CN112187051A - 单电感器、多输出、dc-dc转换器 - Google Patents

单电感器、多输出、dc-dc转换器 Download PDF

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Abstract

一种单电感器、多输出、DC‑DC转换器，具有调节电路，所述调节电路控制开关以通过来自DC输入端口的单个电感器交替地对与至少两个DC输出电压相关联的至少两个电容器充电。调节电路确定DC‑DC转换器是以连续导通模式(CCM)还是以非连续导通模式(DCM)操作。在CCM模式中，调节电路调节第一输出电压的充电占空比，并通过缩放第一输出电压占空比来产生调节每个其它输出电压的初始充电占空比。在DCM模式下，调节电路独立调节每个输出电压的充电占空比，并存储要用于相同输出电压的下一个充电时段的每个占空比。调节电路检测并处理欠冲和过冲条件以加速输出端口处的恢复。

Description

单电感器、多输出、DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及DC-DC转换器，更具体地，涉及单电感器、多输出、DC-DC转换器。
背景技术
使用单个电感器从单DC输入电压产生两个或更多个不同DC输出电压的单电感器、多输出、DC-DC转换器是已知的，例如，在美国专利No.6,204,651和6,977,447中。
′447专利中的图4示出了单电感器、双输出、DC-DC升压转换器。升压转换器在能量从电池传递到电感器的相位和能量从电感器传递到产生两个DC输出电压的两个电容器之一的相位之间交替。此外，升压转换器在对与第一DC输出电压相关联的第一电容器充电的时段和对与第二DC输出电压相关联的第二电容器充电的时段之间交替，这基于两个DC输出电压中的哪一个相比于其目标电压电平来说相对更加不足。
图′447专利中的图6示出了单电感器、双输出、DC-DC降压转换器。降压转换器在电感器和产生两个DC输出电压的两个电容器之一由电池充电的相位和电感器放电的相位之间交替。此外，降压转换器在对与第一DC输出电压相关联的第一电容器充电的时段和对与第二DC输出电压相关联的第二电容器充电的时段之间交替，这基于两个DC输出电压中的哪一个相比于其目标电压电平来说相对更加不足。
在这两种单电感器、双输出、DC-DC转换器中，两个DC输出电压中的一个被选择为主调节的输出电压，使得对于主调节的输出电压的用于对电感器充电和放电的充电信号的占空比(duty cycle)由转换器的调节模块独立调节。对于另一输出电压的用于对电感器充电和放电的充电信号的初始占空比通过将主调节的输出电压的最近占空比按照基于对两个输出电压不同的目标电压电平的固定比例因子缩放而产生。由此，另一输出电压的调节取决于主调节的输出电压的调节。
虽然′447专利的DC-DC转换器在转换器以连续导通模式(CCM)操作时具有相对低的输出纹波水平，但是当转换器以非连续导通模式(DCM)操作时，这些转换器性能不佳并且具有相对高的输出纹波水平。在CCM模式下，电流持续流过电感。在某些情况下(例如，光输出负载)，电感器电流可能从正到负，然后从负到正，但是，除了电感器电流从正转变为负或从负转变为正的瞬间之外，电流不断流过电感器。另一方面，在DCM模式下，电感器电流将达到零并在不同的时间段内保持为零而不会变为负值。
因此，减小单电感器、多输出、DC-DC转换器中的输出纹波将是有利的。
附图说明
通过示例的方式说明了本发明的实施例，并且本发明的实施例不受附图的限制，附图中相同的附图标记指示类似的元件。图中的元件是为简单和清楚起见示出的，并且不一定按比例绘制。例如，为了清楚起见，可夸大层和区域的厚度。
图1是根据本发明的一个实施例的单电感器、双输出、降压型DC-DC转换器的示意电路图；
图2是图1的DC-DC转换器的操作的流程图；
图3是图1的DC-DC转换器对于输出电压Vout1或Vout2在从CCM模式到DCM模式的转换期间的示例操作的时序图；
图4是图1的DC-DC转换器对于输出电压Vout1或Vout2在过冲(overshoot)条件发生期间的示例操作的时序图；和
图5是图1的DC-DC转换器对于输出电压Vout1或Vout2在欠冲(undershoot)条件发生期间的示例操作的时序图。
具体实施方式
本文公开了本发明的详细说明性实施例。然而，这里公开的具体结构和功能细节仅仅是为了描述本发明的示例实施例的目的。本发明的实施例可以以许多替代形式实施，并且不应该被解释为仅限于这里阐述的实施例。此外，这里使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并不旨在限制本发明的示例实施例。
如本文所用，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文另有明确说明。还应理解，术语“包括”、“包含”、“具有”、“有”、“含有”或“含”指定所述特征、步骤或组件的存在，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、步骤或组件。还应注意，在一些替代实施方式中，所记载的功能/动作可能不按图中所示的顺序发生。例如，连续示出的两个图实际上可以基本上同时执行，或者有时可以以相反的顺序执行，这取决于所涉及的功能/动作。术语“或”可解释为包含性的，除非另有说明。
如前所述，′447专利的双输出、DC-DC转换器具有第一所谓的“主调节的”输出电压和第二所谓的“另一”输出电压。DC-DC转换器调节用于控制主调节的输出电压的充电信号的占空比，并通过将固定比例因子应用于用于主调节的输出电压的最近占空比来产生用于控制另一输出电压的充电信号的初始占空比。当这种DC-DC转换器以CCM模式操作时，DC-DC转换器在两个不同输出电压的电容器的充电时段之间转换，输出电压中的输出纹波相对较小。然而，当DC-DC转换器在DCM模式下操作时，当使用相同的固定比例因子来产生另一输出电压的初始占空比时，在对两个输出电压的电容器充电时段之间的转换之后一个输出电压中或两个输出电压中出现显著的输出纹波。
