CN1628429B

CN1628429B - 同步无线站的方法与装置和时间同步的无线总线系统

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Publication number: CN1628429B
Application number: CN028235223A
Authority: CN
Inventors: C·赛森伯格; M·沃西克
Original assignee: Simio LLC
Current assignee: Fresenius Medical Care Deutschland GmbH
Priority date: 2001-11-26
Filing date: 2002-11-19
Publication date: 2010-12-01
Anticipated expiration: 2022-11-19
Also published as: WO2003047137A3; WO2003047137A8; JP2005510947A; DE10157931C2; WO2003047137A2; CN1628429A; JP3870194B2; US7940743B2; EP1449319A2; EP1449319B1; DE10157931A1; US20050030935A1

Abstract

本发明涉及同步发射站(SE)和接收站(EE)的方法，二者经过无线接口(V)彼此通信，其中在发射站(SE)中以信号源(SGEN1)产生发射信号(sig1)并经过无线接口(V)发射该信号，在接收站(EE)中从无线接口(V)接收相应的接收信号(esig1)，并且在应用接收机信号源信号(sig2)的情况下，由一个匹配于发射方面信号源(SGEN1)的接收方面的信号源(SGEN2)分析处理。为了改善同步并校正当前偏差建议，同样的频率调制不仅应用于发射信号(sig1)而且也应用于接收机信号源信号(sig2)，其中在接收站(EE；SE/EE)中接收的接收信号(esig1)与接收机信号源信号(sig2)混频成为一个合成信号(sigmix)，并且关于频率失调分析合成信号(sigmix)。

Description

同步无线站的方法与装置和时间同步的无线总线系统

本发明涉及具有权利要求1的前序部分特征、同步无线站的方法、用于实施此种方法的装置或者总线系统以及为此的应用可能性。

在微波系统中通常不是直接而是比较信号相关地分析处理所检测的高频信号。通常使用混频器或解调器，以该混频器或解调器使所检测的信号与比较信号一起降低到至少低频带内。比较信号具有同检测信号尽可能准确的时间和频率关系是特别有益的。这种关系越准确，抗干扰性越强并且可以越简单地推断出在检测信号中包含的信息。如果由一个发射站发送所关注的信号，并且在一个空间远离的接收站中以描述的方式方法接收并分析处理该信号，如此不是立即产生这种所希望的时间和频率关系，因为两个信号，也就是在发射站中产生的发射信号和在接收站中产生的比较信号；来自不同的源或者从不同的源中得出。

因此普遍关注，在发射站和接收站中的源以某种方式彼此关联。通常有不同的方法和装置用于这个目的。可以由此实现简单的频率关系，即在发射机中和在接收机中应用具有高频率稳定性的振荡器。

可是由于例如温度或老化漂移始终存在未知的剩余频率偏差。复杂的装置具有这种单元，即其适合确定剩余频率偏差和/或相位偏差。基于已确定的偏差量然后例如可以控制或调节比较源。为此使用不同的频率和相位调节环路。这些方法通常是复杂的，特别是如果应当调节到的发射源的源在接收站的附近不是唯一的发射信号源，则当然该方法特别易受干扰。

如果存在剩余频率偏差，则两个源的相位可能没有固定关系，其中相位原则上相当于时间量。如果例如发射站发射一个时标并且接收站检测该时标，则两个时标仅仅短时间一致，然后按剩余频率偏差或多或少地快速分散，因为“时钟”的节拍不是一样快的。此外很难实现发送非常准确的时标，因为例如一个比特的边缘不可能是任意陡的，因为在无线系统中允许的带宽受到法律限制。

因此在无线系统中经常存在如下问题：

在时分复用工作状态的无线系统中发射站发送一个信号给接收站，接收站自身方面在约定的时间间隔之后对该信号应答。接收站中的“时钟”不是准确同步于发射站中的“时钟”，如此对发射站来说从未准确已知应答时刻。这例如阻止，基于传输信号的传播时间可以确定在发射站和接收站之间的空间距离。这特别是在特别宽带工作的无线系统中给接收信号的解调或者信息提取造成困难。

在时间同步的综合无线系统中有时候存在由一个主站给不同的从属接收站传输一个或多个信息的任务。这些信息例如包含行动命令，如此在一些应用中期望，时间同步地执行这些指定的行动，例如如果在机床上经无线通信询问多个加工设备，可是其操作过程时间上非常严格相关联。由于上述原因在无线总线系统中一般没有给出如此的时间同步。一方面给各个从属接收站至少依次发送指令，另一方面指定的行动常常持续比较长的时间。也就是说在所有无线站中的“时钟”必须非常准确同步，以便可以控制如此应用。以例如常用的DCF-77无线时钟的同步常常太不准确，和以例如基于GPS的时钟(GPS：GlobalPositioning System全球定位系统)常常过于昂贵并且部分地也还太不准确。

