CN112429277B - 一种磁力矩器反向电动势抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明所述的磁力矩器反向电动势抑制方法，提出一种新型磁力矩器关断控制流程，即设定至少两次关断步骤以及相应的关断电流选取范围，改变现有直接关断(即PWM占空比输出为0)的方式。在选取有效分时关断策略的前提下，以超调量较小和调整时间较少的两个转折点作为分时关断的转折点，以期在姿态控制时提高磁力矩器工作电流的稳定性，相应地增强航天器运行安全性。

Description

一种磁力矩器反向电动势抑制方法

技术领域

本发明涉及一种新型的反向电动势抑制方法，具体地用于抑制卫星磁力矩器关断时产生的反向电动势，属于航天控制技术领域。

背景技术

航天器自身磁矩与其所处地磁场形成相互作用而产生磁控力矩，可用于对航天器进行姿态控制。基于此，磁力矩器作为电力电子控制领域的核心控制开关。已广泛应用于航天控制领域。

现有的磁力矩器包括执行和驱动两部分，执行部分普遍地选型为磁棒以在电流驱动下可产生磁场，如由金属导线环绕磁芯制作而成等；驱动部分现在一般选型为MOS管搭建而成的H桥以用于电流流过磁棒时产生磁场。由于磁棒平时储存了很多的能量，在关断磁棒时若该能量没有很好的泄放通路则会导致供电端产生很高的反向电动势，对供电母线造成显著的不利影响。

目前现有技术采取的磁力矩器反向电动势抑制方法，是基于大电容对关断磁棒时的能量进行吸收、或是使用功率三极管进行续流。但由于续流电容体积和容值都较大、续流三极管需要单独地进行散热设计，因此上述现有技术方案对于微小卫星来说在尺寸与重量设计上存在较明显的短板。另外，现有微小卫星磁力矩器关断时，会有产生很大的反向电动势，从而相应地提高母线电压而造成使用该母线的其他单机工作的异常出现。而且，不同单机磁力矩器结构与选型的不同也导致需专门设计吸收能量或续流的硬件电路，同样地不利于卫星单机小型化和标准化设计。

有鉴于此，特提出本专利申请。

发明内容

本申请所述磁力矩器反向电动势抑制方法，在于解决上述现有技术存在的问题而提出一种新型磁力矩器关断控制流程，即设定至少两次关断步骤以及相应的关断电流选取范围，改变现有直接关断(即PWM占空比输出为0)的方式。在选取有效分时关断策略的前提下，以超调量较小和调整时间较少的两个转折点作为分时关断的转折点，以期在姿态控制时提高磁力矩器工作电流的稳定性，相应地增强航天器运行安全性。

为实现上述设计目的，所述磁力矩器反向电动势抑制方法包括以下步骤：

步骤一，控制电路根据指令和采样电路原理，计算出控制模型使用的磁力矩器设定电流；

步骤二，控制电路采集磁力矩器工作电流，不断与步骤一中的设定电流做减法，差值输出给PID控制器，PID控制器运行PID模型计算出控制电流进而计算出PWM信号的占空比，将PWM信号输出给磁力矩器驱动电路；

步骤三，若磁力矩器工作时间还未结束，则跳转到步骤二；否则，进入步骤四；

步骤四，分时调整设定电流，运行算法直至关闭：修改步骤一的设定电流为0.7倍设定电流，若运行时间小于50ms，跳转至步骤二；否则，进入步骤五；

步骤五，修改步骤一的设定电流为0.2倍设定电流，若运行时间小于10ms，跳转至步骤二；否则，进入步骤六；

步骤六，PWM占空比设为0，不再运行控制逻辑、立即关闭磁力矩器。

综上内容，本申请所述磁力矩器反向电动势抑制方法具有的优点是，在无需额外增加硬件配置电路的前提下，使用闭环控制手段实现分时分阶段的关断步骤，从而达到良好抑制反向电动势的显著效果。

附图说明

以下附图是本申请具体实施方式的举例说明。

图1为本申请反向电动势抑制方法的流程示意图；

图2为所述磁力矩器闭环控制的模型框图；

图3为所述磁力矩器电路原理示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施方式作进一步说明。

实施例1，如图1所示，磁力矩器反向电动势抑制方法包括以下步骤：

步骤一，控制电路根据指令和采样电路原理，计算出模型使用的磁力矩器设定电流；

步骤二，控制电路以20KHz的频率采集磁力矩器工作电流，不断地与步骤一的设定电流进行比较做差，差值输出给PID控制器，PID控制器运行PID模型计算出控制电流进而计算出PWM信号的占空比，将PWM信号输出给磁力矩器驱动电路；

