噪比-支路容量曲线，分别计算在所述Q种不同传输模式下，各支路不同子载波上的瞬时容量值C(q，a，k，l)；

步骤(4.3)分别计算在Q种不同的物理层传输模式下，当前的信道容量的平均值C_NOW(q，a)，

$C_{\mathrm{NOW}}(q,a)=\frac{1}{\mathrm{Ncarrier}}\×\underset{k=0}{\overset{\mathrm{Ncarrier}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N_m(q,a)-1}{\mathrm{\Σ}}}C(q,a,k,l);$

步骤(4.4)对于Q种不同物理层传输模式，分别求取信道容量的滑动平均值C_Ave(q，a)，C_Ave(q，a)＝αC_NOW(q，a)+(1-α)C_NOW(q，a-1)

其中α∈(0，1]；

步骤(5)根据所述Q种不同传输模式的滑动平均信道容量C_Ave(q，a)，按以下步骤选取下次合适的物理层传输模式：

步骤(5.1)设定：Q种不同的物理层传输模式对应的传输数据率有T个不同取值，其值对应的分别为R(1)，R(2)...R(T)，且有R(1)＞R(2)＞...＞R(T)，且有T个阈值G(1)，G(2)...G(T)，令G(T)＝0；

步骤(5.2)若：对于所述的某种传输模式q，使得步骤(4.4)计算出的信道容量的滑动平均值C_Ave(q，a)≥G(1)，且q的传输数据率为R(1)，则选择所述模式q作为下次合适的物理层传输模式；若有一个以上的传输模式计算出的C_Ave(q，a)≥G(1)且其传输数据率为R(1)时，则选择C_Ave(q，a)较大的传输模式；

步骤(5.3)若：对于所述的任何一种传输模式q′，步骤(4.4)计算出的信道容量的滑动平均值C_Ave(q′，a)≥G(i-1)均不成立，然而对于所述的某种传输模式q，使得步骤(4.4)计算出的信道容量的滑动平均值C_Ave(q，a)≥G(i)，且q的传输数据率为R(i)，则选择所述模式q作为下次合适的物理层传输模式，其中i＝2，3...T；若有一个以上的传输模式计算出的C_Ave(q，a)≥G(i)且其传输数据率为R(i)时，则选择C_Ave(q，a)较大的传输模式。

2.根据权利要求1所述的通过容量进行多输入多输出OFDM链路自适应的方法，其特征在于，所述步骤(4.1)中，当接收端采用最小均方误差检测时，支路等效信噪比γ(q，a，k，l)按以下步骤得到：

首先，计算A(q，a，k)＝F(q，a)^H H(q，a，k)^H H(q，a，k)F(q，a)+σ²(a)I_Nm(q，a)，

I_Nm(q，a)为阶数等于独立子流数N_m(q，a)的单位矩阵，H(q，a，k)为第q种物理层传输模式下信道传输矩阵；

其次，计算矩阵A(q，a，k)的逆矩阵B(q，a，k)＝A(q，a，k)^-1，从中得到对角线元素b_l(q，a，k)；

最后，计算不同传输模式下各子载波各支路的等效信噪比

3.根据权利要求1所述的通过容量进行多输入多输出OFDM链路自适应的方法，其特征在于，所述步骤(4.2)中，当系统采用16QAM调制时，采用与16QAM调制对应的支路信噪比-支路容量曲线，通过步骤(4.1)得到的支路信噪比γ(q，a，k，l)，计算得到瞬时支路容量C(q，a，k，l)。

4.根据权利要求1所述的通过容量进行多输入多输出OFDM链路自适应的方法，其特征在于，所述步骤(4.2)中，当系统采用QPSK调制时，采用与QPSK调制对应的支路信噪比-支路容量曲线，通过步骤(4.1)得到的支路信噪比γ(q，a，k，l)，计算得到瞬时支路容量C(q，a，k，l)。

5.根据权利要求1所述的通过容量进行多输入多输出OFDM链路自适应的方法，其特征在于，所述步骤(2)中，一个OFDM符号内用于计算链路自适应传输矩阵的子载波数目Ncarrier小于OFDM子载波数目。

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