本发明的任务在于，建议一种方法和一种装置，它们能够改善两个站的同步，这两个站经过无线连接彼此通信。

通过具有权利要求1的特征的同步无线站的方法、具有权利要求17的特征的实施如此方法的装置、具有权利要求19特征的总线系统或者具有权利要求20或者21的特征的此种方法的应用解决该任务。有益扩展是附属权利要求的目标。

在同步发射站和接收站的方法中、发射站和接收站经过无线接口在无线支持的或线路支持的通信系统中彼此通信，其中在发射站中以信号源产生发射信号并且经过无线接口发射出去，在接收站中从无线接口接收相应的接收信号，并且在应用接收机信号源信号的情况下，由一个匹配于发射机方面信号源的、接收机方面的信号源进行分析处理，为了同步当前分别不仅匹配于发射信号而且也匹配于接收机信号源信号应用一个同样的频率调制，其中在接收站中接收的接收信号与接收机信号源信号混频成为一个合成信号并且就频率失调来分析该合成信号。

频率调制能够特别是作为具有连续上升和/或下降频率的、线性或逐段线性的斜坡(Rampe)。代替该斜坡也可以应用任意另外的调制。

在考虑比例值的情况下、其在简单的情况下可以设置等于1，通常可以确定恒定的频率差值和信号的彼此时间偏差。为了求解可以使用简单的方程组。

可以在相应配备的接收机装置或组合的发射/接收装置中实施此种方法，该组合装置使用参数用于调制，该参数以这种形式在信号产生时也用在发射装置中。特别在具有匹配于目前需求的调制的方法中，也如此配备发射设备，使得在发射信号产生时普遍或根据要求通过与其通信的接收站依次使用不同的调制参数。

在许多技术领域内可以使用具有至少一个主站和多个与其通信的通信设备、时间同步的总线系统，例如用于控制具有中央主站和多个工作站的技术设备，通过中央主站控制工作站。

下面根据附图详细阐述实施例。附图指出：

图1两个彼此通信的无线站；

图2两个信号波形，通过在发射设备中的第一信号发生器或者在接收设备中的第二信号发生器产生这两个信号波形；

图3频率调制信号的频谱；

图4具有不同频率响应曲线的信号；

图5一个优选的发射/接收设备的实施形式；

图6一个主站，其与多个通信设备通信和

图7频率成分的不同振幅谱。

正如从图1中可以看出的，发射设备SE包括若干设备，其中下面为了简便起见仅仅有条件地描述。特别描述一个用于产生发射信号sig1的信号发生器SGEN1以及一个用于产生激发信号发生器SGEN1的时钟的时钟设备CLK1。

发射设备SE通过信号发生器SGEN1产生发射信号sig1，发射信号通过发射天线AS经过在接收设备EE的方向上的无线接口V发射。固定地预先确定信号sig1的波形，例如三角形的频率调制斜坡，比如在图2中示出的。通过基本时钟仅仅标定信号sig1的频率f和持续时间2·T，在发射设备SE的时钟设备CLK1中产生该基本时钟，并且基本时钟的持续时间为2T。

在另外的部分同样建立接收设备EE。在该接收设备中同在发射设备SE中一样产生一个信号sig2。为了信号产生也用一个信号发生器SGEN2，借助于时钟设备CLK2的时钟激发该信号发生器SGEN2。信号sig2的波形与信号sig1的波形一致。但是通过时钟设备CLK2确定的、信号sig2的定标因子一般，也就是说在非同步的情况下，首先不同于发射设备SE的信号sig1的定标因子。一般在这些信号sig1和sig2之间也首先存在时间和频率偏移。

经过接收设备EE的天线AE接收的信号，是事先由发射设备SE产生并发射该信号，通过混频器MIX与信号sig2混频。合成信号sigmix被供给一个分析处理和控制设备ASE，其分析合成信号sigmix并且在分析结果的基础上如此修改时钟设备CLK2的时钟，使发射设备SE和接收设备EE尽可能同步运行。

下面就一个特别有益的信号波形详细描述该同步方法。主要是三角形的频率调制斜坡，比如在图2中示出的，用作信号波形。以一个起始频率f_start为出发点，正弦波形的发射信号sig1的频率f直接线性或在时间T的阶段内线性，首先提高到终止频率f_stop，然后以同样的方式再度降低到起始频率f_start。该调制主要是周期性地重复。对此起始频率f_start、终止频率f_stop和时钟设备CLK1的时间T的准确值是相关的，并且因此在时钟设备CLK1的基本时钟可能是波动的范围内是未知的。以同样的方式产生接收设备EE的信号sig2。依赖于接收设备EE的时钟设备CLK2接收设备EE的信号sig2在关于起始频率f_start、终止频率f_stop和时间T方向不同于发射信号sig1，并且在信号sig1和sig2之间存在起初任意的时间偏差或者时间偏移。

