CN1285972A - 使用抑制载波单边带的数字调制 - Google Patents

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Abstract

一种传输“双相”编码数字信号的方法,包括接收多个输入数据位中的一个,其中每个数据位由暂时数据位长度(12)、暂时位中心(T3)及指示逻辑1或0的暂时状态表征,并产生一个编码数字基带信号,该编码数字基带信号由指示逻辑状态的暂时状态表征,其中编码数字基带信号根据一个输入数据位在暂时位中心(T3)前(T1或6)或后(T2或7)的时间上是否改变暂时状态而改变其暂时状态。通过数字合成独立地产生出采用该编码的单边带。单边带的检波不需要再插入载波。

Description

使用抑制载波单边带的数字调制
1、本发明领域
本发明所属的领域是不产生或使用载频的数字单边带传输的装置及方法。
2、本发明背景
不用载波的单边带传输是公知的。这些方法具有变化的带宽效率，其被总结在“应用微波及无线电杂志”(Applied Microwaves andWireless Magazine)-1997年7月/8月-中。通常，大部分现有方法调制一个载波，在调制器中抑制该载波，然后在接收机中恢复及再插入该载波。
虽然单边带数字调制是可能的，但至目前它却极少被使用。一种方法被称为可变相移键控(VPSK)，它被公开在US专利4，742，532及5，185，765中。该方法使用数据编码方法及单边带传输，以获得高至15.3位/秒/Hz的效率。在接收机中需要一个载波来重新产生单边带抑制载波信号及解码该信号。已经发现，对基带上的信号的正确编码可使得在基带上占据非常窄的频带及这又可使单边带抑制载波(SSBSC)在非常窄的RF带宽中被传输。在试验室中已演示出高至50位/秒/Hz的带宽效率及用实用硬件获得了26-27位/秒/Hz的带宽效率。该方法，即称为极小位移键控(VMSK)的方法与VPSK方法的比较描述在IEEE的广播学报(Transaction on Broadcasting)，1997年1月中。
涉及基带编码、载波及去除不需要的边带的滤波的单边带数字调制过度复杂。
高带宽效率的方法由于要进行带宽压缩而通常被认为损失功率。Carson规则及Shannon极限是描述信噪比与带宽效率之间具有比例关系的工程定律。
而所需要的是不管带宽效率如何能保持同样信噪比的某些类型的设计及方法。
所需要的还在于不因带宽压缩而损失功率的某些类型的设计及方法。
本发明概述
本发明是一种数字基带信号的编码方法，它包括将具有一个位中心的一个数据位间隔分成至少两个时隙(time apertures)的步骤。每个时隙又被分为一个或多个时段(time segment)。在图示的实施例中，仅具有两个时隙，及数据位间隔被分成13段，其中前6段在第一时隙中及后7段在第二时隙中。数据位间隔的中心正好落在第6与第7段之间。选择第一时隙中多个时段一的第一分组(subset)。多个时段的该第一分组结束在位中心之前。从剩余的多个时段中选择第二时隙中多个时段的一第二分组。多个时段的该第二分组结束在位中心之后。数字基带信号相应于第一及第二时段分组来编码。该方法在本说明书中被定义为“时隙编码”。
该方法还包括响应于数据位间隔的开始时间改变所述数字基带信号的极性，然后基于第一及第二时段分组的时宽对与该数据位相关的反向极性编码。具体地，第一及第二时段分组具有表示与数字基带信号相关的数字1及0的相对时宽。数字基带信号具有一上升沿及一下降沿。在一个实施例中，该方法包括使用上升沿作为时钟定时以指示数据位间隔的前沿。下降沿的定时则发生在根据数字基带信号被理解为数字1还是0所确定的时间上。
在第二实施例中上升沿及下降沿所起作用相反。该方法包括使用下降沿作为时钟定时来指示数据位间隔的前沿的步骤。及上升沿的定时则发生在根据数字基带信号被理解为数字1还是0所确定的时间上。
由这两个实施例可清楚看出，第一及第二时间分组的时宽的和等于两个时隙中所有多个时段的时宽的和，在图示实施例中，前6.5个时段在第一时隙中，及后6.5个时段在第二时隙中。
可以不用根据数字基带信号被理解为1还是0所确定的数字基带信号的相位或时间差，在另一实施例中，第一及第二时段分组被转换成由频移装置或直接数字合成器产生的第一及第二频率，直接数字合成器产生小于约0.1的调制指数。频率转换改变了调制信号的特性，即从通常发生在调频信号中的载波加两边带改变到窄双相单边带本身。
在另一实施例中，通过将数据位间隔除以2获得相应于第三时段分组的第三频率，即为，通过使数字基带信号的数据位间隔的时段数增倍，由此具有三个可发生数字基带信号过渡的时间。例如，在图示的实施例中，数据位间隔被分为具有在表示1及0的第6及第7时段上过渡的13个时段，而在另一图示的实施例中，数据位间隔被分为具有在表示1及0的第12及第14时段上过渡的、及在表示前一位值重复的第13时段上过渡的26个时段。并且，这些时间或相位过渡情况可被转换及表达为三个不同的频率。每个时段可保持恒定时宽，以使得数据位间隔的时宽增倍及数据位速率减半。
本发明还涉及数字数据传输方法，它包括对数字基带信号进行时隙编码的步骤，其中时隙编码包括将具有位中心的数据位间隔分成多个时段的步骤。选择多个时段的第一分组。每个第一分组结束在位中心之前。选择多个时段的第二分组，及它们包括多个时段的所有剩余时段，但不包括在时段的第一分组中。每个第二分组结束在所述位中心之后。使用时隙编码的数字数据对要传输的信号进行相位或频率调制。然后传输相移或频移调制的信号。该传输可在电缆或光纤上以基带传输，或以无线电频率传输，其中时隙编码数字数据用于调制载波频率。
该方法还包括使用低幅值调制在调制传输信号上叠加数据以外的附加信息。
传输的时隙编码数字数据是具有抑制载波的单边带信号。该边带位于等于所述抑制载波的频率但从所述载波正或负偏移不大于数据速率的位置上，或在第二实施例中其偏移不大于数据速率一半的位置上。抑制载波可以是数据速率的倍数。
该方法还包括使所述单边带通过很窄的带通滤波器，它仅让所述边带的中心频率加上或减去第一预定偏移通过，以便获得很高的带宽效率及极佳的信噪比。
该方法还包括借助相位检波或鉴相电路接收及解码相位或频率调制传输信号，它们分别响应于相位或频率偏移但不使用载波或另外的参考信号。