根据本发明的某些实施例，单电感器、多输出、DC-DC转换器的控制被设计成在CCM和DCM操作期间都提供减小的输出纹波。
在一个实施例中，本发明是单电感器、多输出、DC-DC转换器，其将输入端口处的DC输入电压转换成在相应的第一和第二输出端口处的至少第一和第二输出电压。DC-DC转换器包括电感器；分别连接到第一和第二输出端口的至少第一和第二电容器；经由电感器选择性地将输入端口连接到第一电容器或第二电容器的多个开关；以及控制开关的调节电路。调节电路确定DC-DC转换器是以连续导通模式(CCM)还是以非连续导通模式(DCM)操作。对于CCM模式，(i)调节电路调节第一输出电压，以及(ii)调节电路根据第一输出电压的调节来调节第二输出电压。对于DCM模式，(i)调节电路独立于第二输出电压的调节来调节第一输出电压，以及(ii)调节电路独立于第一输出电压的调节来调节第二输出电压。
现在参考图1，示出了根据本发明的一个实施例的单电感器、双输出、降压型DC-DC转换器100的示意电路图。转换器100具有单个电感器L和两个电容器C1和C2，电容器C1和C2基于分别施加到四个晶体管开关Vout1_SW，Vout2_SW，P_SW和N_SW的栅极的四个开关控制信号V1CTRL，V2CTRL，PCTRL和NCTRL选择性地充电和放电，以将DC输入电压DCDC_IN转换成两个不同的DC输出电压Vout1和Vout2。
对于以下讨论，假设Vout1是“主调节的”输出电压，并且Vout2是“另一”输出电压。本领域技术人员将理解当Vout2是主调节的输出电压并且Vout1是另一输出电压时如何操作DC-DC转换器100。
开关控制信号V1CTRL和V2CTRL分别控制p型开关Vout1_SW和Vout2_SW，以控制电容器C1或电容器C2是否正在充电。具体地，为了对电容器C1充电(从而控制Vout1)，V1CTRL被驱动为低以导通Vout1_SW，并且V2CTRL被驱动为高以截止Vout2_SW，从而允许存储在电感器L中的能量流到电容器C1。类似地，为了对电容器C2充电(从而控制Vout2)，V1CTRL被驱动为高以截止Vout1_SW，并且V2CTRL被驱动为低以导通Vout2_SW，从而允许存储在电感器L中的能量流到电容器C2。
开关控制信号PCTRL和NCTRL分别控制p型充电开关P_SW和n型放电开关N_SW，以控制电感器L是从DCDC_IN充电还是放电。具体地，为了从DCDC_IN对电感器L充电，PCTRL和NCTRL都被驱动为低以导通P_SW并截止N_SW，从而允许能量从DCDC_IN流到电感器L，从而流到当前选择的输出电压Vout1或Vout2。类似地，为了使电感器L放电，PCTRL和NCTRL都被驱动为高以截止P_SW并导通N_SW，从而停止对电感器充电，同时仍允许电感器中的能量流到当前选择的输出Vout1或Vout2。
图1的其余部分示出了用于转换器100的调节电路，其产生分别控制四个开关Vout1_SW，Vout2_SW，P_SW和N_SW的四个开关控制信号V1CTRL，V2CTRL，PCTRL和NCTRL。如下面进一步描述的，调节电路选择相对于其期望电压电平更不足的输出电压Vout1或Vout2作为当前选择的输出电压。结果，调节电路在对输出电压Vout1充电的时段和对输出电压Vout2充电的时段之间交替。
此外，调节电路以互补的方式重复导通和截止开关P_SW和N_SW，以对与当前选择的输出电压Vout1或Vout2相对应的电容器C1或C2充电。从输入端口DCDC_IN到电感器L间歇地流动的所得电流可以表征为用于当前选择的输出电压Vout1或Vout2的充电信号，该充电信号具有对应于开关P_SW和N_SW的导通和截止的定时的占空比，其中较高的占空比对应于来自DCDC_IN的电感器L的更多充电。在电感器L的每个充电-放电循环中的P_SW导通且N_SW截止的充电阶段期间充电信号为高，并且在电感器L的每个充电-放电循环中的P_SW截止且N_SW导通的放电阶段期间充电信号为低。
调节电路还确定DC-DC转换器100是以CCM模式还是DCM模式操作，并且针对两种不同模式不同地控制充电信号的占空比。具体地，如果调节电路确定DC-DC转换器100在CCM模式下操作，则调节电路(i)调节用于控制主调节的输出电压Vout1的充电信号的占空比，以及(ii)类似根据′447专利中描述的技术，通过将比例因子(基于Vout1和Vout2的相对期望输出电压电平)应用于用于主调节的输出电压Vout1的充电信号的最近占空比，产生用于控制另一输出电压Vout2的充电信号的初始占空比。
在CCM模式中，当控制主调节的输出电压Vout1时，调节电路在本地存储器中存储识别Vout1充电信号的当前占空比的信息。当充电时段切换到另一输出电压Vout2时，调节电路从存储器中检索最近的Vout1占空比并对该值进行缩放以产生用于输出电压Vout2的充电信号的初始占空比。当充电时段切换回输出电压Vout1时，调节电路从存储器中检索最近的Vout1占空比，并将该值用作输出电压Vout1的充电信号的初始占空比。以这种方式，可以说调节电路独立地控制Vout1占空比，但是基于Vout1占空比依赖性地控制Vout2占空比。注意，调节电路还在本地存储器中存储当前Vout2占空比，但是在CCM模式期间仅使用存储的Vout1占空比(即，直接用于Vout1并且针对Vout2进行缩放)。