如果首先以此为出发点，即在系统中应用的信号频率明显大于用于同步的信号sig1和sig2的调制带宽B，并且两个时钟设备CLK1和CLK2的基本时钟处于相同数量级，则通过频率偏差Δf和时间偏移τ可以足够准确地描述在发射设备SE的信号sig1和接收设备EE的信号sig2之间的差别。在上述前提条件下，在无线系统的通常实际实施形式中普遍给出该前提条件，可能忽略大多轻微差别的斜坡陡度。在混频器MIX中一在该混频器之后通常连接一个低通滤波器，该低通滤波器消除合成部分中的高频，这本身实际上是已知的一确定在两个信号sig1和sig2之间的频率差Δf。

存在如下的合成频率：

1)如果不仅发射信号sig1而且接收器信号sig2也处于斜坡的上升部分，则存在一个具有频率f_up的几乎是单频的信号，

2)如果不仅发射信号sig1而且接收器信号sig2也处于斜坡的下降部分，则存在一个具有频率f_dn的几乎是单频的信号，

3)如果两个信号sig1和sig2的斜坡具有相反的符号、在图2中作为阴影范围表明的，则存在一个强的频率调制信号modsig。

如果实施关于混合信号的频谱分析，主要在接收信号sig2的完整三角斜坡的持续时间2T期间，则得出在图3中示出的频谱。单频的信号分量的幅度A_sig越高在信号sig1和sig2之间的时间偏移τ越低。宽带信号modsig的幅度一般明显低于单频信号分量A_sig，除非在特殊情况下，在该情况中信号sig1和sig2相对准确偏移T，因为信号能量分布在较大的带宽上。从该频谱中能够确定单频信号的两个频率f_up和f_dn。如果这两个频率是已知的，则接收设备EE可以非常准确地同步于发射设备SE。

该方法不仅仅应用在图2中描述的信号波形。如果应用斜坡形的信号，则仅需要应用两个具有不同陡度的斜坡分支，以便如此能够获得两个不同的频率值，然后以这两个频率值可以计算出频率偏差Δf和时间偏移T_off。为了阐明同步原理作为实例考虑一种较普遍的情况。

假设，正如描述的，两个线性的频率调制信号，所谓的扫描，彼此混频。信号的调制带宽B明显小于其中心频率。象在这种混频器装置中通常使用的，通过一个低通滤波器抑制加倍基频处的信号分量。扫描速率，也就是说两个信号sig1和sig2按单位时间的频率变化相差一个比例值α，而且两个扫描的起始频率彼此偏差恒定值Δf。此外信号彼此时间偏移T_off。可以指出，在这种情况下如下得出在接收设备EE中混频的、应在分析处理设备ASE中分析的信号sigmix的瞬时频率f_sigmix(t)：

f_sigmix(t)＝α·μ·t+Δf+α·μ·(t-T_off)-2·μ·t+μ·τ，

其中μ表示扫描速率，τ表示信号从发送设备SE到接收设备EE的渡越时间。如果对于两个不同的扫描速率μ1和μ2依次测量fsigmix(t)并且假设，首先在非同步情况下未知的量Δf、T_off和α在两个测量之间不改变或至少仅非常少地改变，如此得出具有对于Δf和T_off如下解的方程组：

Δf = \frac{f_{b 2} (t) \cdot μ_{1} - f_{b 1} (t) \cdot μ_{2}}{μ_{1} {- μ}_{2}}

和/或

T_{off} = \frac{(f_{b 2} (t) - f_{b 1} (t)) + 2 \cdot t \cdot α \cdot (μ_{1} - μ_{2}) - 2 \cdot t \cdot (μ_{1} - μ_{2}) + τ \cdot (μ_{1} - μ_{2})}{α \cdot (μ_{1} - μ_{2})} .

依赖于各自的系统拓扑结构和从中得出的关系或可能的简化，以这两个方程式一般非常简单地实现两个站的高度准确的同步。下面描述几个典型的同步可能性。

如果因数或者两个不同扫描速率之商k、也就是说k＝μ1/μ2已知，则足以确定频率偏差Δf。在这种情况下不必已知准确的扫描速率即可得出频率偏差

Δf = \frac{f_{b 1} (t) - k \cdot f_{b 2} (t)}{1 - k} .

如果选择例如μ1＝-μ2，也就是k＝-1，这在技术上非常容易实现，则得出

Δf = \frac{f_{b 1} (t) + f_{b 2} (t)}{2} .

为了确定时间偏移T_off必需假设比例系数α。该比例系数常常能够简化为α＝1并且假设已知扫描速率μ1和μ2。因为总的讲通常的无线系统的中心频率一般明显大于调制带宽B，所以相对的不准确性对量Δf的影响显著大于对扫描速率偏差的影响。在该假设情况下对于时间偏移T_off得出

T_{off} = \frac{f_{b 2} (t) - f_{b 1} (t)}{μ_{1} - μ_{2}} + τ .