在另一实施例中，该方法还包括借助窄带宽晶体滤波器及采样和保持或相关电路接收及解码相位或频率调制传输信号。
在又一实施例中，该方法还包括通过对传输信号进行微分及曼彻斯特解码来接收及解码相位或频率调制传输信号。
在又一实施例中，该方法还包括通过检测作为时隙编码数字数据的传输信号的峰值来接收及解码相位或频率调制传输信号。
相位或频率调制传输信号被传输，不使用任何相干载波频率，以使得当借助中继台或卫星传输对多普勒频率偏移不敏感。
本发明还确定了一种装置，它包括：一个编码器，用于对一源信号进行时隙编码；一个发送器，用于发送所述时隙编码源信号；一个接收器，用于检波及接收所述时隙编码源信号；及一个解码器，用于解码所述时隙编码源信号。典型地，时隙编码器及发送器在一个位置的一个单元上，及在其他各单元的其他一个或多个位置上具有一个或多个接收器及解码器。并且该时隙编码包括步骤：将具有位中心的数据位分成多个时段：及从多个时段中选择第一时段分组。每个第一时段分组结束在位中心附近。从剩余的多个时段中选择第二时段分组。每个第二时段分组开始在第一时段分组之后。第一及第二时段分组的时宽取决于所述源信号是数字1还是0。
编码数字基带信号具有两个极性。编码数字基带信号包括响应于输入数据位的开始时间改变编码数字基带信号的极性，然后将该极性保持第一时段分组的时宽，及接着将数字基带信号的极性反相持续第二时段分组的时宽。
现在已经概述了本发明，它的各个实施例可从以下的附图中看出，其中相同的元件由相同的标号表示。
附图的简要说明
图1是用于单个位间隔的时隙编码的示图；
图2a是根据图1的时隙编码信号的频谱图，以基带或作为位于载波上的单边带表示；
图2b是根据图1的时隙编码信号的频谱图，表示窄带滤波以后的频谱；
图3a-e表示用于现有技术的基带信号的编码及解码方法；
图4表示单边带信号，及再插入的载波fc，它可由直接数字合成器或数字控制振荡器来产生；
图5是使用载波恢复的谐振线圈方法的检波器电路框图；
图6是可用于本发明的RF调制器的框图；
图7是使用在直接数字合成器中产生两个频率的另一方法的逻辑电路框图；
图8是来自正交或类似检波器的信号定时图，它具有“眼状格式”；
图9是现有技术的被称为滑移编码的VPSK位间隔编码方法的示图；
图10是用于将时隙码除以2以获得三个时间差码的装置的电路框图，该时间差码可使用如图16所示的装置转换成三个频率；
图11是可用于本发明第二实施例的解码器的电路框图；
图12是可用于本发明的曼彻斯特码解码器的电路框图；
图13是表示另一检波方法的示图，其中包括使用幅值检波器及R/S触发器；
图14是可用于本发明的二及三时间信号方法的检波器的相量图，它用于图8及图15a-15g的定时图；
图15a-15h是用于使用三相编码的三位格式的定时图，它表示相位数从1到0，或0到-1的改变；
图16是用于对直接数字合成器编程以使用图15a-15g中三频率的编码电路的电路框图；
图17是可根据图14的相量图使用的检波器的电路框图。
现在将在以下详细公开中描述本发明及各个实施例，它们应被理解为说明本发明，而非如权利要求书那样限制本发明。
优选实施例的详细说明
一种传输“双相”编码数字信号的方法包括在数据位间隔上定义时隙及将时隙分成多段的步骤。根据该位是数字1还是0从时隙的多个段中选择第一段。从该时隙的多个段中选择第二段，以便占据数据位间隔的剩余时隙。发送具有相应于所述数据位间隔的第一及第二段的相位过渡或频率分量的编码信号。一个窄频谱将不包含低频分量。该频谱从0Hz被分离一个等于数据速率的量值，或者在另一实施例中被分离一个等于1/2数据速率的量值。与目前使用的方法相比，传输的带宽窄得多或以位/秒/Hz为单位的带宽效率高得多。本发明可广泛地使用在无线电、微波及卫星应用上。
更具体地，本发明的编码方法从多个输入数据位产生数字基带信号。每个输入数据位由暂时数据位长、暂时位中心及表示逻辑1或0的暂时状态来表征。该编码方法包括步骤：接收输入多个数据位中的一个及产生由表示一逻辑状态的暂时状态表征的编码数字基带信号，该编码数字基带信号根据一个输入数据位在暂时位中心前或后的某一时间是否改变暂时状态而改变其暂时状态。
采用该编码的单边带由数字合成单独地产生并在电缆或无线频率信道上发送，以便由检波器电路检波。该检波不需要载波的再插入。该边带本身的特征是可由直接数字合成再生的。虽然该信号可由常规装置检波，即通过再生载波及将其再插入检波器中以恢复编码基带信号来检波，但这并不是必需的。在边带本身中有足够信息用于检波而无需载波。
虽然在图示实施例中讨论相位调制，但时间、频率及相位可以互换，即
T=ΔΦ/(2(Δf)
式中T为时间周期，ΔΦ为信号相位差，及Δf为信号频率差。
本发明将数据编码成“双相”格式，它的频谱高于及低于载频的量为位速率或在基带上高于0Hz。该类编码方法通常被称为“时隙编码”，具体地表示为图1中的本发明例子。本发明的该编码方法使用在基带上时具有一位长度的码宽。该位间隔12的第一半时隙10具有规定的时宽或长度，即在该位被分成13段的情况下为整个位宽的6/13。一个解码电路在检测时宽14(13段的第6段)时将自动地指定该位为数字1。如果该时宽延伸到覆盖位间隔的7/13、即时宽16，它将被解码为0。如果它为1，则过零点位于左半个位时隙10，及如果它为0，则过零点位于右半个位时隙18。
不一定要将位宽12分为13部分。可以替换为任何时隙对，例如，可使用宽度12的11/23的第一时隙及12/23的第二时隙。对于解码也可使用较小的时隙。例如，位间隔12可分为13个小时隙及过零点需嵌入6/13或7/13的时隙周期而非较大的第一半/第二半时隙。
其波形实际为在中心具有相位失真的数据时钟波形。该波形可由傅里叶级数来确定，其具有等于位速率加奇谐波的基频及根据数据格式变化的低频幅值Ao分量。
用于在基带上产生图1时隙码的编码电路以框图表示在图10上。使用工作在位速率13倍上的振荡器20产生供给两个13分频计数器22及24的时钟。计数器22在输入26上为到来数据提供时钟信号DATACLOCK，以对触发器28定时，该触发器在每个位间隔结束时自动复位，在输出端30上产生很窄的尖峰脉冲或单触发输出。自动复位由时钟信号通过触发器28所需的延时时间延时并在每个正输入时钟电压跃变后，在输出端30上产生很窄的尖峰脉冲或单触发输出，它为信号RESET。RESET复位计数器24及在第一实施例中为JK触发器32清零。