在替代实施例中，代替在CCM操作期间检索并使用先前Vout1占空比作为当前Vout1充电时段的初始占空比，调节电路“去缩放”最近Vout2占空比以生成当前Vout1充电时段的初始占空比。在该实施例中，对于CCM模式，Vout2的调节将取决于Vout1的调节，并且Vout1的调节将取决于Vout2的调节。
在另一替换实施例中，在CCM操作期间，调节电路通过选择(i)先前Vout1占空比和(ii)最近Vout2占空比的“去缩放”版本中的最大值来产生当前Vout1充电时段的初始占空比。类似地，调节电路通过选择(i)先前Vout2占空比和(ii)最近Vout1占空比的缩放版本中的最大值来产生当前Vout2充电时段的初始占空比。在该实施例中，对于CCM模式，Vout2的调节将取决于Vout1的调节，并且Vout1的调节将取决于Vout2的调节。
如果调节电路确定DC-DC转换器100在DCM模式下操作，则调节电路在(i)调节用于控制输出电压Vout1的充电信号的占空比的充电时段和(ii)调节用于控制输出电压Vout2的充电信号的占空比的充电时段之间交替，其中每个输出电压的调节独立于另一输出电压的调节。在这样做时，调节电路将两个占空比保存在本地存储器中，使得在一个输出电压的充电时段开始时，调节电路从针对该输出电压的先前充电时段检索存储的占空比并使用该值作为针对该输出电压的用于当前充电时段的初始占空比。
注意，当DC-DC转换器100的操作从CCM模式切换到DCM模式时，调节电路从Vout1的先前CCM充电时段检索并使用所存储的Vout1占空比作为用于Vout1的第一DCM充电时段的初始占空比。类似地，调节电路从Vout2的先前CCM充电时段检索并使用存储的Vout2占空比作为用于Vout2的第一DCM充电时段的初始占空比。
此外，调节电路检测电压过冲和欠冲条件两者。如果调节电路检测到其中当前选择的输出电压被确定为过高的过冲条件，则调节电路控制开关P_SW和N_SW以降低该输出电压。在一种可能的实施方式中，在DCM模式中，调节电路通过保持开关P_SW截止并且保持开关N_SW导通直到电感器电流减小到零来将充电信号的占空比减小到零。开关N_SW然后截止，并且开关N_SW和P_SW都保持截止，以使与当前选择的输出电压Vout1或Vout2相对应的电容器C1或C2能够通过负载放电，直到输出过冲条件不再存在。
如果调节电路检测到其中当前选择的输出电压被确定为太低的欠冲条件，则调节电路控制开关P_SW和N_SW以升高该输出电压。在一种可能的实施方式中，调节电路将充电信号的初始占空比增加指定量，使得当发生欠冲时，当前选择的输出电压可以以较高的初始占空比更快地充电，因此输出可以尽早从欠冲中恢复。
为了执行这些各种调节功能，DC-DC转换器100的调节电路包括电阻器网络102、比较器104、负载选择模块106、调节模块108、脉冲宽度调制(PWM)模块110、或门112和114、与门116、过零检测(ZCD)模块118、脉冲检测模块120、比较器122、开关模块SW1、开关控制模块124，过冲检测模块126和欠冲检测模块128。
电阻网络102具有两个电阻分压器RD1和RD2，每个具有四个电阻：RD1中的R11-R14和RD2中的R21-R24，其中输出电压Vout1施加到电阻分压器RD1并且输出电压Vout2施加到电阻分压器RD2。选择电阻器R11-R14和R21-R24的电阻水平以产生三对不同的分压的、感测的反馈电压：(1)分别在R11和R12之间以及R21和R22之间的Vout1_hi和Vout2_hi，它们由欠冲检测模块128使用，如下面进一步描述的；(2)分别在R12和R13之间以及R22和R23之间的Vout1_sns和Vout2_sns，如下面进一步描述的那样使用；(3)分别在R13和R14之间以及R23和R24之间的Vout1_lo和Vout2_lo，它们由过冲检测模块126使用，如下面进一步描述的。
分压的、感测的反馈电压Vout1_sns和Vout2_sns由比较器104进行比较，以产生负载选择控制信号Load_Select。当Vout1_sns大于Vout2_sns时，则Load_Select将为高；否则，Load_Select将为低。基于Vout1和Vout2的目标电压电平的相对大小来选择电阻器R11-R14和R21-R24的电阻水平，使得当Vout1和Vout2都处于其目标电压电平时，所感测的反馈电压Vout1_sns和Vout2_sns将相等。例如，如果Vout1的目标电压电平是9伏并且Vout2的目标电压电平是5伏，则在一种可能的实施方式中，电阻器网络102被设计为将Vout1除以9并且将Vout2除以5，使得，当Vout1＝9V且Vout2＝5V时，Vout1_sns和Vout2_sns都等于1V。这样，负载选择控制信号Load_Select将指示两个输出Vout1和Vout2中的哪一个相对于其目标电压电平更不足。具体地，当Vout2比Vout1更不足时，Load_Select将为高，并且当Vout1比Vout2更不足时，Load_Select将为低。
负载选择控制信号Load_Select被施加到负载选择模块106，负载选择模块106产生开关控制信号V1CTRL和V2CTRL。当Vout2比Vout1更不足并且Load_Select为高时，则负载选择模块106将产生为高的V1CTRL以及为低的V2CTRL以使电容器C2能够连接到电感器L并由电感器L充电。另一方面，当Vout1比Vout2更不足并且Load_Select为低时，则负载选择模块106将产生为低的V1CTRL以及为高的V2CTRL以使电容器C1能够连接到电感器L并由电感器L充电。
调节模块108产生调节信号109，调节信号109控制用于当前选择的输出电压Vout1或Vout2的对电容器C1或C2充电的充电信号的占空比。调节信号109被施加到PWM模块110，PWM模块110产生具有由调节信号109指示的占空比的PWM脉冲的PWM脉冲流111a和111b。脉冲流111a被施加到或门112，或门112产生开关控制信号PCTRL，而脉冲流111b被施加到或门114，或门114的输出被施加到与门116，门116产生开关控制信号NCTRL。