因此，已知包括信号渡越时间τ在内的时间偏移T_off，并且两个无线站SE和EE也可以关于时间t同步。

如果简化的假设α＝1是不允许的，则建议如下的系统拓扑结构和分析处理。如果例如通过混频、倍频或借助于相位/频率调节电路从共同的参考频率源中推导出一个站的信号，也就是说不仅推导出中心频率而且也推导出调制，比如此后在图5中描述的，则比例系数α始终与频率偏差Δf成算术比例。如果也如上所述首先确定频率偏差Δf，则从中可以得出比例系数α，并因此然后也单义得出时间偏移T_off。

如果以推导得出的关系把接收信号sig2或时钟设备CLK2校正相应值Δf和T_off，则发射设备SE和接收设备EE同步运行，也就是说不仅信号sig1和sig2是几乎相同的，而且CLK1和CLK2中的时钟信号也是几乎相同的。因此同步也保持较长的时间存在。

如果把两个无线站SE和EE形象地比作时钟，则在成功同步之后时钟运行同样快，并且包括信号渡越时间τ在内也绝对准确相同。

在已同步情况下合成信号f_sigmix(t)不再是时间的函数，而是恒定的。如果比例系数α仅与1相差很少，则也可以在非同步的情况下忽略f_sigmix与时间的关系，这明显简化了分析处理，因为以通常的频谱分析方法，比如傅立叶变换可以在整个测量持续期间平均地确定合成信号f_sigmix，不是确定瞬时频率，也就是说推导信号相位。

下面再度假设如图2中示出的信号波形。当然有关所述也适用于一般情况。在系统的实施中同步过程的如下改善是有益的。正如前面描述的，信号sig1和sig2可能是相对准确地偏移时间T，并且因此不能或不单义地能检测两个频率f_up和f_dn。主要如此处理这种特殊情况，即如果在频谱中没能单义地检测两个f_up和f_dn频率，则接收信号sig2始终主要偏移一半时间T/2，并且开始新的测量。

为了在分析处理和控制设备ASE中较低地保持用于检测合成信号sigmix所需的频率范围，并且为了在非同步情况下能够运用以前可能忽略的不同斜坡陡度，优先分多个步骤适配地实施同步。为此，图1的实施形式优先扩充一个从接收设备EE到发射设备SE的无线通信链路V｀。该无线通信链路V｀可以按照任意的当前技术实施，并且因此也不详细论述。仅接收设备EE可以把信息传输给发射设备SE以便控制同步过程是重要的。优先完全如上面描述的，但以明显变低的调制带宽B开始同步。即使在首先大时间偏移值τ的情况下，两个频率f_up和f_dn绝对不是同假如选了整个调制带宽B时的一样大。当然也可以仅相应不准确地实施同步。因此，基于频率f_up和f_dn的这些值首先实施第一个较粗略的同步。一旦实现了这个第一同步，接收设备EE就经过无线接口V告知发射设备SE这个同步。然后在发射设备SE和接收设备EE中提高调制带宽B并实施更准确的同步。因为在第二步骤之前已经实现第一同步，在第二步骤中在提高带宽的情况下也不希望高的频率f_up和f_dn。然后在进一步提高带宽直到整个调制带宽B的情况下重复上述步骤。通常为了可靠并且准确的同步较少的步骤就足够、例如1/100带宽、1/10带宽和整个带宽。

如果放弃附加的无线通信链路V，则也可以如下实现分步的同步。发射设备SE优先直接依次地重复发送多个具有不同带宽的三角斜坡、例如N个斜坡。在N＝3的情况下得出例如1/100带宽、1/10带宽和整个带宽、1/100带宽、1/10带宽等等。在同步开始时，正如从图4中可以看出的，对于接收信号sig2选择具有最低带宽的斜坡信号，至少重复N次该斜坡信号。优先也经过2NT的时间范围实施频率分析。然后对于N个斜坡对之一得出上述频率f_up和f_dn。如果实现这第一同步，则对于接收信号sig2以相同的方式应用具有其次较大带宽的斜坡信号等等，直到这个信号sig2的N个斜坡达到整个带宽。

有选择地也可能用未调制的CW信号(Continous Wave＝连续信号)实现中心频率的第一同步，然后在一个或多个步骤中如事先描述一样校正时间偏移T_off。

混频器Mix不仅可以作为实数值混频器而且也可以作为正交混频器实施，该正交混频器产生混频信号sigmix的实数部分和虚数部分。如果实数值测量合成信号sigmix，则在频谱中的负频率，如一般已知，在零点镜像反射翻转成到正的频率区。在应用实数值合成信号sigmix的情况下对于合成信号sigmix选择一个确定的、不为零的中间频率f_zf是合理的，也就是例如如此选择合成信号sig2，使得频率偏差Δf在完整的同步之后也不为零，而是与中心频率f_zf一致。

正如从图5的实例中可以看出的，分析处理和控制设备ASE主要包含一个模/数转换器AD、一个用于数字记录合成信号sigmix的存储器和用于频谱分析并用于控制时钟设备CLK2或者用于产生并控制接收设备EE的信号sig2的处理器μP。