计数器24具有两个输出端34及36。输出端34提供6计数及输出端36提供7计数。输入端38上的数据DATA IN分别在NAND门40及42上与来自输出端34及36的6或7信号相加。DATA IN与NAND门42连接，及DATA IN被反相器44反相并连接到NAND门40。NAND门40及42的输出连接到OR门46的输入端。OR门46的输出连接到触发器32的时钟输入端。如果DATA IN为1，JK触发器32在6计数后通过门42及46置位。如果其为0，JK触发器32在7计数后通过门40及46置位。编码数据以互补形式在触发器32的输出端48及50上得到，如定时曲线49及51分别所示。
在输出端48及50上以此方式编码的信息可用于调制RF载波，或它可用作在电缆上传输的基带信号。在后一情况下，从信号的上升沿恢复时钟及从下降沿恢复数据。作为一个RF调制信号，该传输信号由具有两个边带、一个上边带及一个下边带的载波构成，其中仅一个边带需要被发送。该边带具有图2a所示的样式。
当在基带上使用时，可限制该信号以去除任何AM分量，例如由相位调制信号产生的噪音。因此可在相位调制数据信号的顶部叠加低电平、低频的AM信号用作控制或其它用途。相位调制信号的数据速率通常比AM信号的速率高得多，因此采样速率几乎消除了会被任何这类AM调制导致的所有相位变化。
图2a及2b中所示的频谱由在数据速率fb上的中心尖峰频率52加上在相对低电平上的频率或相位噪音形式的傅里叶幅值分量组成。如果数据速率是调制载波的约量，可通过检测单个频率尖峰，将其分频，再用载波/数据速率倍数乘它来从单边带频率中恢复载波。
恢复载波的另一方法是使用上述图1中的时隙方法及用于VPSK调制的方法，后者被B.Stryzak及H.R.Walker描述在“使用具有FM抑制载波的单边带的改善的数据传输”-微波和RF杂志，无线设计副刊(1994年11月)-中。该方法实施例使用在位速率13倍上振荡的线圈，并假定使用图1中所述的6，7(13)码。该线圈由从过零点获得的单稳多谐振荡器的尖脉冲引起振荡。RF频率必需是数据速率及振荡频率的倍数。对于使用振荡线圈的电路将在下面结合图5描述。
在该实施例中给出的时间周期可为任何时间周期对。时间可转换成频率(f=1/t)。因此可代替使用两个时间周期，而使用在两个相应RF频率上的两个等时宽脉冲。当与相干载波混频时，时隙编码波形的傅里叶基频表现为带有可解码过零点的差频。然后通过将波形整为方波，及然后确定时隙时间来将差频解码为1和0。因此，以下必需理解，时间及频率的意义是可互换的。
本发明两个频率的使用可比拟为现有技术高斯最小位移键控(GMSK)中使用的两个频率，其中它们产生出相位或频率调制信号。在GMSK情况下，该频率为1/4数据速率。所产生的GMSK频谱产生出类似于图2a及2b的中心频率尖峰，及具有幅值电平的0.24倍的两个边带的位。在FM/PM项中的调制指数为0.5。该调制指数被规定为：Δf/fm=M。GMSK可通过数据输入、调制器输出滤波，或借助于数字合成器来产生。GMSK是不具有抑制载波的双边带方法。产生GMSK的其他方法为FM，PM或FSK(频移键控)。对于GMSK操作，0.5的调制指数是重要的。
在本发明方法中，相反地，使用的频移比GMSK中使用的频移低得多。不是使用0.5的调制指数，实际上使用约0.04及约0.1之间的调制指数。已注意到，当使用FM产生GMSK时，边带为贝塞尔分量，而使用FSK产生傅里叶分量。该意义在于在载波及边带之间携带能量的信息的分布。没有深入研究，这是非显而易见的。使用数字合成器及0.5的调制指数，在载频加或减调制频率fm上的边带表现为所期望的。但应该指出，当调制指数进一步降低时，贝塞尔分量消失及剩余信号由中心频率组成，该中心频率现在为具有电平低于该中心频率(处的电平)约-40dB的傅里叶分量的fc+fm。因此，在傅里叶分量中仅具有万分之一的能量。该合成信号可被进一步滤波，以消除这些傅里叶幅值分量，仅留下图2b中所示的中间尖峰加上或减去小偏差频率或相位。
这个的意义及重要性是非直觉能显而易见的。所发生的情况是，信号不再是具有两个边带的载波，而仅变为单边带。没有载波存在它也可产生出来。该单边带信号能被由上述常规装置使用仿载波传输及检波。该呈现单频曲线的信号看来违反了Carson规则，后者表示带宽=2(fm+Δf)。但情况不是这样，因为仿载波的插入将信号恢复到Carson规则所需的全奈奎斯特带宽，即fc±Fm。出现了全调制或奈奎斯特噪音带宽，但它未被传输出去。
应指出，因为仅传输很窄的带宽，故在接收机中的噪音带宽比由Carson规则或奈奎斯特带宽引起的要小。在信号的数学分析中这是极重要的。这些关系可在图3a-3e的比较频谱中看到，它们表示现有技术的单边带传输。图3a表示由时隙码产生的基带信号。信息从零频率被集中到1.0位数据速率。图3a的信号可用来调制产生图3b中所示频谱的载波，其中在载频fc每侧产生两个边带。然后将信号作为fc+数据位速率上的具有抑制载波的单边带信号发送，如图3c中所示。在检波器中，插入相干载频fc，这产生原始基带信号的恢复，如图3d及图3E所示。
图3a-3e的方法过度的复杂。使用上述直接数字合成器，并用频率代替两个时隙编码周期，产生出如图3c所示的信号。不再使用或需要载波，但检波可使用再插入的仿载波得到如图3d及图3e所示结果。
在图4中概要地表示出通过直接数字合成器及数字控制振荡器产生的单边带信号，及设定位宽为56的再插入载波fc。所产生的拍频或差频f1+f2或f1-f2对于图4所示的位中心54的右或左具有负向过零点。通过使用频率而非时间，可重组图1的时隙编码格式。