PWM脉冲流111a和111b包含类似的PWM脉冲，其中脉冲转变在时间上彼此略微偏移，以避免开关P_SW和N_SW同时导通。具体地，脉冲流111a中的PWM脉冲的上升沿略微领先脉冲流111b中的PWM脉冲的上升沿，以确保在开关N_SW导通之前开关P_SW截止。类似地，脉冲流111b中的PWM脉冲的下降沿略微领先脉冲流111a中的PWM脉冲的下降沿，以确保在开关P_SW导通之前开关N_SW截止。
如下面进一步说明的，在没有过冲条件的正常CCM操作条件期间，来自过冲检测模块126的过冲检测控制信号Overshoot_det_sig为低并且来自ZCD模块118的ZCD控制信号zcd_b_latch为高。在那种情况下，由与门116产生的开关控制信号NCTRL等于脉冲流111b，由或门112产生的开关控制信号PCTRL等于脉冲流111a。因此，在那些正常的CCM操作条件期间，当脉冲流111a和111b都为低，n型开关N_SW截止并且p型开关P_SW导通。当脉冲流111a和111b都是高时，N_SW导通并且P_SW截止。因此，脉冲流111a和111b中的PWM脉冲的占空比确定在每个充电-放电循环内开关P_SW导通和截止多长时间，这又决定了电感器L和当前选择的电容器C1或C2从输入节点DCDC_IN充电多少。
因为开关P_SW是p型晶体管开关，所以脉冲流111a的较低占空比意味着电感器L和当前选择的电容器的更多充电，反之亦然。因此，脉冲流111a的占空比的减小对应于施加到用于当前选择的输出电压的电感器L和电容器的充电信号的占空比的增加，反之亦然。
过零检测器(ZCD)模块118和脉冲检测模块120确定DC-DC转换器100是以CCM模式还是DCM模式操作。如前所述，当电感器L中的电流保持为正并且永远不达到零时，DC-DC转换器100以CCM模式操作，而在DCM模式中，电感器电流在至少一些充电-放电循环的放电阶段期间确实达到零。
在电感器L的每个充电阶段期间，控制信号PCTRL和NCTRL都为低，使得开关P_SW导通并且开关N_SW截止。在那种情况下，正电流将从输入端口DCDC_in通过P_SW流到节点LP通过电感器L，并通过开关Vout1_SW或Vout2_SW流到选定的电容器C1或C2。在那种情况下，节点LP处的电压将始终为正。
在电感器L的每个放电阶段期间，控制信号PCTRL和NCTRL都为高，使得开关P_SW截止并且开关N_SW导通。在那种情况下，节点LP将通过N_SW连接到地。只要通过电感器L的电流保持为正(即，从图1中的节点LP流到节点LN)，由于从地跨N_SW到节点LP的电压降，节点LP处的电压将为负。如果且当通过电感器L的电流变为负(即，从图1中的节点LN流到节点LP)时，由于从节点LP跨N_SW到地的电压降，节点LP处的电压将是正的。
ZCD比较器ZCD_CMP将节点LP处的电压与地电压GND进行比较。ZCD比较器ZCD_CMP的输出施加到D型ZCD触发器DFF_zcd的时钟输入端口，其D输入端口固定为高信号TIE_HIGH，并且其复位输入端口接收来自反相器118A的ZCD复位信号reset_zcd，反相器118A接收开关控制信号NCTRL。出现在DFF_zcd的Q输出端口的输出信号zcd_latch作为置位信号施加到置位-复位(SR)锁存器SR_LATCH和脉冲检测模块120。来自反相器118B的开关控制信号PCTRL的反相值作为锁存器复位信号reset_latch施加到SR_LATCH，其产生输出信号zcd_b_latch。
在操作中，在PCTRL和NCTRL都为低的每个电感器充电阶段期间，节点LP处的电压将为正，比较器ZCD_CMP的输出将为高，并且复位信号reset_zcd和reset_latch都将为高。这样，触发器DFF_zcd将被复位，使得Q输出zcd_latch将为低，并且锁存器SR_LATCH也将被复位，使得锁存器输出zcd_b_latch将为高。
在PCTRL和NCTRL均为高的每个电感器放电阶段期间，复位信号reset_zcd和reset_latch都将为低，从而将触发器DFF_zcd和锁存器SR_LATCH从其复位状态释放。在这种情况下，只要电感器电流L保持为正，节点LP处的电压将保持为负，比较器ZCD_CMP的输出将保持为低，zcd_latch将保持为低，并且zcd_b_latch将保持为高。如果且当电感器电流L变为负时，节点LP处的电压将变为正，比较器ZCD_CMP的输出将被驱动为高，这将触发触发器DFF_zcd以将zcd_latch驱动为高，这将驱动zcd_b_latch为低。
将zcd_b_latch驱动为低将导致NCTRL变低，这将截止开关N_SW，从而防止电感器电流被进一步驱动为负。NCTRL变为低也会将reset_zcd驱动为高，这将复位触发器DFF_zcd并再次将zcd_latch驱动为低。注意，zcd_b_latch将保持为低直到锁存器SR_LATCH复位(即，当PCTRL再次被驱动为低时在下一电感器电流充电阶段的开始时)。
脉冲检测模块120检测作为脉冲被驱动为高的zcd_latch并且将DCM模式检测控制信号DCM_mode_det驱动为高，指示DC-DC转换器100当前正在DCM模式下操作。注意，在一些实施方式中，在检测到脉冲之后，脉冲检测模块120被配置为将DCM_mode_det保持为高达指定数量(例如，16个)的调节循环，以避免DCM和CCM模式之间的不期望的抖动。