主要在应用具有锁相环的频率合成器、数字信号发生器或DDS组件(Direct Digital Synthesis直接数字合成)的情况下实现信号发生器。可以按照任意现有技术，例如以可编程的分数或整数分频器或以DDS组件实现频率合成器。正如示出的、是否经过时钟设备CLK1和CLK2或经过另外的单元，例如直接经过频率合成器或DDS装置匹配信号或是否重新计算信号发生器的信号模式，对于该方法的功能当然是不重要的，只要产生的信号sig1和sig2及其描述的匹配与上面的论述一致或者归因于该论述。

通常在低频的基带内产生信号波形并且然后借助于一个固定频率振荡器例如在微波范围内向上混频。该方法一般不是规定在一个确定的频率范围或者确定的波型，而是例如在声波、电磁波内可以应用该方法。重要的仅是源的可调制能力和信号sig1和sig2的混频可能性。当然也可以在适当的频率情况下在一个计算设备中算术实现混频过程，例如乘法。

图5指出了一个可能的实施形式。在此如此实现该系统，即该站不仅可以用作发射设备而且也用作接收设备。

这种组合站基本上包括一个用于发射和接收信号sig1或者sig2的天线A。在天线A上连接一个开关SW，其在接收与发射工作方式之间转换并且天线A耦连在相应的部件上。对于接收信号sig1开关SW的输出端与混频器MIX连接。混频器MIX的第二输入端与信号源VCO连接，这在前面已经描述。混频器MIX的输出端、通过该输出端输出合成信号sigmix、与滤波器FLT1连接，其输出端通向真正的分析处理与控制设备ASE。该分析处理与控制设备特别包括一个模/数转换器AD和一个微处理器μP。微处理器μP的输出端与DDS组件DDS或相应的装置连接。微处理器μP和DDS组件DDS分别具有一个另外的输入端用于供给时钟发生器CLK的时钟信号。DDS组件DDS的输出端，只要DDS组件不作为信号发生器的组成部分，与一个信号发生器SGEN2(2)连接。该信号发生器SGEN2(2)包括多个器件、特别是信号源VCO、其输出端通向混频器MIX、功率放大器PA和分频器T，该分频器用于把信号sig2的信号频率f分成整数的小部分f/N，另一个混频器MIX2，其输入端与时钟源CLK和分频器T连接，一个第二滤波器FLT2，其输入端与另外的混频器MIX2连接，一个相位比较器或者相位比较电路Phcmp、其输入端与第二滤波器FLT2和DDS组件DDS连接，第三滤波器FLT3，其输入端与相位比较器Phcmp的输出端连接并且其输出端与信号源VCO的输入端连接。

以开关SW选择，是否经过功率放大器PA发射由VCO(VoltageControlled Oscillator电压控制振荡器)产生的信号，或是否经过天线A接收的信号在混频器MIX中与在信号源VCO中产生的信号混频。概括讲关于信号产生，在发射和接收设备中应用相同的系统是特别有益的。在示范描述的实施中以DDS频率合成器实现信号生成。时钟源或者固定频率振荡器CLK的频率用作基本时钟。从这个基本时钟中导出系统、也就是说处理器μP和DDS组件DDS的所有信号、频率和时间量。DDS组件DDS、相位比较器Phcmp、第二和第三滤波器FLT2和FLT3、信号源VCO、另外的混频器MIX2和分频器T按照现有技术实际上本身形成一个频率合成器。当然频率合成器也可以按另一种现有技术来实现。如此例如可以用一个由处理器μP可编程的分频器或数字的函数发生器、也就是具有存放的信号曲线的存储器和D/A转换器、或一个具有分数PLL(Phase Lock Loop锁相环)频率合成器代替DDS部件或例如省略混频器MIX2。

如果借助于DDS组件DDS在按照图5的系统中信号源或者发射设备VCO的VCO频率以起始频率f_start为出发点在时间T内向上调谐带宽B，并且在相应的第一测量的情况下确定频率f_up，在另外的测量中以相反的扫描方向、也就是以f_start+B为出发点向下到f_start，确定频率f_dn，如此基于确定的频率f_up和f_dn从上述关系式中推导出频率偏差Δf和时间偏移T_off的如下解：

Δf = \frac{f_{up} + f_{dn}}{2}

和

T_{off} = \frac{T}{B} \cdot \frac{f_{dn} \cdot B + f_{dn} \cdot f_{Start} - f_{up} \cdot f_{Start}}{2 \cdot (f_{Start} + B / 2 - f_{up} - f_{dn})} .