图5是使用载波恢复的谐振线圈方法的检波电路的框图。在检波器60的输入端上提供两个频率输入数据。工作在中频上的振荡器58与相干检波器60一起使用来获得图4所示的检波波形。该检波波形在限幅放大器64中被整成方波，该放大器与双向单稳电路66相连接，后者又连接到谐振线圈68，它从单稳电路66得到能量以在等于码中时隙数乘以数据速率的频率上谐振。时隙数被规定为产生过零点的6，7(13)编码中的时隙段数。图5中的解码器70的输入端连接到谐振线圈68及包括由N计数器的分频。解码器70中N计数器的分频功能是作为相位比较器工作，以得到自动频率控制(AFC)电压72，它使振荡器58的频率锁定在正确的载波频率上。对AFC时钟振荡器58提供的参考信号是分频得到的等于来自谐振线圈68的频率。解码器70中的相位比较器在线72上产生AFC电压，用于改变振荡器58的频率以与检波信号匹配。解码器70能检测指示0或1的或早或迟的过零点。在输出端74输出数字数据。
来自谐振线圈68的数据输入信号在线76上输入到解码器70，如图5所示，该信号是指示基于时隙编码的数字数据的双频信号的基本傅里叶级数。图11的框图表示了一个适合的解码器70。该解码器可用于基带或用于时隙编码的RF。对于基带，双频信号被连接到反相器82。对于RF可使用同样电路，将信号在76上输入及通过混频器78得到基带信号。在该情况下，必需使用以上讨论的载波恢复电路来使振荡器与进入信号相干。
在RF时隙编码情况下，数据在混频器78中与拍频或来自振荡器80的载波相混频。振荡器80提供时钟频率，它可偏离实际数据速率百万分之几。该拍频输出通过反相器82连接到触发器84的时钟输入端及通过反相器86反相后连接到触发器88的时钟输入端。信号在反相器86上反相及引起进入数据的反向振荡上的尖峰。供给反相器82的进入基带信号被放大及整成方波以使脉冲触发器84复位分频器83及计数器90。触发器84的Q输出端连接到计数器90，后者在输出端92上输出计数6及在输出端94上输出计数7。计数6输出端92连接到AND门96的一个输入端及计数7输出端94连接到AND门98的一个输入端。AND门96及98的另一输入端连接到触发器88的Q输出端，该触发器的作用是门96及98的定时或启动信号。门96及98分别被计数器90的6或7的输出端92及94启动，然后将接收的进入数据的反向振荡上的尖峰脉冲输入到RS触发器104，在数据时钟的中点前将其输出置为高或低。AND门96的输出100连接到触发器104的反相清除输入端。AND门98的输出端102连接到触发器104的反相复位输入端。触发器104作为采样及保持电路工作及由此表示检波频率是1还是0。如果RS触发器104的输出为高(被6计数脉冲置位)，D触发器108的D输入端将为高及将输出1。如果D输入端106的信号为低，它将输出0。输出106连接到触发器108的D输入端，该触发器108的时钟为由拍频振荡器80驱动的N分频电路83的输出110。触发器108的Q输出端74为解码的数字数据信号。用于接收单元的数据时钟通过反相器107在点109上得到。也可使用如图13所示的无差分的峰值检波。
对于使用基带，可省去混频器78。对于RF则需要它。振荡器80需要大的N分频电路。N分频电路被图1的正向脉冲复位。该复位自动适配信号的时钟，由此无需自动频率控制。但是，可使用连接到触发器88的Q输出端的谐振线圈来产生图5中的AFC电压。
再插入载波实际上是不需要的。仅在中心单频带边率尖峰就具有足够的信息来检测具有正交频率的信号，或使用窄带晶体作为鉴相元件的相位检测器。因此，可以形成从图3c到图3e的信号而无需在发送机或接收机上使用载波。可以形成从图3c到图3e的信号而无需使用载波的检波器是该技术中公知的，一个与本发明组合使用的检波器以框图表示在图17上。XOR门228具有一个接高电位的输入端，另一输入端236通过电容连接到进入的编码信号。XOR门228的输出通过电阻反馈到输入端236并连接到XOR门230的一个输入端246及XOR门232的输入端242。XOR门230的输入端238接高电位。XOR门230的输出端240连接到一个LC调谐晶体234并由此连接到XOR门232的另一输入端244，后者的RC耦合输出端248将输出图8所示的波形146。
现在来考虑图4中所示信号是怎样产生的。图6表示可用于本发明的用于不使用载频产生单边带输出信号的RF调制器或编码器。高频振荡器112产生时钟信号，该时钟信号被合成器114及116使用以合成边带频率。合成器116确定进入数据的时钟速率，它通过线122连接到编码器118。图6中的编码器118接收线120上的进入数据，将其转换成时隙码或滑移码，如U.S.专利4，742，532及5，185，765中所述。输出124对只读存储器(ROM)126寻址，后者对合成器114输出程序以确定它将合成什么频率。合成的中间频率提供到输出端128，作为单边带输出。不存在载波。合成器116具有控制输入端117，LOADING CLOCK，它用于加载来自ROM126的新码，以使直接数字合成器116根据ROM的输出输出新频率或相位。
在图7中以框图表示一个简化的电路，其中使用了替代图6的另一编码电路及方法。可在两个频率方式之间转换某些数字合成器。如果借助控制微处理器或ROM序列对合成器预编程，可使用图7的电路。由振荡器130通过分频器132产生用于数据源的数据时钟并提供在线134上。线142上的数据被输入XOR门136，以根据数据位是1还是0使合成器138                     转换到频率f1或频率f2上。XOR门136根据时钟极性和数据极性的比较在位间隔中间引起极性反相。如果数据与时钟极性相同，输出144为低。如果数据与时钟极性不同，输出144为高。在位间隔中央通过转换合成器138发生从f1到f2或相反的转变。包括合成器114的电路也可修改成以转换方式(toggled mode)操作。
来自正交检波器或类似检波器的检波信号具有如图8所示的“眼状格式”。该格式是重复CC十六进制序列(1100110011等)的格式。数字1由首先出现在位周期10中的频率f1和完成后半个位周期18的频率f2代表。数字0在前半个位周期10具有频率f2，而后半周期18具有频率f1，如图8中概要地表示。当具有从1到0或从0到1的变化时，其上升或下降具有等于全位间隔的长度或时宽的二倍。重复或连续的1或0具有半位间隔的短时宽。上升或下降的时间积分被检测为图8中所示的三角波形146。为了解码该眼状格式，将三角波形146微分获得矩形波形148，它与曼彻斯特码相同。然后对矩形波148解码以获得1及0。虽然检波结果是曼彻斯特码的形式，但使用的频谱不是在基带上曼彻斯特编码的频谱。在基带上的曼彻斯特编码将从位速率fb一直下降到0Hz，而本发明的频谱是fb加或减一个小频率偏移。