如图1所示。调节模块108基于由比较器122产生的一位二进制反馈电荷信号Feedback_Charge_Sig产生调节信号109，比较器122将感测的反馈电压Feedback_sns与参考电压VREF(例如，对于先前描述的电阻网络102示例为1V)进行比较。如果Feedback_sns小于VREF，则Feedback_charge_sig将为高，指示需要增加所选输出电压的充电占空比。否则，Feedback_charge_sig将为低，指示需要降低所选输出电压的充电占空比。
基于由开关控制信号SW_CTRL控制的开关模块SW1中的开关SW11和SW12的状态产生感测的反馈电压Feedback_sns，开关控制信号SW_CTRL由开关控制模块124产生。当DCM_mode_det为低时指示DC-DC转换器100当前在CCM模式下操作，开关控制模块124将SW_CTRL设置为导通(即，闭合)开关模块SW1中的开关SW11和SW12的值，这导致Feedback_sns基于Vout1_sns和Vout2_sns之间的共模电压。该操作模式被称为“共同调节”模式。当DCM_mode_det为高时，指示DC-DC转换器100当前正在DCM模式下操作，则开关控制模块124向负载选择控制信号Load_Select设置SW_CTRL，使得开关模块SW1中的仅对应于当前选择的输出电压Vout1或Vout2的开关SW11或SW12导通，这导致Feedback_sns分别仅基于对应的电压Vout1_sns或Vout2_sns。该操作模式称为“分别调节”模式。
因此，当DC-DC转换器100在CCM模式下操作时，调节模块108在共同调节模式下操作，并且当DC-DC转换器100在DCM模式下操作时，调节模块108在分别调节模式下操作。
如图1所示。调节模块108具有CCM子模块108A和DCM子模块108B。当DC-DC转换器100在CCM模式下操作时(由DCM_mode_det指示为低)，CCM子模块108A通过以基于两个输出电压的相对目标电压电平的固定比例因子缩放主调节的输出电压Vout1的最近占空比来对另一输出电压Vout2产生初始占空比。然而，当DC-DC转换器100在DCM模式下操作时(由DCM_mode_det指示为高)，DCM子模块108B交替且独立地调节两个输出电压Vout1和Vout2，其中两个占空比存储在本地存储器中，使得对于每个输出电压在下一个充电时段开始时占空比的初始值是该输出电压来自其先前充电时段的占空比的相应存储值。
对于CCM模式，即使仅随后使用主调节的输出电压的占空比，也存储两个占空比，其中另一输出电压的占空比是通过以固定的比例因子缩放主调节的输出电压的占空比来产生的。但请注意，当从CCM模式转换到DCM模式时，来自CCM模式的两个输出电压的存储的占空比被用作DCM模式的初始占空比。
再次参考电阻网络102，由电阻网络102产生的低压感测电压Vout1_lo和Vout2_lo分别施加到过冲检测模块126的开关模块SW2的开关SW21和SW22。当DC-DC转换器100在DCM模式下操作使得DCM_mode_det为高时，调节电路在分别调节模式下操作，并且由开关控制模块124产生的开关控制信号SW_CTRL等于负载选择控制信号Load_Select。在那种情况下，当Load_Select为高指示Vout2是当前选择的输出电压时，开关SW21打开并且开关SW22闭合，使得Vout2lo作为感测的低反馈电压FB_L0施加到过冲比较器126A。类似地，当DC-DC转换器100在DCM模式下操作并且Load_Select为低，指示Vout1是当前选择的输出电压时，开关SW21闭合并且开关SW22打开，使得Vout1_lo作为FB_LO施加到过冲比较器126A。
另一方面，当DC-DC转换器100以CCM模式操作使得DCM_mode_det为低时，调节电路以共同调节模式操作，并且由开关控制模块124产生的开关控制信号SW_CTRL使得开关模块SW2中的开关SW21和SW22独立于Load_Select的值而闭合，使得Vout1_lo和Vout2_lo之间的共模电压作为FB_L0施加到过冲比较器126A。
在任何情况下，过冲比较器126A将感测的低反馈电压FB_LO与参考电压VREF进行比较，以产生过冲检测信号Overshoot_det_sig。如果FB_LO大于VREF，则Overshoot_det_sig将为高，指示存在过冲条件。否则，Overshoot_det_sig将为低，指示不存在过冲条件。当当前选择的输出电压显著高于其目标电压电平时，将存在过冲条件。
过冲检测信号Overshoot_det_sig被施加(i)到或门112，或门112也接收PWM脉冲流111a，以及(ii)到或门114，或门114也接收PWM脉冲流111b。或门114的输出施加到与门116，与门116也接收ZCD输出信号zcd_b_latch。
在不存在过冲条件的正常CCM操作下，来自ZCD模块118的zcd_b_latch为高并且Overshoot_det_sig为低。在这种情况下，开关P_SW将仅基于PWM脉冲流111a导通和截止，并且开关N_SW将仅基于PWM脉冲流111b导通和截止。
然而，如果且当在CCM操作期间，过冲比较器126A检测到过冲条件，则Overshoot_det_sig将被驱动为高。在那种情况下，PCTRL将独立于PWM脉冲流111a被驱动为保持高，并且开关P_SW将被驱动为保持截止，从而停止从DCDC_IN对电感器L充电。此外，在Overshoot_det_sig和zcd_b_latch均为高的情况下，NCTRL将独立于PWM脉冲流111b被驱动为保持高。在那种情况下，开关N_SW将被驱动为保持导通，并且电感器L将放电。当电感器L放电时，在某时刻，当前选择的输出电压Vout1或Vout2的电压电平将下降，使得反馈电压FB_LO将再次降至VREF以下，使得过冲检测信号Overshoot_det_sig将再次为低。在那种情况下，PCTRL和NCTRL将再次分别仅由PWM脉冲信号111a和111b确定。