在实施例中在合成信号sigmix的A/D转换之后，在处理器μP中借助于快速傅立叶变换(FFT)或另外已知的频谱分析方法确定频率f_up和f_dn。

在时间同步的总线系统中可以非常有益地使用该方法。在此按照任意现有技术的通信系统扩充这里描述的实施形式。在成功同步之后当然能够经过无线通信传输例如可能的指令或具有时标的指令序列，并且例如在微秒范围内或甚至在纳秒范围内按照规定的时间格式最准确地执行指令或指令序列。当如在图6中示出的，特别需要由主站ME命令多个通信设备KE，比如在机床上，在该机床上经过无线通信起动多个作业设备、其工作流程时间上非常严格地彼此耦连。当然所有通信设备以根据本发明的方法与主设备同步。

在特别有益的实施形式中以描述的方法也如此准确地实施同步，即例如按照“询问应答方法”在时分复用工作方式中可以实现准确的信道长度测量，这里的长度也就是在两个通信设备之间的距离。在实现根据本方法的同步之后，第一站KE1或ME给第二站KE2发送一个信号，第二站自身方面在约定的时间间隔之后回传一个应答信号。从在询问和应答之间的时间差中在考虑约定的时间间隔的情况下当然可以计算出信号渡越时间并因此计算出无线信道长度。在通常的系统中没有根据本方法的同步，这个方法在任何情况下都毁于两个空间分立的系统不能约定准确的时间间隔、特别是不能约定较长的时间间隔，因为其时基不相同。但是通过同步可以实现时钟的高度精度的调整。

作为在基站和发射机应答器之间的距离测量的另外方法，在这里也可以参见DE 199 46 161、DE 199 46 204和DE 199 46 168。其中描述了以有源的微波反射器测量距离和确定目标位置的特别实施形式，在该实施形式中延迟应答询问信号。该方法非常有益地可以与在此描述的方法组合。因为在同步的实施中应用的线性频率调制信号与通常在FMCW雷达系统(FMCW：Frequency Modulated Continuous Wave频率调制的连续波)中应用的信号一致，此外所有已知的FMCW距离测量方法有益地与根据本方法的系统和同步方法组合。

如果例如借助于事先描述的测量已知在主站ME和多个通信设备KE 1、KE 2、KE 3之间的距离，则通过同时考虑信号渡越时间还可以进一步改善时间同步。在这种情况下有可能非常准确、也就是说好于在站之间的信号渡越时间差来同步多个可以在位置上远离并且不一样远地分离存在的站KE 1、KE 2、KE 3。

根据本方法的系统也可以非常有益地用于测量并表征无线信道。该系统特别适合于检测并估算多次返射。如果出现多次反射，也就是说发射站的发射信号不仅经过一个路径而且经过多个不同长的路径到达接收站，则图2的频谱改变为在图7中示出的形式。除了最短传输路径的频率f_up1和f_dn1外，按传输路径的数目k出现较长传输路径的附加频谱线(f_up2、f_dn2、...、f_upk、f_dnk)。在已知斜坡陡度的情况下从在线之间的频率差中能够非常简单地计算出渡越时间差或者传输路径的长度差。此外给每个传输路径分配一个准确的传输衰减。因此非常详细分析整个传输信道。基于如此的根据本方法的分析为了改善通信系统，数据传输的编码格式或者通信系统的数据传输率能够依赖于位置匹配于各自的信道特性。对此保证改善的传输可靠性和提高效率的数据传输率。这也是可行的：在分析处理数据流时例如借助于向后卷积(Rückfaltung)考虑已测量的信道特性，该向后卷积补偿传输路径的不同长度和衰减。

所描述的同步信号有非常好的自相关特性和互相关特性，如此也能够与同步信号平行地、也就是说同时地传输数据流。同步信号的相关特性此外引起，根据本方法的系统和方法普遍地非常强地防止其它无线系统的干扰。

Claims

1.同步发射站(SE；SE/EE)和接收站(EE；SE/EE)的方法，二者经过接口(V)彼此通信，其中

-在发射站(SE；SE/EE)中以信号源(SGEN1)产生发射信号(sig1)并且经过接口(V)发射该信号并且

-在接收站(EE；SE/EE)中从接口(V)接收相应的接收信号(esig1)，并且在应用接收机信号源信号(sig2)的情况下由一个匹配于发射方面信号源(SGEN1)的接收方面的信号源(SGEN2)分析，

其特征在于，

-同样形式的频率调制不仅应用于发射信号(sig1)而且也应用于接收机信号源信号(sig2)，

-在接收站(EE；SE/EE)中接收的接收信号(esig1)与接收机信号源信号(sig2)混频成为一个合成信号，并且

-分析该合成信号，得到接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的时间偏差T_off和接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的频率差(Δf)的值。

2.按照权利要求1的方法，其中频率调制应用于发射信号(sig1)并且应用于接收机信号源信号(sig2)，并且分析合成信号的频谱。

3.按照权利要求1或2的方法，其中线性或逐段线性地实现对发射信号(sig1)和对接收机信号源信号(sig2)的调制。

4.按照权利要求1或2的方法，其中频率调制应用于发射信号(sig1)并且应用于接收机信号源信号(sig2)，其调制带宽(B)小于其信号中心频率。

5.按照权利要求4的方法，其中其调制带宽(B)较其信号中心频率小一个数量级。

6.按照权利要求1或2的方法，其中在混频之后在接收信号(esig1)的分量和接收机信号源信号(sig2)的分量中这两个信号的单位时间(t)的频率变化彼此相差一个比例系数(α)，并且接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)的分量的调制起始频率彼此偏差一个恒定的频率差的值，其中合成信号中的信号分量彼此通常具有时间偏差(T_off)。