可用于本发明的曼彻斯特码的简单解码器表示在图12中。曼彻斯特码被输入到触发器152的D输入端150及触发器156的D输入端154。数据速率两倍的时钟作为时钟输入158提供到触发器156，160及162。触发器162的Q输出端164通过反相器166连接到触发器152的时钟输入端168上。触发器156的Q输出端170连接到触发器160的D输入端172及XOR门174上。XOR门174的另一输入端连接到触发器160的Q输出端176。XOR门174的输出端178连接到触发器162的清除输入端180。其输出端164提供图8的曼彻斯特码148到图8的二进制数据输出182的逻辑转换。
该图12的电路使用双倍位速率的时钟，它在分频器162中2分频得到实际时钟速率。来自正交检波器的曼彻斯特编码数据输入到D触发器152的D输入端150。根据该位的前一半是高还是低输出1或0。使用移位寄存器来得到用于2分频计数器162的同步脉冲。当两个相同的半位在寄存器中时，XOR门174具有低输出。如果两个半位不同，XOR门174的输出为高。每当两半位不同时2分频计数器162被复位以使时钟边缘与数据校准，否则它们将在时钟输出端164被关闭半个周期。
用于检测图8所示三角波的另一方法及装置包括峰值检测器184及186和一个R/S触发器192，如图13的框图及定时图所示。使用该变型方法将不需要微分器及曼彻斯特解码器。正峰值检测器184及负峰值检测器186连接到图8的三角波输入146。正峰值检测器184及负峰值检测器186的输出端188及190分别连接到RS触发器192的S及R输入端。正峰值置位触发器192以在其输出端194上产生1及负峰值将触发器192的输出端194复位到0，获得图13中所示的输出波形196。取代微分及然后检测曼彻斯特码，可使用图13中所示的峰值检测器。该峰值发生在数据位的端部，因此输出相应延迟一个数据位。
由图8可看到，当使用频率或频率相位角时，信号不需要改变位边界，但需要改变波形146的峰值。而在图13中，位极性由三角波146的上升或下降确定，及编码位的端部由正或负峰值标定。读出数据被延迟一个位间隔时间。不一定要迫使在位间隔中间的中点处跃变。
在本发明的第二实施例中，通过使用三相或三个频率代替两相并使用根据本发明的边带合成器，对于给定数据速率基带传输频率可减半。图10表示怎样产生时隙码及然后可由2分频获得三个时间差码，它们可转换为频率。由两频率到三频率码的改变通过设置开关202来获得。开关202连接到地或触发器28的复位输出端30，以清除触发器32的输入。当开关202连接到复位输出端30时，分别在线50及48上获得图10中的波形51及49。但是，当开关202连接到地时，复位被忽略及每当XOR门46给触发器32时钟时将发生相位变化，然后它被2分频，从而在线48上获得图10中的波形49，它是产生在12，13或14时隙间隔中的两个时间分组和，它是一个2分频信号。波形49具有三个傅里叶频率，即13/25，13/26及13/27乘位以速率。频率13/25被指定为1，13/26被指定为中心或保持最后位值，及13/27被指定为0。在从0.52至0.48的情况下具有频率的扩展或0.04位速的扩展。所指示的总带宽为位速的1/25或另一带宽效率为25位/秒/Hz。
图1中所示的时隙码具有三个时间点T1，T2，及位于T1与T2中间处位中心的第三个时间点T3。当时隙被2分时，三个时隙点6，6.5及7变为12，13及14，由此可使用正及负的振荡及时隙点12或14上的峰值，以确定极性(1或0)，当一个位在时隙点13上重复时加上返回中心。检测的波形作为三个例子表示在图15a-15h中。三相编码表示在图14中，其包括静止点或中心点200及另两相偏移正或负θ。因此本发明的三个频率码类似于上述专利中的“滑移码”，但编码及解码算法不同。使用VPSK滑移码作为编码例子该三相或三频率方法可被覆盖。
三个码序列表示在图15a-15h中。当从直接数字合成器获得三相或三频率时，可看到图15a-15h中的三个电平。我们假定0.52位速率的频率为1，0.48位速率的频率为0及0.50位速率的频率是对应于周期13/26的中心频率。图15g为数据时钟。图15h表示当从直接数字合成器输出时的三相或三频率。如果调制器是相位或频率调制器时，这可为使用的电压电平。上电平代表1，负电平代表0。中心线代表“保持最后位”。图15h的波形为相位调制器输入端上看到的波形，当不使用带通滤波器时亦为相位检测器输出端的波形。
在图15a及15b中表示出交替的10101…格式。在图15c及15d中表示出CC16进制格式1100110011…，及在图15e及15f中表示出在序列中具有多于同极性两个位的情况。数据时钟表示在图15g中。用于两频率或两相方法的相同的检波器电路可适用，但基带频率减半。它没有图8中所示的半位宽变化。使用图13中所示的幅值检波器，解码数据格式将为图8中所示的1100110011…或CC16进制格式。由于1和0之间的延迟，这些位被重复。无间隙地交替1及0(1010101)产生了图15a中的格式。一长串的1表示在图中。R/S触发器被第一个1置位，并将保持在1状态直至接收到一个负幅值为止。
图15c表示通过带通滤波器改变形状后的图15h的信号。方波输入脉冲通过窄带通滤波器将改变成(sinx)/x脉冲，它很象正弦半波。图15h的矩形波改变成图15c的三角波。如果图15c的信号被作峰值检测，则检测出CC16进制格式如图15d所示。如图15c所示，将具有从1到0或0到-1的两个相位变化(2θ)。如果数据位为1，则相位为高(θ)。如果1再重复，则根据本发明的编码，相位达到静止点200。然后当数据改变到0，相位到低(-θ)。如果具有一个重复位，仅有一个相需要改变，第二个重复位不需要相位的改变。接着的变化则加上θ度的第二次改变。对于101或直接10或01位的变化，速率增倍，每位改变2θ。相位变化Δθ可等于频率。
图15a以斜线表示积分的相位角，即((sinx)/x)2的格式，然后它被微分或峰值检波，以获得图15b所示的解码输出。在峰值检波后输出为1及后面跟以重复的1。