步骤三，如果磁力矩器工作时间还未结束，跳转到步骤二，否则进入步骤四；

步骤四，分时调整设定电流，运行算法直至关闭：修改步骤一的设定电流为0.7倍设定电流，如果运行时间小于50ms，跳转至步骤二，否则进入步骤五；

步骤五，修改步骤一的设定电流为0.2倍设定电流，如果运行时间小于10ms，跳转至步骤二，否则进入步骤六；

步骤六，PWM占空比设为0，不再运行控制逻辑、立即关闭磁力矩器。

如上述抑制磁力矩器反向电动势的方法，通过构造闭环控制电路以使用减法器计算出设定电流与采集到的工作电流的差值，将该差值输入到PID控制模型进行运行，得到控制磁力矩器的PWM信号占空比；关断时，对磁力矩器的关断过程进行两次调节，通过修改设定电流以实现。由此在无需另设硬件电路的前提下，上述方法能够有效地抑制磁力矩器关断时的反向电动势。

如图2所示，如上述抑制方法的控制过程采取闭环控制模型，其中磁力矩器驱动电路及磁力矩器传递函数作为黑盒进行处理。本申请的创新性在于分两次关断时设定电流值的选取，针对现有技术直接关断即PWM占空比直接输出为0的方式，本申请在实物电路上进行了大量测试而选择如上分时关断策略。测试数据详见以下的附表1。

表1

关断选择电流(mA)	电流超调量(％)	调整时间(ms)
			100	21	8.9
200	19	8.9
			300	19	10.1
400	17	10.1
			500	17	10.2
600	14	15.5
			700	13	21.4
800	13	21.6
			900	13	33.6
1000	13	33.6

如图3所示的磁力矩器电路，系统通过CAN总线注入设定电流指令，设定磁力矩器电流和导通时间。FPGA通过控制LMD18200芯片的PWM占空比实现对磁力矩器驱动控制，磁力矩器工作电流经过3kΩ的采样电阻后得到采样电压，经过运算放大器放大5倍后传输给AD转换芯片AD7892。

FPGA以20KHz频率实时采集磁力矩器工作电流，通过与设定电流做差后将差值传递给PID模型。PID模型根据每次的差值，运算K_P比例系数和K_I积分系数计算得出控制量并结合磁力矩器特性(12V供电，R＝13.4ΩL＝0.763H)得出PWM占空比。

整个系统根据CAN总线指令运行上述逻辑，运行时间结束后，将设定电流修改为0.7倍的设定电流后运行上述逻辑50ms；运行时间结束后，将设定电流修改为0.2倍的设定电流后运行上述逻辑10ms；运行时间结束后，将PWM占空比设为0，结束。

在上述步骤一中，磁力矩器的工作电流可以通过LMD18200进行采集，如给出采样转换比例系数为377uA/A，即：磁力矩器工作电流为1A时，采样电阻流过的电流为377uA；硬件电路设计的运放放大倍数为5倍。

则有，U_sense＝3000×377×10^-3×I_工作

其中，I_工作单位是mA。

以上完成了设定电流模拟量与数字量之间的比例系数。

例如设置100mA的工作电流，通过CAN总线设定的电流值数字量:X_设定＝0x1C。

整个闭环控制流程如下：

i＝1时，X_工作＝0，X_设定＝0x1C，ΔX₀＝0，ΔX₁＝0x1C，X_控制＝8×ΔX₁+256×ΔX₀＝224，

此时，PWM占空比为0.867。

i＝1周期结束后，磁力矩器工作会有电流，假设此时工作电流为50mA，即X_工作＝0x0E。

i＝2时，X_工作＝0x0E，X_设定＝0x1C，ΔX₂＝0x0E，X_控制＝8×ΔX₂+256×(ΔX₀+ΔX₁)＝7280，

此时，PWM占空比为1。

i＝2周期结束后，假设电流有超调，此时工作电流为110mA，即X_工作＝0x1F。

i＝3时，X_工作＝0x1F，X_设定＝0x1C，ΔX₃＝0xFD(实际为负数,十进制-3)，X_控制＝8×ΔX₃+256×(ΔX₀+ΔX₁+ΔX₂)＝10728，

i＝3周期结束后，假设电流有超调，此时工作电流为150mA，即X_工作＝0x2B。

i＝4时，X_工作＝0x2B，X_设定＝0x1C，ΔX₄＝0xF1(实际为负数,十进制-15)，X_控制＝8×ΔX₄+256×(ΔX₀+ΔX₁+ΔX₂+ΔX₃)＝9864，

i＝4周期结束后，假设电流有超调，此时工作电流为200mA，即X_工作＝0x39。

i＝5时，X_工作＝0x39，X_设定＝0x1C，ΔX₅＝0xE3(实际为负数,十进制-29)，X_控制＝8×ΔX₅+256×(ΔX₀+ΔX₁+ΔX₂+ΔX₃+ΔX₄)＝5912，

i＝5周期结束后，假设电流有超调，此时工作电流为250mA，即X_工作＝0x48。

i＝6时，X_工作＝0x48，X_设定＝0x1C，ΔX₆＝0xD4(实际为负数,十进制-44)，X_控制＝8×ΔX₅+256×(ΔX₀+ΔX₁+ΔX₂+ΔX₃+ΔX₄+ΔX₅)＝-1632，

i＝6周期结束后，PWM占空比为0。

经过以上6个周期的测试，工作电流从0上升到250mA，出现超调后开始下降慢慢调整到设定值100mA。

依此类推，PWM占空比不断调节直至工作时间结束；工作时间结束后，首先将X_工作设为0.7X_工作，运行50ms；随后将X_工作设为0.2X_工作，运行10ms，最后，关闭PWM，结束。