7.按照权利要求1或2的方法，其中为了建立方程组应用由两个依次以两个不同扫描速率(μ₁或者μ₂)测量的合成信号(f_sigmix(t))形成的参数。

8.按照权利要求7的方法，其中在以不同扫描速率的两个测量中两个不同的频率(f_b1和f_b2)用作参数，并且假设，在非同步的情况下在接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的频率差(Δf)、时间偏差(T_off)和比例系数(α)的暂时未知量在两个测量之间不改变或至少仅仅细微改变，分别根据

Δf = \frac{f_{b 2} (t) \cdot μ_{1} - f_{b 1} (t) \cdot μ_{2}}{μ_{1} - μ_{2}}

和

T_{off} = \frac{(f_{b 2} (t) - f_{b 1} (t)) + 2 \cdot t \cdot α \cdot (μ_{1} - μ_{2}) - 2 \cdot t \cdot (μ_{1} - μ_{2}) + τ \cdot (μ_{1} - μ_{2})}{α \cdot (μ_{1} - μ_{2})}

解频率差(Δf)的值和时间偏差(T_off)的方程组，其中，Δf代表频率差，T_off代表时间偏差，t表示时间，μ₁和μ₂表示两个不同的扫描速率，f_b1和f_b2表示测量中两个不同的频率，α表示在混频之后在接收信号的分量和接收机信号源信号的分量中这两个信号的单位时间的频率变化彼此相差的比例系数，τ表示信号从发射站到接收站的渡越时间。

9.按照权利要求7的方法，其中为了频率同步在已知在两个不同扫描速率(μ₁和μ₂)之间的系数(k＝μ₁/μ₂)的情况下不用了解准确的扫描速率(μ₁或者μ₂)从

Δf = \frac{f_{b 1} (t) - k \cdot f_{b 2} (t)}{1 - k}

中确定在接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的频率差(Δf)，其中，Δf代表频率差，t表示时间，f_b1和f_b2表示测量中两个不同的频率，μ₁和μ₂表示两个不同的扫描速率，k＝μ₁/μ₂表示两个不同扫描速率之间的系数。

10.按照权利要求7的方法，其中为了时间同步，在假设比例系数(α)＝1的情况下，确定在接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的时间偏差(T_off)，即在明显大于调制带宽(B)的中心频率的情况下相对的不准确性对频率差Δf的值的影响显著大于对不同扫描速率的偏差的影响，应用：

T_{off} = \frac{f_{b 2} (t) - f_{b 1} (t) + τ}{μ_{1} - μ_{2}}

其中，T_off代表时间偏差，t表示时间，μ₁和μ₂表示两个不同的扫描速率，f_b1和f_b2表示测量中两个不同的频率，τ表示信号从发射站到接收站的渡越时间，比例系数表示在混频之后在接收信号的分量和接收机信号源信号的分量中这两个信号的单位时间的频率变化彼此相差的比例系数。

11.按照权利要求1或2的方法，其中为了时间同步在应用由共同的参考频率源形成的中心频率和调制的情况下采纳在接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的时间偏差(T_off)，使比例系数(α)始终与在接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的频率差(Δf)成算术比例，其中比例系数表示在混频之后在接收信号的分量和接收机信号源信号的分量中这两个信号的单位时间的频率变化彼此相差的比例系数。

12.按照权利要求1或2的方法，其中所有在发射站(SE；SE/EE)中产生的信号同发射方面的参考源(CLK1)存在固定关系，并且所有在接收站(EE；SE/EE)中产生的信号同接收方面的参考源(CLK2)存在固定关系。

13.按照权利要求1或2的方法，其中在同步的情况下接收机信号源信号(sig2)或者相应的时钟设备(CLK2)同步于接收信号(esig1)或同步于发射站中的时钟设备(CLK1)。

14.按照权利要求1或2的方法，其中在同步的情况下接收机信号源信号(sig2)偏移，并且如果在合成信号的频谱中没有足够单值地检测用于分析处理的两个频率分量，则开始新的测量。

15.按照权利要求14的方法，其中接收机信号源信号(sig2)偏移调制周期持续时间的一半(T/2)。

16.按照权利要求1或2的方法，其中在同步的情况下在多个步骤中通过改变应用的调制适配地修改接收机信号源信号(sig2)和/或发射机信号源信号(sig1)。

17.按照权利要求16的方法，其中在第一步骤中以明显低的调制带宽B开始同步，并且在进一步的步骤中在发射设备中和在接收设备中分步提高调制带宽B并且实施较准确的同步。