类似地，在图15c的数据格式中，虚外轮廓线表示积分相位角，然后它被微分得到解码的输出，如图15d所示。图15e表示根据本发明的数据格式，其中一串1被解码。积分相位角用虚外轮廓线表示，然后它被微分得到解码的输出，如图15f所示。在所有情况下数据被位移一个位宽。
使用三相变化是一种相位调制方法。当使用三个时间周期并积分时，可获得同样的结果(PM积分产生FM)。当检测相位调制时，产生了图8的三角波。当检测频率调制时，产生了图1及10所示的矩形波。
根据制造者及程序设置，直接数字合成器处理相位角或频率(PSK或FSK)。例如，在图15a-15g中的相位角-θ，0，+θ，及在图8中的上峰值，中峰值及下峰值，它们各具有不同的相位或频率。
图16是能够对直接数字合成器编程来使用三个频率的编码器电路框图。D触发器204及206比较进入数据序列。数据信号连接到触发器204的输入端208，它的Q输出端210连接到触发器206的D输入端。触发器206的输出212为数据的最后位，触发器204的输出为数据的当前位。两者均连接到XOR门214的输入端。XOR门214的输出端218连接到图6所示的直接数字合成器的控制输入端。当两个相继数据位相同时，XOR门214的反相输出216为高并由直接数字合成器产生频率2。
线212上的最后位及线210上的当前位也分别连接到AND门220及222的输入端。线212上的最后位及线210上的当前位的反相值也分别连接到AND门220及222的输入端。如果两个相继数据位不同，各具有不同反相输入的两个AND门220及222为高，视触发器206的状态而定，从输出端224或226连接频率1或频率3，或最后位的值。该三频率或相位方法使用图1的2分频的两频率算法及第三频率为中点，它为中间频率点，指示对最后位无变化。
图9表示称为“滑移码”的现有技术VPSK编码方法。本方法则无滑移。在图9中，使用本发明方法的中点228或位边缘由7计数表示。到6或到8的改变及接着在230上返回7可防止长期滑移。这是由使用再插入载频及VPSK编码的三频率方法产生的格式。
在图1中调制频率等于位速率。在图9中调制频率等于1/2位速率。这可产生理论上信噪比的改进。图1中所示不返回中点波形的传输频率等于仿载波加位速率fb。传输频率2分频获得返回中点的频率fb/2。对于某些应用，例如FM分载波及电源线上的基带传输，具有由硬件或规章得到的频率上限。对于高数据速率，可得到的半导体的截止频率将过低。使用中点返回方法可使数据传输率倍增，以克服这些不足。
时隙编码波形集中在仿载波上面的数据时钟速率fb附近，因此，在频率fc+fb上直接数字合成器好比单独产生边带。这类似于“双相”频谱。更理想的频谱将类似于集中在fb/2=fm上的“双极性”频谱。这可通过时隙码2分频来实现，它如图10及如图15a-15g的波形所示，即通过直接数字合成器仅产生边带及从中心位置偏移正或负Δθ量来获得1或0。所产生的双极性格式如图15a-15g中所示。这等同于图1中在位间隔中心具有静止位置的相位移。图16表示用于图6的直接数字合成器的三频率编码器。在任一时刻仅是三个输出中的一个为高。
当通过窄带滤波器时频率或相位调制出现波形积分，这时它由常规相位检波器检波，产生出图8所示波形。来自图1波形的方波输入表现为图8中的积分三角波146，正如斜线表明的。在图15b中，1及0在其之间产生间隙。积分波形146在通过窄带滤波器后由虚线表示。
用于MSK及MFSK的一种检波方法涉及对每个传输频率的分立晶体滤波器及收集器或采样及保持检测器的使用，以指示接收到何频率。该同样的检测方法可用于本发明，虽然具有较大的字符间干扰。这类检测器在各种文献中均有讨论，包T.S.Rappaport著的(Prentice Hall出版)“无线电通信”及Taub及Schilling著的(McGrawHall出版)“通信系统原理”。
调制指数的频率表示确定为以下关系：
β=2Δf/fb=Δf/fm。
应指出，fm=fb/2或一半的位速率。将时隙码与2分频码相比，为了保持恒定相位移，2Δf/fb与Δf/fm必需相等。因为fb/2=fm，通过将第一方法2分频获得的返回零相位(双极性)的方法中Δf的带宽效率是图1中时隙编码方法的两倍。数据速率在相同带宽时可倍增，或滤波可变窄以将信噪比改善2/1倍。
该方法尤其可用于其中允许的或可获得的最高数据速率可为由时隙编码方法获得的两倍的数据调制。例如，直接数字合成器在产生单边带信号时具有20MHz的频率上限。通过使用图10及图15a-15g的2分频方法在该频率下数据速率可增倍。
不使用载波来直接产生边带也可用于三时间周期，即三频率，现有技术VPSK编码方法，现在被称为“滑移编码”，具有一不同的编码/解码算法。在图9的“滑移编码”方法中，根据数据格式延伸的一个位具有三个可能的过零点。其规则是，如果当前位是最后位的重复，下个过零点将出现在距离6，7，8码的最后位6/6位宽处。如果对最后位具有从1到0或从0到1的变化，则下个过零点延迟1/6到7/6位宽。如果改变的计数比增量小2并在数列流水线中具有101，则长度延伸到8/6位宽。解码器将识别该超出的延伸长度并复位计数器，输出漏掉的0加上总是为1的下一位，并复位相位两重性。该编码方法被描述在上面引证的专利中。另外的码也是可能的，例如8，9，10或10，11，12。
这三个时间周期也可以转换为频率，这些频率可由数字合成器或数控振荡器以与所述时隙编码相同的方式产生。所产生的信号是单边带信号，它不使用载波来产生。它可借助使用Stryzak及Walker所述方法的仿载波或使用MFSK调制的通用技术来检波，后者将使用三个窄带晶体滤波器及相关电路。
本发明直接边带调制方法的一个优点是需要很少的滤波就能满足FCC规定。其主要优点是不需要载波。当用于在上及下通路之间具有频率偏移的卫星通信或会遇到多普勒效应的场合，这将是重大优点。该方法的唯一要求是检波信号在线性带通滤波器的范围内。
本发明中所述的编码及调制方法可使用R.Best推导的公式(“锁相环”McGraw Hill，1984，第57-59页)来分析。
对于时隙编码：
Q=fb/(2Δf)
R=fb/(2Δf)
对于2分频编码：
R=fb/(4Δf)
SNR=β2(Pin/Pout)(奈奎斯特带宽/噪音带宽)Eb/n=β2QR Eb/n