如果且当电感器L中的电流达到零指示DC-DC转换器100现在在DCM模式下操作时，ZCD模块118将驱动zcd_b_latch为低，这将驱动NCTRL为低，这将截止开关N_SW。将NTRL驱动为低也导致ZCD触发器DFF_zcd复位，这又复位SR_latch，其再次将zcd_b_latch驱动为高，使得NCTRL将再次仅由PWM脉冲信号111b确定。如果响应于检测到的过冲条件，电感器L被放电到零电流，这使得开关N_SW能够截止。如果即使没有检测到过冲条件，如果电感器L放电到零电流，它也能使开关N_SW截止。
再次参考电阻网络102，高压感测电压Vout1_hi和Vout2_hi分别施加到欠冲检测模块128的开关模块SW3的开关SW31和SW32。与过冲检测模块126不同，欠冲检测模块128的开关模块SW3总是基于Load_Select控制，与DC-DC转换器100是在CCM模式还是在DCM模式下操作无关，以确保欠冲检测器128总是检测到更不足的输出电压。这样，当Load_Select为高时，开关SW31打开并且开关SW32闭合，使得Vout2_hi作为感测的高反馈电压FB_HI施加到欠冲比较器128A。类似地，当Load_Select为低时，开关SW31闭合并且开关SW32打开，使得Vout1_hi作为FB_HI施加到欠冲比较器128A。
在任何情况下，欠冲比较器128A将所感测的高反馈电压FB_HI与参考电压VREF进行比较，以产生欠冲检测信号Undershoot_det_sig。如果VREF大于FB_HI，则Undershoot_det_sig将为高，指示存在欠冲条件。否则，Undershoot_det_sig将为低，指示不存在欠冲条件。当前选择的输出电压显著低于其目标电压电平时，将存在欠冲条件。
调节模块108接收欠冲检测信号Undershoot_det_sig，并且如果存在欠冲条件，则在子模块108C处，调节模块108基于指定的前馈值调整调节信号109以减小脉冲信号111a和111b的占空比以便增加用于当前所选输出电压的充电信号的占空比，从而加速从欠冲条件的恢复。在一些实施方案中，通过添加指定的前馈值来调整调节信号109。在其它实施方案中，通过乘以指定的前馈值来调整调节信号109。
图2是图1的DC-DC转换器100的用于对Vout1或Vout2充电的操作的流程图。其中Vout1被假定为主调节的输出电压而Vout2为另一个输出电压。在步骤202中，在DC-DC转换器100启动时，将两个输出电压Vout1和Vout2的占空比的初始值设置为例如预编程的值。
在步骤204中，比较器104基于Vout1或Vout2中哪一个相对于其目标电压电平更不足而确定是否要对Vout1或Vout2充电。
在步骤206中，ZCD模块118和脉冲检测模块120确定DC-DC转换器100是以CCM还是DCM模式操作。
如果DC-DC转换器100在CCM模式下操作，则在步骤208中，欠冲检测模块128确定是否存在欠冲条件。如果不是，则处理进行到步骤212。如果存在欠冲条件，则在步骤210中，调节模块108基于指定的前馈值增加当前选择的输出电压的占空比。
在步骤212中，调节模块108确定当前选择的输出电压是否是主调节的第一输出电压Vout1。如果当前选择了Vout1，则在步骤214中，由调节模块108基于反馈电荷信号Feedback_charge_sig生成并保存在本地存储器中的Vout1的调节信号109被施加到PWM模块110而不做任何缩放。然而，如果当前选择了Vout2，则在步骤216中，调节模块108通过基于指定的固定比例因子缩放所保存的Vout1的调节信号来产生Vout2的初始调节信号109。Vout2的调节信号109也保存在本地存储器中。
在任一情况下，在步骤218中，过冲检测模块126确定是否存在过冲条件。如果不是，则处理返回到步骤206以进行下一个充电-放电循环。如果存在过冲条件，则在步骤220中，或门112截止开关P_SW，并且与门116导通开关N_SW以使电感器L放电，直到(i)不再存在过冲条件或(ii)电感器L中的电流变为零。然后处理返回到步骤206以进行下一个充电-放电循环。
如果在步骤206中，ZCD模块118和脉冲检测模块120确定DC-DC转换器100正在DCM模式下操作，则在步骤222中，欠冲检测模块128确定是否存在欠冲条件。如果不是，则处理进行到步骤224。如果存在欠冲条件，则处理进行到步骤230。
在步骤224中(即，不存在欠冲条件)，调节模块108确定当前选择的输出电压是否是主调节的第一输出电压Vout1。如果当前选择Vout1，则在步骤226中，调节模块108从Vout1的先前充电-放电循环中检索所保存的调节信号，并基于Feedback_charge_sig产生Vout1的电流调节信号。如果当前选择了Vout2，则在步骤228中，调节模块108从Vout2的先前充电-放电循环中检索所保存的调节信号，并基于Feedback_charge_sig产生Vout2的电流调节信号。处理然后进行到步骤236。
在步骤230中(即，确实存在欠冲条件)，调节模块108确定当前选择的输出电压是否是主调节的第一输出电压Vout1。如果当前选择Vout1，则在步骤232，调节模块108从Vout1的先前充电-放电循环中检索保存的调节信号，并基于Feedback_charge_sig产生Vout1的电流调节信号，包括基于前馈值调整调节信号。如果当前选择了Vout2，则在步骤234中，调节模块108从Vout2的先前充电-放电循环中检索所保存的调节信号，并基于Feedback_charge_sig产生Vout2的电流调节信号，包括基于前馈值调整调节信号。处理然后进行到步骤236。