进一步地，在上述骤一中磁力矩器设定电流的计算公式为：

其中，X_设定为控制电路依据指令等计算出的设定电流所对应的数字量，用十六进制表示；I_设定为磁力矩器的设定电流模拟量，单位：mA；α为设定电流模拟量和数字量之间的比例系数，该系数由采样电路决定。

磁力矩器工作电流使用电阻和运放等跟随电路后传输给AD芯片进行模拟量到数字量变换，其计算公式为：

其中，X_工作为实际工作电流的模拟量经过采样和AD电路后得到的数字量，用十六进制表示；I_工作为实际磁力矩器工作电流，其单位为mA。

在上述步骤二中PID模型计算输出的控制电流公式为：

ΔX_i＝X_设定i-X_工作i

其中，X_控制为PID模型经过计算后输出的控制电流的数字量，用十六进制表示；K_P为PID的比例系数，是常数；K_I为PID的积分系数，是常数；ΔX_i为第i次进行运算时，设定电流数字量与工作电流数字量相减，初始值为0。

在上述步骤二中PWM占空比的计算公式为：

其中，X_控制为PID模型经过计算后输出的控制电流的数字量，用十六进制表示；U为磁力矩器工作电压最大值，单位V；R为磁力矩器的冷态电阻，单位Ω。

如下表所示，采取直接关闭磁力矩器与本申请所述的抑制方法进行比较。

表2

由表2可知，使用本申请所述的抑制方法后磁力矩器关断时反向电动势范围是12.0～12.6V，能够满足整个供电母线的使用要求。相比于直接关断来说，显著降低了反向电动势，其效果明显、实用性强。

综上内容，结合附图中给出的实施例仅是优选方案。对于所属领域技术人员来说可以据此得到启示，而直接推导出符合本发明设计构思的其他替代结构，也应属于本发明所述的方案范围。

Claims (5)

1.一种磁力矩器反向电动势抑制方法，其特征在于：包括有以下步骤，

步骤一，控制电路根据指令和采样电路原理，计算出控制模型使用的磁力矩器设定电流；

步骤二，控制电路采集磁力矩器工作电流，不断与步骤一中的设定电流做减法，差值输出给PID控制器，PID控制器运行PID模型计算出控制电流进而计算出PWM信号的占空比，将PWM信号输出给磁力矩器驱动电路；

步骤三，若磁力矩器工作时间还未结束，则跳转到步骤二；否则，进入步骤四；

步骤四，分时调整设定电流，运行算法直至关闭：修改步骤一的设定电流为0.7倍设定电流，若运行时间小于50ms，跳转至步骤二；否则，进入步骤五；

步骤五，修改步骤一的设定电流为0.2倍设定电流，若运行时间小于10ms，跳转至步骤二；否则，进入步骤六；

步骤六，PWM占空比设为0，不再运行控制逻辑、立即关闭磁力矩器。

2.根据权利要求1所述的磁力矩器反向电动势抑制方法，其特征在于：所述的步骤一，磁力矩器设定电流的计算公式为，

其中，X_设定为控制电路依据指令计算出的设定电流所对应的数字量，用十六进制表示；I_设定为磁力矩器的设定电流模拟量，单位：mA；α为设定电流模拟量和数字量之间的比例系数，该系数由采样电路决定。

3.根据权利要求1所述的磁力矩器反向电动势抑制方法，其特征在于：所述磁力矩器的工作电流使用电阻和运放跟随电路后传输给AD芯片进行模拟量到数字量变换，其计算公式为，

其中，X_工作为实际工作电流的模拟量经过采样和AD电路后得到的数字量，用十六进制表示；I_工作为实际磁力矩器工作电流，其单位为mA。

4.根据权利要求1所述的磁力矩器反向电动势抑制方法，其特征在于：所述的步骤二，PID模型计算输出的控制电流公式为，

ΔX_i＝X_设定i-X_工作i

其中，X_控制为PID模型经过计算后输出的控制电流的数字量，用十六进制表示；K_P为PID的比例系数，是常数；K_I为PID的积分系数，是常数；ΔX_i为第i次进行运算时，设定电流数字量与工作电流数字量相减，初始值为0。

5.根据权利要求1所述的磁力矩器反向电动势抑制方法，其特征在于：所述的步骤二，PWM占空比的计算公式为，

其中，X_控制为PID模型经过计算后输出的控制电流的数字量，用十六进制表示；U为磁力矩器工作电压最大值，单位V；R为磁力矩器的冷态电阻，单位Ω。

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