式中β2=[((Δf/fm)]2=[((Δf/fb)]2，其中Eb是位能量(焦耳)，例如信号功率/位/秒，n是每位使用的符号数，及其中Pin/Pout是全频谱传输的噪音带宽与实际发送及接收的窄带宽的比例，它也等于(采样速率)/(滤波器带宽)。带宽效率=Q位/秒/Hz。
奈奎斯特带宽/噪音带宽是相位噪音改善系数，它与带宽效率无关并以标记R表示。本发明(VMSK)及现有技术(VPSK)极依赖于该系数，双极性编码方法的设置利用了其优点。系数R但不用于另外的通用调制方法，如多重相移键控(MPSK)及正交幅值调制(QAM)，它们是NRZ线码方法，而非“双极性”方法。
用于时隙编码公式的值为：
信噪比=2.44 Eb/n。
该带宽效率是不使用每符号多位(n=1位/符号)获得的。数据速率及采样速率相同。当2分频时信噪比为：
信噪比=4.9Eb/n
信噪比改善了2/1倍。
如上所述，信噪比与带宽效率无关。对于非双极性编码调制这不成立。还应指出，该比例高于通常由任何其它调制方法获得的比例，但正交调制MFSK除外。
对于该调制方法，Shannon极限被有些人认为可很高，对于Q=26位/秒/Hz的带宽效率接近90dB。这是一种误解。在本发明中使用每符号一位，而非每符号Q位。数据速率等于采样速率，正确的Shannon极限是0dB，正如测量所证明的。
在不偏离本发明精神及范围的情况下，本领域的普通技术人员可作出许多变化及修改。因此，必需理解，图示的实施例仅作为例子提出，它们不应限制由以下权利要求书限定的本发明。
在本说明书中描述本发明及各实施例所使用的词汇应从它们通常被规定的意义上来理解，但本说明书中也包括超出通常规定意义范围的结构、材料或作用的特殊定义。因此，在本说明书范围中如果一个单元可被理解为不止一个意思，则在权利要求中它的使用可被理解为被说明书及该词汇本身支持的所有可能含义。
因此，以下权利要求书中的词汇或单元的定义是本说明书中限定的，不仅包括文字意义上的单元的组合，而且也包括实质上产生相同功能及以实质相同方式获得实质相同结果的等效结构、材料或作用。在此意义上，因此应考虑，在以下权利要求书中，对于任一单元可用两个或多个单元代替或对于两个或多个单元可用单个单元代替。
由本领域普通技术人员现在或将来看到的对要求保护主题的非实质写改变被明确地考虑为在权利要求书范围内是等效的。因此，被本领域普通技术人员现在或将来知道的明显替代被限定在限定单元的保护范围内。
因此，权利要求书应被理解为，包括以上具体图解及描述的，概念上等同的，可明显替代的及实质上包含了本发明基本构思的内容。

Claims (35)

1．一种数字基带信号的编码方法，它包括：
将具有位中心的一个数据位间隔分成至少两个时隙，每个时隙又被分为一个或多个时段；
在所述至少两个时隙的第一时隙中选择所述多个时段的第一分组，所述多个时段的所述第一分组结束在所述位中心之前；
从所述剩余的多个时段中在所述至少两个时隙的第二时隙中选择所述多个时段的第二分组，所述多个时段的第二分组结束在所述位中心之后；及
编码所述数字基带信号以相应于所述第一及第二时段分组。
2．根据权利要求1的方法，其中所述数据位间隔具有一开始时间，并且还包括响应所述数据位间隔的开始改变所述数字基带信号的极性，然后基于所述第一及第二时段分组的时宽编码与所述数字基带信号相关的反向极性。
3．根据权利要求1的方法，其中选择第一及第二时段分组具有表示与所述数字基带信号相关的数字1及0的相对时宽。
4．根据权利要求1的方法，其中所述数字基带信号具有上升沿及下降沿，及还包括在第一与第二操作方式之间的选择，在所述第一操作方式中所述方法包括所述上升沿作为时钟定时及所述位间隔的前沿，及所述下降沿的定时作为所述基带信号是数字1还是0；及在所述第二操作方式中所述方法包括所述下降沿作为时钟定时及所述位间隔的前沿，及所述上升沿的定时作为所述基带信号是数字1还是0。
5．根据权利要求2的方法，其中所述第一及第二时间分组的所述时宽的和等于所述至少两个时隙中所有所述有多个时段的所述时宽的和。
6．根据权利要求2的方法，其中所述第一及第二时段分组被转换成由频移装置或直接数字合成器产生的第一及第二频率，直接数字合成器产生小于约0.1的调制指数，它改变调制信号的特性，即从载波加两边带改变到窄双极性单边带本身。
7．根据权利要求6的方法，其中其中所述数据位具有上升沿及下降沿，及还包括在第一及第二操作方式之间的选择，在所述第一操作方式中所述方法包括所述上升沿作为时钟定时及所述位间隔的前沿，及所述下降沿的定时作为所述数据位是数字1还是0；及在所述选择的第二操作方式中所述方法包括所述下降沿作为时钟定时及所述数据位间隔的前沿，及所述上升沿的定时作为所述数据位是数字1还是0；及
其中通过在所述第一操作方式中将数据位间隔除以2获得第三频率，它相应于第三时段分组。
8．一种数字数据传输方法，包括：
对数字基带信号进行时隙编码，所述时隙编码包括：
将具有位中心的一个数据位间隔分成多个时段；
选择所述多个时段的第一分组，其中的每个时段结束在所述位中心之前；以及
选择所述多个时段的所有剩余时段的所述多个时段的第二分组，它们不包括在所述时段的第一分组中，它们中的每个结束在所述位中心之后；
对使用所述时隙编码的数字数据的传输信号进行相位或频率位移调制；及
传输所述相位或频率调制的传输信号。
9．根据权利要求8的方法，还包括使用低幅值调制在所述调制传输信号上叠加附加信息。
10．根据权利要求8的方法，其中传输所述相位或频率调制的传输信号包括在电缆上传输所述时隙编码数字数据。
11．根据权利要求8的方法，其中传输所述相位或频率调制的传输信号包括以无线电频率传输所述时隙编码数字数据，其中所述时隙编码数字数据用于调制载波频率。
12．根据权利要求11的方法，其中传输所述时隙编码数字数据包括传输具有抑制载波的单边带信号，其中所述边带位于等于所述抑制载波的频率但从所述载波正或负偏移不大于数据速率的位置上。
13．根据权利要求11的方法，其中传输所述时隙编码数字数据包括传输具有抑制载波的单边带信号，其中所述边带位于等于所述抑制载波的频率但从所述载波正或负偏移不大于数据速率一半的位置上。
14．根据权利要求12的方法，其中所述抑制载波是数据速率的倍数。