18.按照权利要求1或2的方法，其中以起始频率(f_start)为出发点在一个调制周期(T)的持续时间内信号源(VCO)向上调谐一个预先确定的带宽(B)直到终止频率(f_stop＝f_start+B)，并且在第一测量中确定第一频率(f_up)，在另外测量中以相反的调制方向以终止频率(f_stop＝f_start+B)为出发点向下到起始频率(f_start)确定第二频率(f_dn)，基于确定的频率(f_up、f_dn)借助于：

Δf = \frac{f_{up} + f_{dn}}{2}

和

T_{off} = \frac{T}{B} \cdot \frac{f_{dn} \cdot B + f_{dn} \cdot f_{start} - f_{up} \cdot f_{start}}{2 \cdot (f_{start} + B / 2 - f_{up} - f_{dn})}

确定频率差(Δf)和时间偏差(To_ff)的解，其中，T表示调制周期，B表示预先确定的带宽，f_start表示起始频率，f_up表示第一频率，f_dn表示第二频率。

19.时间同步的总线系统，具有

-至少一个主站(ME)和

-多个通信设备(KE)，其中

-主站(ME)与通信设备经过接口(V)通信和

-至少一部分通信设备以按照权利要求1-18之一的方法同步于主站(ME)。

20.按照利要求1-18之一的方法用于测量并表征无线信道。

21.按照权利要求1-18之一的方法用于通过分析各个频谱线f_up1、f_dn1、…、f_upk、f_dnk并考虑在信号生成时已知的频率调制检测并估算多次反射，该频谱线从属于不同的传播路径，其中频谱线f_up1和f_dn1为最短传输路径的频谱线，频谱线f_up2…f_dnk为按传输路径的数目k的较长传输路径的频谱线。

22.按照权利要求19的总线系统用于测量并表征无线信道。

23.按照权利要求19的总线系统用于通过分析各个频谱线f_up1、f_dn1、…、f_upk、f_dnk并考虑在信号生成时已知的频率调制检测并估算多次反射，该频谱线从属于不同的传播路径，其中频谱线f_up1和f_dn1为最短传输路径的频谱线，频谱线f_up2…f_dnk为按传输路径的数目k的较长传输路径的频谱线。

24.实施按照权利要求1或2的方法的接收装置(EE)，具有

-一个用于接收发射方面信号源(SGEN1)的接收信号(esig1)的接口输入端(A)，

-一个用于产生接收机信号源信号(sig2)的接收方面的信号源(SGEN2)，

-一个用于在考虑接收机信号源信号(sig2)的情况下处理接收信号(esig1)的处理设备(MIX、ASE)，

其特征在于，

-用于使接收机信号源信号(sig2)同步于发射方面信号源(CLK1、SGEN1)的同步设备(MIX、ASE、CLK2、SGEN2)；

-用于产生接收机信号源信号(sig2)的调制设备，其具有同最初应用于发射信号(sig1)的一个频率调制同样形式的频率调制；

其中同步设备(MIX、ASE、CLK2、SGEN2)具有：

-用于把接收信号(esig1)与接收机信号源信号(sig2)混频成为合成信号的混频器(MIX)；以及

-用于就接收信号(esig1)和接收机信号源信号(sig2)之间的频率差(Δf)和/或时间偏差(T_off)方面分析合成信号的处理和控制设备(ASE)。

25.按照权利要求24的接收装置(EE)，其中所述处理与控制设备(ASE)使接收方面信号源(SGEN2)同步于发射方面信号源(SGEN1)。

26.按照权利要求24或25的接收装置用于测量并表征无线信道。

27.按照权利要求24或25的接收装置用于通过分析各个频谱线f_up1、f_dn1、…、f_upk、f_dnk并考虑在信号生成时已知的频率调制检测并估算多次反射，该频谱线从属于不同的传播路径，其中频谱线f_up1和f_dn1为最短传输路径的频谱线，频谱线f_up2…f_dnk为按传输路径的数目k的较长传输路径的频谱线。

28.实施按照权利要求1或2的方法的组合的发射接收装置(SE/EE)，具有

其特征在于，

其中同步设备(MIX、ASE、CLK2、SGEN2)具有：

29.按照权利要求28的组合的发射接收装置(SE/EE)，其中所述处理与控制设备(ASE)使接收方面信号源(SGEN2)同步于发射方面信号源(SGEN1)。

30.按照权利要求28或29的组合的发射接收装置(SE/EE)用于测量并表征无线信道。

31.按照权利要求28或29的组合的发射接收装置(SE/EE)用于通过分析各个频谱线f_up1、f_dn1、…、f_upk、f_dnk并考虑在信号生成时已知的频率调制检测并估算多次反射，该频谱线从属于不同的传播路径，其中频谱线f_up1和f_dn1为最短传输路径的频谱线，频谱线f_up2…f_dnk为按传输路径的数目k出现的较长传输路径的频谱线。