在步骤236中，过冲检测模块126确定是否存在过冲条件。如果是，则处理进行到如前所述的步骤220。如果不存在过冲条件，则在步骤238，ZCD模块118和脉冲检测模块120确定DC-DC转换器100是否仍在DCM模式下操作。如果是，则处理返回到步骤206以进行下一个充电-放电循环。如果不是，则DC-DC转换器100已正好转换到CCM模式，并且处理进行到步骤240。
在步骤240中，调节模块108产生用于当前选择的输出电压Vout1或Vout2的初始调节信号，作为(i)从Vout1的上一次充电-放电循环中保存的调节信号与(ii)从Vout2的上一次充电-放电循环中保存的调节信号之间的最大值。然后处理进行到如前所述的步骤208。由于DCM中的占空比小于CCM中的占空比，因此当从DCM模式转换到CCM模式时，输出端口可能会出现大的电压降。在步骤240中选择最大占空比有助于以较小的输出纹波处理这种转换。
图3是图1的DC-DC转换器100对于输出电压Vout1或Vout2在从CCM模式转换到DCM模式期间的示例操作的时序图。DC-DC转换器100以正电感器电流在时间t0开始以CCM模式操作的情况下，DCM_mode_det为低，zcd_latch为低，并且zcd_latch_b为高。在从时间t0到时间t1的电感器充电阶段期间，PCTRL和NCTRL都是低，并且电感器电流上升。
电感器放电阶段在时间t1开始，PCTRL和NCTRL都变高，并且电感器电流开始下降。注意，PCTRL和NCTRL中的上升沿和下降沿之间的时间偏移未在图3中表示。
在时间t2，电感器电流达到零，这导致zcd_batch变高，zcd_batch_b变低，DCM_mode_det变高，NCTRL变低，并且PCTRL保持为高，以防止电感器电流为负。在时间t3，zcd_latch回到低。
在DCM_mode_det保持为高的情况下，DCM模式中的第一完全充电循环的电感器充电阶段在时间t4开始，PCTRL变低，这导致zcd_latch_b变高，并且电感器电流上升。电感器放电阶段在时间t5开始，PCTRL和NCTRL都变高，并且电感器电流下降。在时间t6，电感器电流再次达到零，这导致zcd_batch变高，zcd_batch_b变为低，NCTRL变为低，并且PCTRL保持为高，以防止电感器电流变为负。在时间t7，zcd_latch返回低。
从时间t8到时间t12示出了DCM模式中的类似电感器充电循环。
图4是图1的DC-DC转换器100在输出电压Vout1或Vout2的过冲条件发生期间的示例操作的时序图。DC-DC转换器100以正电感器电流在时间t0开始以CCM模式操作的情况下，DCM_mode_det为低，zcd_latch为低，并且zcd_latch_b为高。在从时间t0到时间t1的电感器充电阶段期间，PCTRL和NCTRL都是低，并且电感器电流上升。电感器放电阶段在时间t1开始，PCTRL和NCTRL都变高，电感器电流开始下降。注意，PCTRL和NCTRL中的上升沿和下降沿之间的时间偏移在图4中表示。类似的CCM充电循环从时间t2到时间t4以及从时间t4到时间t6发生。
在时间t6开始的下一个电感器充电阶段期间，DC-DC转换器100在时间t7检测当前选择的输出电压Vout1或Vout2处的过冲条件。由此，Overshoot_det_sig变为高，PCTRL和NCTRL也被驱动为高，电感器电流开始下降。
在时间t8，电感器电流达到零，这导致zcd_latch为高，zcd_latch_b为低，并且DCM_mode_det为高，这进而导致PCTRL保持为高并且NCTRL变低，以防止电感器电流变为负。在时间t9，zcd_latch被驱动为低。
在时间t10，DC-DC转换器100确定当前选择的输出电压处的过冲条件不再存在，使得Overshoot_det_sig被驱动为低，这使得下一个电感器充电阶段能够在时间t10开始，PCTRL变为低并且NCTRL保持为低，这导致zcd_latch_b变为高。从时间t10到时间t12以及从时间t12到时间t14示出了两个DCM充电循环。注意，从时间t10到时间t14的充电信号的DCM占空比大于从时间t0到时间t6的充电信号的CCM占空比，以便防止电感器电流达到零。
图5是图1的DC-DC转换器100在输出电压Vout1或Vout2的欠冲条件发生期间的示例操作的时序图。从时间t0到时间t2以及从时间t2到时间t4发生两个正常的CCM充电循环。
在时间t4开始的下一个电感器充电阶段期间，DC-DC转换器100在时间t5检测当前选择的输出电压Vout1或Vout2处的欠冲条件。由此，Undershoot_det_sig在时间t5变高。结果，对于从时间t8到时间t10，从时间t10到时间t13，以及从时间t13到时间t15的接下来的三个充电循环，充电信号的占空比与从时间t0到时间t8的充电信号的占空比相比增加，以便从欠冲条件恢复。注意，在时间t11，DC-DC转换器100检测到过冲条件不再存在Undershoot_det_sig。
尽管调节模块108通过基于指定的前馈值调整调节信号109来对检测到的欠冲条件做出反应，但是在其它实施例中，DC-DC转换器可以以其它方式处理欠冲条件。例如，可以感测负载电流，并且如果负载电流增加得快于指定的阈值水平，则调节模块可以更快地增加充电信号的占空比，以便尝试防止发生欠冲条件。
尽管DC-DC转换器100通过截止开关P_SW并且间歇地导通开关N_SW来对检测到的过冲条件作出反应，但是在其它实施例中，DC-DC转换器可以以其它方式处理过冲条件。例如，可以感测负载电流，并且如果负载电流减小得快于指定的阈值水平，则调节模块可以更快地减小充电信号的占空比，以便尝试防止发生过冲条件。另一种选择是在检测到过冲条件时从DCM模式切换到CCM模式，以允许负电流流过电感器L以便对用于过冲输出电压的输出电容器放电。