15．根据权利要求12的方法，还包括使所述单边带通过很窄的带通滤波器，它仅让所述边带的中心频率加或减第一预定偏移通过，以便获得很高的带宽效率及极佳的信噪比。
16．根据权利要求8的方法，还包括借助相位检波或鉴相电路接收及解码所述相位或频率调制传输信号，它们分别响应于相位或频率偏移但不使用载波或另外的参考信号。
17．根据权利要求8的方法，还包括借助窄带宽晶体滤波器及采样和保持或相关电路接收及解码所述相位或频率调制传输信号。
18．根据权利要求8的方法，还包括通过对所述传输信号微分及曼彻斯特解码来接收及解码所述相位或频率调制传输信号。
19．根据权利要求8的方法，还包括通过检测作为所述时隙编码数字数据的所述传输信号的峰值来接收及解码所述相位或频率调制传输信号。
20．根据权利要求8的方法，其中在传输所述相位或频率调制传输信号中，不使用相干载波频率，以使得当借助中继台或卫星传输时传输对多普勒频率偏移不敏感。
21．一种设备，包括：
一个编码器，接收源信号并对它进行时隙编码；
一个发送器，与所述编码器相连接；
一个接收器，与所述发送器通信，并检测所述时隙编码源信号；及
一个解码器，与所述接收器相连接，该解码器解码所述时隙编码源信号；
其中所述时隙编码包括：
将具有位中心的一个数据位分成多个时段；
从所述多个时段中选择第一时段分组，所述第一时段分组中的每一个结束在所述位中心附近；及
从所述剩余的多个时段中选择第二时段分组，所述第二时段分组中的每一个开始在所述第一时段分组之后；
其中所述第一及第二时段分组的时宽取决于所述源信号是数字1还是0。
22．一种设备，包括：
一个编码器装置，用于对源信号进行时隙编码；
一个发送器装置，用于发送所述时隙编码源信号；
一个接收器装置，用于检测及接收所述时隙编码源信号；及
一个解码器装置，用于解码所述时隙编码源信号；
其中所述时隙编码包括：
将具有位中心的一个数据位分成多个时段；
从所述多个时段中选择第一时段分组，所述第一时段分组中的每一个结束在所述位中心附近；及
从所述剩余的多个时段中选择第二时段分组，所述第二时段分组中的每一个开始在所述第一时段分组之后；
其中所述第一及第二时段分组的时宽取决于所述源信号是数字1还是0。
23．一种用于从多个输入数据位产生数字基带信号的编码方法，其中每个输入数据位由暂时数据位长度、暂时位中心及指示逻辑状态的暂时状态来表征，所述编码方法包括：
接收所述多个输入数据位中的一个；及
产生由指示逻辑状态的暂时状态表征的编码数字基带信号，该编码数字基带信号根据所述一个输入数据位是否在所述暂时位中心前或后的一个时间上改变暂时状态来改变其暂时状态。
24．根据权利要求23的方法，其中所述编码数字基带信号具有两个极性，其中所述一个输入数据位具有一个开始时间，及其中产生所述编码数字基带信号包括响应于所述一个输入数据位的所述开始时间改变所述编码数字基带信号的所述极性，然后当所述一个输入数据位改变状态后改变回所述编码数字基带信号的所述极性。
25．根据权利要求23的方法，其中所述编码数字基带信号具有在第一时宽的第一时间周期中的第一状态及第二时宽的第二时间周期中的第二状态，其中产生所述编码数字基带信号是根据所述一个输入数据位的数字1及0来产生所述第一及第二时宽。
26．根据权利要求23的方法，其中所述编码数字基带信号具有所述数字基带信号的上升、前沿及下降、后沿，及其中产生所述编码数字基带信号是基于所述上升、前沿来产生时钟频率，及在取决于所述一个输入数据位是数字1还是0的时间上产生所述下降、后沿。
27．根据权利要求23的方法，其中所述编码数字基带信号具有所述数字基带信号的上升、后沿及下降、前沿，及其中产生所述编码数字基带信号是基于所述下降、前沿来产生时钟频率，及在取决于所述一个输入数据位是数字1还是0的时间上产生所述上升、后沿。
28．根据权利要求23的方法，其中产生所述编码数字基带信号是将所述编码数字基带信号的所述状态生成为两个频率，以产生小于约0.1的调制指数，它改变所述编码数字基带信号的特性，即从载波加两边带改变到窄双相单边带本身。
29．根据权利要求28的方法，其中产生所述编码数字基带信号是产生具有暂时时宽的所述编码数字基带信号，及还包括：
延伸所述编码数字基带信号的所述暂时时宽；
根据所述一个输入数据位是数字1还是0分别产生相应于所述下降沿的第一及第二频率；及
产生相应于所述多个输入数据位的下一顺序输入数据位中所述一个输入数据位的数字状态的重复的第三频率。
30．一种传输数字数据及附加信息的方法，包括：
使用时隙编码来编码数字数据；
使用相位或频率位移调制传输时隙编码数字数据；及
接收及解码相位或频率位移调制的传输时隙编码数字数据。
31．根据权利要求30的方法，还包括使用低幅值调制在所述编码数字数据上叠加所述附加信息。
32．根据权利要求30的方法，其中所述多个输入数据位具有一数据速率及其中使用所述时隙编码来编码数字数据包括：
将具有位中心的一个数据位间隔在时间上分成多个时隙；
从所述多个时隙中选择第一时隙分组，每个所述第一分组的时隙结束在位中心附近；及
选择第二时隙分组，该第二时隙分组由不包括在第一分组中的所有所述剩余的多个时隙构成，每个所述第二分组的时隙开始在第一时隙分组之后；及
其中所述时隙编码产生窄傅里叶频谱，它不包括低频分量并偏离0Hz一个等于所述数据速率的量。
33．根据权利要求30的方法，其中所述编码数字数据在电缆上传输。
34．根据权利要求30的方法，其中所述编码数字数据以无线电频率传输及所述时隙编码用于在所述无线电频率内调制载波频率。
35．一种用于源信号的设备，包括：
用于对源信号进行时隙编码的装置；
用于发送所述时隙编码源信号的装置；
用于接收及检测所述时隙编码源信号的装置；及
用于解码所述时隙编码源信号的装置；
其中所述时隙编码包括：
将具有位中心的一个数据位间隔在时间上分成多个时隙；
从所述多个时隙中选择第一时隙分组，每个所述第一分组的时隙结束在所述位中心附近；及
选择由不包括在第一分组中的所有所述剩余的多个时隙构成的第二时隙分组，每个所述第二分组的时隙开始在第一时隙分组之后；及
其中所述第一及第二时隙分组的每个所述时隙具有取决于相应源信号是数字1还是0的时宽。
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