尽管已经在DC-DC转换器100的背景下描述了本发明，其中(i)具有欠冲检测模块128，(ii)具有过冲检测模块126，(ii)存储用于后续使用的占空比，以及(iii)以不同方式处理CCM和DCM模式，在其它实施例中，可以在没有这些特征中的一个或多个的情况下实现DC-DC转换器。
尽管已经根据开关Vout1_SW，Vout2_SW和P_SW是p型开关并且开关N_SW是n型开关描述了本发明，但是本领域技术人员将理解通过对控制那些开关的电路进行适当的改变，p型开关中的一个或多个可以是n型开关，和/或n型开关可以是p型开关。
尽管已经在图1的单电感器、双输出、降压型、DC-DC转换器100的背景下描述了本发明，通常而言，本发明可以在具有两个或更多输出的单电感器、多输出、DC-DC转换器，以及用于全桥，半桥，降压，升压，降压/升压，或者任何其它合适类型的DC-DC转换器以及具有初始AC-DC转换级和随后的单电感器、多输出、DC-DC转换级的AC-DC转换器的环境中实现。
本文对“一个实施例”或“实施例”的引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性可包括在本发明的至少一个实施例中。在说明书中各处出现的短语“在一个实施例中”不一定都指代相同的实施例，也不一定是与其它实施例互斥的单独的或替代的实施例。这同样适用于术语“实施方式”。

Claims (10)

1.一种单电感器、多输出、DC-DC转换器，其将输入端口处的DC输入电压至少转换为在相应的第一输出端口和第二输出端口处的第一输出电压和第二输出电压，所述DC-DC转换器包括：
电感器；
分别连接到所述第一输出端口和所述第二输出端口的至少第一电容器和第二电容器；
多个开关，所述多个开关经由所述电感器将所述输入端口选择性地连接到所述第一电容器或所述第二电容器；以及
控制所述开关的调节电路，其中：
所述调节电路确定所述DC-DC转换器是以连续导通模式CCM还是以非连续导通模式DCM操作；
对于所述CCM模式，(i)所述调节电路调节所述第一输出电压，以及(ii)所述调节电路根据所述第一输出电压的所述调节来调节所述第二输出电压；并且
对于所述DCM模式，(i)所述调节电路独立于所述第二输出电压的所述调节来调节所述第一输出电压，以及(ii)所述调节电路独立于所述第一输出电压的所述调节来调节所述第二输出电压。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，对于所述DCM模式，所述调节电路(1)产生并保存(i)用于所述第一输出电压的第一调节信号，和(ii)用于所述第二输出电压的第二调节信号；以及(2)检索并使用(i)所保存的第一调节信号用于所述第一输出电压的后续DCM充电时段，和(ii)所保存的第二调节信号用于所述第二输出电压的后续DCM充电时段。
3.根据权利要求2所述的DC-DC转换器，其中，对于所述CCM模式，所述调节电路(1)产生并保存用于所述第一输出电压的所述第一调节信号，以及(2)检索并使用所保存的第一调节信号(i)用于所述第一输出电压的后续CCM充电时段，和(ii)用于所述第二输出电压的后续CCM充电时段。
4.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中：
所述调节电路检测当前选择的输出电压上是否存在欠冲条件，并根据是否检测到所述欠冲条件而不同地控制所述开关；以及
当所述调节电路检测到所述欠冲条件时，所述调节电路控制所述开关以便比如果未检测到所述欠冲条件更加增加用于当前选择的输出电压的充电信号的占空比。
5.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，其中，对于所述CCM模式和所述DCM模式两者，所述调节电路基于所述当前选择的输出电压而不是其它输出电压来检测所述欠冲条件。
6.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中：
所述调节电路检测当前选择的输出电压上的过冲条件，并根据是否检测到所述过冲条件而不同地控制所述开关；以及
其中，当所述调节电路检测到所述过冲条件时，所述调节电路控制所述开关以停止从所述输入端口对所述当前选择的输出电压充电，直到不存在所述过冲条件。
7.根据权利要求6所述的DC-DC转换器，其中：
对于所述CCM模式，所述调节电路根据基于所述第一输出电压和所述第二输出电压的共模感测电压来检测所述过冲条件；以及
对于所述DCM模式，所述调节电路根据所述当前选择的输出电压而不是其它输出电压来检测所述过冲条件。
8.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述调节电路检测何时所述电感器处的电压过零以确定所述DC-DC转换器正在所述DCM模式下操作。
9.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中：
所述调节电路选择所述第一输出电压和所述第二输出电压中的相对更不足的一个输出电压作为要调节的当前选择的输出电压，
对于所述CCM模式，所述调节电路根据基于所述第一输出电压和所述第二输出电压的共模感测电压来调节所述当前选择的输出电压；以及
对于所述DCM模式，所述调节电路基于所述当前选择的输出电压而不是其它输出电压来调节所述当前选择的输出电压。
10.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中：
对于所述CCM模式，所述调节电路独立于所述第二输出电压的所述调节来调节所述第一输出电压；以及
对于所述CCM模式，所述调节电路根据所述第二输出电压的所述调节来调节所述第一输出电压。
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